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Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio

Una Guía Práctica para Ingenieros

Walter Fischer

Walter Fischer

Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio

Una Guía Práctica para Ingenieros

Segunda Edición Con 483 Figuras and 71 Tablas

Autor: Dipl.-Ing. (FH) Walter Fischer Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Geschäftsbereich Meßtechnik Mühldorfstr. 15 81671 Múnich Alemania E-Mail: [email protected] Traducido al español por: Ing. Luis A. Bordo Lima - PERU E-Mail: [email protected] La Edición original en inglés con el título “DigitalVideo and Audio Broadcasting Techno-

logy” fue publicada por la editorial alemana Springer.

ISBN 978-3-939837-10-7 0002.7848.00

© 2009 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Este trabajo está sujeto a derechos de autor. Todos los derechos reservados, si todo o parte del material son reseñados, específicamente los derechos de traducción, reimpresión, reutilización de ilustraciones, lectura pública, radiodifusión, reproducción en microfilm o de cualquier otra manera, y el almacenaje en bancos de datos. La duplicación de esta publicación o partes de esta se permiten solamente bajo provisiones de la ley de derechos de autor alemana del 9 de septiembre de 1965, en su versión actual, y el permiso para el uso se debe obtener siempre de Rohde & Schwarz. Las violaciones están sujetas al procesamiento bajo la ley de derechos de autor alemana. El uso de nombres descriptivos generales, de nombres registrados, de marcas registradas, etc. en esta publicación no implica, incluso en ausencia de una declaración específica, que tales nombres están exentos de las leyes y de las regulaciones protectoras relevantes y por lo tanto libres para el uso general

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Prólogo Sin duda, este libro definitivamente puede llamarse un trabajo de referencia y puede ser una verdadera “Guía de Ingeniería a la Televisión Digital”. Walter Fischer es un autor sobresalientemente conocedor y un experto en su campo. Lo he conocido desde principio de los años ochenta cuando asistió a mis con-ferencias a la Fachhochschule München (Universidad de Ciencias Aplicadas de Múnich). Él atrajo la atención, incluso entonces, por su excelente conoci-miento y por la manera como lidió con los nuevos y complejos problemas. Después de que él había concluido sus estudios, los contactos continuos con mi antiguo empleador Rohde & Schwarz le proporcionó después la oportuni-dad de dar rienda suelta a su talento en el Departamento de Ingeniería de Prueba de Televisión. En 1988 la Fernseh - und Kinotechnische Gesellschaft (Asociación Cinema-tográfica y Televisión) le otorgó el Premio Rudolf Urtel por desarrollar, in-dependientemente, un método de prueba para determinar los parámetros de un canal de video por medio de la Transformada Rápida de Fourier (FFT). Después de un largo período para desarrollar los instrumentos de prueba para señales de televisión análoga y digital y provisto con el extenso conocimiento ganado en la práctica de la televisión digital, él finalmente realizó su anhelo de mucho tiempo y se cambió al campo de la enseñanza. Desde hace ya algu-nos años él ha estado activo en el Centro de Entrenamiento de Rohde & Schwarz y ha estado pasando este conocimiento en los seminarios por el mundo. Puedo agregar que yo también me he podido beneficiar de la especia-lización de Walter Fischer en mi propia, relativamente breve, colección de artículos sobre televisión digital. Le deseo a Walter Fischer éxito continuo, particularmente respecto a una buena aceptación de este trabajo de referencia a lo largo del mundo. Aschheim cerca de Munich, febrero de 2003 Profesor Rudolf Mäusl

Prefacio a la Segunda Edición Pocos años han pasado desde la aparición de la primera edición en inglés de esta obra en las librerías. La televisión de Digital se ha convertido en un hecho de la vida en muchos países, transportado al espectador ya sea por satélite, o terrenalmente a través de la antena del tejado, y ahora se tienen también los primeros asomos de una cuarta vía con IPTV, televisión por In-ternet, sin olvidar la TV móvil que se está mencionando cada vez con mayor frecuencia en la publicidad. Todas éstas son las razones por las que llegó a ser necesario actualizar y ampliar mucho el libro. Pero también se han agre-gado algunos capítulos nuevos tales como la DAB, la difusión de datos (Data Broadcasting), la TV móvil bajo la forma de DVB-H, y la T-DMB, DRM, etc. Las secciones sobre modernos métodos de codificación de la fuente tales como MPEG-4 también se han enmendado, incorporando muchas sugeren-cias de lectores y de participantes en seminarios. Mis publicaciones anteriores “Digital Televisión - Una guía práctica para ingenieros” y “Digitale Fernsehtechnik in Theorie und Praxis” han encontra-do buena aceptación dentro de un amplio círculo de lectores y ambos trabajos también han sido utilizados como material de ayuda preponderante en nume-rosos seminarios. Mi cátedra en el tema de la “Ingeniería de la Televisión” en la Universidad de Ciencias Aplicadas de Múnich, donde pretendo seguir con el espíritu de las conferencias del profesor Mäusl en el tema, también me está proveyendo de nuevos impulsos de las maneras cómo se puede impartir el conocimiento en el tema y en la selección del contenido, mientras que al mismo tiempo enri-quece mi propia experiencia. Desde la edición pasada, muchos nuevos resultados y experiencias han sido recolectados por mí en muchos seminarios a través del mundo y también cuando participaba personalmente en el encendido de las redes de DVB-T en Baviera. Algunos de estos resultados y experiencias serán asimismo encon-trados en este libro. Muchas gracias a mis editores, Springer Verlag, especialmente al Dr. Merkle, a la Sra. Jantzen y a Horst von Renouard, el traductor de la edición inglesa de este libro, y a mis colegas de Rhode & Schwarz, por su excelente colabora-ción en producir el libro terminado. Moosburg an der Isar, cerca de Múnich, Agosto 2007 Walter Fischer

Prefacio El mundo de la ingeniería de televisión me ha fascinado por mucho tiempo y desde el día que escribí mi tesis de grado sobre “La Generación de Líneas de Prueba” en la Fachhochschule München (Universidad de Ciencias Aplicadas de Múnich) bajo el Prof. Rudolf Mausl en 1983, nunca más me he podido desligar de ella. Mi investigación para esta tesis me llevo a contactar con Rohde & Schwarz, quienes después de ello se tornaron en mis empleadores. Yo trabajé allí como ingeniero de desarrollo hasta 1999, siempre en ingenier-ía de prueba de video pero dentro de varios campos de productos y activida-des. Durante muchos años, esta actividad involucró la comprobación de video analógico y allí principalmente las señales de prueba insertadas en el video (VITS), pero desde mediado de los años noventa el enfoque cambió cada vez más hacia MPEG-2 y la radiodifusión de video digital (DVB) y desde enton-ces generalmente al campo de la televisión digital. Naturalmente, como con-secuencia de mi trabajo como un ingeniero de desarrollo también me estuve intensivamente comprometido en el campo de desarrollo de firmware y de software y mi envolvimiento con el lenguaje de programación C y C++ me llevó al dominio de entrenamiento de software donde estuve intensamente dedicado y activo durante el inicio de los años noventa. He perdido la cuenta del número de seminarios y de los participantes en estos seminarios que tu-vieron éxito implantando en mí una alegría en este tipo de “trabajo”. Cual-quiera fuera la causa, estaba en el curso de éstos, quizás cuarenta seminarios que descubrí mi amor por instruir y en 1999 escogí esto fuera mi ocupación principal. Desde marzo de 1999, he estado activo como instructor en el cam-po de la ingeniería de televisión, tema principal: “la televisión digital”, en el Centro de Entrenamiento de Rohde & Schwarz. Desde entonces, he viajado por el mundo volando más de 500,000 km, de Estocolmo a Sydney, para pro-porcionar instrucción sobre el nuevo campo de televisión digital y sobre todo sobre ingeniería de pruebas y tecnología de transmisores. Un evento clave en mi vida profesional fue la solicitud de un seminario desde Australia en julio de 1999 que originó, a la postre, 7 viajes a Australia con una estancia total de casi medio año, más de 50 días de seminario y casi 400 participantes. De esto ha surgido un amor para este muy lejano y maravilloso continente, que, estoy seguro, aparecerá entre líneas a lo largo de este libro. Una de las sugerencias principales para escribir este libro como un currícu-lum vitae de mis seminarios vino del círculo de participantes en Australia.

Estos viajes dieron lugar a impulsos significantes y he ganado una gran canti-dad de experiencia práctica durante mis seminarios en ese país y durante la construcción de su red DVB-T que probó ser inestimable en la creación de este libro. Debo especial gratitud a mi colega, Simón Haynes de Rohde & Schwarz Australia, que me proporcionó el apoyo más íntimo para los semina-rios y con sugerencias útiles para este libro. Hablamos a menudo sobre publi-car los contenidos de los seminarios pero había subestimado el esfuerzo invo-lucrado. La documentación original para los seminarios no se prestaba fácil-mente para plasmar directamente el libro. Virtualmente todos los textos han sido revisados completamente, pero ahora tenía bastante para ocuparme du-rante los casi 100 días de viaje al año, y sus noches, un factor importante con todo el fastidio de estar ausente de casa. Mis lectores serán individuos que tengan un interés práctico en el nuevo asun-to de la “Televisión Digital”, ingenieros y técnicos que quieran, o tengan que, familiarizarse con este nuevo campo y, por consiguiente, el libro incluye sólo un mínimo contenido de matemáticas aunque, por la naturaleza del asunto, tiene que haber un poco. Mientras tanto, he podido extender mis viajes de instrucción a otros países como, por ejemplo, Groenlandia, y allí, también, recoger numerosas impre-siones. Sin embargo, aunque es muy bonito ver el mundo como resultado de las actividades profesionales propias, este asunto no es fácil para la familia o para uno mismo. Por esta razón, me gustaría aprovechar esta oportunidad de expresar mi especial gratitud a aquéllos que tenían que quedarse en casa, para quienes no estuve entonces disponible. En algún grado, esto también se aplica al tiempo dedicado a escribir este libro. En particular, agradezco a mi hija Christine por su ayuda en escribir el manuscrito. Me gustaría agradecer a Horst von de Renouard de Londres para su traduc-ción acertada. Por coincidencia, él ha pasado también muchos años en Aus-tralia e igualmente viene del campo de la ingeniería de televisión. Él pudo así sentir empatía con lo que yo estaba intentando expresar y trasladar esto en su traducción. Y mientras me encuentro en el tema de la traducción, debo tam-bién mi gratitud al Departamento de Traducción de Rohde & Schwarz que también contribuyó con algunos capítulos que se requirieron por adelantado para propósitos del seminario. A mi empleador anterior, el Prof. Rudolf Mäusl que me inició en el mundo de la ingeniería de televisión como nadie más lo podría haber hecho, mi cordial gratitud por nuestras muchas conversaciones y por todas sus útiles sugeren-cias. Sus conferencias al Fachhochschule y su manera de impartir los cono-cimientos siempre han sido una influencia y guía en mí y, espero, también haya sido una influencia positiva sobre cómo este libro ha resultado. Sus mu-chas publicaciones y libros son modelos en su campo y sólo pueden reco-mendarse. Muchas gracias también a mis editores, Springer Verlag, al Dr. Merkle, a la señora Jantzen y a la señora Maas para su apoyo activo, y por la oportunidad de publicar este libro por esta renombrada casa editorial.

Y muchas gracias por las muchas discusiones y sugerencias de los participan-tes en mis seminarios a lo largo del mundo, en Australia, Austria, Canadá, la República Checa, Francia, Alemania, Groenlandia, Letonia, México, Países Bajos, Portugal, España, Suecia, Suiza, Turquía, los Estados Unidos y todos los demás países en que he estado o de los que los participantes hayan venido a Múnich u otro lugar para reunirse conmigo para indagar sobre el complejo asunto de la televisión digital. Hasta ahora, ha habido seminarios mundiales por 300 días sobre el tema de la televisión análoga y digital, con aproximadamente 2000 participantes de to-das partes del mundo. Estos seminarios internacionales brindan una rica expe-riencia personal y estoy muy agradecido a los muchos contactos realizados; algunos continúan todavía vía correo electrónico. Moosburg an der Isar, cerca de Múnich, junio de 2003 Walter Fischer

Tabla de Contenido

1 Introducción 1-1 2 Televisión Analógica 2-1

2.1 Exploración de la Imagen Original en B/N 2-4 2.2 Sincronización Horizontal y Vertical 2-5 2.3 Adición de la Información de Color 2-7 2.4 Métodos de Transmisión 2-10 2.5 Distorsión e Interferencia 2-11 2.6 El Intervalo de Borrado Vertical 2-13 2.7 Mediciones del Video Analógico 2-17

3 Flujo de Datos MPEG-2 3-1

3.1 Flujo Elemental Empaquetado (PES) 3-3 3.2 Paquete de Flujo de Transporte MPEG-2 3-7 3.3 Información para el Receptor 3-11

3.3.1 Sincronización del Flujo de Transporte 3-11 3.3.2 Lectura de la Estructura del Programa Actual 3-12 3.3.3 Acceso a un Programa 3-14 3.3.4 Acceso a Programas Cifrados 3-14 3.3.5 Sincronización del Programa (PCR, DTS, PTS) 3-16 3.3.6 Información Adicional en el Flujo de Transporte 3-19 3.3.7 Secciones y Tablas No-Privadas y Privadas 3-19 3.3.8 Información de Servicio según DVB (SI) 3-28

3.4 PSIP según ATSC 3-41 3.5 Tablas ARIB según ISDB-T 3-43 3.6 Tablas DMB-T (China) 3-45 3.7 Otros Detalles Importantes del Flujo de Transporte MPEG-2 3-45

3.7.1 Prioridad de Transporte 3-46 3.7.2 Bits de Control de Cifrado del Transporte 3-47 3.7.3 Bits de Control del Campo de Adaptación 3-47 3.7.4 El Contador de Continuidad 3-47

4 Video Digital según la Norma UIT-BT.R.601 (CCIR 601) 4-1 5 Televisión en Alta Definición - HDTV 5-1 6 Transformadas Hacia y Desde el Dominio de la Frecuencia 6-1

6.1 La Transformada de Fourier 6-2 6.2 La Transformada Discreta de Fourier (DFT) 6-4 6.3 La Transformada Rápida de Fourier (FFT) 6-7

6.4 Implementación y Aplicaciones Prácticas de la DFT y la FFT 6-8 6.5 La Transformada Discreta de Coseno (DCT) 6-8 6.6 Señales en el Dominio del Tiempo y su Transformación al

Dominio de la Frecuencia 6-11

6.7 Errores Sistemáticos Asociados con la DFT o FFT y la Forma de Evitarlos

6-14

6.8 Las Funciones Ventana 6-16 7 MPEG-2 Codificación del Video 7-1

7.1 Compresión del Video 7-1 7.1.1 Reducción de la Cuantización de 10 bits a 8 7-2 7.1.2 Descarte de los Intervalos de Borrado Horizontal y

Vertical 7-3

7.1.3 Reducción en la Resolución Vertical del Color (4:2:0)

7-4

7.1.4 Pasos Adicionales para la Reducción de Datos 7-5 7.1.5 Modulación Diferencial de Pulsos Codificados de

Imágenes en Movimiento 7-6

7.1.6 La Transformada Discreta de Coseno Seguida por Cuantización

7-11

7.1.7 Exploración en Zigzag con Codificación de Longi-tud Variable

7-17

7.1.8 Codificación Huffman 7-18 7.2 Resumen 7-18 7.3 Estructura del Flujo Elemental de Video 7-21 7.4 Métodos de Compresión más Recientes 7-23 7.5 MPEG-4 Codificación Avanzada de Video (AVC) 7-24

8 Compresión de las Señales de Audio en MPEG y Dolby Digital 8-1

8.1 Fuentes de Señal de Audio Digital 8-1 8.2 Historia de la Codificación del Audio 8-2 8.3 Modelo Psicoacústico del Oído Humano 8-4 8.4 Principios Básicos de la Codificación del Audio 8-9 8.5 Codificación por Sub-bandas de acuerdo con las Capas I, II de

MPEG 8-10

8.6 Codificación por Transformadas para MPEG Capa III y Dolby Digital

8-13

8.7 Sonido Multicanal 8-14 9 Transmisión de Teletexto en DVB 9-1

9.1 Teletexto y Subtítulos 9-1 9.2 Sistema de Programación de Video 9-5

10 Comparación de las Normas de Video Digital 10-1

10.1 MPEG-1 y MPEG-2, VCD y DVD, M-JPEG y MiniDV/DV 10-1

10.2 MPEG-3, MPEG-4, MPEG-7 y MPEG-21 10-4 10.3 Interfaces Físicas para las Señales de Video Digital 10-7

10.3.1 CCIR 601 Paralelo y Serie 10-9 10.3.2 Interfaz Paralela Sincrónica del Flujo de Transpor-

te 10-9

10.3.3 Interfaz Serial Asíncrona del Flujo de Transporte 10-11 11 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2 11-1

11.1 Pérdida de Sincronización 11-2 11.2 Bytes de Sincronización Errados 11-4 11.3 Tabla de Asociación Programa Perdida o Errada 11-4 11.4 Tabla de Mapeo de Programa Perdida o Errada 11-5 11.5 PID_Error 11-6 11.6 Continuity_Count_Error 11-7 11.7 Transport_Error (Prioridad 2) 11-8 11.8 Error de Verificación de Redundancia Cíclica (CRC) 11-8 10.9 Error del Reloj de Referencia de Programa (PCR) 11-9 11.10 Error en la Marca de Tiempo de Presentación (PTS) 11-10 11.11 Error en la Tabla de Acceso Condicional (CAT) 11-11 11.12 Error en la Tasa de Repetición de la Información de Servi-

cio 11-12

11.13 Supervisión de las Tablas NIT, SDT, EIT, RST, TDT/TOT 11-13 11.14 PIDs Indeterminados 11-14 11.15 Error en la Transmisión de la Información de Servicios

