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Equation Chapter 1 Section 1
Proyecto Fin de Grado Ingeniería de las Tecnologías de Telecomunicación
Análisis de estructuras de RF mediante AWR Microwave Office
Autor: Ana Belén Gutiérrez Gázquez Tutor: Francisco Rogelio Palomo Pinto
Dep. Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería
Universidad de Sevilla Sevilla, 2018
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Proyecto Fin de Grado Ingeniería de las Tecnologías de Telecomunicación
Análisis de estructuras de RF mediante AWR Microwave Office
Autor:
Ana Belén Gutiérrez Gázquez
Tutor:
Francisco Rogelio Palomo Pinto Profesor titular
Dep. de Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería
Universidad de Sevilla Sevilla, 2018
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Proyecto Fin de Carrera: Análisis de estructuras de RF mediante AWR Microwave Office
Autor: Ana Belén Gutiérrez Gázquez
Tutor: Francisco Rogelio Palomo Pinto
El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los siguientes miembros:
Presidente:
Vocales:
Secretario:
Acuerdan otorgarle la calificación de:
Sevilla, 2018
El Secretario del Tribunal
vii
A las personas que están y las que ya no pueden estar, pero sin las que no podría haber llegado hasta aquí.
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Agradecimientos
Cuántas veces me habrás dicho que yo puedo y aquí estoy, poniendo punto final a esta etapa. Sí mamá, al final tenías razón, como en todo, y nunca podré agradecerte lo suficiente por animarme constantemente y creer en mí.
Puedo decir que el camino no ha sido fácil, pero he ganado tanto que ha merecido la pena. Gracias a todos los que me habéis acompañado, aguantado en época de exámenes y disfrutado el fin de ellos conmigo. Pero en especial, a ti, Antonio, por estar siempre. Nunca soltaré tu mano.
Por último, quería agradecer a mi tutor, Rogelio, por transmitirme su pasión, darme la oportunidad de utilizar NI AWR y haberme abierto la puerta de un mundo que me fascina.
GRACIAS
Ana Belén Gutiérrez Gázquez
Sevilla, 2018
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Resumen
En este proyecto se llevará a cabo la realización de diferentes sistemas de radiofrecuencia, desde el estudio y diseño, hasta la ejecución de simulaciones y análisis. Todo ello basado en el aprendizaje, manejo y aplicación del software de National Instruments AWR y sus paquetes informáticos.
En concreto, se estudiarán la reflectiometría en el dominio del tiempo, las redes de adaptación con parámetros concentrados y distribuidos, el diseño de circuitos activos y pasivos de RF y la combinación de ambos para realizar un sistema de RF.
Para todo esto, se tendrán que tener en cuenta las técnicas experimentales de diseño de circuitos de alta frecuencia.
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Abstract
This project deals with different radiofrequency systems, from the study and design, to the execution of simulations and analysis. It is based on learning, management and application of AWR National Instrument software and its computer packages.
This document contains the study of Time Domain Reflectometry (TDR) and matching networks with concentrated and distributed parameters. Furthermore, the design of active and passive RF circuits and combination of both circuits to realize a RF system design. In order to do that, it is neccessary to take into account high frequency experimental techniques of circuit design.
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Índice
Agradecimientos ix
Resumen xi
Abstract xiii
Índice xv
ÍndicedeTablas xvii
ÍndicedeFiguras xviii
Notación xx
1 Introducción 111.1. Motivación 111.2. Objetivos 121.3. Estructuradelamemoria 12
2 Estadodelarte 152.1 Tecnologíaderadiofrecuenciaymicroondas 152.1.1 Ventajas 162.1.2 Aplicaciones 16
2.2 NIAWRDesignEnvironment 172.2.1 MicrowaveOffice 172.2.2 VirtualSystemSimulator 172.2.3 AXIEM 18
3 Líneasdetransmisión 193.1 Reflectometría 193.1.1 Líneasdetransmisiónsinpérdidas 193.1.2 MediciónTDRlineal 233.1.3 AnálisisTDRalíneasdetransmisión 25
3.2 CartadeSmith 273.2.1 Sourceimpedance 283.2.2 Complexmatch 293.2.3 Verifymatch 31
3.3 Adaptacióndeimpedancias 323.3.1 OpenStub 323.3.2 ShortedStub 333.3.3 Stubmatch 33
4 DiseñodeAntenadeRF 354.1 Especificaciones 354.2 Descripcióngeneral 364.2.1 Diseñodelaantena 364.2.2 Reddeadaptación 394.2.3 Modeloelectromagnético 43
5 Amplificadordepotencia 495.1 Especificaciones 495.2 DescripciónGeneraldeldiseño 505.2.1 Polarizaciónyestabilizacióndeltransistor 505.2.2 LoadLine 515.2.3 LoadPull 56
6 SistemadeRF 596.1 Especificaciones 596.2 Descripcióngeneral 606.2.1 DiseñodelSistemadeRF 606.2.2 Simulacionesyanálisis 61
Referencias 68
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ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 3-1 Coeficiente de reflexión y VSWR para líneas terminadas 20
Tabla 4-1 Parámetros y dimensiones del parche microstrip 38
Tabla 5-1 Valores del esquemático para el análisis DC 52
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 3-1 Esquemático líneas de transmisión terminadas 19
Figura 3-2 VSWR y coeficiente de reflexión para ZL cortocircuitado 21
Figura 3-3 VSWR y coeficiente de reflexión para ZL en circuito abierto 21
Figura 3-4 VSWR y coeficiente de reflexión para impedancia de carga adaptada 22
Figura 3-5 VSWR y coeficiente de reflexión para ZL = 100 22
Figura 3-6 Esquemático simulación TDR Lineal 23
Figura 3-7 Coeficiente de reflexión ante impulso y escalón 24
Figura 3-8 Impedancia vista desde el generador 24
Figura 3-9 Coeficiente de reflexión para capacidad paralela y bobina serie con la carga 25
Figura 3-10 Esquemático medidas TDR a líneas de transmisión 25
Figura 3-11 Coeficiente de reflexión ante impulso y escalón e impedancia vista desde el generador (caso 1) 26
Figura 3-12 Coeficiente de reflexión ante impulso y escalón e impedancia vista desde el generador (caso 2) 26
Figura 3-13 Adaptación de impedancias con parámetros serie o paralelo 27
Figura 3-14 Esquemático del escenario inicial 28
Figura 3-15 Escenario de entrada y su admitancia conjugada 29
Figura 3-16 Impedancia conjugada de la fuente (m1) y la carga sin adaptar (m2) 30
Figura 3-17 Escenario para la adaptación de la carga 30
Figura 3-18 Desplazamientos en impedancia y admitancia para adaptar la carga a la entrada conjugada 31
Figura 3-19 Escenario final e impedancia tras la adaptación (m3) 31
Figura 3-20 Esquemático open stub con capacidad e impedancia de ambos 32
Figura 3-21 Esquemático shorted stub con inductancia e impedancia de ambos 33
Figura 3-22 Esquemático Stub match e impedancia 34
Figura 4-1 Antena microstrip de parche rectangular 36
Figura 4-2 Esquemático antena con substrato sin adaptar 38
Figura 4-3 Esquemático impedancia compleja y simulación respectiva 39
Figura 4-4 Escenario final. Antena adaptada 40
Figura 4-5 Impedancia denormalizada antena adaptada 41
xix
Figura 4-6 Ángulo del coeficiente de reflexión 41
Figura 4-7 Módulo del coeficiente de reflexión 42
Figura 4-8 Simulación VSWR antena adaptada 42
Figura 4-9 Esquemático del modelo EM del circuito de adaptación y antena 43
Figura 4-10 Propiedades del parche y visión estructural de las capas 44
Figura 4-11 STACKUP, ENCLOSURE y puerto de excitación 45
Figura 4-12 Estructura EM de la antena de parche vista en 2D y 3D 45
Figura 4-13 Coeficientes de reflexión de modelo circuital y EM 46
Figura 4-14 VSWR vista a la entrada, salida, modelo circuital y EM 47
Figura 4-15 Esquemático y Carta de Smith para la impedancia vista por la antena 47
Figura 4-16 Coeficiente de reflexión final con adaptación del modelo EM 48
Figura 4-17 VSWR final con adaptación del modelo EM 48
Figura 5-1 Esquemático para polarizar y estabilizar el transistor 50
Figura 5-2 Curvas IV del qorvo T2G6003028-FL 51
Figura 5-3 Esquemático para análisis DC 53
Figura 5-4 Curva característica V-I frente al Load Line 53
Figura 5-5 Impedancias de salida según sus armónicos 54
Figura 5-6 Formas de onda de tensión y corriente 55
Figura 5-7 Coeficientes de reflexión y transmisión del amplificador 55
Figura 5-8 VSWR del amplificador 56
Figura 5-9 Plantilla Load Pull de NI AWR 57
Figura 5-10 Contornos de eficiencia y potencia de salida 57
Figura 5-11 Ganancia en potencia del amplificador de RF 58
Figura 6-1 Esquemático sistema RF con antena circuital 60
Figura 6-2 Esquemático sistema RF con antena EM 61
Figura 6-3 Formas de onda de tensión y corriente (Vdrain-Idrain) de ambos amplificadores 62
Figura 6-4 Tensiones de entrada al transmisor y ambos amplificadores 62
Figura 6-5 Tensiones a la salida de ambos amplificadores y a la entrada 63
Figura 6-6 Tensiones de la antena y de la entrada 63
Figura 6-7 Potencia de entrada y salida al transmisor y amplificador 64
Figura 6-8 Coeficientes de reflexión por componentes y conjunto completo 65
Figura 6-9 Coeficiente de refléxión de transmisores sin acopladores (S22) frente a transmisores con acopladores (S11) 65
Figura 6-10 Relación de onda estacionaria vista a la entrada de los transmisores 66
Figura 6-11 Transmisor sin acopladores híbridos 66
Figura 6-12 Relación de onda estacionaria en transmisor sin acopladores 67
Notación
NI AWR DE RF
National Instruments AWR Design Environment Radiofrecuencia
GaN GaAs SiC HEMT HBTUNER PA IEEE EM S11 S22 S21 S12 TDR TDR_LPI TDR_LPS
Nitruro de Galio Arseniuro de Galio Carburo de Silicio Alta movilidad de electrones, High Electron Movility Sintonizador de balance armónico, Harmonic Balance TUNER Amplificador de potencia, Power Amplifier Instituto de Ingeniería Eléctrica y Electrónica Electromagnética Coeficiente de reflexión del puerto de entrada Coeficiente de reflexión del puerto de salida Ganancia o coeficiente de transmisión directa Ganancia o coeficiente de transmisión inversa Reflectometría en el dominio del tiempo Análisis TDR como respuesta ante impulso Análisis TDR como respuesta ante escalón
1 INTRODUCCIÓN
os conceptos 5G, MIMO, IoT o Inteligencia Artificial, por ejemplo, se escuchan cada vez con más frecuencia. Las tecnologías de telecomunicación están evolucionando a aplicaciones que requieren un mayor número de dispositivos conectados, conexiones a mayor velocidad y con mayor transmisión de
datos, con lo que resulta una necesidad subir en el espectro de frecuenciass
En consecuencia, el estudio de las tecnologías de radiofrecuencia resulta de gran interés y, en este proyecto, se tratará de conocer sus ventajas y desventajas, así como aplicar sus conceptos más fundamentales en simulaciones de diversos circuitos.
Para tal fin, se ha hecho uso del software de simulación AWR de National Instruments, NI AWR, debido a su infinidad de herramientas, sencillez y rapidez a la hora de ejecutar complicados algoritmos a balances armónicos o simulaciones no lineales.
1.1. Motivación
Desde hace algunos años, el conocimiento por las nuevas tecnologías implantadas en sistemas de comunicaciones como las mencionadas al principio de este capítulo, han suscitado realmente interés por mi parte. Sin embargo, lo que verdaderamente ha captado mi atención son la tecnología necesaria para impulsar todas estas aplicaciones y el proceso de diseño que conlleva para implantarlas en sistemas integrados cada vez más reducidos.
A parte de la necesidad de subir en frecuencia por la saturación del espectro, las microondas permiten aplicaciones que a baja frecuencia no podrían realizarse, las cuales se detallarán más adelante, y que requieren antenas más eficientes con sistemas de transmisión y recepción consumiendo potencias más elevadas. Debido a estas necesidades, ha habido un creciente aumento en la evolución de transistores de radiofrecuencia y amplificadores de potencia basados en GaAs, SiC y GaN, de alta movilidad de electrones (HEMT).
L
Introducción
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1.2. Objetivos
El objetivo principal de este proyecto es el estudio previo de las microondas para su posterior aplicación en diferentes casos de uso en los que se requerirán diseñar, adaptar y tomar medidas. Estos ejercicios, debido a la no linealidad de los elementos en radiofrecuencia, resultan complejos y costosos, por ello, el manejo de NI AWR resulta significativamente necesario para este trabajo.
Los alcances a los que se pretende llegar serán los siguientes:
• Estudio de la ingeniería de microondas. Se comprenderán la propagación de las ondas electromagnéticas, las líneas de transmisión y su adaptación con diferentes terminaciones de carga, así como las técnicas de acoplo mediante parámetros concentrados y distribuidos y su medición en Cartas de Smith.
• Aprendizaje de las herramientas y software de simulación de NI AWR, como Microwave Office y Visual Sistem Simulator. Se pretende conseguir cierta fluidez en el manejo de los mismos con la creación de proyectos, esquemáticos y presentación en gráficos de las distintas simulaciones a llevar a cabo para las mediciones. Descubrir aplicaciones que resulten de interés para la integración de señales, el diseño de circuitos y su adaptación con microstrip.
• Tomar medidas de impedancias en el dominio del tiempo y en frecuencia haciendo uso del programa, así como otros ejercicios de adaptación y, posteriormente, ejercitarlos con ejemplos de líneas de transmisión. Tras esto, se debe ser capaz de representar correctamente los resultados y compararlos a los teóricos vistos en el estudio de la ingeniería de microondas.
• Realizar los diseños de dos componentes de importancia para los sistemas de radiofrecuencia. En este caso, se ha optado por el diseño de uno pasivo y otro activo, como son una antena y un amplificador de potencia.
1.3. Estructura de la memoria
Este proyecto se ha dividido en los capítulos que recogen el trabajo realizado para su elaboración desde la motivación y estudio del estado del arte, hasta el diseño de sistemas de RF. En todo momento se hace referencia a la importancia del uso del software AWR que ofrece NI, así como sus diferentes tipos de simulaciones y herramientas para dichos sistemas.
En resumen, los puntos que definen la estructura son los que se enumeran a continuación:
1. Introducción y estado del arte: conforman los dos primeros capítulos de esta memoria. Describen la motivación que ha implicado el estudio y realización del proyecto, así como los objetivos fijados a seguir y las ventajas y aplicaciones que ofrece AWR.
2. Lineas de transmisión: tercer capítulo de esta memoria. Se basa en comprender y demostrar los fundamentos de transmision a alta frecuencia, los problemas que conlleva trabajar con circuitos a esas frecuencias y algunas de sus soluciones. Para ello, se divide en las siguientes secciones:
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I. Reflectometría como técnica gráfica para visualizar los cambios de impedancia en el tiempo. Se verá el estudio de las desadaptaciones de las líneas de transmisión y componentes pasivos gracias a técnicas como la reflectiometría.
II. Aplicaciones de la Carta de Smith, adaptación con parámetros concentrados. La Carta de Smith ofrece la posibilidad de adaptar circuitos desacoplados gracias a la acción de parámetros concentrados que siguen el diagrama de la Carta en función de impedancias o admitancias y, los cuales, podemos visualizar en tiempo real en el programa.
III. Adaptación con elementos distribuidos. Por último, se demuestra la equivalencia entre parámetros concentrados y distribuidos, ya que bobinas y capacidades se comportan de igual manera a stubs en corto y circuito abierto, respectivamente.
3. Diseño de un sistema pasivo: cuarto capítulo, se diseña una antena de RF en tecnología Microstrip. Se lleva a cabo el diseño esquemático y modelo EM de la antena, una red de adaptación y una batería de simulaciones para demostrar su efectividad.
4. Diseño de un sistema activo: quinto capítulo, se opta por el diseño de un amplificador de potencia de RF, debido a su importancia en sistemas de RF. Se realiza el diseño esquemático, basado en un artículo, se ajustan los parámetros para conseguir cumplir con las especificaciones a través de la realización de simulaciones no lineales complejas que, gracias al programa, se realizan con relativa sencillez y rapidez. En concreto, se lleva a cabo la polarización y estabilización del transistor y se ejecuta un análisis Load Pull para verificar la ganancia y potencia de salida máxima.
5. Sistema de RF: sexto y último capítulo de esta memoria. Tras la realización de un sistema pasivo y otro activo de RF que operan a la misma frecuencia, se procede a la combinación de ambos con objeto de diseñar un sistema de RF transmisor. Se tiene en cuenta el principal factor negativo en este tipo de circuitos, la potencia reflejada, y en base a ello, se añaden acopladores híbridos de potencia. Finalmente, como en los casos anteriores, se ejecutan simulaciones y análisis para mostrar los resultados.
Introducción
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15
2 ESTADO DEL ARTE
n la realización de este proyecto, han sido fundamentales el estudio concreto de Ingeniería de microondas [1] para comprender la propagación, los medios a emplear y sus ventajas e inconvenientes, y las herramientas y software de simulación que ofrece el programa NI AWR.
2.1 Tecnología de radiofrecuencia y microondas
Con el reciente aumento de dispositivos conectados inhalámbricamente y las múltiples aplicaciones que se aprovechan de las posibilidades que ofrece la radiación electromagnética, tanto para transmitir información como para suministrar energía, se hace necesaria la inclusión en espectros de las microondas.
Hay varias razones que motivan subir en fecuencia y se detallan a continuación:
• Saturación del espectro. Los usuarios y servicios ofrecidos en bandas del espectro están aumentando exponencialmente, con lo que se hace imposible cubrirlos en las mismas frecuencias, debiendo buscar fecuencias mayores para compartir el espectro y poder ofrecer nuevos servicios.
• Anchos de banda elevados. Los servicios que se están incluyendo ultimamente requieren cada vez anchos de banda mayores, tales que a bajas frecuencias sería imposible de ofrecer.
• Focalizacion de la energía. Cuando subimos en el espectro, se consigue mejorar la directividad de las antenas, ideales para comunicaciones punto a punto. Inclusive, si hablamos de sistemas radar, la resolución es aún mayor.
• LOS (Line Of Sight). La ionosfera tiene la peculiaridad de comportarse como un conductor o como un dieléctrico. Este comportamiento queda delimitado por la frecuencia de corte y, a partir de frecuencias superiores a 30 MHz, la ionosfera se hace transparente a la radiación EM. Además, resulta relativamente fácil diseñar antenas de dimensiones razonables que sean capaces de concentrar la radiación en las direcciones deseadas.
E
Estado del arte
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2.1.1 Ventajas
Por lo anteriormente comentado, se puede concluir en una serie de ventajas muy llamativas para la nueva era digital:
• Transmisión de grandes cantidades de datos y a mayor velocidad. Esto se consigue gracias a las tecnologías de comunicaciones como MIMO, donde se pueden transmitir y recibir por varios canales simultaneamente. Además de la mayor velocidad que se alcanza a altas frecuencias.