Adicionales 11-14

11.16 Otros Errores en las NIT, SDT y EIT 11-15 11.17 Supervisión de un Flujo de Transporte MPEG-2 compati-

ble con ATSC 11-15

12 Análisis de la Calidad de Imagen en Señales de TV Digital 12-1

12.1 Métodos por Medir la Calidad de Imagen 12-3 12.1.1 Análisis Subjetivo de la Calidad de Imagen 12-4 12.1.2 Método de Escala de Calidad Perenne de Estímulo

Doble 12-4

12.1.3 Método de Evaluación de Calidad Perenne de Estímulo Único

12-5

12.2 Análisis Objetivo de la Calidad de Imagen 12-5 13 Fundamentos de la Modulación Digital 13-1

13.1 Introducción 13-1 13.2 El Mezclador 13-3 13.3 El Modulador de Amplitud 13-5 13.4 El Modulador IQ 13-6 13.5. El Demodulador IQ 13-14 13.6 Empleo de la Transformada de Hilbert en la Modulación IQ 13-17

13.7 Aplicaciones prácticas de la Transformada Hilbert 13-21 13.8 Codificación de Canal / FEC 13-23

14 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite - DVB-S/S2 14-1

14.1 Parámetros del Sistema DVB-S 14-3 14.2 El Modulador DVB-S 14-6 14.3 Codificación Convolucional 14-11 14.4 Procesamiento de la Señal en el Satélite 14-16 14.5 El Receptor DVB-S 14-16 14.6 Influencias que Afectan la Cadena de Transmisión Satelital 14-19 14.7 DVB-S2 14-23

15 Tecnología de Medición en DVB-S 15-1

15.1 Introducción 15-1 15.2 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER) 15-1 15.3 Medición de las Señales DVB-S empleando un Analizador

de Espectro 15-4

15.3.1 Determinación Aproximada de la Potencia de Ruido N

15-5

15.3.2 C/N, S/N y Eb/N0 15-6 15.3.3 Cálculo de la Relación Eb/N0 15-7

15.4 Medición de la Atenuación de Hombros 15-8 15.5 Prueba del Receptor DVB-S 15-8

16 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)

16-1

16.1 La Norma DVB-C 16-2 16.2 El Modulador DVB-C 16-3 16.3 El Receptor DVB-C 16-5 16.4 Efectos que Interfieren sobre la Cadena de Transmisión

DVB-C 16-6

17 Transmisión vía Cable de Banda Ancha según el UIT-T J83B 17-1 18 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha 18-1

18.1 Receptores de Prueba DVB-C/J83A, B, C con Análisis de la Constelación

18-2

18.2 Detección de Efectos de Interferencia Mediante el Análisis de la Constelación

18-6

18.2.1 Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN) 18-6 18.2.2 Convulsión de Fase 18-9 18.2.3 Interferencia Sinusoidal 18-10 18.2.4 Efectos del Modulador I/Q 18-10 18.2.5 Tasa de Error de Modulación (MER) 18-13 18.2.6 Magnitud Vectorial de Error (EVM) 18-14

18.3 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER) 18-14 18.4 Medición de Señales DVB-C empleando un Analizador de

Espectro 18-16

18.5 Medición de la Atenuación de Hombros 18-18 18.6 Medición del Rizado e Inclinación en el Canal 18-19 18.7 Prueba de los Receptores DVB-C/J83A, B, C 18-19

19 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado

(COFDM) 19-1

19.1 ¿Por qué Multi-Portadoras? 19-3 19.2 ¿Qué es COFDM? 19-6 19.3 Generación de los Símbolos COFDM 19-10 19.4 Señales Suplementarias en el Espectro COFDM 19-18 19.5 Modulación Jerárquica 19-20 19.6 Resumen 19-21

20 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T) 20-1

20.1 La Norma DVB-T 20-3 20.2 Las Portadoras DVB-T 20-4 20.3 Modulación Jerárquica 20-10 20.4 Parámetros del Sistema DVB-T para Canales de 8, 7, y

6MHz 20-12

20.5 El Modulador y el Transmisor DVB-T 20-21 20.6 El Receptor DVB-T 20-24 20.7 Interferencia en el Enlace de Transmisión DVB-T y sus

Efectos 20-28

20.8 La Ruta de la Transmisión 20.31 20.9 Redes Iso-frecuencia en DVB-T (SFN) 20-36 20.10 Mínimo Nivel de Entrada Requerido en el Receptor DVB-T 20-44 20.11 DVB-T2 20-47

21 Medición de Señales DVB-T 21-1

21.1 Medición de la Tasa de Error de Bits 21-3 21.2 Medición de la Señal DVB-T usando un Analizador de Es-

pectro 21-5

21.3 Análisis de la Constelación de las Señales DVB-T 21-8 21.3.1 Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN) 21-9 21.3.2 Convulsión de Fase (Jitter) 21-10 21.3.3 Fuentes de Interferencia 21-10 21.3.4 Ecos, Recepción Multi-trayectoria 21-10 21.3.5 Efecto Doppler 21-11 21.3.6 Errores I/Q del Modulador 21-11 21.3.7 Causa y Efecto de Errores I/Q en DVB-T 21-14

21.4 Medición del Factor de Cresta 21-23 21.5 Medición de la Respuesta de Amplitud, Fase y Retardo de 21-24

Grupo 21.6 Medición de la Respuesta al Impulso 21-25 21.7 Medición de la Atenuación de Hombros 21-25

22 Radiodifusión de Video Digital para Portátiles (Norma DVB-H) 22-1

22.1 Introducción 22-1 22.2 Convergencia entre Radio Móvil y DVB 22-3 22.3 Parámetros Esenciales del DVB-H 22-4 22.4 Secciones DSM-CC 22-5 22.5 Encapsulación Multiprotocolo 22-6 22.6 La Norma DVB-H 22-8 22.7 Resumen 22-12

23 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC 23-1

23.1 El Modulador 8VSB 23-6 23.2 8VSB Tasa de Datos Bruta y Tasa de Datos Neta 23-14 23.3 El Receptor ATSC 23-15 23.4 Causas de Interferencia en la Vía de Transmisión ATSC 23-16 23.5 ATSC A/72 - Codificación Avanzada de Video (AVC) 23-16 23.6 ATSC M/H 23-17

24 Mediciones en ATSC/8VSB 24-1

24.1 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER) 24-1 24.2 Mediciones en 8VSB con un Analizador de Espectro 24-2 24.3 Análisis de la Constelación en 8VSB 24-3 24.4 Medición de la Respuesta en Frecuencia y Retardo de Grupo 24-6

25 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T 25-1

25.1 Introducción 25-1 25.2 El Concepto ISDB-T 25-1

26 Radiodifusión de Audio Digital (DAB) 26-1

26.1 Comparación entre DAB y DVB 26-3 26.2 Descripción del DAB 26-6 26.3 La Capa Física del DAB 26-12 26.4 Pre-Corrección de Errores (FEC) en DAB 26-20 26.5 El Modulador y el Transmisor DAB 26-25 26.6 Estructura de Datos DAB 26-29 26.7 Redes Iso-Frecuencia en DAB 26-31 26.8 Radiodifusión de Datos en DAB 26-33

27 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU 27-1 27.1 Radiodifusión de Datos en DVB 27-1 27.2 Carrusel Objeto 27-3 27.3 Plataforma Básica de Multimedia - MHP 27-5

27.4 Actualización del Software del Sistema - SSU 27-7 28 DMB-T y T-DMB 28-1

28.1 DMB-T 28-1 28.2 T-DMB 28-4

29 IPTV Televisión por Internet 29-1 30 DRM – Digital Radio Mondiale 30-1

30.1 Codificación de la Fuente de Audio 30-5 30.2 Pre-Corrección de Error - FEC 30-5 30.3 Método de Modulación 30-6 30.4 Estructura del Cuadro 30-7 30.5 Interferencia en el Enlace de Transmisión 30-8 30.6 Tasa de Datos en DRM 30-9 30.7 Estaciones Transmisoras DRM y Receptores DRM 30-10

31 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de TDT 31-1

31.1 Las Redes DVB-T SFN en Alta y Baja Baviera 31-1 31.2 Centros de Playout y Redes de Distribución 31-4 31.3 Configuración de las Plantas Transmisoras 31-5

31.3.1 Transmisor del Monte Wendelstein 31-5 31.3.2 Torre Olímpica, Múnich 31-15 31.3.3 Los Transmisores de Brotjacklriegel 31-17

32 La Televisión Digital a lo largo del Mundo - Una Apreciación

Global 32-1

Bibliografía 33-1 Definición de Términos 34-1 Tabla de Canales de TV 35-1 Instrumentos Típicos de Prueba y Sistemas de Radiodifusión para Señales de TV Digital

36-1

1 Introducción

Por muchas décadas, la TV y la transmisión de datos han seguido caminos paralelos pero completamente independientes. Aunque por los años ochenta del siglo pasado los televisores fueron usados como los primeros monitores de computadora en la casa, ésta era la única interacción entre ambos. Hoy, sin embargo, se está poniendo difícil distinguir entre los dos medios, la TV y las computadoras están convergiendo cada vez más y más en esta época del mul-timedia. Hay ahora excelentes tarjetas de TV disponibles para las PCs, tal que la PC puede convertirse fácilmente en otro televisor. Por otro lado, el teletex-to se introdujo por los años ochenta para proveer información digital suple-mentaria en la TV analógica. Para los jóvenes de hoy, esta manera de obtener información forma parte del modo natural de ver TV, como la guía de pro-gramación electrónica, como si siempre hubiera habido teletexto desde los inicios de la televisión.

Y ahora estamos viviendo en la época de la TV digital, de hecho, desde 1995 la diferencia entre datos y TV ha virtualmente desaparecido. Cuando es posible puede seguir los desarrollos en este campo a lo largo del mundo, co-mo el autor, que tiene numerosos viajes dictando seminarios, uno encontrará, cada vez más y más, aplicaciones dónde ambos servicios, TV y datos, sean encontrados juntos en una sola señal de datos, o incluso los servicios son simplemente datos puros, como el acceso rápido a Internet vía canales que se conservan actualmente para la TV digital. El factor común que lleva a esta fusión es la alta tasa de datos. La generación de hoy está hambrienta por in-formación y trata de conseguirla en gran cantidad y variedad. Hablando con especialistas en telecomunicaciones sobre las tasas de datos, uno oye reitera-damente cuan envidiosos están por las tasas de datos usadas en la TV digital. Por ejemplo, en GSM se trabaja con tasas de datos de 9600 bit/s y UMTS usa un máximo de 2Mb/s bajo condiciones óptimas, como durante los accesos a Internet. Un canal telefónico básico RDSI tiene dos accesos de 64Kb/s. Por comparación, la tasa de datos de una señal digital de TV sin compresión de Definición Estándar (SDTV) es 270Mb/s y la de TV de Alta Definición (HDTV) empieza por los 800Mb/s y se extiende en el rango de Gigabits. Se justificaría totalmente llamar a la TV una tecnología de banda ancha, no sólo desde el punto de vista de la TV digital sino incluso en TV analógica donde los canales siempre han sido muy anchos. Un canal de TV terrestre análogo o digital tiene una anchura de 6, 7 u 8MHz y los canales que transmiten vía satélite incluso abarcan hasta 33MHz. No es sorprendente que se esté experi-

1 - 2 1 Introducción

mentando un nuevo boom en la TV por cable de banda ancha que está usán-dose como medio para el acceso a los hogares de Internet de gran velocidad en el rango de Mb/s mediante el empleo de módems de cable.

La primera piedra de los cimientos para la TV analógica la puso Paul Nip-kow en 1883 cuando desarrolló lo que es ahora conocido como el disco de Nipkow. Él tenía la idea de transmitir un cuadro disecándolo en líneas. Las primeras transmisiones reales de TV analógica, per se, tuvieron lugar por los años treinta pero, detenidas por la Segunda Guerra Mundial, la TV analógica no tuvo su real inicio hasta los años cincuenta, inicialmente en blanco y negro. La TV adquirió el color hacia fines de los años sesenta y desde aquel momen-to esta tecnología básicamente sólo ha sido refinada, tanto en los estudios como en el hogar. No ha habido mayores cambios en los principios de la tec-nología. Las transmisiones de TV analógicas son a menudo tan perfectas, por lo menos en la calidad si no en el contenido, que es difícil interesar a muchas personas a adquirir un receptor para TV digital.

Por los años ochenta se hizo un esfuerzo, a partir de la TV analógica tradi-cional, por medio del D2MAC. Por muchas razones esto no tuvo éxito y el D2MAC desapareció. En Europa al sistema PAL se le dio un ligero empujón con la introducción de PALplus, pero tampoco se logró mucho éxito en el mercado de los televisores. Al mismo tiempo varias tentativas eran probadas, principalmente en Japón y en los EE.UU., para concretar la transmisión de HDTV, pero éstas tampoco ganaron la aceptación popular universal que se esperaba.

En los estudios se han usado señales de TV digital desde inicios de los años noventa como las señales de TV sin compresión conforme a la norma "CCIR 601". Estas señales tienen una tasa de datos de 270 Mb/s y son muy ventajosas para la distribución y procesamiento en el estudio, y son muy po-pulares actualmente. Pero éstas no son nada convenientes para la radiodifu-sión y transmisión al usuario final. Las capacidades del canal disponible vía cable, los canales terrestres y satelitales están muy lejos de ser adecuados para estas señales. En el caso de señales de HDTV, la tasa de datos sin com-presión está por encima de 800Mb/s. Sin compresión, estas señales no podr-ían ser transmitidas.

Puede considerarse que el evento clave en el campo de TV digital es el establecimiento de la norma JPEG. Las siglas JPEG provienen de Joint Pho-

tographic Experts Group, un grupo de expertos especializados en compresión de imágenes fijas. Es aquí donde la transformada discreta del coseno (DCT) se usó por primera vez para comprimir imágenes fijas hacia fines de los años ochenta. Hoy, JPEG es una norma habitualmente usada en el campo de los datos y está aplicándose con mucho éxito en el campo de fotografía digital. Las cámaras digitales están experimentando un boom y están mejorando tanto

1 Introducción 1 - 3

que este medio podrá reemplazar a la fotografía tradicional en muchas áreas en un futuro previsible.

La DCT también se volvió el algoritmo básico para MPEG, Moving Pictu-

res Expert Group, el grupo de expertos de imágenes en movimiento que des-arrolló la norma MPEG-1 en 1993 y luego la norma MPEG-2. El objetivo de MPEG-1 era lograr la reproducción de cuadros de movimiento pleno a tasas de datos de hasta 1.5Mb/s, usando el CD como un medio de almacenamiento de datos. El objetivo para MPEG-2 era más alto y MPEG-2, finalmente, vino a ser la señal de banda base a nivel mundial para la TV digital. Inicialmente, sólo la TV de Definición Estándar (SDTV) se proveía en MPEG-2, pero la TV de Alta Definición (HDTV) también fue implementada y para la que, aparentemente, se intentó originalmente el MPEG-3. Sin embargo, hoy no existe el MPEG-3 (ni tampoco se relaciona con los archivos MP3). En MPEG-2, se describen la estructura de datos MPEG (ISO/IEC 13818-1) y define un método para la compresión de cuadro de movimiento pleno (ISO/IEC 13818-2) y para la compresión del audio (ISO/IEC 13818-3). Estos métodos se usan ahora mundialmente. MPEG-2 permite que la señal de TV digital de originalmente 270Mb/s sea comprimida a aproximadamente 2 a 6 Mb/s. La tasa de datos sin compresión de una señal de audio estereofónico es aproximadamente 1.5Mb/s, también puede reducirse a aproximadamente 100 a 400Kb/s. Como resultado de estos altos factores de compresión es ahora incluso posible combinar varios programas para formar una señal de datos que puede acomodarse después en lo que era originalmente un canal de TV analógico de 8MHz de ancho. Entretanto, también existen MPEG-4, MPEG-7 y MPEG-21.

A principio de los años noventa, se creó la DVB (Radiodifusión de Video Digital) como un proyecto europeo. En el transcurso de este proyecto, se de-sarrollaron tres métodos de transmisión: DVB-S, DVB-C y DVB-T. El méto-do de transmisión por satélite DVB-S ha estado subsecuentemente en uso desde aproximadamente 1995. Usando el método de modulación QPSK y con anchos de banda de canal de aproximadamente 33MHz, es posible una tasa bruta de datos de 38Mb/s en la transmisión por satélite. Con aproximadamen-te 6Mb/s por programa, hasta 6, 8 o incluso 10 programas pueden transmitirse en un canal dependiendo de la tasa de datos y del contenido; cuando se transmiten principalmente programas de audio se encuentran a menudo más de 20 programas en un canal. En el caso de DVB-C, transmitido por cable coaxial, la modulación 64QAM también proporciona una tasa de datos de 38Mb/s con un ancho de banda de sólo 8MHz. El DVB-C, también, ha estado subsecuentemente en uso desde aproximadamente 1995. El sistema de TV digital terrestre DVB-T empezó en 1998 en Gran Bretaña en modo 2K y está ahora disponible a nivel nacional. Esta vía terrestre para transmitir señales de TV digitales está usándose cada vez más y más, extendiéndose desde el Reino Unido, Escandinavia y España hasta Australia. DVB-T mantiene tasas de datos de entre 5 y 31Mb/s y se emplea en la práctica una tasa de datos de


aproximadamente 22 a 25Mb/s si la red DVB-T ha sido diseñada para recep-ción con antena externa, o de alrededor de 13 a 15Mb/s para una antena inter-na portátil. Alemania está actualmente en el proceso de cambiar, región por región, de la TV analógica a DVB-T.

En América del Norte, otros métodos están en uso. En lugar del DVB-C, se usa un sistema muy similar que conforma la norma ITU-J83B para la transmisión por cable. La transmisión terrestre hace uso del método del Co-mité de Sistema de TV Avanzada ATSC (Advanced Television System Com-

mittee). Por otro lado, en Japón se usan otros métodos de transmisión, como ITU-J83C para la transmisión por cable, también muy similar al DVB-C (que corresponde al ITU-J83A), y la norma ISDB-T para la transmisión terrestre. No obstante, otro sistema de transmisión terrestre está desarrollándose en China. El factor común para todos estos métodos es la señal de banda base MPEG-2.

En 1999, se dio luz verde a otra aplicación, el DVD o Disco Versátil Digi-tal. El DVD de video también usa un flujo de datos MPEG-2; con el video comprimido en MPEG y el audio en MPEG o Dolby Digital.

Mientras tanto, la gama de la televisión digital se ha extendido a la recep-ción móvil con el desarrollo de los estándares para el uso con los teléfonos móviles, designados como DVB-H (Digital Video Broadcasting for Hand-

helds) y T-DMB (Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting).

Este libro trata de todos los métodos de transmisión de TV actuales; es de-cir, MPEG, DVD, ATSC e ISDB-T. El DVD de video también se discute en algún grado. La discusión se enfoca en tratar estos asuntos de una manera práctica, tanto como sea posible. Aunque se usan fórmulas matemáticas, sólo son utilizadas en la mayoría de los casos para complementar el texto. El con-tenido matemático se mantendrá a un mínimo práctico para el ingeniero de campo. Esto no está relacionado con cualquier posible aversión que el autor pudiera tener contra las matemáticas. Todo lo contrario. En el curso de mu-chos seminarios, que involucran a miles de participantes a lo largo del mundo, se desarrollaron formularios de presentación qué han contribuido a un buen y más fácil entendimiento de éstos, en algunos casos de asuntos muy complejos. El libro también contiene capítulos que tratan con los conceptos básicos como la modulación digital o transformaciones en el dominio de la frecuencia, al-gunos de los cuales pueden saltarse si el lector así lo desea. La experiencia ha mostrado, sin embargo, que también es bueno leer estos capítulos antes de empezar con el tema de la TV digital. Se pone un mayor énfasis en las técni-cas de medición usadas en estas múltiples señales de TV digital. Se discuten en detalle las técnicas de medición necesarias y apropiadas y se proporcionan ejemplos prácticos y algunos trucos.

1 Introducción 1 - 5

Hasta donde es posible, han sido incorporados reiteradamente resultados prácticos y experiencias en los capítulos individuales. En algunos casos será posible reconocer una que otra experiencia del autor en sus viajes. Se ganaron perspectivas prácticas, particularmente extensas, especialmente lejos de Eu-ropa, en Australia durante la fase introductoria de DVB-T y se describen en este libro. Aunque no se pretende que sea una guía de viaje a Australia o el mundo, pienso que sería muy interesante hablar sobre estas tierras y muchos preciosos lugares dónde la TV digital está introduciéndose recientemente. El contenido de este libro se estructura de tal manera que empieza con la banda base de la señal de TV analógica y luego continúa con una discusión del flujo de datos MPEG-2, el video digital, el audio digital y los métodos de compre-sión. Después de una travesía por los métodos de modulación digital, se dis-cuten en detalle todos los métodos de transmisión como DVB-S, DVB-C, ITU-J83A/B/C, DVB-T, ATSC e ISDB-T. Diseminados entre éstos se en-cuentran los capítulos sobre las técnicas de medición pertinentes.

Los métodos y normas relacionados al tema de la “televisión digital” y discutidos en este libro se listan en la Tabla 1.1.

Tabla 1.1. Métodos y Normas de la TV digital

Método/Norma Aplicación JPEG Compresión para imágenes fijas, fotografía, Internet Motion JPEG DVCPro, MiniDV, cámaras de video digital domésticas MPEG-1 Video en CD MPEG-2 Señal de Banda Base para TV digital, DVD de Video DVB Digital Video Broadcasting (Radiodifusión de Video digital) DVB-S DVB por satélite DVB-C DVB por Cable – banda ancha (CATV) DVB-T DVB Terrestre DVB-H DVB para Portátiles MMDS Sistema de la Distribución Multicanal Multipunto (microon-

das), transmisión multipunto terrestre local de TV digital para complementar el cable de banda ancha

J83A Equivalente ITU del DVB-C J83B Norma americana para el cable J83C Norma japonesa para el cable ATSC Norma para la TV digital terrestre (EE.UU., Canadá) ISDB-T Norma japonesa para la TV digital terrestre DMB-T / DTMB Norma china para la TV digital terrestre DAB Digital Audio Broadcasting, norma para radio digital terrestre DRM Digital Radio Mondiale, norma para radio digital terrestre T-DMB Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting, norma para TV

móvil


Bibliografía: [ISO13818-1], [ISO13818-2], [ISO13818-3], [ETS300421], [ETS300429], [ETS300744], [A531, [ITU205].

2 Televisión Analógica

A lo largo del mundo, hay sólo dos normas principales de televisión analógica, el sistema del 525-líneas con una frecuencia de campo de 60Hz y el sistema de 625-líneas con una frecuencia de campo de 50 Hz. La señal de video compuesta (CCVS) de estos sistemas se divide en las siguientes normas de transmisión en color:

NTSC PAL SECAM

A B C

Líneas Visibles

Parte Horizontal Visible

BorradoHorizontal

Borrado Vertical

Fig. 2.1. División de un cuadro en líneas

Las transmisiones a color en NTSC, PAL y SECAM son posibles tanto en

los sistemas de 525-líneas como en los sistemas de 625-líneas. Sin embargo, no todas las posibles combinaciones se han llevado a cabo en la práctica. La señal de video con su codificación compuesta modula luego a una portadora, la portadora de video, generalmente con modulación de amplitud negativa. Es sólo en el sistema L (Francia) que se emplea modulación positiva (la sincro-nización hacia adentro). La primera y la segunda sub-portadoras de sonido normalmente están moduladas en frecuencia (FM) pero también se usa una segunda sub-portadora modulada en amplitud (Norma M, BTSC). En Europa del Norte, la segunda sub-portadora de sonido es un sub-portadora modulada digitalmente (NICAM). Aunque las diferencias entre los métodos aplicados en distintos países son sólo menores, todos ellos producen una multiplicidad de normas que son mutuamente incompatibles. Las normas de TV analógicas están numeradas alfabéticamente de la A a la Z y esencialmente describen la

2 - 2 2 Televisión Analógica

frecuencia y ancho de banda del canal en las bandas I y III de VHF (47 … 68 MHz, 174 … 230MHz) (54 … 88MHz, 174 … 216MHz en América) y las bandas IV y V (470 … 862MHz); un ejemplo es la Norma Alemana B, G: B=7MHz VHF, G=8MHz UHF. Las normas M y N emplean 6MHz.

En la cámara de televisión, cada campo se diseca en una estructura de la línea de 525 ó 625 líneas. Sin embargo, debido al finito tiempo de retroceso del haz en el televisor, se hacen necesarios intervalos de borrado vertical y horizontal y, como resultado, no todas las líneas son visibles pero forman parte del intervalo de borrado vertical. En una línea, también, sólo una cierta parte es realmente visible. En el sistema del 625-líneas, 50 líneas se borran y el número de líneas visibles es 575. En el sistema del 525-líneas, entre 38 y 42 líneas caen dentro del área del intervalo de borrado vertical.

Para reducir el efecto de parpadeo, cada cuadro es dividido en dos campos que combinan las líneas pares y las líneas impares en cada caso. Los campos se transmiten y juntos resultan en una frecuencia de repetición de campo de dos veces la frecuencia de cuadro. El inicio de una línea es marcado por el pulso de sincronización horizontal, un pulso que está debajo del nivel cero voltios en la señal de video y tiene una magnitud de -300mV. Todos los tiem-pos en la señal de video son referidos al borde delantero del pulso de sincro-nización, justo en el nivel de 50%. 10 µs después del borde delantero del pul-so de sincronización empieza el área de imagen activa de línea en el sistema de 625-líneas. La propia área de imagen activa tiene una longitud de 52µs.

En la matriz en la cámara de televisión, se obtiene primero la señal de lu-minancia (densidad luminosa) y se convierte en una señal con un rango de voltaje de 0V (correspondiendo al nivel negro) a 700mV (100% blanco). La matriz en la cámara de televisión también produce señales de diferencia de color a partir de las salidas Rojo, Verde y Azul. Se decidió usar las señales de diferencia de color porque, por un lado, la luminancia tiene que ser transmiti-da separadamente por razones de compatibilidad con la televisión mono-cromática y, por otro lado, la transmisión a color tenía que conservar el ancho de banda tan eficazmente como fuera posible. Esto fue posible debido a que la reducida resolución al color del ojo humano permitía reducir el ancho de banda de la información de color. De hecho, el ancho de banda de color es significativamente reducido comparado con el ancho de banda de luminancia: El ancho de banda de luminancia está entre 4.2MHz (M), 5MHz (B/G) y 6MHz (D/K, L) mientras que, en la mayoría de los casos, el ancho de banda de la crominancia es de sólo 1.3MHz.

En el estudio, las señales diferencia de color todavía se usan directamente U=R-Y y V=B-Y. Para propósitos de transmisión, sin embargo, las señales diferencia de color U y V modulan vectorialmente (modulación IQ) a una sub-portadora de color en PAL (Fig. 2.2. y 2.3.) y NTSC. En SECAM, la información de color se transmite en frecuencia modulada.

2 - 3

Fig. 2.2. Señal de video compuesta análoga (PAL)

Fig. 2.3. Diagrama vectorial de una señal de video compuesta (PAL)

La característica común de NTSC, PAL y SECAM es que la información

de color modula una sub-portadora de color de una frecuencia superior, que se sitúa al borde superior de la banda de frecuencia de video y simplemente se agrega a la señal de luminancia. La frecuencia de la sub-portadora de color fue seleccionada de tal manera que causara la menor interferencia posible al canal de luminancia. Es frecuentemente imposible, sin embargo, evitar la diafonía entre la luminancia y la crominancia y viceversa, como cuando un locutor está llevando un traje rayado. Los efectos coloreados que son enton-ces visibles en el patrón rayado son el resultado de esta diafonía (efecto de cros-color o de cros-luminancia).


Los terminales de video pueden tener las siguientes interfaces de video:

CCVS 75 Ohmios 1Vp-p (señal de video con codificación com-puesta. Fig. 2.2.)

Componentes RGB (SCART, Péritel) Y/C (luminancia y crominancia separadas para evitar efectos de

color cruzado o cros- luminancia)

En el caso de la televisión digital, es aconsejable usar una conexión RGB (como el Euro-conector SCART- Syndicat des Constructeurs d'Appareils

Radiorécepteurs et Téléviseurs) o una conexión Y/C para el cableado entre el receptor y el monitor de TV para lograr la calidad de imagen óptima.

En la televisión digital se transmiten sólo cuadros, no campos. Es sólo al final de la cadena de la transmisión que se regeneran los campos en la caja o en el decodificador del receptor de TV o IRD. El material de la fuente origi-nal también se genera en formato entrelazado, lo que debe tenerse en cuenta en la compresión (codificación de campo).

2.1 Exploración de la Imagen en Blanco y Negro

Al principio de la era de la televisión, las imágenes estaban solamente en “blanco y negro”. La tecnología de circuitos disponible en los años 50 con-sistía en circuitos de válvulas al vacio que eran relativamente grandes y sus-ceptibles a averías y consumían mucha energía. El técnico de televisión segu-ía siendo el verdadero reparador y, en el caso de una avería, visitaba a sus clientes cargando su caja de válvulas al vacío. Veamos cómo se produce una señal en blanco y negro, la “señal de luminancia”. Usando la letra “A” como ejemplo, su imagen es captada por una cámara de TV que la explora línea por línea (véase la Fig. 2.4.). En los primeros tiempos, esto se hacía mediante una cámara de tubo en la cual una capa sensible a la luz, sobre la cual la imagen era proyectada ópticamente, era explorada línea por línea mediante un haz de electrones desviado por campos magnéticos horizontales y verticales.

Hoy, los chips CCD (dispositivo acoplado de carga eléctrica) son de uso común en las cámaras y el principio de la deflexión del haz electrónico ahora se conserva solamente en los receptores de TV; y aún allí la tecnología está cambiando a pantallas de LCD y de plasma. El resultado de explorar la ima-gen original resulta en la señal de luminancia donde 0V corresponden a1 0% negro y 700mV a 100% blanco. La imagen original es explorada línea a línea de arriba hacia abajo, dando por resultado 525 ó 625 líneas activas depen-diendo del estándar de TV usado. Sin embargo, no todas las líneas son visi-bles. Debido al tiempo finito del retorno del haz, un intervalo de borrado ver-tical de hasta 50 líneas tuvo que ser insertado. En la línea en sí, también, so-lamente cierta parte representa el contenido visible de la imagen, la razón es el tiempo finito del retorno del borde derecho al borde izquierdo de la línea,

2 - 5

que da lugar al intervalo de borrado horizontal. La Fig. 2.4. muestra la origi-nal a ser explorada y la Fig. 2.5. muestra la señal de video asociada.

123456789

101112

Línea 3700mV = blanco

0mV = negro

Fig. 2.4. Exploración de una imagen original en blanco y negro

2.2 Sincronización Horizontal y Vertical

Sin embargo, es también necesario marcar el borde superior y el borde in-ferior de la imagen de cierta manera, además de los bordes izquierdo y dere-cho. Esto se hace por medio de los pulsos de la sincronización horizontal y vertical. Ambos tipos de pulsos fueron creados al principio de la era de la televisión para que fueran fácilmente reconocibles y distinguibles por el re-ceptor y están situados en la región más negro que negro debajo de cero vol-tios.

Parte visibleSinc. H

BorradoH

0mV = negro

700mV = blanco

-300mV

Fig. 2.5. Inserción del pulso de sincronización horizontal

El pulso de sincronización horizontal (Fig. 2.5.) marca el inicio de una

línea. El inicio se considera como el valor del 50% del borde delantero del pulso de sincronización (nominalmente -150mV). Todos los tiempos dentro de una línea se refieren a este momento. Por definición, la línea activa, que tiene una longitud de 52μs, comienza 10μs después del borde del frente del pulso de sincronización. El pulso en sí es de 4.7μs de largo y permanece en -300mV durante este período.


2.5 líneas

1 línea

Inicio de la línea 1 del campo 1

Centro de la línea 313 del campo 2 Fig. 2.6. Pulso de sincronización vertical

Al principio de la televisión, las capacidades limitadas de las técnicas de

procesamiento de la época que, sin embargo, eran absolutamente notables, tuvieron que ser suficientes. Esto también se refleja en la naturaleza de los pulsos de sincronización. El pulso de sincronización horizontal (H_sync) fue diseñado como un pulso relativamente corto (aprox. 5μs) mientras que el pulso de sincronización vertical (V_sync) tiene una longitud de 2.5 líneas (aprox. 160 μs). En un sistema de 625 líneas, la longitud de una línea inclu-yendo el H_sync es 64 μs. El pulso V_sync puede, por lo tanto, ser distingui-do fácilmente del H_sync. El pulso V_sync (Fig. 2.6.) está también en la re-gión más negro que negra debajo de cero voltios y marca el inicio de un cua-dro o de un campo, respectivamente.

Según lo ya mencionado, un cuadro, que tiene una frecuencia de cuadro de 25Hz = 25 cuadros por segundo en un sistema de 625-líneas, se subdivide en 2 campos. Esto permite engañar el ojo, haciendo que los efectos de parpadeo resulten en gran parte invisibles. Un campo se compone de líneas con núme-ros impares y el otro se compone de las líneas pares. Se transmiten alternati-vamente, dando por resultado una frecuencia de campo de 50Hz en un siste-ma de 625-líneas. Un cuadro (inicio del primer campo) comienza cuando el pulso V_sync va al nivel de -300mV por 2.5 líneas al inicio exacto de una línea. El segundo campo comienza cuando, el pulso V_sync cae al nivel de -300mV por 2.5 líneas en el centro de la línea 313.

Se transmiten el primer y segundo campo entrelazados el uno con el otro, reduciendo así el efecto de parpadeo. Debido a las limitaciones de la tecno-logía de pulsos en los inicios de la televisión, un pulso V_sync de 2.5 líneas de largo hubiera hecho perder el enganche al oscilador de línea. Por esta razón, pulsos adicionales de pre y post-ecualización fueron necesarios, los cuales contribuyen al aspecto actual del pulso de sincronización vertical (Fig. 2.7.). La tecnología de procesamiento de señal de hoy hace a éstos innecesa-rios.

2 - 7

Fin del campo 1

Fin del campo 2

Inicio del campo 2

Inicio del campo 1

Fig. 2.7. Pulsos de sincronización vertical con pulsos de pre y post ecualización para un sistema de 625 líneas

2.3 Adición de la Información de Color

Al principio de la era de la televisión, la interpretación de negro/blanco era adecuada porque el ojo humano tiene su resolución y sensibilidad más alta en el área de las diferencias de brillo y el cerebro recibe su información más importante de éstas. En la retina hay muchos más receptores de blanco y ne-gro que receptores de color. Pero así como en el cine, la televisión manejó la transición de blanco y negro al color porque sus espectadores lo desearon. Hoy a esto se le llama innovación. Cuando el color fue agregado en los años 60, el conocimiento sobre la anatomía del ojo humano fue tomado en consi-deración. Con solamente cerca de 1.3MHz, el color (crominancia) permitía mucho menos resolución, es decir, ancho de banda, que el brillo (luminancia) que se transmite con cerca de 5MHz. Al mismo tiempo, la crominancia es encajada concurrentemente en la señal de luminancia de modo que un recep-tor blanco y negro no fuera perturbado pero un receptor del color pudiera reproducir color y blanco y negro correctamente. Si un receptor no cumple con estos ideales, se producen los denominados efectos de cros-luminancia y de cros-color.