• Como ya hemos visto, a altas frecuencias la ionosfera es transparente y, por tanto, podemos comunicarnos punto a punto con gran eficiencia y resolución.
2.1.2 Aplicaciones
La tecnología de microondas cuenta con diversas aplicaciones para diferentes sectores y se espera que con el aumento de dispositivos conectados y tecnologías de inteligencia artificial, análisis de datos y automoción, éstas aumenten.
Empezando por un área tecnológica en continua exansión, se tienen los sistemas radar y la radiometría, los cuales difieren en la forma de obtener información de un cuerpo. Mientras el radar emite una señal y espera la reflejada, un radiómetro detecta y analiza el espectro de radiación emitido por dicho cuerpo.
En el área industrial se encuentran aplicaciones tales como el calentamiento de alimentos y productos industriales. También se pueden aplicar al sector médico como terapias de calor y de distinta índole, como tratamiento del cáncer.
Uno de los sectores donde se aplica frecuentemente es en el ámbito científico, como aceleradores de partículas, técnicas de espectroscopía y fabricación de plasmas.
Y, por supuesto, como se viene adelantando, en aplicaciones móviles y radiocomunicaciones de cualquier tipo, para aplicaciones militares, de defensa, espaciales, o para ofrecer nuevos servicios en la red.
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2.2 NI AWR Design Environment
AWR es un software de National Instruments que ofrece un paquete de productos destinados al diseño electrónico de alta frecuencia, facilitando la experiencia del usuario con una interfaz muy intuitiva y la posibilidad de integración con terceros. [11]
2.2.1 Microwave Office
El paquete de diseño Microwave Office es una completa solución informática para los diseñadores de todo tipo de circuitos de RF y microondas, desde módulos de microondas integrados hasta circuitos integrados de microondas monolíticos (MMIC), pasando por todos los dispositivos intermedios.
Funciones:
• Diseño esquemático/layout
• Simulación de circuitos lineales y no lineales
• Análisis electromagnético
• Síntesis, optimización y análisis de rendimiento
• Verificación de reglas de diseño/layout fente a esquemático (DRC/LVS)
2.2.2 Virtual System Simulator
Virtual System Simulator (VSS) es un completo paquete informático para los complejos sistemas actuales decomunicación con cable e inalámbrico, como LTE o WiMAX. VSS permite a los ingenieros diseñar la arquitectura de sistemas correcta y formular especificaciones adecuadas para cada uno de los componentes subyacentes.
Funciones:
• Elaboración de especificaciones de componentes
• Desarrollo de algoritmos
• Creación de señales moduladas
• Co-simulación con herramientas para circuitos
Estado del arte
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2.2.3 AXIEM
AXIEM es el software de análisis electromagnético planar. Da la posibilidad tanto de caracterizar y optimizar componentes pasivos en circuitos impresos RF, módulos, elementos cerámicos de baja temperatura de sintetizado (LTTC), MMIC, circuitos integrados RF o antenas. AXIEM acorta los ciclos de diseño gracias a su precisión, capacidad y rapidez.
Funciones:
• Electromagnetismo esquemático a través de la tecnología electromagnética de AWR
• Editor de layouts/dibujos
• Mallado automático adaptativo
• Barridos discretos y de frecuencia rápida
• Visualización y post-procesamiento de resultados
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3 LÍNEAS DE TRANSMISIÓN
3.1 Reflectometría
La reflectometría en el dominio del tiempo es una de las técnicas más utilizadas para el estudio de las discontinuidades en las líneas de transmisión. Se basa en aplicar pulsos de alta frecuencia para determinar obstáculos en una línea de transmisión, así como para evaluar las pérdidas de ésta y obtener dónde y con qué carga se termina la línea.
3.1.1 Líneas de transmisión sin pérdidas
En primer lugar, se ha optado por representar un escenario básico consistente en una línea de transmisión sin pérdidas con impedancia de entrada adaptada a la fuente, terminado en una impedancia de carga, la cual variaremos para contrastar los diferentes resulttados.
Figura 3-1 Esquemático líneas de transmisión terminadas
Los tipos de carga implementados en este apartado se han utilizado principalmente para demostrar los conceptos teóricos básicos en cuanto a impedancias de líneas de transmisión sin pérdidas y, por consiguiente, el coeficiente de reflexión y la razón de onda estacionaria (ROE) producidas por el desacoplo de impedancias.
Líneas de transmisión
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Se habla de líneas adaptadas cuando tenemos la impedancia de carga igual a la impedancia característica de la línea, suponiendo que se tiene la entrada adaptada, esto es '( = '). Para cualquier otro caso, nos encontramos con líneas desacopladas que reflejarán parte de la potencia suministrada. Se realizará la simulación del circuito anterior con las distintas cargas y se mostrarán los resultados obtenidos para el coeficiente de onda estacionaria (VSWR) y el coeficiente de reflexión.
En primer lugar, se procederá a fijar los parámetros iniciales, para una frecuencia igual a 3 GHz, longitud eléctrica de la línea de transmisión igual a 10mm, ya que se considera línea de transmisión para * = ,/10, y las impedancias de entrada de la fuente y caracterísitica de la línea de transmisión igual a 50W. Posteriormente, como se ha mencionado, se procede a simular variando la impedancia de carga.
Los resultados esperados se muestran a continuación y se pueden demostrar analíticamente si aplicamos sus respectivas fórmulas, considerando la impedancia añadida por la longitud de la línea de transmisión. La longitud de la línea de transmisión añade una impedancia a la vista por la impedancia de carga desde el generador, formando una circunferencia de radio |/00|. Si la longitud fuese L = 0 mm, entonces podríamos decir que los resultados en valores reales son los que se muestran:
1( =2342523625
(3.1)
7/89 =06|;3|
04|;3| (3.2)
Tabla 3-1 Coeficiente de reflexión y VSWR para líneas terminadas
<= = > <= = ∞ <= = <@ <= = AB <= = C>>
D 1 1 0 1/3 1/3
VSWR ∞ ∞ 1 2 2
• <= = >(F@GH@FIGFJIH@)
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Figura 3-2 VSWR y coeficiente de reflexión para '( cortocircuitado
• <= = ∞(cIGFJIH@MNIOGH@)
Figura 3-3 VSWR y coeficiente de reflexión para '( en circuito abierto
Cuando una línea termina en cortocircuito o en circuito abierto, toda la potencia inidente es reflejada, por tanto, el coeficiente de onda estacionaria tiende al infinito y el coeficiente de reflexión es total, es decir, 1. Como se ha comentado, la fase del coeficiente de reflexión si la longitud de la línea fuera 0, sería 180º y 0º, respectivamente, pero dada una longitud, este parámetro varia cíclicamente con radio igual a magnitud.
Líneas de transmisión
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22
• <= = <@
Figura 3-4 VSWR y coeficiente de reflexión para impedancia de carga adaptada
Para este caso, el ideal, impedancia de carga igual a la característica de la línea, se puede apreciar la perfecta relación de onda estacionaria. El coeficiente de reflexión es nulo y, por tanto, no se suponen pérdidas de potencia en un contexto ideal.
• <= < <@y <= > <@
Figura 3-5 VSWR y coeficiente de reflexión para '( = 100
Para estos últimos casos, escogidos de forma que reflejan el mismo reultado, vemos el desacoplo en el aumento de la VSWR y coeficiente de reflexión cercano a 0. Si los valores de impedancia de carga se siguieran incrementando o decrementando, respectivamente, se observarían resultados más negativos.
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3.1.2 Medición TDR lineal
En el apartado anterior, vimos cómo detectar discontinuidades en líneas de transmisión con la ayuda de el coeficiente de reflexión y la razón de onda estacionaria (ROE) o VSWR. Sin embargo, cuando existen distintas discontinuidades, es poco últil a la hora de delimitar hasta qué punto contribuye cada discontinuidad, ni tampoco aporta información sobre la localización. Cuando esta información es importante, resulta más práctico recurrir a medidas en el dominio del tiempo.
En este apartado, se llevan a cabo técnicas Time Domain Reflectiometry, TDR en adelante, como son el Impulse Response Reflection (TDR_LPI) y el Step Response Reflection (TDR_LPS), que nos muestran el coeficiente de reflexión con respecto al tiempo, medidos para las respuestas ante impulso y escalón.
Además, se utilizarán dichos valores del coeficiente de reflexión como variable para calcular los valores de la impedancia vista desde el generador. Para ello, se utilizará la siguiente ecuación, que se introducirá como medida en el simulador:
' = 'R ∗ 06|;3|
04|;3| (3.3)
Todo esto se lleva a cabo a partir del siguiente esquemático, al cual se variarán todos sus parámetros: longitud de la línea de transmisión, capacidad, inductancia y la impedancia de carga, para provocar las discontinuidades de interés en los casos de estudio que se describirán.
Figura 3-6 Esquemático simulación TDR Lineal
Inicialmente se ha simulado únicamente con la impedancia de carga, variando la longitud de la línea de transmisión. De este modo, se puede comprobar cómo la discontinuidad se desplaza en el tiempo en función de la longitud.
En este caso, la discontinuidad presente solo se debe a la impedancia de carga y, dependiendo de la longitud de la línea, la veremos antes o después en el eje temporal. Si aumentamos o disminuimos dicha impedancia de carga, se podrá apreciar cómo las respuestas se vuelven mayores o menores, incluso negativas, ya que se están presentando las medidas reales.
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Figura 3-7 Coeficiente de reflexión ante impulso y escalón
Una vez obtenidos estos valores del coeficiente de reflexión, se genera una variable para guardarlos y se aplica a una ecuación para calcular y representar la impedancia. En la siguiente figura se aprecia claramente el cambio de impedancia en el tiempo y su valor en impedancia, tal y como se esperaba.
Figura 3-8 Impedancia vista desde el generador
En segundo lugar, se comprueban las respuestas exponenciales esperadas debido a las impedancias complejas que añaden los elementos reactivos. La forma exponencial será creciente o decreciente dependiendo de que la carga sea capacitiva o inductiva, respectivamente.
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Figura 3-9 Coeficiente de reflexión para capacidad paralela y bobina serie con la carga
3.1.3 Análisis TDR a líneas de transmisión
Por último en esta sección, se aplicarán medidas TDR directamente a líneas de transmisión con diferentes impedancias características. La ubicación del cambio de la impedancia característica puede verse a lo largo del tiempo según se vaya variando la longitud eléctrica de las líneas de transmisión, así como el incremento o decremento de la señal dependiendo de si se encuentra una discontinuidad con una impedancia mayor o menor, respectivamente, a la impedancia vista antes de la discontinuidad.
Figura 3-10 Esquemático medidas TDR a líneas de transmisión
Se han ejecutado diferentes pruebas para verificar lo anteriormente dicho, la ubicación de las discontinuidades y el incremento o decremento de la señal. En primer lugar, se han fijado los valores de las impedancias características de las líneas de transmisión como se pueden ver en la figura 3-10. Posteriormente, se procede a varias las longitudes eléctricas de cada línea de transmisión, comprobando cómo van apareciendo en el tiempo a una distancia determinada por dicha longitud eléctrica.
Líneas de transmisión
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Con esto, se simula el TDR como respuesta ante impulso y escalón, como en el apartado anterior, para apreciar la respuesta impulso como el punto exacto donde se encuentra el cambio de impedancia y, la respuesta escalón, para el incremento o decremento de la señal. Además, se observa su impedancia por el procedimiento descrito en el apartado anterior:
Figura 3-11 Coeficiente de reflexión ante impulso y escalón e impedancia vista desde el generador (caso 1)
En segundo lugar, se ha simulado el caso de impedancias características crecientes según la secuencia 'R= 50, 100 y 150 Ω para las tres líneas de transmisión y 200 Ω para el puerto de salida, igual en el caso anterior. Tanto en este ejemplo, como en el anterior, las longitudes eléctricas se han variado hasta 45º cada una, por ello se encuentran las discontinuidades a la misma distancia unas de otras.
Figura 3-12 Coeficiente de reflexión ante impulso y escalón e impedancia vista desde el generador (caso 2)
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3.2 Carta de Smith
En este trabajo se destaca el uso de la carta de Smith por sus múltiples ventajas en radiofrecuencia. Como se ha visto, es una manera fácil y rápida de mostrar el coeficiente de refleción y la impedancia compleja de una línea de transmisión, tanto ante cambios de la longitud eléctrica de las mismas para una frecuencia determinada, como para cambios ante un rango de frecuencias determinado.
Además, se usa frecuentemente para simplificar la adaptación de impedancias mediante parámetros contentrados y distribuidos. En esta sección se verá la adaptación de una impedancia compleja mediante parámetros concentrados, mientras que en la siguiente sección se realizará la adaptación mediante parámetros distribuidos, en concreto con una sección de línea y un stub simple.
La adaptación con parámetros concentrados se puede llevar a cabo mediante componentes en serie, con lo que nos guiaríamos por las líneas de impedancia de la carta de Smith, o mediante componentes en paralelo, con lo que se haría uso de las líneas de admitancia. El semicículo superior del diagrama se ocupa de los valores de impedancia capacitivos y, el inferior, de los inductivos.
En resumen, resulta muy sencillo adaptar impedancias complejas con capacidades e inductancias usando el diagrama de Smith como ayuda, en vez de resolver analíticamente el valor capacitivo o inductivo necesario según la definición de impedancia de dichos componentes y el desplazamiento necesario para alcanzar el valor de impedancia que adapte nuestro circuito de líneas de transmisión.
Figura 3-13 Adaptación de impedancias con parámetros serie o paralelo
Líneas de transmisión
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Aplicando estos conceptos, se procede a adaptar el siguiente circuito. Supongamos que se tiene una fuente con una impedancia compleja 'T = 30 + 10W Ω conectada a una carga con impedancia compleja '( = 57 + 39W Ω. El problema de desacoplo se debe resolver con la condición de máxima transferencia de potencia, '( ='R∗, ya que se tratan de terminaciones complejas.
Figura 3-14 Esquemático del escenario inicial
El procedimiento a seguir se divide en tres partes, detalladas en las siguientes subsecciones, empezando por la impedancia compleja conjugada del generador, la adaptación de la carga y, finalmente, la verificación de la adaptación realizada.
3.2.1 Source impedance
Inicialmente, se procede a simular el escenario de entrada con un puerto de 50 Ω, mostrando el resultado conjugado en el diagrama de Smith, con líneas de impedancia y admitancia. De este modo, se puede concluir la posición que debe alcanzar la impedancia de la carga para la máxima transferencia de potencia.
Se hace uso de la medida en impedancia o admitancia dependiendo del camino a seguir por las líneas de la Carta y, esto, significará la adición de componentes capacitivos o inductivos en serie o en paralelo a la carga.
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Figura 3-15 Escenario de entrada y su admitancia conjugada
3.2.2 Complex match
El segundo paso se basa en llevar la impedancia de la carga a la conjugada de la entrada que se ha visto en el paso anterior. Para ello, se conecta la carga a un puerto de 50 Ω y visualizamos en la Carta de Smith su impedancia, igual que en el primer paso. La impedancia que salga se manipulará mediante parámetros concentrados para llevarla al punto de la impedancia conjugada de la fuente.
En este caso, se ha optado por la utilización de un condensador paralelo y una bobina serie con respecto a la carga. Como se puede observar, la capacidad paralela conduciría el valor de la impedancia en sentido de las agujas del reloj por la línea roja sobre la que está situada, mientras que la inductancia serie seguiría, también en sentido de las agujas del reloj, la línea verde que conecta la impedancia de la fuente y la línea roja por la que se mueve la impedancia de la carga gracias a la capacidad paralela.
Líneas de transmisión
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Figura 3-16 Impedancia conjugada de la fuente (m1) y la carga sin adaptar (m2)
Una vez se haya planteado el camino a seguir y, por tanto, la elección y posición de los componentes a emplear para la adaptación, se lleva a cabo el nuevo esquemático que servirá para fijar los valores de dichos componentes. Los valores de capacidad e inductancia serán calculados con la utilización de la herramienta Tune Tool para variar sus valores desde la Carta de Smith.
Figura 3-17 Escenario para la adaptación de la carga
NI AWR simplifica y facilita la resolución de esta adaptación con la Carta de Smith considerablemente, pues se reduce a variar la capacidad y, posteriormente la bobina, mientras visualizamos el desplazamiento por las líneas del diagrama en tiempo real. El resultado final es el que se muestra a continuación junto con los valores C y L mostrados en la figura anterior:
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Figura 3-18 Desplazamientos en impedancia y admitancia para adaptar la carga a la entrada conjugada
3.2.3 Verify match
El tercer y último paso, consta del montaje y la verificación del esquemático completo. El valor de la impedancia de la fuente en el puerto de entrada es el único cambio que se aprecia con respecto al esquemático anterior.
Para la verificación se vuelve a hacer uso de la Carta de Smith, donde se comprueba la adaptación de impedancias y el valor del coeficiente de reflexión conseguido gracias al mismo.
Figura 3-19 Escenario final e impedancia tras la adaptación (m3)
Líneas de transmisión
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3.3 Adaptación de impedancias
El objetivo fundamental de cualquier circuito con líneas de transmisión es garantizar la máxima transferencia de potencia a su salida. Esto se consigue mediante una red de acoplo que garantice la menor señal reflejada, bien con parámetros concentrados, o bien con parámetros distribuidos. En definitiva, la carga debe presentar una impedancia igual al complejo conjugado de la impedancia presentada por la línea, '( = 'R
∗, para garantizar máxima transferencia de potencia.
Esta sección se ocupa de la adaptación de impedancias mediante líneas de transmisión que, cortocircuitadas o abiertas, cumplen con la misma función que capacidades e inductancias, es decir, proporcionan una determinada impedancia o admitancia a una determinada frecuencia.
Los elementos distribuidos más conocidos reciben el nombre de transformadores y stubs, los primeros se utilizan cuando la carga que genera reflexiones en la línea es real pura y los segundos para cargas complejas.
3.3.1 Open Stub
Una línea de transmisión terminada en circuito abierto presenta una impedancia que se asemeja a la de una capacidad, mientras que la longitud de la línea se encuentre entre 0 y 90º.
'[\ = lim23→a
'[236b25 cdef5g256b23 cdef5g
= −W25
cdef5g (3.4)
Si aplicamos esto a un ejemplo práctico, se podría determinar la longitud eléctrica necesaria para sustituir una capacidad. En lugar de eso, aprovechamos el software del programa, creamos un nuevo esquemático con los dos casos: un puerto conectado a una línea de transmisión terminada en circuito abierto y otro puerto conectado a una capacidad con un valor de 3.2 pF.
Figura 3-20 Esquemático open stub con capacidad e impedancia de ambos
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Representamos la impedancia de ambos en una Carta de Smith, hacemos “tune” en la longitud eléctrica de la línea y varíamos su valor hasta llegar al punto que representa la impedancia de la capacidad.
3.3.2 Shorted Stub
El caso opuesto se trata de una línea de transmisión terminada en cortocircuito. En este caso la impedancia que presenta se asemeja a la de una bobina, al igual que en el caso anterior, mientras que el valor de la longitud eléctrica se encuentre entre 0 y 90º.