En los tres sistemas, NTSC, PAL y SECAM, los componentes de color ro-jo (R), verde (G) y azul (B) primero se adquieren en tres sistemas separados de captura (inicialmente cámaras de tubo, ahora chips CCD) y en seguida se entregan a una matriz donde la señal de luminancia (Y) se forma como la suma ponderada de R+G+B. La señal del crominancia consiste de dos señales, las señales diferencia de color, azul menos luminancia (B-Y) y rojo menos luminancia (R-Y). Sin embargo, la señal de luminancia y la señal de cromi-nancia formadas deben ser matrizadas, es decir, calculadas, proporcionadas


correctamente con los factores de ponderación apropiados según la sensibili-dad del ojo, usando la fórmula siguiente:

Y = 0.3 • R + 0.59 • G + 0.ll • B; U = 0.49 • (B-Y); V = 0.88 • (R-Y);

La señal de luminancia Y puede ser utilizada directamente para la repro-ducción por un receptor blanco y negro. Las dos señales de crominancia tam-bién son transmitidas y utilizadas por el receptor del color. De Y, U y V es posible recuperar R, G y B. La información del color está disponible en el ancho de banda reducido correspondientemente, y la información de lumi-nancia en el ancho de banda mayor (“principio del paintbox”).

Para encajar la información de color en una señal CVBS (vídeo compuesto, borrado y sincronización) prevista inicialmente para los receptores en blanco y negro, tuvo que encontrarse un método que tuviera los menores efectos nocivos posibles en un receptor blanco y negro, es decir, mantenerlo libre de la información del color, y al mismo tiempo contener todo lo que sea necesa-rio para un receptor de color.

Matriz

90°

Rojo

Verde

Azul

Y

U

V

I

Q

CVBS

Sub-portadora de color PAL 4.43MHz

R

G

B

Fig. 2.8. Diagrama en bloques de un modulador PAL

Dos métodos básicos fueron elegidos, a saber, acoplando la información

ya sea por modulación análoga de amplitud/fase (modulación IQ) como en PAL o NTSC, o por modulación de frecuencia como en SECAM. En PAL y NTSC, las señales de diferencia del color se proveen a un modulador IQ de un ancho de banda reducido comparado con la señal de luminancia (Fig. 2.8.) El modulador IQ genera una señal del crominancia como una sub-portadora de color modulada en amplitud/fase, la amplitud de el cual lleva la saturación del color y la fase lleva la tonalidad. Un osciloscopio demostraría solamente, por lo tanto, si hay color, y cuánto, pero no identificaría la tonalidad. Esto requeriría un „vectorscopio‟ que provee la información sobre ambos.

2 - 9

En PAL y en NTSC, la información del color se modula sobre una sub-portadora de color que yace dentro de la banda de frecuencia de la señal de luminancia pero está espectralmente intercalada con esta última de manera tal que no sea visible en el canal de luminancia. Esto es logrado mediante la elección apropiada de la frecuencia de la sub-portadora de color. En PAL (Europa), la frecuencia de la sub-portadora de color fue elegida usando la fórmula siguiente: �� =

1135

4�� +

1

2�� = 4.43351875�� ;

donde: fH = 15,625Hz ; y fV = 25Hz.

En NTSC la frecuencia de la sub-portadora de color está dada por: �� =455

2�� = 3.579545�� ;

donde: �� =

4.5��286

= 15,734.3�� ;

y: �� =��

525= 29.97��

Fig. 2.9. Oscilograma de una señal CVBS, CCVS (video compuesto de color y sinc.)


En SECAM, las señales diferencia de color se modulan en frecuencia al-ternativamente sobre dos sub-portadoras de color distintas de línea a línea. El proceso SECAM es utilizado actualmente sólo en Francia y en países francó-fonos en África del Norte, y también en Grecia. Los países del ex-Bloque Oriental cambiaron de SECAM a PAL en los años noventa.

Comparado con NTSC, PAL tiene una gran ventaja debido a su insensibi-lidad a la distorsión de fase porque su fase cambia de línea a línea. Por lo tanto, el color no puede ser cambiado por la distorsión de la fase en la ruta de transmisión, NTSC se utiliza en la televisión análoga, principalmente en Nor-teamérica, donde se le ridiculiza a veces como “Never Twice the Same Color” (nunca dos veces el mismo color) debido a las distorsiones del color.

La señal de video compuesta de NTSC, PAL o SECAM (Fig. 2.9.) es ge-nerada mezclando la señal blanco y negro, la información de sincronización y la señal del crominancia y ahora se denomina una señal CCVS (Composite

Color, Video and Sync). Fig. 2.9. muestra la señal CCVS de una señal de barras de color. La ráfaga (burst) de color se puede ver claramente. Se utiliza para transportar la referencia de fase de la sub-portadora de color al receptor de modo que su oscilador de color pueda engancharse a él.

2.4 Métodos de Transmisión

La televisión análoga está diseminada sobre tres vías de transmisión, que son: transmisión terrestre, satelital y por cable de banda ancha. La prioridad dada a cualquier vía de transmisión en particular depende considerablemente de los países y de las regiones involucradas. En Alemania, la “TV análoga por antena” tradicional tiene actualmente solamente un estatus de menor im-portancia con menos del 10%, este término es utilizado principalmente por los espectadores, mientras que el término técnico real es “TV terrestre”. La razón de esto es la buena cobertura satelital y de cable con más programas. Esto cambiará cuando se introduzca la DVB-T como ya ha llegado a ser evi-dente en algunas regiones.

AM

FM1

FM2

VSBCVBS

Audio 1

Audio 2

f

VSB = Filtro de Banda Lateral Vestigial

Fig. 2.10. Principio de un modulador de TV para TV analógica terrestre y por cable

2 - 11

La significancia de las transmisiones de la televisión análoga terrestre y la vía satélite se debilitará dentro de algunos años. Todavía no se puede predecir si esto también sucederá con el cable de banda ancha.

En la transmisión terrestre de las señales análogas de TV, y aquellas por cable, el método de modulación usado es la modulación de amplitud, en la mayoría de los casos con modulación negativa. La modulación positiva se utiliza solamente en el estándar francés L.

Las sub-portadoras de sonido son moduladas en frecuencia en la mayoría de los casos. Para ahorrar ancho de banda, la portadora de video es modulada en VSB-AM (modulación de amplitud con banda lateral vestigial), es decir, una parte del espectro es suprimido por un filtro pasabanda. El principio se demuestra en las Fig. 2.10. y 2.11. Debido a las no-linealidades, y a la baja relación señal/ruido en la ruta de la transmisión, se utiliza modulación de frecuencia en la transmisión vía satélite.

Portadora de video

10% Portadora residual de video

Potencia = Potencia pico de sincronismo

Mod.

CVBS

Fig. 2.11. Modulador de video

Puesto que estas trayectorias de transmisión análogas están perdiendo cada

vez más importancia, no serán discutidas en mayor detalle en este libro y, en su lugar, refieren al lector a la literatura apropiada.

2.5 Distorsión e Interferencia

Sobre toda la cadena de la transmisión, una señal de video análoga está su-jeta a influencias que tienen un efecto directo en su calidad y son inmediata-mente visibles en la mayoría de los casos. Estas distorsiones e interferencias se pueden agrupar esencialmente en las categorías siguientes:

Distorsión Lineal (distorsión de amplitud y fase) Distorsión No-lineal Ruido Interferencia Intermodulación


La distorsión linear es causada por los componentes electrónicos pasivos. La amplitud o el retardo de grupo no son constantes sobre cierta gama de frecuencias, que es 0 a 5 MHz en el caso del vídeo. Partes de la gama relevan-te de frecuencias son distorsionadas en mayor o menor grado, dependiendo de las características del enlace de transmisión implicado. Consecuentemente, ciertos componentes de la señal video se redondean. El peor efecto es el re-dondeo de los pulsos de sincronización que conllevan a problemas de sincro-nización en el receptor de TV, ej. el “corrimiento horizontal” o el “balanceo” de la imagen de arriba a abajo.

Estos términos se han conocido desde los inicios de la televisión. La con-mutación entre las cabezas de campo a campo produce efectos similares en el borde superior de la imagen con algunas videograbadoras antiguas, la imagen “se dobla”.

Estos efectos resultan ahora relativamente raros gracias a modernas tecno-logías en el receptor y a técnicas relativamente buenas en la transmisión. En el área activa de la imagen la distorsión lineal se manifiesta como carencia de definición, ringing, distorsión óptica o desplazamiento de la imagen de color con respecto a la imagen de la luminancia.

La distorsión no lineal se puede agrupar en:

No-linealidad estática Ganancia Diferencial Fase Diferencial

Con la distorsión no-linear, ni la escala de grises, ni la sub-portadora de color se reproducen correctamente en amplitud y fase. La distorsión no-lineal es causada por los componentes activos (tubos o transistores) en la cadena de transmisión. Sin embargo, sólo llegan a ser visibles en última instancia cuan-do se acumulan muchos procesos puesto que el ojo humano es muy tolerante a este respecto. Poniéndolo otra manera: “Aunque éste no sea el escalón de gris correcto, ¿Quién lo sabe?”. Y en la televisión a color este efecto es me-nos prominente, en todo caso, debido a la manera cómo se transmite el color, particularmente en PAL.

Uno de los efectos más visibles es la influencia de disturbios similares al ruido. Éstos son producidos simplemente por la superposición del ruido gaus-siano omnipresente, el nivel del cual es solamente una cuestión de su separa-ción del nivel útil de la señal. Es decir, si el nivel de la señal es demasiado bajo, el ruido llega a ser visible. El nivel del ruido térmico se puede determi-nar de una manera simple mediante la constante de Boltzmann, del ancho de banda útil del canal y de la temperatura ambiente normal y que casi es una constante fija. El ruido es inmediatamente visible en la señal de video análoga, que es la gran diferencia comparada con la televisión digital.

2 - 13

Los productos de la intermodulación y la interferencia son también muy obvios en la señal de video y tienen un efecto que perturba bastante, forman-do patrones „moiré‟ en la imagen. Estos efectos son el resultado del heterodi-naje de la señal de video con un producto interferente ya sea de un canal ad-yacente o de interferencia que ingresan al espectro útil directamente del am-biente. Este tipo de interferencia es una de las más visibles y también causa la mayor perturbación en la impresión total de la imagen. Es también la más evidente en la televisión por cable debido a su naturaleza multicanal.

2.6 El Intervalo de Borrado Vertical

Desde mediados de los años 70, el intervalo de borrado vertical, que fue utilizado originalmente para el tiempo de retorno vertical, ya no se encuentra “vacio” o “en negro”. Al principio, los denominados VITS (Vertical Interval

Test Signals – Señales de prueba en el intervalo vertical), o líneas de prueba, fueron insertados allí, los cuáles se podrían utilizar para determinar la calidad de la señal de video análogo. Además, se pueden encontrar allí teletexto y línea de datos. Las líneas de prueba eran y son utilizadas para supervisar la calidad de un enlace o de una sección de la transmisión de TV virtualmente en línea sin tener que aislar el enlace. Estas líneas de la prueba contienen señales de prueba que se pueden utilizar para identificar las causas de averías.

Fig. 2.12. Líneas de prueba CCIR 17 y 330

La línea de prueba “CCIR 17” (ahora ITU 17, a la izquierda en la Fig.

2.12.) comienza con el denominado pulso blanco (barra) y se utiliza como referencia técnica de voltaje para el 100% de blanco. Su amplitud nominal es 700 mV. El “tope” del pulso blanco tiene 10μs de largo y debe ser plano y sin overshoots. Esto es seguido por el pulso 2T, conocido como pulso cos2 con un período de amplitud media de 2T = 2•100ns = 200ns. Los componentes prin-cipales de su espectro se extienden al extremo del canal de luminancia de 5MHz. Reacciona muy sensiblemente a la distorsión de respuesta de amplitud


y de retardo de grupo en el rango de 0 a 5 MHz y se puede utilizar así para determinar visualmente la distorsión linear y por medición. El pulso siguiente es un pulso 20T, un pulso cos2 con la sub-portadora de color sobrepuesto y con un período de amplitud media de 20T = 20•100ns = 2μs. Muestra clara-mente la distorsión lineal del canal del color con respecto al canal de la lumi-nancia.

La distorsión linear del canal del color con respecto al canal de la lumi-nancia causa:

Ganancia diferencial del canal de color con respecto al canal de lumi-nancia

Retardo Luminancia-crominancia causado por el retardo de grupo

La distorsión no-lineal se puede identificar fácilmente por medio de una

escala de grises de 5 pasos. Los cinco pasos deben tener altura idéntica. Si no tienen la misma altura debido a no-linealidades, esto se llama no-linealidad estática (no-linealidad de la luminancia). En la línea prueba 330, la escala de grises es substituida por una escalera en la cual se sobrepone la sub-portadora de color. Esta se puede utilizar para identificar efectos no-lineales sobre la sub-portadora de color tales como ganancia y fase diferencial. Todas las ráfa-gas de color sobrepuestas en la escalera deben tener idealmente la misma amplitud y no deben tener una discontinuidad de fase en los puntos de transi-ción de los pasos.

Fig. 2.13 Línea de Teletexto

Actualmente el teletexto es bien conocido (Fig. 2.13. y 2.14.). Es un servi-

cio de datos ofrecido en la televisión análoga. La tasa de datos es de casi 6.9Mb/s, pero solamente en el área de las líneas realmente usadas en el inter-

2 - 15

valo de borrado vertical. De hecho, la tasa de datos real es mucho más baja. En cada línea de teletexto, se transmiten 40 caracteres útiles. Una página de teletexto consiste en 40 caracteres por 24 líneas. Si se utilizara el intervalo de borrado vertical entero, podría ser transmitida apenas una página de teletexto por campo. El teletexto se transmite en código NRZ (no retorno a cero). Una línea del teletexto comienza con un preámbulo de 16-bit de largo, una se-cuencia de 10101010… para sincronizar la fase del decodificador de teletexto en el receptor. Esto es seguido por el código de cuadro. Este número hexade-cimal 0xE4 marca el principio del teletexto activo. Después del comparti-miento y del número de línea, se transmiten los 40 caracteres de una línea de teletexto. Una página del teletexto consiste en 24 líneas del texto.

Los parámetros más importantes del teletexto son como sigue: Código de no retorno a cero (NRZ) Tasa de datos: 444 • 15625 kbit/s = 6.9375Mb/s Protección de error: Paridad par Caracteres por línea: 40 Líneas por página de teletexto

ATVTEXT Lun 07 Oct 12:18:36

LIMA - Perú elegirá en enero el estándar de

televisión digital que usará el país, para

lo cual inició pruebas de campo, dijo un

funcionario del ministerio de Transportes y

Comunicaciones.

Una comisión multisectorial comenzó las

pruebas de televisión digital terrestre con

representantes de consorcios de Estados

Unidos, Japón y la Unión Europea, los tres

poseedores de los estándares mundiales.

24 líneas

40 caracteres

Fig. 2.14 Página de Teletexto

La línea de datos (ej. La línea 16 y la línea correspondiente en el segundo

campo, Fig. 2.15.) se utiliza para transmitir la información de control, señali-zación y, entre otras cosas, los datos de VPS (sistema de programación de video) para controlar las videograbadoras. En detalle, la línea de datos se utiliza para transmitir los datos siguientes:

Byte 1: Preámbulo 10101010 Byte 2: Código de inicio 01011101 Byte 3: ID de la fuuente


Byte 4: Transmisión de texto serial ASCII (fuente) Byte 5: Mono/stereo/sonido dual Byte 6: ID del contenido de video Byte 7: Transmisión de texto serial ASCII Byte 8: Control remoto (enrutamiento) Byte 9: Control remoto (enrutamiento) Byte 10: Control remoto Byte 11 a 14: Sistema de programación de video (VPS) Byte 15: Reservado

Fig. 2.15 Línea de datos (línea 16 en el intervalo de borrado vertical)

Los bytes del VPS contienen la información siguiente:

Día (5 bits) Mes (4 bits) Hora (5 bits) Minuto (6 bits) = hora virtual de inicio del programa ID del país (4 bits) Fuente de programa 11) (6 bits)

Los parámetros de transmisión de la línea de datos son:

Línea: 16/329 Código: Código de Returno a cero Tasa de datos: 2.5Mb/s Nivel: 500mV Datos: 15 bytes por línea

2 - 17

Según DVB, estas señales del intervalo de borrado vertical se regeneran parcialmente en el receptor para conservar la compatibilidad con la televisión análoga. Sin embargo, las líneas con señales de prueba ya no se proveen más.

2.7 Mediciones del Video Analógico

Las señales de video análogas se han medido desde el principio de la era de la TV, inicialmente con osciloscopios y los vectorscopios simples y más adelante con analizadores video aún más elaborados, los últimos modelos de los cuales fueron digitales (Fig. 2.22.). Estas medidas del video se realizan para identificar las distorsiones en la señal de video análoga. Los parámetros de prueba siguientes se determinan con la ayuda de las líneas de la prueba:

Amplitud de la barra blanca Amplitud de la sincronización Amplitud del burst (ráfaga de color) Inclinación de la barra blanca Amplitud del pulso 2T Factor K del pulso 2T Amplitud luminancia-crominancia en el pulso 20T Retardo luminancia-crominancia en el pulso 20T No-linealidad estática en la escala de grises Ganancia diferencial en la escala de grises con sub-portadora Fase diferencial en la escala de grises con sub-portadora Relación señal/ruido ponderada y no-ponderada de luminancia Zumbido

Además, un receptor de prueba de TV análoga también proporciona informa-ción sobre:

Nivel de la portadora de video Nivel de la portadora de sonido Desviación de las portadoras de sonido Frecuencias de las portadoras de video y sonido Portadora de imagen residual ICPM (Modulación de fase incidental)

El parámetro más importante que se medirá en una señal análoga de TV es

la amplitud de la barra blanca que se mide según las indicaciones de la Fig. 2.16. En el peor caso, la barra blanca puede también resultar algo redondeada debido a las distorsiones lineales, según se indicada en la figura. La amplitud de la sincronización (Fig. 2.17.) se utiliza como referencia de voltaje en los monitores y por esta razón es de especial importancia.