'i\ = '[236b2j cdefkg2j6b23 cdefkg
= W'[ tan oi\ (3.4)
Se repite el ejercicio anterior, esta vez con una bobina de valor 24.2 nH y se vuelve a comprobar la relativa facilidad de encontrar el valor de longitud eléctrica necesaria para la línea.
Figura 3-21 Esquemático shorted stub con inductancia e impedancia de ambos
3.3.3 Stub match
Para finalizar esta sección, se realiza un ejercicio que combine los diferentes componentes vistos hasta el momento, es decir, parámetros concentrados y distribuidos, basándonos en los ejercicios prácticos que realiza el Dr Francesco Fornetti con aportación teórica en su ebook Conquer Radio Frequency [3].
Con tal fin, se genera el esquemático que se verá a continuación, el cual consiste en un puerto de entrada con impedancia compleja ' = 10 + 20W, puerto de salida ' = 100 + 50W y dos componentes que conformarán la red de adaptación.
Líneas de transmisión
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El procedimiento a seguir es muy metódico, sigue la estructura vista en la sección anterior, Adaptación de impedancias, con la diferencia de añadir un trozo de línea de transmisión y la posibilidad de cambiar la capacidad por su respectiva línea a circuito abierto:
• Se representan las impedancias vistas a la entrada y a la salida independientemente, se crean nuevos esquemáticos con un puerto y una carga igual al valor conjugado de la entrada y la salida, respectivamente.
• Se visualizan los resultados y se elige la mejor solución, en este caso se optó por una línea de transmisión y una capacidad paralela. La línea varía de forma cíclica con radio su magnitud, de esta manera llevamos la impedancia de salida hasta una línea de admitancia que se una con la impedancia de entrada
• Una vez estemos en la curva de admitancia que une con el punto de imopedancia que buscamos, el de la entrada, varíamos el valor de la capacidad hasta que se alcance dicho valor.
El ejercicio está pensado para que la capacidad sea la misma vista anteriormente para poder cambiarla por su línea a circuito abierto correspondiente.
Figura 3-22 Esquemático Stub match e impedancia
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4 DISEÑO DE ANTENA DE RF
4.1 Especificaciones
Para diseñar una antena de radiofrecuencia con tecnología microstrip se deben tener en cuenta ciertos parámetros y requisitos que condicionarán, entre otras, las dimensiones del parche, el tipo de substrato o la utilización en determinadas aplicaciones. Se han seguido distintos ejemplos como los ofrecidos por AWR [8] y artículos de diseños de antenas microstrip [18].
• Impedancia: una antena es resonante cuando I y V están en fase, es decir, es puramente resistiva. Por ello, se debe garantizar la cancelación de la componente compleja, la reactancia, y adaptar la real a la impedancia de entrada, una fuente o un amplificador, por ejemplo. En este caso, la carga es la antena:
'p = '( = 9( + Wq( (4.1.1)
• Ancho de banda: en microstrip se puede considerar un 2-5% a partir de su frecuencia central, rT.
• Frecuencia de trabajo: el diseño ha sido pensado para trabajar en la banda UHF [12], rT = 2stu. De este modo podrá ser operable con el sistema activo que se diseñará.
• Tipo de antena: la antena será de tipo parche debido a su desarrollo en los últimos años por sus ventajas en aplicaciones de radiofrecuencia, tales como su reducido tamaño e, incluso, posibilidad de construirse con materiales flexibles que hacen que se adhieran a las estructuras a las que pretendan dar servicio.
• Tecnología microstrip: a pesar de tener un modo quasi-TEM, altas pérdidas y poca potencia, es muy adecuado para transmitir a altas frecuencias. Inclusive, su tamaño es muy reducido y fácil de fabricar y de integrar en circuitos activos.
• Tipo de sustrato: en consecuencia a su reducido coste y accesibilidad, se ha optado por el sustrato FR4, cuyas constantes son las siguientes:
- wx = 4.47
- z = 0.016
• Por último, se primará la máxima transferencia de potencia que, como se ha visto, es el requisito más importante a cumplir en sistemas de radio. Para ello, se hará un estudio de una red de adaptación basada en parámetros distribuidos.
Diseño de Antena de RF
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4.2 Descripción general
Durante esta sección se va a ver el diseño de una antena de RF para aplicaciones de microondas basada en tecnologías de microstrip [18]. Se dividirá en dos subsecciones, las cuales detallarán el procedimiento a seguir, así como determinadas simulaciones llevadas a cabo con AWR para determinar parámetros o demostrar la correcta asignación de los mismos.
En una primera parte, se hablará del diseño de la antena de tipo parche. Es corriente elegir los parámetros de forma que la relación de aspecto “a/b” se encuentre en [1/2 ≤ a ≤ 2], siendo “a” y “b” ancho y largo, respectivamente, del parche, como puede verse en la figura 4-1. Para elegir “a” existen referencias que dan lugar a una buena eficiencia de radiación. Teniendo “a”, se puede sacar “b” y, así, determinar las dimensiones parche.
Una vez se tengan las dimensiones, se procede a obtener los parámetros de la línea de transmisión, como son su impedancia y su longitud eléctrica. Para tal fin se hará uso de la herramienta TXLine, de la que dispone el software de AWR.
En una segunda parte, se llevará a cabo el estudio de adaptación de la impedancia que tiene la antena, suponiendo que se encuentra conectada a un puerto de 50Ω a su entrada. Para esta parte se utilizará todo lo estudiado y expuesto en este trabajo en el capítulo 3.
4.2.1 Diseño de la antena
El parche puede verse como una sección ancha de línea microstrip acabada en circuito abierto en ambos extremos. En realidad, se trata de un circuito resonante a las frecuencias tales que “a” sea cercana a un múltiplo de media longitud de onda.
Figura 4-1 Antena microstrip de parche rectangular
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En la imagen anterior se muestran las líneas de campo eléctrico y, debido a que la dimensión del parche no es infinita y las líneas de campo no son totalmente cerradas, se produce el efecto de bordes que hace que el parche parezca más amplio eléctricamente comparado con la dimensión física. Debido a esto, se contempla la constante eléctrica efectiva w|}} aplicadas a las fórmulas que se verán a continuación.
Siguiendo las referencias [4], se introducirán en Matlab las siguientes ecuaciones con el objetivo de simplificar y agilizar las cuentas y modificaciones durantes y posteriores a este trabajo.
~ = �
Ä}jÅÇÉÑÖ
, Ü = �
Ä}j áàââ− ∆Ü (4.2.1)
w|}} = áÇ60
Ä+
áÇ40
Ä
0
060Ä(ã/p) (4.2.2)
∆Ü = 2 ∗ 0.412 ∗ ℎ(áàââ6R.ç)(
éè6R.Äêë)
(áàââ4R.Äíë)(éè6R.ì)
(4.2.3)
Siendo:
• ~: ancho del parche.
• Ü: longitud del parche, múltiplo de ,/2 para que el circuito resuene a la frecuencia deseada.
• ∆Ü: alargamiento efectibo de la longitud b debido al efecto de campo.
• wx: constante dieléctrica del sustrato empleado, en este caso FR4.
• w|}}: constante dieléctrica efectiva.
• ℎ: espesor del sustrato.
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Tabla 4-1 Parámetros y dimensiones del parche microstrip
~ 34.6 mm
Ü 45.4 mm
Ɔ 2.7 mm
wx 4.47
w|}} 4.03
ℎ 3.0 mm
Con dichos parámetros, se genera el primer esquemático a utilizar en este capítulo, el cual consta de un puerto y una línea de transmisión. De esta forma, se simulará en la Carta de Smith la impedancia vista, que será la correspondiente a la antena.
Para una mayor exactitud, se simula con una microstrip cuyo substrato se define específicamente.
Figura 4-2 Esquemático antena con substrato sin adaptar
Una vez se simule, el resultado que se muestra se introducirá en un componente definido como impedancia para su mejor adaptación. El resultado y el esquemático final que se utilizará para la adaptación son los siguientes:
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Figura 4-3 Esquemático impedancia compleja y simulación respectiva
4.2.2 Red de adaptación
La red de adaptación será una red de elementos distribuidos, en concreto, un transformador de lambda cuartos y un stub paralelo en circuito abierto. Se suelen utilizar stubs en circuito abierto por ser más fáciles de conseguir que los que se encuentran en cortocircuito.
El concepto de usar un transformador y un stub recae en la utilidad de cada uno, pues un transformador adapta impedancias resistivas mientras que el stub adapta reactancias o susceptancias en función de si está en serie o en paralelo.
El procedimiento es sencillo, muy similiar al efectuado en el capítulo 3 con la adaptación de impedancias. El único elemento nuevo es el transformador, que se entiende como una línea de transmisión con longitud eléctrica igual a , 4 y cuya impedancia se calcula con la siguiente fórmula:
'îT = 'T9( (4.2.4)
El resultado 'T = 3.731ï, será la adaptación real de la antena. Como se ha explicado, para la parte imaginaria se utilizará un stub a circuito abierto paralelo. De nuevo, el software de AWR simplifica la resolución de esta parte de manera notable pues en vez de realizar analíticamente los cálculos en cuanto a admitancia y el desplazamiento necesario para alcanzar la admitancia que buscamos y, con ello, calcular la capacidad, tan solo se añadiría una línea de transmisión TLOC con la impedancia real que queremos y la frecuencia de trabajo y se haría un barrido con su longitud eléctrica.
Para este paso, al igual que al principio hicimos con la antena, se crea un nuevo esquemático con la línea de transmisión TLOC y un puerto con impedancia 50ï.
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El escenario final, tras el barrido de la longitud eléctrica y, por tanto, la elección del valor adecuado, es el que aparece a continuación. Se podría hacer la comparación con la capacidad como ejercicio de demostración y saldrían los mismos valores.