A

B

17µs

Amplitud de la Barra blanca

= A - B

37µs

H_sync (50% del borde de bajada) Fig. 2.16. Medición de la amplitud de la barra blanca

Fig. 2.17. Pulso de sincronización y ráfaga de color (burst)

La amplitud de la sincronización es nominalmente 300mV por debajo de

negro. El valor del 50% del borde de caída del pulso de sincronización se considera como la referencia de tiempos en la señal de video análoga. La ráfaga de color (Fig. 2.17.) se utiliza como referencia de voltaje y de fase para la sub-portadora de color. Su amplitud es de 300mVPP. En la práctica, las distorsiones de amplitud de la ráfaga tienen poco influencia en la calidad de la imagen.

AB

13µs

21µs (B-A)

Inclinación= -----------*100% amplitud

de la barra

H_sync (50% del borde de caida) Fig. 2.18. Inclinación de la barra blanca

2 - 19

La distorsión lineal tiende a inclinar la barra blanca (Fig. 2.18.). Este es también un parámetro importante de la prueba. Para medirlo, la barra blanca se muestrea al principio y al final y se calcula la diferencia que luego se rela-ciona con la amplitud del pulso blanco.

El pulso 2T reacciona sensiblemente a la distorsión lineal de todo el canal de transmisión en cuestión. La Fig. 2.19. muestra el pulso 2T no deformado a la izquierda. Se le ha utilizado como señal de prueba para identificar la distor-sión lineal desde los años 70. Un pulso 2T alterado por la distorsión lineal también se muestra a la derecha en la Fig. 2.19. Si la distorsión del pulso 2T es simétrica, es causada por errores de respuesta de amplitud. Pero si el pulso 2T apareciese asimétrico, estarían implicados errores de retardo de grupo (respuesta de fase no lineal).

El pulso 20T (Fig. 2.20., centro) fue creado especialmente para las medi-ciones en el canal de color. Reacciona inmediatamente a las diferencias entre la luminancia y el crominancia. Se debe prestar especial atención a la parte baja del pulso 20T. Debe ser recto, sin ningún tipo de muesca. En el caso ideal, el pulso 20T, como el pulso 2T, deben tener la misma magnitud que el pulso blanco (nominal de 700mV).

Fig. 2.19. Pulso 2T sin distorsión (izquierda) y distorsionado (derecha)

Fig. 2.20. Barra de blanco con distorsión lineal, pulsos 2T y 20T


Las no-linealidades distorsionan la señal de video en dependencia con la modulación. Esto se puede demostrar lo mejor posible con las señales de es-calera. Con este fin, la escala de grises y la escalera con sub-portadora de color fueron introducidas como señal de prueba, los escalones simplemente son de distintos tamaños en presencia de no-linealidades. El ruido y la inter-modulación se pueden verificar lo mejor posible en una línea negra (Fig. 2.21.). En la mayoría de los casos, para este propósito, la línea 22 fue mante-nida libre de información, pero ya no lo es más necesariamente, puesto que ahora lleva teletexto en la mayoría de los casos. Para medir estos efectos, es sólo necesario buscar una línea vacía útil para este propósito entre las 625 ó 525 líneas y ésta difiere de programa a programa.

Medición de ruido de luminancia en una “línea negra”

Fig. 2.21 Medición de ruido de luminancia en una “línea negra”

En la televisión digital, actualmente las líneas de prueba sólo tienen senti-do para determinar el principio (equipo de estudio) y el final (receptor) de la cadena de transmisión. Entre éstos - en la cadena real de transmisión - nada sucede que se pueda verificar por estos medios. Las mediciones correspon-dientes en los enlaces digitales de la transmisión serán descritas detallada-mente en los capítulos respectivos.

2 - 21

Fig. 2.22. Equipos de medición y prueba de video analógico: Generador de señales de prueba y analizador de video (Rhode & Schwarz SAF y VSA)

Bibliografía: MÄUSL3], [MÄUSL5], [VSA], [FISCHER6]

3 Flujo de Datos MPEG-2

MPEG es la abreviación para Moving Picture Expert Group (Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento) (Fig. 3.1.), es decir, MPEG trata prin-cipalmente de la transmisión digital de imágenes en movimiento. Sin embar-go, la señal de datos definida en el estándar MPEG-2 también puede transpor-tar datos que pueden no estar relacionados con el video y audio, y podrían, por ejemplo, ser datos de Internet. A lo largo del mundo hay aplicaciones MPEG en las que sería fútil mirar las señales de video y audio. Así, en Wo-llongong, aproximadamente a 70 km. al sur de Sydney en Australia, un pro-veedor australiano de TV por suscripción está operando un servicio de data-

casting usando señales de datos MPEG-2 vía MMDS (Microwave Multipoint

Distribution System). "Austar" es el nombre de la empresa que está propor-cionando a sus clientes enlaces de Internet de alta velocidad en el rango de Mb/s.

MPEG = Moving Pictures Expert Group

MPEG-1 Parte1: sistemas ISO/IEC11172-1 “capa PES“

MPEG-2 Parte1: sistemas ISO/IEC13818-1 “Transporte“

MPEG-4 Parte1: sistemas ISO/IEC14496

MPEG-7 Metadata, Basado en XML ISO/IEC15938

MPEG-21 “Herramientas” adicionales ISO/IEC21000

Parte2: video ISO/IEC11172-2 Parte3: audio ISO/IEC11172-3

Parte2: video ISO/IEC13818-2 Parte3: audio ISO/IEC13818-3

Parte2: video ISO/IEC14496-2 Parte3: audio (AAC) ISO/IEC14496-3

“Interfaz Descriptivo Contenido Multimedia“

Parte6: DSM-CC ISO/IEC13818-6 Parte7: AAC ISO/IEC13818-7

Parte10: video (AVC, H.264) ISO/14496-10

Fig. 3.1. Estándares MPEG

Tal como en el estándar MPEG [ISO13818-1] en sí mismo, primero se

describirá la estructura general de la señal de datos MPEG en completo ais-lamiento del video y el audio. En la práctica, es también de gran importancia un entendimiento de la estructura de datos así como un detallado conocimien-to de la codificación de video y audio (ISO/IEC 13818-2 y 13818-3) que se discutirá más adelante.

Al mismo tiempo, la descripción de la estructura de datos de la señal em-pezará con señales de video y de audio sin compresión. Una señal de SDTV (Standard Definition TeleVision) [ITU601] sin la reducción de datos, tiene

3 - 2 Flujo de Datos MPEG-2

una tasa de datos de 270Mb/s y una señal de audio estereofónica digital en calidad CD tiene una tasa de datos de aproximadamente 1.5Mb/s. (Fig. 3.2.)

Mat

riz

Frecuencia de muestreo de Luminancia

13.5MHz

AD

AD

AD

6.75MHzFrecuencia de muestreo de Crominancia

5.75MHz

2.75MHz

Y

Cb

Cr

Cb

Cr

Y

R

G

B

8/10 Bit

8/10 Bit

8/10 Bit

270 Mb/sITU-BT.R 601

“CCIR601”

AD

16 BitHasta 768 Kb/s

Derecho

15-20 KHz

Frecuencia de muestreo

32/44.1/48 KHz

AD

16 BitHasta 768 Kb/s

Izquierdo

15-20 KHz

Frecuencia de muestreo

32/44.1/48 KHz

Aprox.1.5 Mb/s

Fig. 3.2. Señales de datos de video y audio

Las señales de video se comprimen a aproximadamente 1Mb/s en MPEG-1 y entre 2 y 6Mb/s en MPEG-2. Las señales de audio tienen una tasa de datos de entre 100 y 400Kb/s después de la compresión (será discutido en un capítulo aparte). Las señales de video y de audio comprimidas en MPEG se llaman “flujos elementales”, o ES (Elementary Streams). Por lo tanto, hay flujos de video, flujos de audio y, en general, flujos de datos, este último conteniendo cualquier tipo de datos comprimidos o no-comprimidos. Inmediatamente después de haber sido comprimidos (es decir codificados), todos los flujos elementales son divididos en paquetes de longitud variable, tanto en MPEG-1 como en MPEG-2 (Fig. 3.3.).

3 - 3

PES Video

PES Audio

PES Datos

Paquete PES

Encabezado PES

Longitud variableHasta 64 Kbytes

Fig. 3.3. Flujos Elementales MPEG

Dado que unas veces es posible tener más y otras menos compresión, de-

pendiendo del contenido instantáneo del video y el audio, se necesitan reci-pientes de longitud variable en la señal de datos. Estos recipientes llevan uno o más cuadros comprimidos en el caso de la señal de video y uno o más seg-mentos comprimidos en el caso de la señal de audio. Estos flujos elementales así divididos en paquetes se llaman “flujos elementales empaquetados”, o simplemente PES (Paquetized Elementary Streams) (Fig. 3.3) para abreviar. Cada paquete PES normalmente tiene un tamaño de 64KB. Consiste en un encabezado relativamente corto y una carga útil. El encabezado contiene, entre otros, un indicador de 16-bits de longitud para una longitud de paquete máxima de 64KB. La parte de la carga útil, o contiene flujos de video y audio comprimidos, o un flujo de datos puro. Según la Norma MPEG, sin embargo, en algunos casos los paquetes de video pueden ser también más extensos que 64KB. En este caso el indicador de longitud es puesto a cero y el decodifica-dor MPEG tiene que usar otros mecanismos por encontrar el fin del paquete.

3.1 El Flujo Elemental Empaquetado (PES)

Todos los flujos elementales en MPEG son primero empaquetados en pa-quetes de longitud variable llamados PES. Los paquetes, que principalmente tienen una longitud de 64KB, empiezan con un encabezado PES de 6 bytes de longitud mínima. Los primeros 3 bytes de este encabezado representan el “prefijo de código de inicio”, el contenido del cual es siempre 00 00 01 qué se usa para identificar el inicio de un paquete PES. El byte que sigue en el códi-go de inicio es la "IDentificación de flujo” que describe el tipo de flujo ele-mental que sigue en la carga útil. Indica si lo que sigue es, por ejemplo, un flujo de video, un de flujo de audio o un flujo de datos. Después de eso hay


dos bytes de "longitud del paquete" que se usan para direccionar hasta 64KB de carga útil. Si los dos bytes se ponen a cero, puede esperarse un paquete PES con una longitud que puede exceder estos 64KB. El decodificador MPEG tiene luego que usar otros medios para encontrar el límite del paquete PES, por ejemplo, el código de inicio.

Max. 64 Kbytes - 6Encabezado

6 bytesCarga Útil

Max. 64 Kbytes

Encabezado PESEncabezado PES opcional

3 bytes de inicio00 00 01

ID del Flujo

Longitud del paquete PES

24 8 16 Bits


6 bytesCarga Útil

Max. 64 Kbytes

Encabezado PESEncabezado PES opcional

2 12 8 Bits2

„10‟Control de Cifrado del

PES11 Banderas

Longitud de datos del

encabezado PES

Campos opcionales(depende de las banderas)

Bytes de Relleno„FF‟


6 bytesCarga Útil

Max. 64 Kbytes

Encabezado PES Encabezado PES opcional

Bits

PTS DTS ESCRTasa de ES

Extensión del PES

CRC previo del PES

Información de copia adicional

Modo del DSM

33 33 42 22 8 8 16

Campos opcionales dentro del encabezado opcional del PES

Fig. 3.4. El paquete PES

Después de estos 6 bytes del encabezado PES, se transmite un “encabeza-

do PES optativo” qué es una extensión opcional del encabezado PES y se adapta a los requisitos del flujo elemental transmitiéndose en ese instante. Es

3 - 5

controlado por 11 “banderas” en un total de 12 bits en este encabezado PES optativo. Estas banderas muestran que componentes están realmente presen-tes en los “campos optativos” en el encabezado PES optativo y cuáles no están. Se muestra la longitud total del encabezado PES en el campo “longitud de datos del encabezado PES”. Los campos opcionales en el encabezado op-tativo contienen, entre otras cosas, las “marcas de tiempo de presentación” (PTS – Presentation Time Stamps) y las “marcas de tiempo de decodificación” (DTS – Decoding Time Stamps) qué son importantes para sincronizar el video y el audio. Al final del encabezado del PES optativo también puede haber allí bytes de relleno. Siguiendo el encabezado del PES completo se transmite la carga útil real del flujo elemental qué normalmente puede ser de hasta 64KB de largo o aún más larga en casos especiales, sin el encabezado optativo.

En MPEG-1, los paquetes PES de video simplemente son multiplexados con los paquetes PES de audio y guardados en un soporte de datos (Fig. 3.5.). La tasa de datos máxima es 1.5Mb/s para el video y audio; y el flujo del datos sólo incluye un flujo de video y uno de audio.

Sin embargo, este “flujo elemental empaquetado” (PES) con sus estructu-ras de paquete relativamente largas no es conveniente para la transmisión y, sobre todo, no para transmitir varios programas en una señal de datos multi-plexada.

PES VideoPES

AudioV A V V

Paquetes PES de video y audio multiplexados

Aplicaciones:MPEG-1 CD de videoMPEG-2 SVCDMPEG-2 DVD de video

Fig. 3.5. Paquetes PES Multiplexados

En MPEG-2, por otro lado, el objetivo es congregar hasta 6, 10 o incluso

20 programas independiente de TV o de radio para formar una única señal multiplexada de datos MPEG-2. Esta señal de datos se transmite luego vía satélite, cable o enlaces de transmisión terrestres. Con este fin, los paquetes PES largos son adicionalmente divididos en paquetes menores de longitud constante. De los paquetes PES, se toman pedazos de 184-bytes de largo y a éstos se agrega otro encabezado de 4-bytes de largo (Fig. 3.6.), constituyendo paquetes de 188-bytes de largo llamados “paquetes de flujo de transporte” que son luego multiplexados.


Encabezado PES

Encabezado PES

Flujo Elemental Empaquetado (PES)

Flujo de Transporte (TS)

Inicio de la unidad de Carga ÚtilIndicador = 1

Encabezado del TS4 bytes

Carga Útil188 bytes

Inicio de la unidad de Carga ÚtilIndicador = 1

Fig. 3.6. Formación de los Paquetes del Flujo de Transporte MPEG-2

Para hacer esto, primero los paquetes de flujo de transporte de un progra-

ma son multiplexados juntos. Un programa puede consistir en uno o más se-ñales de video y de audio y un ejemplo extremo de esto es una transmisión de Fórmula 1 con varios ángulos de cámaras (la pista, los espectadores, el auto-móvil, el helicóptero) y exhibida en diferentes idiomas. Todos los flujos de datos multiplexados de todos los programas son luego multiplexados nueva-mente y combinados para formar un flujo de datos completo que es llamado un “flujo de transporte MPEG-2” (TS, para abreviar).

Codificador

Programa 1Video 1

Audio 1

Codificador

Programa 2Video 2

Audio 2

Codificador

Programa 3Video 3

Audio 3

Mul

tiple

xor

MP

EG

-2

PID = Identificador de Paquete

PID=0x100

PID=0x200

PID=0x300

TS MPEG-2

Fig. 3.7. Paquetes del Flujo de Transporte MPEG-2 Multiplexados

Un flujo de transporte MPEG-2 contiene los paquetes de flujo de trans-

porte de 188-bytes de largo de todos los programas con todas sus señales de video, sonido y datos. Dependiendo de las tasas de datos, los paquetes de uno u otro flujo elemental ocurrirán más o menos frecuentemente en el flujo de transporte MPEG-2. Para cada programa hay un codificador MPEG que codi-fica todos los flujos elementales, genera una estructura PES y luego empaque-ta estos paquetes PES en los paquetes de flujo de transporte. La tasa de datos para cada programa está normalmente entre 2 y 8Mb/s, pero la tasa de datos agregada para el video, el sonido y los datos pueden ser constantes o variar de

3 - 7

acuerdo con el contenido de programa del momento. Esto es denominado “multiplexado estadístico”. El flujo de transporte de todos los programas se combina luego en un flujo de datos multiplexados MPEG-2 (Fig. 3.7.) para formar un flujo de transporte global que puede tener una tasa de datos de hasta unos 40Mb/s. A menudo hay 6, 8 ó 10 ó incluso hasta 20 programas en un flujo de transporte. Las tasas de datos pueden variar durante la transmisión pero la tasa de datos global tiene que permanecer constante. Un programa puede contener video y audio, sólo audio o sólo datos, la estructura es así de flexible y también puede cambiar durante la transmisión. Para poder determi-nar la estructura actual del flujo de transporte durante la decodificación, el flujo de transporte lleva también listas que describen la estructura, las llama-das “tablas”.

3.2 Paquete del Flujo de Transporte MPEG-2

El flujo de transporte MPEG-2 consiste en paquetes que tienen una longi-tud constante (Fig. 3.8). Esta longitud siempre es de 188 bytes, con 4 bytes de encabezado y 184 bytes de carga útil. La carga útil contiene video, sonido o datos generales. El encabezado incluye numerosos ítems de importancia para la transmisión de los paquetes. El primer byte del encabezado es el "byte de sincronización". Siempre tiene un valor 0x47, con un espaciado constante de 188 bytes dentro del flujo de transporte. Es bastante probable, y ciertamente no ilegal, que exista un byte con el valor 0x47 en alguna otra parte en el pa-quete.

188 bytes

PID = Identificador de Paquete13 bits

Indicador de error de transporte1 bit

Byte de Sincronización = 0x471 byte


Encabezado del TS

4 bytes

Fig. 3.8. Paquete del Flujo de Transporte MPEG-2

El byte de la sincronización se usa para sincronizar el paquete al flujo de

transporte y es su valor, más el espaciado constante, lo que está usándose para la sincronización. Según MPEG, la sincronización en el decodificador ocurre después de que se hayan recibido cinco paquetes de flujo de transporte. Otro


componente importante del flujo de transporte es el "identificador de paque-te" de 13-bits de largo o ND para abreviar. El ND describe el contenido actual de la parte de la carga útil de este paquete. El número hexadecimal de 13-bits y las listas también incluidas muestran qué flujo elemental o contenido es ese.

RS RS

TS MPEG-2

TS MPEG-2

Enlace de Transmisión

Modulador

DVB / ATSC

Demodulador

DVB / ATSC

204 ó 208 bytes

188 bytes

Enca-bezado4 bytes


FEC R/S16 ó 20 bytes

188 bytes


Enca-bezado4 bytes

0x47 - Byte de Sincronización

1 bit - Indicador de error de transporte

Fig. 3.9. FEC Reed-Solomon

El bit que sigue inmediatamente al bit de sincronización es el bit indicador

de error de transporte. Con este bit se marcan los paquetes de flujo de trans-porte como errados después de su transmisión. Es fijado por el demodulador al final de la cadena de transmisión; si, por ejemplo, han ocurrido demasiados errores y no ha habido ninguna posibilidad de corregirlos por medio de los mecanismos de corrección de error usados durante la transmisión. En DVB (Digital Video Broadcasting), por ejemplo, la protección del error primario usada, siempre es el código de corrección de error Reed-Solomon. En una de las primeras etapas del modulador (DVB-S, DVB-C o DVB-T), se agregan 16 bytes de protección de error al paquete inicial de 188 bytes. Estos 16 bytes de protección de error son un control especial que pueden usarse por reparar hasta 8 errores por paquete en el receptor. Sin embargo, si hubiera más de 8 errores en un paquete, no hay ninguna posibilidad de corregir los errores, la protección de error falla y el paquete se marca como errado en el indicador de error de transporte. Este paquete ya no debe ser decodificado por el decodifi-cador MPEG que, en cambio, tiene que ocultar el error que, en la mayoría de los casos, se ve como un “cuadriculado” en la imagen.

3 - 9

Puede ser necesario, de vez en cuando, transmitir más de 4 bytes de enca-bezado por paquete de flujo de transporte. El encabezado se extiende en este caso en el campo de la carga útil. La parte de la carga útil correspondiente resulta más corta pero la longitud del paquete total sigue siendo constante de 188 bytes. Este encabezado extendido se denomina un "campo de adaptación" (Fig. 3.10.). Los diferentes contenidos del encabezado y del campo de adap-tación se discutirán más adelante. Los “bits de control de adaptación” en el encabezado de 4-bytes de extensión muestran si hay un campo de adaptación o no.

Campo de Adaptación(opcional)

188 bytes

Encabezado4 bytes


Encabezado

Longitud de Campo de Adaptación

Indicador de Discontinuidad

... 5 Banderas

Campos opcionales

(depende de las banderas)

... PCR ...

8 1 5 42 Bits

Fig. 3.10. Paquete de Flujo de Transporte con Adaptación de Campo

La estructura y, sobretodo, la longitud de un paquete de flujo de transpor-

te es muy similar a un tipo de transmisión de datos conocido en telefonía y en la tecnología LAN, denominado el “modo de trasferencia asíncrono”, o ATM para abreviar. Hoy, el ATM se usa en redes de larga distancia para telefonía, llamadas por Internet y para interconectar computadoras en una red LAN en edificios. ATM también tiene una estructura de paquete. La longitud de una célula ATM es de 53 bytes, que contiene 5-bytes de encabezado y 48-bytes de carga útil. Durante los inicios de MPEG-2 se consideraba transmitir señales de datos MPEG-2 vía enlaces ATM. De allí la longitud de un paquete de flujo de transporte MPEG-2. Teniendo en cuenta un byte especial en la parte de la carga útil de una célula de ATM, esto deja 47 bytes de datos de carga útil. Es entonces posible transmitir 188 bytes de información útil por medio de 4 células de ATM, correspondiendo exactamente a la longitud de un paquete de flujo de transporte MPEG-2. Y de hecho, las transmisiones MPEG-2 sobre enlaces de ATM son cotidianas. Ejemplos de esto se encuentran, por ejemplo, en Austria donde todos los estudios nacionales de la institución radiodifusora austriaca ORF (Österreichischer Rundfunk) están enlazados vía una red ATM (llamada LNET). En Alemania, también, flujos MPEG son intercambiados sobre enlaces ATM.


Encabezado5 bytes

Carga Útil48 bytes

Carga Útil47 bytes

Carga Útil47 bytes

Carga Útil47 bytes

Carga Útil47 bytes

Paquete TS MPEG-2 188 bytes

4 celdas ATM

Encabezado – 5 bytes Información especial – 1 byte

53 bytes

ATM = Asynchronous Transfer Mode

Fig. 3.11. Celda ATM

Cuando se transmiten señales MPEG vía enlaces ATM, varios modos de

transmisión denominados Capas de Adaptación ATM pueden ser aplicados a nivel de ATM. El modo mostrado en la Fig. 3.11. corresponde a la Capa 1 de Adaptación ATM sin FEC (AAL1 sin FEC). También son posibles la Capa 1 de Adaptación ATM con FEC (AAL1 con FEC) o la Capa 5 de Adaptación ATM (AAL5). En este caso, la capa más apropiada parece ser la AAL1 con FEC ya que los contenidos están protegidos contra errores durante la transmi-sión ATM.

El hecho de que el flujo de transporte MPEG-2 es una señal de datos com-pletamente asíncrona es de particular y decisiva significancia. No hay forma de saber cuál es la información que sigue en la próxima ranura de tiempo (paquete del flujo de transporte). Esto sólo puede ser determinado por medio de el PID del paquete del flujo de transporte. Las tasas de datos en la carga útil pueden fluctuar; podrían requerir ser rellenadas para suplementar los 184 byte perdidos. Este asincronismo tiene grandes ventajas con respecto a la futura flexibilidad, haciendo posible implementar cualquier nuevo método sin mucha adaptación. Pero también tiene desventajas: el receptor debe estar siempre verificando, lo que consume más energía; la protección de error dis-pareja como en DAB (radio digital) no puede ser aplicada y los contenidos diferentes no pueden ser protegidos en mayor o menor grado cuando se re-quiera.

3 - 11

3.3 Información para el Receptor

En los siguientes párrafos, se considerarán los componentes del flujo de transporte que son necesarios para el receptor. Los componentes necesarios en este caso significan: ¿Qué necesita el receptor, es decir el decodificador MPEG, para extraer exactamente, del gran número de paquetes del flujo de transporte, aquéllos múltiples contenidos que se necesitan por decodificar el programa deseado? Además, el decodificador debe poder sincronizarse co-rrectamente a este programa. El flujo de transporte MPEG-2 es una señal completamente asíncrona y su contenido ocurre de una manera completamen-te aleatoria o sobre demanda en las aberturas de tiempo individuales. No hay reglas absolutas que puedan ser usadas para determinar qué información es-tará contenida en el próximo paquete del flujo de transporte. El decodificador y cada elemento en la cadena de transmisión deben engancharse a la estructu-ra del paquete. El PID (identificador de paquete) puede ser usado para ubicar lo que está siendo transmitido en el respectivo elemento. Por otro lado, este asincronismo tiene ventajas debido a la total flexibilidad provista pero tam-bién existen desventajas relacionadas al ahorro de energía. Cada paquete del flujo de transporte debe ser primero analizado en el receptor.

Sincronización del Flujo de Transporte

Byte de Sincronización 0x47

Información específica del Programa: PAT, PMT

Accediendo al Programa

Identificación de PaquetePID

Desencriptado(si es necesario)

Tabla de Acceso Condicional CAT

Sincronización del Programa

Referencia de Tiempo de ProgramaPCR, PTS, DTS

Sincronización de datos adicionales

Información del ServicioSI

Lectura del contenido del TS

Fig. 3.12. Información para el Receptor

3.3.1 Sincronización del Flujo de Transporte Cuando la entrada del decodificador MPEG-2 se conecta a un flujo de

transporte MPEG-2, debe engancharse primero al flujo de transporte, es decir a la estructura del paquete. Por consiguiente, el decodificador busca los bytes de sincronización en el flujo de transporte. Éstos siempre tienen el valor 0x47 y siempre aparecen al principio de un paquete de flujo de transporte. Están siempre presentes a intervalos constantes de 188-bytes. Estos dos factores juntos, el valor constante de 0x47 y el espaciado constante de 188 bytes, se


usan para la sincronización. Si aparece un byte que tiene un valor de 0x47, el decodificador examinará las posiciones n veces 188-bytes antes y después de este byte en el flujo de transporte por la presencia de otro byte de sincroniza-ción. Si existe, entonces este es un byte de la sincronización. Si no, entonces ésta es simplemente alguna palabra del código que ha asumido este valor accidentalmente. Es inevitable que la palabra de código 0x47 también ocurra en el flujo de transporte continuo. La sincronización ocurrirá después de 5 paquetes de flujo de transporte y el decodificador perderá el enganche des-pués de una merma de 3 paquetes (como se cita en la norma MPEG).

3.3.2 Lectura de la Estructura del Programa Actual El número y la estructura de los programas transmitidos en el flujo de

transporte son flexibles y abiertos. El flujo de transporte puede contener un programa con un flujo de video y audio, o puede haber 20 programas o más que estén siendo transmitidos, algunos con un sólo audio, algunos con video y audio y otros con video y varias señales de audio. Por consiguiente, es nece-sario incluir ciertas listas en el flujo de transporte que describan la estructura instantánea del flujo de transporte.

EncabezadoTS

Carga Útil del paquete del TS

PID=0x00 Puntero aPMT1 Puntero a

PMT2

Puntero aPMT3 Puntero a

PMT4

PID

1

PID

2

PID

3

PID

4

...PAT =ProgramAssociation Table

PMT =ProgramMap Table

...

PID del PAT

Puntero al ES de video

Puntero al ES de audio

PID

1

PID

2

EncabezadoTS

Carga Útil del paquete del TS

1 entrada PID por Programa

1 entrada PID por Flujo Elemental (ES) Fig. 3.13. PAT y PMT

3 - 13

Estas listas proporcionan la denominada “información específica de pro-

grama”, o PSI (Program Specific Information) para abreviar (Fig. 3.13.). Es-tas son tablas que se transmiten de vez en cuando en la parte de carga útil. La primera es la “tabla de asociación de programa” PAT (Program Association

Table). Esta tabla ocurre precisamente una vez por flujo de transporte pero se repite cada 0.5 segundos. Esta tabla muestra cuántos programas hay en este flujo de transporte. Los paquetes de flujo de transporte que contienen esta tabla tienen valor cero como identificación del paquete (PID) para así poder identificarse fácilmente. En la parte de la carga útil de la tabla de asociación de programa, se transmite una lista de PIDs especiales. Hay exactamente un PID por programa en la tabla de asociación de programa (Fig. 3.13.).

Estos PIDs son indicadores, es decir, información adicional que describe cada programa individual en más detalle. Los PIDs apuntan a otras tablas, las llamadas “tablas de mapeo de programa” (PMT – Program Map Tables). A su vez, las tablas de mapeo de programa son paquetes especiales del flujo de transporte con parte de una carga útil especial y un PID especial. Se transmi-ten los PIDs de las PMTs en la PAT. Si por ejemplo, se piensa recibir el pro-grama N°3, el PID N°3 es seleccionado en la lista de todos los PIDs en la parte de la carga útil en la tabla de asociación de programa (PAT). Si fuera, por ejemplo, 0x1FF3, el decodificador busca paquetes de flujo de transporte que tengan un PID = 0x1FF3 en su encabezado. Estos paquetes son entonces las tablas de mapeo de programa para el programa No.3 en el flujo de trans-porte. La tabla de mapeo de programa, a su vez, contiene PIDs que son los PIDs para todos los flujos elementales contenidos en este programa (video, audio, datos).

Dado que puede haber varios flujos de video y audio - como el caso de una transmisión de Fórmula 1 en varios idiomas - el espectador debe selec-cionar los flujos elementales a ser decodificados. Finalmente él seleccionará exactamente 2 PIDs - una para el flujo de video y otra para el flujo de audio, resultado de, por ejemplo, dos números hexadecimales PID1 = 0x100 y PID2 = 0x200. PID1 podría ser, por ejemplo, el PID para el flujo de video a ser decodificado y PID2 el PID para el flujo de audio. En adelante, el decodifica-dor MPEG-2 sólo estará interesado en éstos paquetes del flujo de transporte, los recolecta, es decir los demultiplexa y los asocia para formar nuevos pa-quetes PES. Precisamente son estos paquetes PES los que se proveen al deco-dificador de video y audio para generar la señal de video y audio.

La composición del flujo de transporte puede cambiar durante la transmi-sión, como cuando sólo pueden transmitirse programas locales dentro de cier-tas ventanas. Una caja decodificadora para señales DVB-S debe, por consi-guiente, supervisar continuamente la estructura instantánea del flujo de trans-porte, leer la PAT y las PMTs y adaptarse a las nuevas situaciones. El enca-bezado de una tabla contiene, para este fin, el así llamado manejo de versión


que señala al receptor que algo ha cambiado en la estructura. Es imperdona-ble que esto aún no se cumpla en todos los receptores DVB. Un receptor ge-neralmente reconoce un cambio en la estructura del programa solamente des-pués de que una nueva búsqueda de programas se haya iniciado. En muchas regiones de Alemania, las llamadas “ventanas de programación regional” son insertadas en los programas de servicio público a determinadas horas del día. Estas son implementadas por las denominadas “PMT dinámicas”, es decir, los contenidos de la PMT son alterados y la señal cambia en los PIDs de los flu-jos elementales.

TS MPEG-2

PID de Audio = 0x200

PID de Video = 0x100

Fig. 3.14. Acceso a un Programa vía los PIDs de Video y Audio

3.3.3 Acceso a un Programa Después de que los PIDs de todos los flujos elementales contenidos en el

flujo de transporte se hayan conocido de la información contenida en la PAT y las PMTs y el usuario se haya decidido por un programa, un flujo de video y uno de audio; esencialmente ahora están definidos dos PIDs: el PID para la señal de video y el PID para la señal de audio a ser decodificadas. El decodi-ficador MPEG-2, instruido por el usuario de la caja decodificadora, se intere-sará ahora sólo en estos paquetes. Asumiendo entonces que el PID de video es 0x100 y el PID de audio es 0x200: en el proceso del demultiplexado resul-tante todos los paquetes del TS con 0x100 se agruparán en los paquetes PES de video y se consignarán al decodificador video. Lo mismo se aplica a los paquetes de audio 0x200 que son agrupados y ensamblados para formar pa-quetes PES que se proporcionan al decodificador audio. Si los flujos elemen-tales no están cifrados, estos pueden decodificarse directamente.

3.3.4 Acceso a Programas Cifrados Sin embargo, los flujos elementales se pueden transmitir cifrados (encrip-

tados). En el caso de TV Paga o por razones de licencias de recepción que involucren áreas locales, todos o algunos de los flujos elementales se pueden transmitir protegidos por un código electrónico. Los flujos elementales son cifrados (Fig. 3.17.) por varios métodos (Viaccess, Betacrypt, Irdeto, Conax,

3 - 15

Nagravision, etc.) y no pueden ser recibidos sin un hardware adicional y la autorización respectiva. Este hardware adicional debe ser proveído con los datos de autorización y cifrado desde el flujo de transporte. Para esto, se transmite una tabla especial en el flujo de transporte, la “tabla de acceso con-dicional” (CAT) (Fig. 3.15).

ECMMensaje de Control de Inscripción

EMM Mensaje de Manejo de Inscripción

Códigos clave

PIDPIDCAT

(PID=1)

Derechos de asignación

Fig. 3.15. Tabla de Acceso Condicional

La CAT provee los PIDs para otros paquetes de datos en el flujo de trans-

porte donde esta información de descifrado es transmitida. Esta información adicional de descifrado es denominada ECM (Entitlement Control Message –

Mensaje de control de suscripción) y EMM (Entitlement Management Mes-

sage – Mensaje de manejo de suscripción). El ECM es empleado para trans-mitir los códigos de cifrado y los EMMs para la administración del usuario. El factor importante es que sólo los flujos elementales en sí pueden ser cifra-dos, y no los encabezados del flujo de transporte (ni las tablas). Tampoco es permitido cifrar el encabezado del flujo de transporte o el campo de adapta-ción.

Decodificador de Video

Decodificador de AudioDem

ultip

lexo

r Video

Audio

S S S S S?

XO

R

XO

R

Datos encriptados

Datos desencriptados

Secuencia pseudo-aleatoria

TS MPEG-2

Desencriptador

Interfaz común

Tarjeta Inteligente(datos del usuario)

Fig. 3.16. Desencriptado en el Decodificador


La desencriptación (Fig. 3.16.) se hace fuera del decodificador MPEG en un hardware adicional relacionado al método de desencriptación, que puede enchufarse en la denominada “interfaz común” (CI – Common Interface) en la caja decodificadora. El flujo de transporte es pasado a través de este hard-ware antes de procesarse posteriormente en el decodificador MPEG. La in-formación de los ECMs y los EMMs y el código personal del usuario permi-ten luego que los flujos sean desencriptados.

S S S S S

Xor

Xor

Secuencia Binaria Pseudo-aleatoria (PRBS)

Datos encriptados

Datos desencriptados

?