Figura 4-4 Escenario final. Antena adaptada
Por último, se muestra la simulación sobre la Carta de Smith de la impedancia final del circuito, medida en el puerto de la entrada. Se ha hecho un barrido en frecuencias para comprobar la correcta adaptación en nuestra frecuencia de interés.
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Figura 4-5 Impedancia denormalizada antena adaptada
Además, se adjuntan más análisis de integridad de señales básicos como son el coeficiente de reflexión y el coeficiente de onda estacionaria, ROE o VSWR, con motivo de aplicar técnicas estudiadas y verificar los resultados.
Figura 4-6 Ángulo del coeficiente de reflexión
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Figura 4-7 Módulo del coeficiente de reflexión
Figura 4-8 Simulación VSWR antena adaptada
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4.2.3 Modelo electromagnético
La simulación EM y la simulación de circuitos son técnicas complementarias para el diseño de circuitos de RF y podemos usar una combinación de las dos para resolver muchos problemas de diseño. Microwave Office admite la integración perfecta de muchos simuladores EM a partir de una interfaz de Software, pero debido a la complicación de la integración con terceros, se ha optado por la utilización del software nativo de NI AWR, AXIEM.
Para ello, lo que se hace es crear la estructura EM del diseño microstrip de la antena de parche, definir las líneas de transmisión como modelos electromagnéticos con las propiedades del substrato empleado y, una vez se tengan, se genera el mismo esquemático con estos componentes modelados.
Empecemos por la definición de las líneas de transmisión como modelos EM. El proceso se simplifica únicamente al cambio de componentes TLIN por MLIN, especificando para estos nuevos componentes el tipo de sustrato. Se añade el componente MSUB para tal fin, con los mismos parámetros del substrato de la antena.
El esquemático en este caso es el que se añade a continuación, donde se puede apreciar la igualdad con el diseño circuital a excepción de un nuevo componente MTEE, el cual se utiliza para la correcta interconexión de líneas de transmisión.
Figura 4-9 Esquemático del modelo EM del circuito de adaptación y antena
El componente SUBCKT es un subcircuito que se puede añadir al esquemático como un bloque con el número de puertos del que disponga el esquemático que se encuentra en el interior, en este caso, el modelo EM de la antena.
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Dicho modelo se genera con el diseño de una estructura definida por las capas por las que esté formado. En el caso de las antenas microstrip, se necesitan tres capas: plano de masa, sustrato y el parche, generalmente de cobre. En el simulador AXIEM, además, se especifica una capa que simula la condición de campo lejano formada por aire.
Por tanto, cuando creamos un nuevo modelo electromagnético, se genera automáticamente un componente, STACKUP, que contiene las dimensiones y propiedades de las capas, materiales y tipos de línea que se van a utilizar para dibujar el layout, así como una caja, ENCLOSURE, con las dimensiones y el grid adaecuado para dicho diseño. A continuación, se especifican las capas que se han utilizado:
• Botton: la capa inferior, estará formada por un conductor perfecto y será lo que conocemos por plano de masa de la antena.
• Top: la capa superior, típicamente un límite abierto infinito que modela correctamente la radiación de espacio libre.
• FR4: substrato utilizado como capa intermedia entre el Top y el Bottom, la dimensión se considera del orden de 0.02,.
• Cooper: la capa que forma la antena, un parche rectangular de cobre, definido en el STACKUP como un tipo de línea.
Figura 4-10 Propiedades del parche y visión estructural de las capas
El procedimiento para el diseño es muy sencillo: una vez que se ha declarado la estructura, solo se tiene que trazar con el tipo de material Cooper y especificando sobre la capa de substrato, la forma que queremos dar a nuestra antena.
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Inicialmente, se trazó un rectángulo con las dimensiones que se detallaron en la primera sección de este capítulo, pero a diferencia del mismo, para su diseño EM se requiere algún tipo de alimentación, en este caso, una línea de transmisión de dimensiones calculadas para una impedancia de 50Ω con la ayuda de la herramienta TXLine:
• W = 5.4983 mm
• L = 19.6866 mm
Para finalizar, se añade un puerto de excitación y se simula algún tipo de medida, por lo general se muestran las medidas en 2 dimensiones con lo que se verifica la correcta geometría. Si no hay ningún problema se habrán generado los siguientes ficheros:
Figura 4-11 STACKUP, ENCLOSURE y puerto de excitación
Figura 4-12 Estructura EM de la antena de parche vista en 2D y 3D
En la figura anterior, se destaca la línea de alimentación del parche, en la cual se han hecho dos inserciones de cara a disminuir el desacoplo. Esto es así debido a modo de transmisión característico de las microstrip, por el cual el campo eléctrico es máximo en sus extremos y nulo en el centro, por lo tanto, se puede disminuir el efecto de desacoplo si la alimentación se lleva a un punto interno del parche.
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Tras esto se procedió a simular la razón de onda estacionaria y el coeficiente de reflexión, comparando con el modelo circuital. El resultado no fue el esperado pues el pico de resonancia se ubicaba 200 MHz por debajo del esperado. El problema se resolvió aplicando un rebaje de la longitud de la línea de alimentación de la antena, método práctico muy conocido en diseño de antenas microstrip, pues existe una relación entre la longitud de la línea y la frecuencia de resonancia.
Efectivamente, tras realizar una disminución de la longitud de la línea de alimentación, el pico se subió en frecuencia. De este modo, se consiguió sintonizar la antena a la frecuencia de operación deseada.
Figura 4-13 Coeficientes de reflexión de modelo circuital y EM
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Sin embargo, aunque el problema de la resonancia se ha resuelto, ajustado perfectamente a 2 GHz, se puede observar un problema de desacoplo en la figura 4-14. Esto obviamente se debe a la nueva línea de alimentación implantada en la antena.
Figura 4-14 VSWR vista a la entrada, salida, modelo circuital y EM
La resolución pasa por el mismo procedimiento empleado anteriormente en la adaptación de impedancias del modelo circuital. En primer lugar, sacamos la impedancia que presenta la antena utilizando un puerto conectado directamente a la entrada del modelo esquemático de la antena, el SUBCKT, sobre la Carta de Smith. Posteriormente, se utiliza su parte real para calcular la impedancia característica del transformador lambda cuartos.
Figura 4-15 Esquemático y Carta de Smith para la impedancia vista por la antena
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De nuevo, utilizando la ecuación 4.2.4, se concluye la impedancia característica del transformador: 'îT =4.1689Ω. Se va variando la longitud dieléctrica del stub a circuito abierto y se encuentra el punto que adapte el circuito ayudándonos de la Carta de Smith. Se tuvo que disminuir el valor de 'îT para encontrar la adaptación, 'îT = 3.69Ω y ò* = 86.4ôöõ. El resultado final obtenido es el siguiente:
Figura 4-16 Coeficiente de reflexión final con adaptación del modelo EM
Figura 4-17 VSWR final con adaptación del modelo EM
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5 AMPLIFICADOR DE POTENCIA
asta ahora, se ha demostrado el efecto de líneas terminadas gracias al estudio de la reflectometría en el dominio del tiempo, cómo apaliar dichos efectos con técnicas de acoplamiento basadas en elementos concentrados y distribuidos y, por último, se han aplicado a un sistema pasivo de radiofrecuencia.
En este capítulo, se pretende dar un último paso en la integridad de señales con un sistema activo. Las señales de RF sufren muchas reflexiones que repercuten en la disminución de potencia a la salida, por ello es de gran importancia diseñar un amplificador de potencia capaz de transmitir la mayor potencia posible a la carga.
Para tal fin, se ha hecho uso de un artículo publicado en la página de National Instruments [11], donde se describen el diseño, los componentes a utilizar y el método de procedimiento para obtener resultados similares a los esperados para el modelo transistor empleado en el amplificador.
5.1 Especificaciones
Se pretende diseñar un amplificador de potencia de banda ancha (PA) de RF, el cual conste de un elemento activo, un transistor, y dos redes de adaptación: una, a la entrada del transistor que acople la señal transmitida por el generador y, la segunda, a la salida del transistor que acople la señal de salida con la carga, las cuales se simularán con componentes ofrecidos por NI AWR.
El amplificador elegido consta de un transistor de tecnología GaN HEMT de qorvo, en concreto, el T2G6003028-FL, debido a su creciente atractivo para múltiples aplicaciones de alta frecuencia y alta potencia. Además, el fabricante nos proporciona el modelo necesario para su simulación con el software de AWR. Las especificaciones del transistor se detallan en el datasheet y los parámetros más significativos se enumeran a continuación:
• Banda ancha (DC a 6 GHz)
• 7úi = 287, valor optimizado para el punto de operación
• ùúi = 200ûü, valor optimizado para el punto de operación
• †ç°¢ = 308
El tipo de amplificador que se ha pensado para aumentar la potencia corresponde con el clase F que, teórica e idealmente, alcanzaría un 100% de eficiencia. El diseño en cuestión será sencillo, ya que se harán uso de sintonizadores de balance armónico (HBTUNER) capaces de adaptar la impedancia vista por uno de sus puertos a la especificada como parámetro en su otro puerto, es decir, como redes de adaptación.
H
Amplificador de potencia
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50
En cuanto a los requisitos de diseño, se ha optado por adaptar la impedancia del primer armónico lo mejor posible e intentar reducir los efectos del segundo y tercer armónico, llevando a corto el segundo y casi a circuito abierto el tercero.
5.2 Descripción General del diseño
En primer lugar se polariza y estabiliza el transistor, haciéndose un análisis DC donde se aprecian las curvas características de tensión y corriente del transistor. Tras la ejecución del análisis, se comprueba el punto de operación óptimo que se aconseja en el datasheet del fabricante.
Se introduce la tensión de puerta respectiva y se realiza la adaptación de impedancias. Para ello, se fija la frecuencia del armónico fundamental y se ajusta la impedancia vista a la salida del circuito. Una vez esté adaptada para la frecuencia fundamental, se sintonizan el segundo y tercer armónico de acuerdo al modo de operación, en nuestro caso, el clase F. Esto significa que se ha de llevar a cortocircuito el segundo armónico y a circuito abierto el tercero.
Por último, se harán análisis no lineales y simulaciones con el fin de determinar la eficiencia del diseño propuesto. Para esto, se hará uso de simulaciones Load Pull generadas con el software a partir de los datos proporcionados por los sintonizadores y en base a la potencia de entrada.
5.2.1 Polarización y estabilización del transistor
La polarización y estabililzación del transistor se lleva a cabo mediante un barrido de tensiones tanto en la puerta como en el drenador del transistor, lo que dará lugar a la curva característica I-V del transistor. Para este paso el programa dispone de un elemento de medida llamado IVCURVE, el cual simplemente hay que conectar al drenador y a la puerta del transistor en cuestión y representar la medida en una gráfica rectangular.
Figura 5-1 Esquemático para polarizar y estabilizar el transistor
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Según las recomendaciones del fabricante que encontramos en el datasheet, el punto óptimo para el modelo se garantiza para una tensión drenador-fuente de 28V. A dicha tensión, encontramos el punto de operación para la corriente de drenador Ids = 200mA y la tensión de puerta Vgs = -3V aproximadamente.
Figura 5-2 Curvas IV del qorvo T2G6003028-FL
5.2.2 Load Line
Una vez que tenemos las tensiones de fuente y drenador seleccionadas, se procede a la simulación Load Line, la cual nos permitirá ajustar las impedancias de entrada y salida del transistor para garantizar la máxima transferencia de potencia.
Dada la dificultad que se encuentra a altas frecuencias, además de la imposibilidad de ajustar impedancias para un rango de frecuencias, se priman unas especificaciones sobre otras. En este caso, se opta por adaptar a la frecuencia fundamental, r = 2stu, e intentar que el efecto del segundo y tercer armónico sea el menor posible. Para ello, se lleva a cortocircuito el segundo armónico y a circuito abierto el tercero.
El procedimiento a seguir deberá ser muy experimental, se trata de variar las amplitudes y fases de los tres primeros armónicos y observar los efectos que tienen sobre la curva característica. Esto se lleva a cabo realizando el análisis Dynamic Load Line (IVDLL en AWR), una curva no lineal que se superpone a las curvas características que hemos simulado en el apartado anterior.
Antes de empezar a probar con los armónicos, se fija un valor de potencia en el puerto 1 suficiente para garantizar una señal de mayor tamaño que sea visible y se pueda ajustar fácilmente durante las simulaciones Load Line. Además, se disminuye el valor de la capacidad paralela a la entrada en el transistor, C1, y se aumenta la resistencia R1 ya que tras realizar distintas simulaciones que veremos más adelante, se pudo apreciar que ajustaba la impedancia de entrada del armónico fundamental a la impedancia característica de la
Amplificador de potencia
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línea. De modo que garantiza la mayor transferencia a la entrada del transistor pàra la frecuencia fundamental.
En cuanto al diseño, cabe destacar que no se trata de un diseño de amplificador clase F habitual, ya que los circuitos resonantes no se encuentrana a la salida, sino a la entrada del transistor. Esto es así porque se trata de un amplificador de potencia y no de ganancia, como se podrá comprobar en la simulación de potencia y ganancia realizadas sobre el Load Pull.
Los valores finales para los distintos parámetros que forman el esquemático son los siguientes:
Tabla 5-1 Valores del esquemático para el análisis DC
ID elemento Valor Unidad
1 32 dBm
V1 -3 V
V2 28 V
TU3
Mag1 0.945 -
Ang1 -157.4 deg
Mag2 0 -
Ang2 0 deg
Mag3 0 -
Ang3 0 deg
TU4
Mag1 0.75 -
Ang1 -175 deg
Mag2 1 -
Ang2 -160.3 deg
Mag3 0.71 -
Ang3 -172.7 deg
C1 6.9 pF
C2 10000 pF
R1 300 Ω
R2 50 Ω
L1 22 nH
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Figura 5-3 Esquemático para análisis DC
Finalmente, el resultado obtenido se puede ver a continuación, superpuesto a las curvas características, mostrando una región que se considera la región óptima de funcionamiento del transistor.
Figura 5-4 Curva característica V-I frente al Load Line
Amplificador de potencia
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Como se ha comentado anteriormente, se han hecho uso de diferentes simulaciones para ajustar y verificar los parámetros tanto de potencia, como de la adaptación de impedancias a la entrada y a la salida.
En primer lugar, se ha de tener claro el efecto de cada componente para su utilización en el ajuste de parámetros. Tras realizar diferentes barridos, se comprueba que para ajustar las impedancias de salida de las frecuencias fundamental y sus dos primeros armónicos hay que variar las magnitudes y fases del HBTUNER de salida. Por el contrario, para ajustar las impedancias de entrada, hay que añadir a las modificaciones del HBTUNER de entrada la resistencia R1 y capacidad C1, que se deja practicamente igual al recomendado en el artículo.
El resultado es muy similar al esperado, se consigue adaptar la entrada a la impedancia característica de la línea para la frecuencia fundamental y las salidas se acercan todo lo posible, tras varias simulaciones, a los valores especificados ya comentados anteriormente.
Figura 5-5 Impedancias de salida según sus armónicos
En segundo lugar, se ha tratado de conseguir las formas de ondas de tensión y corriente que se esperan para un amplificador Clase F. En concreto, una forma de onda cuadrada en la tesión durante la primera parte del periodo y una forma de onda sinusoidal rectificada en la corriente durante la segunda parte del periodo.
En este proceso se observa la importancia de la potencia que se fije en el puerto de entrada, se ha ido incrementando viendo los resultados hasta comprobar que existe un límite en el que satura y se pierden las formas de onda y la curva de la simulación no lineal LOAD LINE. Finalmente, las señales de tensión y corriente para 32 dBm presentan las siguientes formas de onda:
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Figura 5-6 Formas de onda de tensión y corriente
Una vez se llega a este punto, se procede a realizar simulaciones que verifiquen que los parámetros que se han fijado verdaderamente son apropiados, reflejando resultados óptimos para un amplificador de potencia. En concreto, se ha optado por las pruebas más recurrentes en circuitos de RF, simulaciones en frecuencia, los parámetros S11 y S22, es decir, coeficiente de reflexión, o pérdidas de retorno, y coeficiente de transmisión, respectivamente.
Figura 5-7 Coeficientes de reflexión y transmisión del amplificador
Amplificador de potencia
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Figura 5-8 VSWR del amplificador
A la vista de los resultados, se concluye que la elección de los parámetros es buena. Todo indica que podemos garantizar, con un un pequeño margen de error y, sin tener en cuenta las pérdidas que se darían en su uso debidas a conectores y otros factores externos, que el circuito amplificador transferirá la mayor parte de potencia.
5.2.3 Load Pull
Por último en este capítulo, se tratará de realizar un análisis Load Pull para el primer armónico. Para ello, se hará uso de una plantilla de la que dispone AWR, la cual habrá de ajustarse a nuestro diseño. En concreto, se sustituirá el modelo del dispositivo activo, nuestro transistor y se especificará el rango de potencias a la que queremos simular.
El análisis devuelve un fichero de datos con los puntos de impedancia de la carga para el armónico fundamental, los cuales serán utilizados para realizar simulaciones y representar datos.
En este trabajo, se ha decidido simular los contornos de eficiencia de potencia efectiva (PAE) y la potencia de salida. La máxima PAE y potencia de salida serán las que nos muestren las curvas que se entrecrucen, formando una región con puntos gamma que cumplen esas condiciones.
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Figura 5-9 Plantilla Load Pull de NI AWR
En la imagen observamos una plantilla para realizar análisis Load Pull. Los únicos cambios con respecto a la plantilla original son el cambio del transistor, los valores de los armónicos de los HBTUNER y el rango de potencias de entrada a simular.
Las simulaciones de eficiencia y potencia se muestran a continuación, comprenden los contornos de PAE, potencia de salida, máximos de PAE y potencia de salida, los puntos gamma y el contorno formado por la unión de dos contornos respectivos a PAE y potencia. Este último contorno define las especificaciones con las que nuestro amplificador funcionará para unas determinadas cargas, es decir, los puntos gamma.
Figura 5-10 Contornos de eficiencia y potencia de salida
Amplificador de potencia
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Los resultados del Load Pull varían dependiendo de la potencia de entrada. En este caso, se mjeustran para la potencia de 32 dBm con la que se ha estado trabajando desde el principio.
Si variamos este parámetro, aunmentando la potencia de entrada, podemos visualizar en tiempo real los cambios en la gráfica del Load Pull. De este modo se comprueba un mayor porcentaje en la eficiencia PAE y potencia de salida, sin embargo conlleva un costo que ya se vio en el Load Line, las formas de onda se volvían irregulares.
Por tanto, la potencia de entrada se ha dejado en 32 dBm y se concluye que el amplificador posee una eficiencia de potencia del 44% con potencia de salida de 40 dBm.
Por útlimo, se lleva a cabo la siulación de la ganancia, con sus respectivas potencia de entrada y salida para visualizar gráficamente el dato. En la siguiente imagen se verifica que la ganancia del sistema en 2 GHz son 18.8 dB.
Figura 5-11 Ganancia en potencia del amplificador de RF
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6 SISTEMA DE RF
e dispone de un sistema pasivo de RF, el cual se ha verificado que posee un pico de resonancia en la frecuencia de 2 GHz donde el coeficiente de reflexión y la relación de onda estacionaria son valores aceptables. Además, se ha llevado a cabo el diseño de un sistema activo, un amplificador que opera a 2
GHz amplificando señales con una eficiencia del 44%, que se considera suficiente para los fines de este trabajo.