Fig. 3.17. Encriptado y desencriptado con un generador PRBS en el sistema de Acce-so Condicional y en el receptor

3.3.5 Sincronización del Programa (PCR, DTS, PTS)

Una vez que los PIDs para el video y el sonido han sido determinados y cualquier programa cifrado haya sido desencriptado y los flujos hayan sido demultiplexados, se generan de nuevo los paquetes PES de video y audio. Éstos se aplican luego al decodificador de video y audio. La decodificación real, sin embargo, requiere algunos pasos adicionales de sincronización. El primer paso consiste en vincular el reloj del receptor al reloj del transmisor. Como se indicó inicialmente, la señal de luminancia se muestrea a 13.5MHz y las dos señales de la crominancia se muestrean a 6.75MHz. 27MHz es un múltiplo de estas frecuencias de muestreo, por lo que esta frecuencia se usa como referencia, o fundamental, para todos los pasos del proceso en la codifi-cación MPEG en el lado de la transmisión. Un oscilador de 27MHz en el codificador MPEG alimenta el “reloj del sistema” (STC – System Time

Clock). El STC es esencialmente un contador de 42 bits que se cronometra por este mismo reloj de 27MHz y empieza de nuevo en cero después de un overflow. Las posiciones LSB (bits menos significativos) no suben hasta FFF, sólo hasta 300. Aproximadamente cada 26.5 horas el contador se reinicia a cero. En el receptor debe proveerse otro reloj de sistema (STC), es decir, se necesita otro oscilador de 27MHz conectado a un contador de 42 bits. Sin embargo, la frecuencia de este oscilador de 27MHz debe estar en completo

3 - 17

sincronismo con el del transmisor, y el contador de 42 bits también debe estar en perfecta simultaneidad.

PCR PCR

+

-

PCRCada 40ms

Contador Contador

42 bits 42 bits

DecodificadorMPEG-2

CodificadorMPEG-2

Copia

Carga

Video

Audio

27MHzSTC

27MHzSTC

Video

Audio TS MPEG-2

NCO – Oscilador a Control Numérico

Fig. 3.18. Reloj de Referencia de Programa

Para lograr esto, la información de referencia se transmite en el flujo de

datos MPEG (Fig. 3.18.). En MPEG-2, éstos son los valores de “referencia de reloj de programa” (PCR – Program Clock Reference) (Fig. 3.17.) que son nada más que una copia actualizada del contador STC aplicada en el flujo de transporte en un cierto momento. El flujo de datos lleva así un “tiempo del reloj” interno exacto. Todos los procesos de codificación y decodificación son controlados por este tiempo del reloj. Para lograr esto, el receptor, es decir el decodificador MPEG, debe leer el "tiempo del reloj”, los denomina-dos valores PCR, y los compara con el propio reloj interno del sistema, es decir su propio contador de 42-bits.

Si los valores de PCR recibidos están enganchados con el reloj del sistema en el decodificador, el reloj de 27MHz del receptor iguala al del transmisor. Si hay una desviación, una variable controlada de la magnitud de la desvia-ción puede generarse por un PLL, es decir el oscilador al lado receptor puede corregirse. En paralelo, la cuenta de 42-bits siempre se restablece al valor PCR recibido, un requisito básico para la inicialización del sistema y en caso de un cambio de programa.

Los valores de PCR deben estar presentes en cantidad suficiente, es decir con un espaciado máximo, y relativamente preciso, libre de convulsión. Según MPEG, el espaciado máximo por programa es de 40ms entre los valo-res de PCR individuales. La convulsión del PCR debe ser menor a ±500ns. Los problemas de PCR se manifiestan en primera instancia en que en lugar de una imagen en color, se muestre una imagen en blanco y negro. Los proble-mas de convulsión del PCR pueden ocurrir, entre otras cosas, durante el re-multiplexado de un flujo de transporte. La razón es que, por ejemplo, el orden


de los paquetes de flujo de transporte se cambia sin que la información de PCR contenida en ellos también cambie. Hay frecuentemente una convulsión de PCR de ±30µs aunque sólo se permite ±500ns. Esto puede ser manejado por la mayoría cajas decodificadoras pero no por todas. La información de PCR se transmite en el campo de adaptación de un paquete de flujo de trans-porte que pertenece al programa correspondiente. La información precisa sobre el tipo de paquetes de los TS en que ésto se hace puede encontrarse en la tabla de mapeo de programa correspondiente (PMT). La PMT contiene la denominada PCR_PID que, sin embargo, corresponde, en la mayoría de los casos, al PID de video del programa respectivo. Una vez de que la sincroni-zación del reloj de programa se haya logrado, se ejecutan los pasos de decodi-ficación de video y audio enganchados con el reloj del sistema (STC).

PTS del PES de video

Encabezado PES

PES de video

PES de audio

PES de video

Encabezado PES

DTS del PES de video

PTS del PES de audio

Sincronización de voz

Fig. 3.19. PTS y DTS

Sin embargo, se presenta ahora otro problema. Deben decodificarse el vi-

deo y el sonido y deben reproducirse con sincronización de voz. Para poder lograr la "sincronización de voz", es decir la sincronización entre el video y el audio, la información adicional de tiempo se codifica en los encabezados de los PESs de video y audio. Esta información de la elección del momento ade-cuado se deriva del reloj del sistema (STC, 42-bits). Usando los 33 bits más significativos (MSB) del STC, estos valores se introducen en los encabezados de los PES de video y audio a intervalos máximos de 700ms y se denominan “marcas de tiempo de presentación” (PTS – Presentation Time Stamps).

3 - 19

Como veremos más adelante, en la sección sobre la codificación de video, el orden en que la información de imagen comprimida se transmite diferirá del orden en que se graba. La secuencia de cuadros se cambia ahora en con-formidad con ciertas reglas de la codificación, una medida necesaria para ahorrar espacio de memoria en el decodificador. Para recuperar la secuencia original, deben codificarse marcas de tiempo adicionales en el flujo de video. Éstas se denominan “marcas de tiempo de decodificación” (DTS – Decoding

Time Stamps) y también se transmiten en el encabezado del PES.

El decodificador MPEG-2 en un IRD puede entonces decodificar los flujos de video y audio de un programa, produciendo nuevamente señales de video y de audio, ya sea o en formato analógico o en formato digital.

3.3.6 Información Adicional en el Flujo de Transporte (SI/PSI/PSIP)

Según MPEG, la información transmitida en el flujo de transporte está bastante orientada al hardware, como fuera, sólo relacionada a requisitos mínimos absolutos. Sin embargo, esto no hace el funcionamiento de una caja particularmente de fácil utilización. Por ejemplo, tiene sentido, y es necesario, transmitir los nombres del programa para propósitos de identificación. Tam-bién es deseable simplificar la búsqueda de canales de transmisión físicos adyacentes. Del mismo modo es necesario transmitir las guías electrónicas de programa (EPG) e información de hora y fecha. En este respeto, el grupo Proyecto Europeo DVB y el grupo Proyecto Americano ATSC han definido la información adicional para la transmisión del video digital y los programas de audio que se piensa simplifican el funcionamiento de las cajas y las hace mucho más fácil de usar.

3.3.7 Secciones y Tablas Privadas y no-Privadas

Por si acaso, el Grupo MPEG ha incorporado una “puerta abierta” en la Norma MPEG-2. Además de la “información específica de programa” (PSI – Program Specific Information), la “tabla de mapeo de programa” (PMT – Program Map Table) y la “tabla de acceso condicional” (CAT – Conditional

Access Table), creó la posibilidad de incorporar las denominadas “tablas pri-vadas” (Fig. 3.20.) en el flujo de transporte. El Grupo ha definido mecanis-mos que especifican cómo debe lucir una tabla, cómo debe ser su estructura y por qué reglas será articulada en el flujo de transporte.

Según los sistemas MPEG-2 (ISO/IEC 1318-1) se han especificado para cada tipo de tabla lo siguiente:


Una tabla se transmite en la parte de la carga útil de uno o más paque-tes del flujo de transporte con un PID especial que es reservado sólo para esta tabla (DVB) o algunos tipos de tablas (ATSC).

Cada tabla empieza con una IDentificación de tabla que es un byte es-pecial que identifica sólo a esta tabla exclusivamente. La ID de la tabla es el primer byte de la carga útil de una tabla.

Cada tabla se subdivide en secciones que permiten tener un tamaño máximo de 4 bytes. Cada sección de una tabla termina con un control CRC de 32 bits de largo sobre la sección entera.

SECCIÓN #0

SECCIÓN #1

SECCIÓN #2

SECCIÓN #3

SECCIÓN #n

Max. 4Kbytes

Tab

la

CR

C

TID

TID

TID

TID

TID

CR

C

CR

C

CR

C

CR

C

...

Fig. 3.20. Secciones y Tablas

La “información específica de programa” (PSI – Program Specific Infor-

mation) tiene exactamente la misma estructura. La PAT tiene un PID de cero y empieza con una IDentificación de tabla de cero. La PMT tiene los PIDs definidas en la PAT como PID y tiene una ID de tabla de 2. La CAT tiene una PID y una ID de tabla de 1 en cada caso. La PSI puede estar compuesta de uno o más paquetes de flujo de transporte para las PAT, PMT y CAT que dependen del contenido.

Aparte de las tablas PSI, PAT, PMT y CAT arriba mencionadas, otra tabla, la denominada “tabla de información de red” (NIT – Network Information

Table) ha sido incluida desde el principio pero no se ha estandarizado en de-talle. Ha sido implementada en el Proyecto DVB.

Todas las tablas se implementan a través del mecanismo de secciones. Hay secciones no-privadas y privadas (Fig. 3.21.). Las secciones no-privadas se definen en la Norma del Sistema MPEG-2 original. Todas las otras son co-rrespondientemente privadas. Las secciones no-privadas incluyen las tablas de la PSI y las privadas incluyen las secciones de la SI de DVB y las seccio-

3 - 21

nes DSM-CC (Digital Storage Media Command and Control – control y co-mando de medios de almacenamiento digital) de MPEG-2 que se utilizan para la radiodifusión de datos. El encabezado de una tabla contiene la administra-ción del número de versión de una tabla y la información sobre el número de secciones de las cuales se compone una tabla. Un receptor debe primero que nada explorar a través del encabezado de estas secciones antes de poder eva-luar el resto de las secciones y las tablas. Naturalmente, todas las secciones se deben analizar de una longitud máxima original de 4 kilobytes a la longitud máxima de la carga útil de 148 bytes de un paquete del flujo de transporte MPEG-2 antes de que se transmitan.

Sección MPEG-2

No-privada Privada

Definida en ISO/IEC13818-1 Información Específica de

Programa (Tablas PSI)

No definida en ISO/IEC13818-1

Usada por la estructura de sección en MPEG-2

Información de Servicio (Tablas SI)

ISO/IEC13818-6 DSM-CC

Una tabla es = 1 … N secciones del mismo tipo(max. 1024 bytes / 4096 bytes por sección)

Fig. 3.21. Secciones y Tablas según MPEG-2

En el caso de PSI/SI, el límite de la longitud de la sección se ha bajado a 1

kilobyte en casi todas las tablas, la única excepción es el EIT (Event Informa-

tion Table - Tabla de Información de Eventos) que se utiliza para transmitir la guía electrónica de programa (EPG). Las secciones de la EIT pueden asumir la longitud máxima de 4KB porque llevan una cantidad de información gran-de como en el caso de una EPG para toda una semana.

Si una sección comienza en un paquete de flujo de transporte (Fig. 3.22.), el indicador de inicio del encabezado de la unidad de la carga útil se fija a 1. El encabezado de los TS es seguido inmediatamente por el puntero que señala (en número de bytes) al inicio real de la sección. En la mayoría de los casos (y siempre en el caso de PSI/SI), este puntero se fija a cero lo que significa que la sección comienza inmediatamente después del puntero.


Byte de

Sinc.

Indicador de error de

transporte

Indicador de inicio de la unidad de Carga Útil

Prioridad de Transporte

PIDControl de Cifrado del Transporte

Control del Campo de Adaptación

Contador de Continuidad

8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

4 bytes

Sección Carga Útil

Indicador del inicio de la unidad de carga útil puesto en “1”

Puntero al inicio de una sección de carga útil, generalmente puesto en 0x00

184 bytes188 bytes

Fig. 3.22. Inicio de una Sección en un paquete de flujo de transporte MPEG-2

Si el puntero tiene un valor que difiere de cero, los restos de la sección precedente se pueden todavía encontrar en este paquete del flujo de transporte. Esto se utiliza para ahorrar paquetes del TS, un ejemplo que es el MPE (Mul-

ti-Protocol Encapsulation) sobre secciones DSM-CC en el caso de IP sobre MPEG-2 (véase DVB-H).

tabla_id section_syntax_indicator private_indicator reservado section_length if (section_syntax_indicator == 0) table_body1() /* short table */ else table_body2() /* long table */ if (section_syntax_indicator == 1) CRC

8 Bit 1 1 2

12

32 Bit

Fig. 3.23. Estructura de una sección

3 - 23

table_body1() { for (i=0;i<N;i++)

data_byte }

8 Bit

tabla_body2() { table_id_extension reservado version_number current_next_indicator section_number last_section_number for (i=0;i<N;i++)

data_byte }

16 Bit 2 5 1 8

8 Bit

Fig. 3.24. Estructura de una sección de carga útil

La estructura de secciones siempre sigue el mismo plan (Fig. 3.23., Fig. 3.24.). Una sección comienza con la tabla_ID, un byte que señala el tipo de tabla. El bit section_syntax_indicator indica si ésta es una sección del tipo corta (bit = 0) o una larga (bit = 1). Si es una sección larga, esta es seguida por un encabezado extendido que contenga, entre otras cosas, el manejo de la versión de la sección y su longitud y el número de la sección pasada. El número de versión indica si el contenido de la sección ha cambiado (ej.: en caso de un PMT dinámico o si la estructura del programa ha cambiado). Una sección larga termina siempre con una suma de verificación CRC de 32 bits de largo sobre la sección entera.

La estructura detallada de una PAT y de una PMT se puede ahora también entender más fácilmente. Una PAT (Fig. 3.25, Fig. 3.26) comienza con la tabla_ID = 0x00. Su tipo es el de una tabla larga no-privada, es decir, el ma-nejo de la versión sigue en el encabezado. Puesto que la información sobre la estructura del programa que se transmitirá es muy corta, una sola sección es virtualmente siempre suficiente (last_section_no = 0) y también cabe dentro de un paquete de transporte. En el lazo del programa se enumeran para cada uno el número del programa y la identificación asociada del mapeo del pro-grama. El programa No. Cero es una excepción especial, éste informa sobre el PID de la última NIT (tabla de información de red). La PAT termina con una suma de verificación CRC. Hay una PAT por flujo de transporte pero se repite cada 0.5 segundos. En el encabezado de la tabla, un número inequívoco, el stream_ID del flujo de transporte, se asigna al flujo de transporte mediante


el cual puede ser direccionado en una red (ej.: una red basada en satélites con muchos flujos de transporte). La PAT no contiene ninguna información de texto.

La tabla del mapeo de programa (PMT) comienza con la tabla_ID = 0x02. El PID se señala vía la PAT y está en el rango de 0x20 … 0x1FFE. La PMT es también denominada una tabla no-privada con el manejo de la versión y rematada con la suma de verificación CRC. El encabezado de la PMT lleva el program_no, ya conocido de la PAT. El program_no en la PAT y la PMT deben coincidir, es decir, ser iguales.

PAT

Tabla_ID=0x00;

Transport_stream_ID;Version Management;

CRC_32

for i=0 i<N i++

program_number; 16 Bitreservado; 3 BitIf (program_number ==0) network_PID=0x10; 13 Bitelse program_map_PID; 13 Bit

PID de la NIT

PID de la PMT

PID=0x00;

Tiempo de repetición:25ms … 500ms

Lazo del Programa(Tamaño calculado de la longitud de la sección)

Longitud de la sección

Fig. 3.25. Estructura detallada de la PAT

El encabezado del PMT es seguido por el program_info_loop (lazo de in-formación de programa) en el cual variados descriptores pueden ser inserta-dos, tantos como sean necesarios, que describen más detalladamente los com-ponentes del programa. Sin embargo, no tiene que ser utilizado. Los compo-nentes reales del programa como el vídeo, el audio o el teletexto se identifi-can vía el lazo del flujo que contiene las entradas para el tipo respectivo de flujo y el PID del flujo elemental.

Es posible incluir un número de descriptores para cada componente del programa en el ES_info_loop. Hay una PMT para cada programa y se envía cada 0.5 segundos. Tampoco hay información de texto en la PMT.

La Fig. 3.28. muestra un ejemplo real de la estructura de una tabla de ma-peo de programa, que es absolutamente corta en este caso. Será discutida más

3 - 25

detalladamente como representativa de las muchas otras tablas que siguen. El ejemplo, registrado con un analizador MPEG-2, muestra que la PMT comien-za con la ID de tabla 0x02, un byte que la identifica claramente como tal.

Fig. 3.26. Detalles de la PAT (ejemplo práctico)

El bit del indicador de sintaxis de sección se fija a “1” y nos dice que es

una tabla larga con manejo de versión. El bit siguiente se fija a “0” e identifi-ca esta tabla como una tabla no-privada del MPEG. La longitud de la sección dice cuánto tiempo transcurre en esta sección actual de esta tabla, a saber, 23


bytes de largo en este caso. El campo de la extensión de la tabla_ID contiene el número del programa; debe también haber una entrada correspondiente en la PAT. El número de versión y el indicador actual/siguiente señalan un cam-bio en la tabla de mapeo del programa. Esta información se debe comprobar continuamente por un receptor que debe responder en caso de necesidad a un cambio en la estructura del programa (PMT dinámico). El número de sección dice qué sección transcurre y el Last Section N° informa sobre el número de la última sección de una tabla. Se fija a cero en este caso, es decir, la tabla consiste de sólo una sección.