En base a lo anterior, se ha decidido para este capítulo diseñar un sistema de RF que combine los módulos anteriores. El objetivo es demostrar su funcionalidad añadiendo para ello componentes que garanticen la seguridad del amplificador ante posibles reflexiones de la antena.
6.1 Especificaciones
Las especificaciones para el diseño del mismo son las mismas que se especifican en los capítulos correspondientes a la antena y el amplificador. Pero además, se añadirá una respecto a la seguridad del amplificador ante la potencia de backscattering.
Se ha optado por el uso de acopladores híbridos de 90º con acoplamiento de 3dB, ya que son frecuentemente usados en estos sistemas. Constan de 4 puertos:
• P1: puerto de entrada, puerto por donde se inyecta la señal.
• P2: puerto aislado, debe estar cargado con la impedancia característica del acoplador
• P3: puerto por el que se extrae la señal de salida.
• P4: puerto acoplado, por el que se obtiene una muestra de la señal de entrada desfasada 90º.
El acoplador divide la señal de entrada en potencia, pero sacando por sus salidas dos señales con la misma amplitud desfasadas 90º.
S
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6.2 Descripción general
En base a las especificaciones y teniendo en cuenta la utilización del acoplador híbrido, se ha realizado un diseño que haga uso del amplificador y la antena. Además, para comprobar las diferentes respuestas en las medidas que se puedan dar con la antena circuital o con estructura EM, se añaden las dos opciones.
El procedimiento a seguir viene siendo el mismo al ejecutado durante la realización del proyecto. Se realiza el esquemático del diseño, si hay que ajustar parámetros, se utiliza un componente que haga varíe los valores de los parámetros del componente en cuestión visualizándolo a tiempo real en las gráficas y se muestran las simulaciones apropiadas para garantizar las especificaciones.
6.2.1 Diseño del Sistema de RF
Se ha seguido el ejemplo encontrado en IEEE [14], un diseño de un amplificador de potencia con tecnología GaN, aunque con especificaciones diferentes a las presentadas en el diseño del amplificador, en el Capítulo 4.
En primer lugar, se ha planteado un diseño basado en garantizar la transferencia de potencia y proteger el amplificador de las posibles reflexiones. Para ello, se utilizan acopladores híbridos en cuadratura, los cuales están disponibles en el software AWR como QHYB, con la definición de los puertos que se ha dado al principio de este capítulo.
El factor de acoplamiento de 3dB es el más usado, nos da una relación entre la potencia en el puerto acoplado con respecto a la del puerto de entrada, aunque este acoplamiento no es constante sino que varía con la frecuencia.
Figura 6-1 Esquemático sistema RF con antena circuital
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Figura 6-2 Esquemático sistema RF con antena EM
Los componentes de antena: “Antenna” y “EM Antenna” corresponden a los diseños mostrados en el capítulo 4, concretamente, las figuras 4-4 y 4-9. Por tanto, están formadas por el circuito adaptador y la correspondiente antena.
La inserción de los componentes como SUBCKT ya se ha visto anteriormente en este trabajo, basta añadir a nuestro nuevo proyecto los esquemáticos necesarios e incluirlos como subcircuitos en el nuevo esquemático.
Se ha cambiado el puerto de entrada del amplificador por uno normal, que no contenga ningún tipo de entrada, ya que la potencia de entrada será especificada por el nuevo puerto del sistema de RF diseñado en este capítulo.
6.2.2 Simulaciones y análisis
Se procede a la realización y ejecución de simulaciones en el dominio de la frecuencia para visualizar los parámetros más importantes como son el coeficiente de reflexión y la relación de onda estacionaria, y en el dominio del tiempo para comprobar las formas de onda de tensión, corriente y potencia en diferentes puntos del sistema.
6.2.2.1 Simulaciones en el dominio del tiempo
Se ha empezado por las simulaciones con respecto al tiempo con objeto de verificar que se mantienen las formas de onda de tensión y corriente que se obtuvieron en las simulaciones del amplificador. Se harán uso de análisis Harmonic Balance para representar las formas de onda.
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Figura 6-3 Formas de onda de tensión y corriente (Vdrain-Idrain) de ambos amplificadores
Los resultados reflejan que se alcanzan los mismos valores a los obtenidos en la simulación realizada sobre el sistema amplificador en el capítulo 5. Las ondas han sufrido una mayor deformación debido a que el acoplador divide la potencia de entrada por sus dos salidas y, como se vio, las formas de ondas necesitaban un valor de potencia suficiente para mantener las formas cuadrada y sinusoidal características. Por último, es fácil ver el desfase entre una rama y otra, ya que las primeras curvas corresponden a la rama acoplada, mientras que las segundas a la salida directa.
En segundo lugar, se han añadido medidas de formas de tensión para hacer un seguimiento en tensión por el circuito y verificar que la señal queda amplificada al llegar a la antena.
1. Tensión de entrada al transmisor y tensiones a la salida del acoplador, entrada de amplificadores:
Figura 6-4 Tensiones de entrada al transmisor y ambos amplificadores
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2. Tensiones a la salida de los amplificadores, antes del acoplador de salida:
Figura 6-5 Tensiones a la salida de ambos amplificadores y a la entrada
3. Tensión en la antena, a la salida del acoplador de salida:
Figura 6-6 Tensiones de la antena y de la entrada
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Por último, se ha simulado la potencia del circuito, por partes, como en el caso de la tensión. El resultado es el siguiente:
Figura 6-7 Potencia de entrada y salida al transmisor y amplificador
La potencia de entrada a los amplificadores, es decir, la que transfiere el acoplador, resulta 3dB menos que la de entrada al circuito, como cabía esperar, así como 3dB más a la salida del acoplador de salida.
Pero además, la potencia de salida del transmisor resulta 18.8 dB por encima de la de entrada al amplificador, la cual coincide exactamente con la ganancia en potencia que fue calculada en el Capítulo 5.
No se han mostrado los resultados obtenidos con el transmisor que contiene la antena con su modelo EM debido a su gran parecido.
6.2.2.2 Simulaciones en el dominio de la frecuencia
En este apartado se tratará de simular los parámetros de interés que en el tiempo resultan difíciles de evaluar, como son los parámetros S y la relación de onda estacionaria. Estos parámetros, finalmente, determinarán la evaluación de nuestro sistema de RF.
Para empezar, se han representado todas las curvas de interés correspondientes al parámetro /00, el coeficiente de reflexión, y así evaluamos las pérdidas en función de la frecuencia.
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Figura 6-8 Coeficientes de reflexión por componentes y conjunto completo
Los resultados para las antenas y el amplificador de potencia son los mismos a los obtenidos en sus respectivos capítulos. Y en cuanto a las respuestas de los transmisores, se puede apreciar el mismo pico en 2.8 GHz que al debido por la antena en el modelo circuital, mientras que por lo demás, son practicamente iguales.
A diferencia de las curvas de antenas y del amplificador, el transmisor con acopladores presenta un coeficiente de reflexión muy bajo para todo el rango de frecuencias. Esto se debe a la actuación de los acopladores híbridos con factor de acoplamiento 3dB. Si no se hubiesen añadido, las curvas se presentarían similares a las del amplificador de potencia.
Figura 6-9 Coeficiente de refléxión de transmisores sin acopladores (/ÄÄ) frente a transmisores con
acopladores (/00)
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Se procede a la representación de la relación de onda estacionaria que, recordemos, debe ser 1 al menos en la frecuencia de operación.
Figura 6-10 Relación de onda estacionaria vista a la entrada de los transmisores
Se observa una cierta estabilidad en cuanto a los valores en el rango frecuencial, no como en el siguiente caso, en el que se ha simulado el transmisor sin el uso de acopladores:
Figura 6-11 Transmisor sin acopladores híbridos
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Figura 6-12 Relación de onda estacionaria en transmisor sin acopladores
Referencias
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REFERENCIAS
[1] Ingeniería de Microondas: técnicas experimentales – José M. Miranda, J.L. Sebastián
[2] I.J. Bahl and P. Bhartia Microstrip Antennas
[3] http://erf-training.com/conquer-radio-frecuency.html
[4] D. M. Pozar and D. H. Schaubert. Microstrip Antennas. The Analysis and Design of Microstrip
Antennas and Arrays. IEEE Press, 1995
[5] http://www.telecos-malaga.com/descargas/apuntes/4Curso/FM1/FM1-Apuntes.pdf
[6] C. A. Balanis, Antenna Theory. Analysis and Design. John Wiley and Sons, Inc., 2005
[7] http://polired.upm.es/index.php/iac/article/view/1762
[8] www.awrcorp.com
[9] http://personales.unican.es/peredaj/pdf_Apuntes_MTG/
[10] https://www.ece.ucsb.edu/~long/ece145b/PA_notes3.pdf
[11] http://www.awrcorp.com/sites/default/files/content/attachments/AN-M-GaN-PA-2016.4.20.pdf
[12] https://en.wikipedia.org/
[13] http://www.cartagena99.com/recursos/electronica/apuntes/CH9ST_Web.pdf
[14] https://ieee.li/pdf/viewgraphs/gan_power_amplifier-design.pdf
[15] https://upcommons.upc.edu/
[16] http://www.redislogar.com/media/multimedia/ficheros/49.pdf
[17] http://www.microwavejournal.com/ext/resources/Webinars/2013a/SLIDES_RFMWamp_6nov13.pdf
[18] J.L. Jiménez, J.M. Rodríguez, V. González, Procedimiento de diseño y realización de antenas de
parche en tecnología Microstrip