PAT

Tabla_ID=0x02;

Program_number;Version Management;

CRC_32

for i=0 i<N i++

PID=0x20 … 0x1FFE;


Lazo del Flujo(Tamaño calculado de la longitud de la sección)


PCR_PID

Program_info_lenght

for i=0 i<N i++Descriptor ();

stream_type;Reservado;Elementary_PID;Reservado;

ES_info_lenght


Información del Programa

Información del ES(Tamaño desde la ES_info_lenght)

Fig. 3.27. Estructura detallada de la Tabla de Mapeo de Programa (PMT)

La PCR_PID (referencia de verificación del programa - identificador de

paquete) proporciona el PID en la cual el valor del PCR es transmitido. Éste es el PID de video en la mayoría de los casos.

3 - 27

Fig. 3.28. Detalles de la PMT (ejemplo práctico)

Tabla 3.1. Tipos de Flujo de la Tabla de Mapeo de Programa (PMT)

Valor Descripción

0x00 ITU-T/ISO/IEC reservdo 0x01 ISO/IEC 11172 video MPEG-1 0x02 ITU-T H.262 / ISO/IEC13818-2 video MPEG-2 0x03 ISO/IEC 11172 audio MPEG-1 0x04 ISO/IEC 13818-3 audio MPEG-2 0x05 ITU-T H222.0 / ISO/IEC 13818-1 secciones privadas 0x06 ITU-T H.222.0 / ISO/IEC 13818-1 PES paquetes que contienen

datos privados 0x07 ISO/IEC 13522 MHEG 0x08 ITU-T H.222.0 /ISO/IEC 13818-1 anexo A DSM-CC 0x09 ITU-T H.222.1 0x0A ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo A 0x0B ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo B 0x0C ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo C 0x0D ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo D 0x0E ISO/IEC 13818-1 auxiliar 0x0F-0x7F ITU-T H.222.0 / ISO/IEC 13818-1 reservado 0x80-0xFF Uso privado

Debe haber ahora un lazo de información de programa, pro-gram_info_loop, aunque no existe ninguno en este ejemplo, un hecho que es señalado por el indicador de longitud “program_info_length= 0”.


Sin embargo, el lazo del flujo proporciona la información sobre las PID de video y de audio. El tipo de flujo (véase la tabla 3.1.) muestra el tipo de carga útil, llamados, en este caso, vídeo MPEG-2 y audio MPEG-2.

3.3.8 La Información de Servicio según DVB (SI) Tomando ventaja de la característica de la “tabla privada”, el Grupo DVB

ha introducido numerosas tablas adicionales que pretenden simplificar la ope-ración de las cajas o de los receptores DVB. La denominada “información de servicio” (SI – Service Information), está definida como ETS300468 en la norma ETSI.

Consta de las siguientes tablas (Fig. 3.29.): la “tabla de información de red” (NIT), la “tabla de descripción de servicio” (SDT – Service Descriptor Table), la “tabla de asociación de ramillete” (BAT – Bouquet Association Table), la “tabla de información de evento” (EIT – Event Information Table), la “tabla de estado de funcionamiento” (RST – Running Status Table), la “tabla de hora y fecha” (TDT – Time & Date Table), la “tabla de zona horaria” (TOT – Time Offset Table) y, finalmente, la “tabla del relleno” (ST – Stuffing Table). Estas ocho tablas se describirán ahora en más detalle.

PAT Tabla de Asociación de ProgramaPMT‟s Tabla de Mapeo de ProgramaCAT Tabla de Acceso Condicional(NIT) Tabla de Información de Red

Tablas Privadas

PSI MPEG-2Información

específica de programa

NIT Tabla de Información de RedSDT Tabla de Descripción de ServicioBAT Tabla de Asociación de RamilleteEIT Tabla de Información de EventoRST Tabla de Estado de

FuncionamientoTDT Tabla de Hora y FechaTOT Tabla de Zona HorariaST Tabla de Relleno

SI DVBInformación de

Servicio

Fig. 3.29. PSI en MPEG-2 y SI en DVB

3 - 29

NITNetwork Information Table

Tabla de Información de Red

Información sobre la red física

Nombre del proveedor de la redParámetros de transmisión

(RF, orden del QAM …)

Fig. 3.30. Tabla de Información de Red (NIT)

La “tabla de información de red” (NIT) (Fig. 3.30., Fig. 3.31., Fig. 3.32.) describe todos los parámetros físicos de un canal de transmisión DVB. Con-tiene, por ejemplo, la frecuencia recibida y el tipo de transmisión (satélite, cable, terrestre) y también todos los datos técnicos de la transmisión, es decir, protección de error, tipo de modulación, etc. El propósito de esta tabla es optimizar el rastreo de canales tanto como sea posible. Una caja decodifica-dora puede guardar todos los parámetros de un canal físico cuando está exa-minando o cambiando canales, y es posible, por ejemplo, transmitir la infor-mación relacionada con todos los canales físicos dentro de una red (satélite, cable), permitiendo eliminar la búsqueda física real de los canales.

La NIT contiene la información siguiente:

La ruta de la transmisión (satélite, cable, terrestre) Frecuencia de recepción Tipo de modulación Protección de error Parámetros de transmisión


NIT

Tabla_ID=0x40/0x41;

Network_ID;Version Management;

CRC_32

for i=0 i<N i++

PID= 0x10;


Lazo del Flujo de Transporte


Network_descriptor_lenght


Transport_stream_lenght;Original_network_ID;Reservado;

Transport_descriptors_lenght;


Lazo de los descriptores de red

Lazo de los descriptores de

transporte

Transport_stream_loop_lenght

Fig. 3.31. Estructura de la Tabla de Información de Red (NIT)

El factor importante respecto a la NIT es que muchos receptores, es decir las cajas decodificadoras, pueden comportarse de una “manera peculiar” si los parámetros de transmisión en la NIT no coinciden con la transmisión real. Si, por ejemplo, la frecuencia transmitida conferida en la NIT no corresponde a la frecuencia recibida real, muchos receptores, sin revelar razones, pueden simplemente negarse a reproducir cualquier imagen o sonido.

3 - 31

Fig. 3.32. Ejemplo práctico de una Tabla de Información de Red (NIT)


SDTService Descriptor Table

Tabla de Descripción del Servicio(PID=0x11, Tabla_ID=0x42/0x46)

Información sobre los servicios (=programas) en el flujo de

transporte

Nombre del proveedor del servicioNombre de los servicios = Nombre

de los programas

Fig. 3.33. Tabla de Descripción del Servicio (SDT)

SDT

Tabla_ID=0x42/0x46;

Transport_stream_ID;Version Management;

CRC_32

for i=0 i<N i++

PID= 0x11;


Lazo de Servicio


Original_network_ID

Service_ID;Reservado;EIT_schedule_flag;EIT_present_following_flag;Running_status;Free_CA_mode;

Descriptors_loop_lenght;


Lazo de los descriptores

Fig. 3.34. Estructura de una Tabla de Descripción de Servicio (SDT)

La “tabla de descripción de servicio” (SDT) contiene descripciones más detalladas de los programas llevados en el flujo de transporte, los “servicios”. Entre otras cosas, éstos son el título del programa como, por ejemplo "CNN", "CBS", "Eurosport", "ARD", "ZDF", "BBC", "ITN", etc. Es decir, en paralelo con los PIDs de programa ingresados en la PAT, el SDT contiene ahora in-

3 - 33

formación de texto para el usuario. Esto facilita el funcionamiento del dispositivo receptor proveyendo las listas de texto.

Fig. 3.35 Ejemplo práctico de una SDT

BATBouquet Association Table

Tabla de Asociación de Ramillete(PID=0x11, Tabla_ID=0x4A)

Combinación de varios servicios en un ramillete

Fig. 3.36. Tabla de Asociación de Ramillete (BAT)

Un pariente cercano de la tabla de descripción de servicio es la “tabla de asociación de ramillete” (BAT). La SDT y la BAT tienen la misma PID y sólo difieren en la ID de la tabla. En donde la SDT describe la estructura de programa de un canal físico, mientras que la BAT describe la estructura de programa de varios canales físicos o de un gran número de canales físicos.


BAT

Tabla_ID=0x4A;

Bouquet_ID;Version Management;

CRC_32

for i=0 i<N i++

PID= 0x11;


Lazo del Flujo de Transporte


Bouquet_descriptors_lenght


Transport_stream_ID;Original_network_ID;Reservado;

Transport_descriptors_lenght;


Lazo de los descriptores de ramillete

Lazo de los descriptores de

transporte

Transport_stream_loop_lenght

Fig. 3.37. Estructura de una Tabla de Asociación de Ramillete (BAT)

La BAT es nada más que una tabla de programa multicanal. Proporciona

una apreciación integral de todos los servicios contenidos en un grupo. Los abastecedores de programas pueden hacer uso de, por ejemplo, un ramillete entero de canales físicos si un solo canal es insuficiente para transmitir la gama completa de los programas proporcionados. Un ejemplo de esto es el abastecedor de TV paga “Premier”. Un puñado de canales DVB por satélite o cable se combinan aquí para formar un ramillete de canales de este abastece-dor. La BAT asociada se transmite en todos los canales individuales y enlaza este ramillete en conjunto.

De hecho, sin embargo, una tabla de asociación de ramillete se encuentra muy raramente en un flujo de transporte. Las radiodifusoras ARD y ZDF en Alemania, y la Premier, están difundiendo una BAT para su ramillete respec-tivo y una BAT a veces se puede encontrar en las redes de los proveedores de cable.

3 - 35

Pero con frecuencia, según lo ya mencionado, la BAT simplemente no existe. Cuando existe, nos dice, por los denominados descriptores de acopla-miento, qué servicio de una particular ID de servicio puede ser encontrado en qué flujo de transporte.

Muchos proveedores también están transmitiendo una “guía electrónica de programación” (EPG) qué tiene su propia tabla en DVB, la denominada “ta-bla de información de evento”, o EIT (Fig. 3.38. y 3.39.) para abreviar. Con-tiene la hora planeada de inicio y de finalización de todas las transmisiones de, por ejemplo, un día o una semana. La estructura que aquí es posible es muy flexible y también permite transmitir cualquier cantidad de información adi-cional. Desgraciadamente en la práctica esta característica no es soportada por todas las cajas, o son simplemente inadecuadas.

EITEvent Information Table

Tabla de Información de Evento

Guia Electrónica de ProgramaElectronical Program Guide

EPG

Fig. 3.38. Tabla de Información de Evento (EIT)

Sin embargo, frecuentemente existen variaciones y retrasos en los horarios

planeados de inicio y finalización de las transmisiones. Para poder empezar y detener, por ejemplo, una videograbadora en un momento dado, la información de comando pertinente es transmitida en la “tabla de estado de ejecución” (RST). La RST puede compararse con la señal de VPS en la línea de datos de una señal de TV analógica. En la práctica, la RST no se está utili-zando actualmente, o, por lo menos, no ha sido encontrada por el autor en un flujo de transporte dondequiera en el mundo, excepto por los flujos “sintéti-cos” de transporte. En su lugar, la línea de datos que contenía el VPS se ha adaptado dentro de DVB para controlar las video-grabadoras y los medios similares de grabación.

El funcionamiento de la caja también requiere de la transmisión de la hora y fecha actual. Esto se hace en dos fases. En la “tabla de hora y fecha” (TDT) (Fig. 3.42 y 3.43.), se transmite la hora del meridiano de Greenwich (GMT o UTC), es decir la hora actual en el meridiano 0° sin modificaciones por cam-bios de estación. Los respectivos desfases horarios aplicables pueden ser lue-go transmitidos en una “tabla de zona horaria” (TOT) para los distintos husos horarios. Depende del software de la caja cómo se evalúa la información con-tenida en las tablas TDT y TOT, y hasta qué punto. El soporte completo para


esta información de la hora de transmisión exigiría informar a la caja de su ubicación actual y, sobre todo, debe prestarse más atención a este punto en un país que tenga varias zonas horarias, como Australia o los Estados Unidos.

EIT

Tabla_ID=0x4E/0x6F;

Service_ID;Version Management;

CRC_32

for i=0 i<N i++

PID= 0x12;


Lazo de Eventos


Transport_ID;Original_network_ID;

Segment_last_section_no.

Event_ID;Start_time;Duration;Running_status;Free_CA_mode;

Descriptors_loop_lenght;


Lazo de los descriptores de evento

Fig. 3.39. Estructura de una Tabla de Información de Eventos

A veces puede ser necesario cancelar cierta información, sobre todo las ta-

blas en el flujo de transporte. Después de que una señal DVB-S se haya reci-bido en la cabecera de una estación de CATV, puede ocurrir fácilmente que, por ejemplo la NIT deba intercambiarse o sobrescribirse o que programas individuales deban tratarse como inutilizables para la descarga. Esto puede hacerse por medio de la “tabla de relleno” (ST) (Fig. 3.44.) qué habilita la información en el flujo de transporte a ser sobrescrita.

3 - 37

Fig. 3.40. Tabla de Información de Eventos (ejemplo práctico)

RSTRunning Status TableTabla de Estado de

Funcionamiento(PID=0x13, Tabla_ID=0x71)

Estado de funcionamiento actual

Fig. 3.41. Tabla de Estado de Funcionamiento (RST)

RST

Tabla_ID=0x71;

Encabezado de la Tabla

for i=0 i<N i++

PID= 0x13;


Lazo de Eventos


Transport_stream_ID;Original_network_ID;Service_ID;Event_ID;Reservdo;Running_status;

Fig. 3.42. Estructura de una Tabla de Estado de Funcionamiento (RST)


TDT / TOTTime and Date Table,

Time Offset TableTabla de Hora y Fecha,Tabla de Zona Horaria

(PID=0x14, Tabla_ID=0x70, 0x74)

Hora y Fecha actual (UTC/GMT)y Zona horaria

Fig. 3.43. Tabla de Hora y Fecha (TDT) y Tabla de Zona Horaria (TOT)

Fig. 3.44. Ejemplo de una Tabla de Hora y Fecha (TDT) y una Tabla de Zona Horaria (TOT)

Los PIDs y las IDs de la tabla para la información de servicio han sido permanentemente asignadas dentro de DVB en la Tabla 3.2.

Las tablas PSI/SI se enlazan una con la otra vía los más variados identifi-cadores (Fig. 3.45.). Éstas son PIDs e identificadores especiales, dependientes de las tablas. En la PAT, las PMT_PIDs se encadenan juntas por el prog_no. A cada prog_no, se asigna una PMT_PID que se refiere a un paquete de flujo de transporte con la PMT correspondiente de este programa asociado. El

3 - 39

prog_no puede también ser encontrado en el encabezado de la PMT respecti-va. Se asigna prog_no = 0 a la NIT donde el PID de la NIT pueda ser encon-trada.

STStuffing Table

Tabla de Relleno(Tabla_ID=0x72)

Cancelación de secciones y tablas en una red de distribución

Ej.: Cabeceras de cable

Fig. 3.45. Tabla de Relleno (ST)

Tabla 3.2. PIDs e IDs de las Tablas PSI/SI

Tabla PID ID de Tabla PAT 0x0000 0x00 PMT 0x0020 … 0x1FFE 0x02 CAT 0x0001 0x01 NIT 0x0010 0x40 …0x41 BAT 0x0011 0x4A SDT 0x0011 0x42 …0x46 EIT 0x0012 0x4E …0x6F RST 0x0013 0x71 TDT 0x0014 0x70 TOT 0x0014 0x73 ST 0x0010 … 0x0014 0x72

En la NIT, los parámetros físicos de todos los flujos de transporte de una red se describen vía sus TS_IDs. Un TS_ID corresponde al flujo actual de transporte; este TS_ID se puede encontrar exactamente en el encabezado de la PAT en la posición de la extensión de la identificación de la tabla.

Los servicios (= programas) contenidos en este flujo de transporte se enu-meran en la tabla del descriptor de servicio vía las identificaciones del servi-cio. Las IDs del servicio deben corresponder al prog_no en la PAT y en las PMTs.

Esto se continúa en la EIT: hay una EIT por cada servicio. En el encabe-zado de la EIT, la table_ID_extension corresponde a la service_ID del pro-grama asociado. En la EIT, los acontecimientos se asocian a éstos por las


event_IDs. Si hay RSTs asociadas, entonces éstas se enlazan a la RST respec-tiva vía estas event_IDs.

NITTS_ID

TS_ID

Descriptor()

TS_ID

Descriptor()

SDT/

BATService_IDDescriptor()

Service_IDDescriptor()

Service_ID

Descriptor()

PATTS_ID

Prog_noPMT_PID

Prog_noPMT_PID

Prog_noPMT_PID

EITService_ID

Event_ID

Event_ID

Event_ID

PMTProg_no

PMTProg_no

SDT/BATService_ID

Descriptor()

Service_ID

Descriptor()

Service_ID

Descriptor()

RST

Event_ID

a otros TS

Fig. 3.46. Enlaces entre las tablas PSI/SI

Las tasas de repetición de las tablas PSI/SI están reguladas por MPEG-

2Systems [ISO&IEC 13818/1] y DVB/SI [ETS 300468] (Tabla 3.3)

Tabla 3.3. Tasas de repetición de las tablas PSI/SI según MPEG/DVB

Tabla PSI/SI Max. intervalo (tabla completa)

Min. intervalo (sección simple)

PAT 0.5 s 25 ms CAT 0.5 s 25 ms PMT 0.5 s 25 ms NIT 10 s 25 ms SDT 2 s 25 ms BAT 10 s 25 ms EIT 2 s 25 ms RST - 25 ms TDT 30 s 25 ms TOT 30 s 25 ms

3 - 41

3.4 PSIP según ATSC

En los EE.UU. se especificó una norma separada para TV digital terrestre y cable. Esta es la norma ATSC [A53, A65], dónde ATSC viene de Advanced

Television System Committee (Comité del Sistema de Televisión Avanzada). Durante el trabajo de la norma ATSC, se tomó la decisión de usar MPEG-2 para el flujo de transporte, con video MPEG-2 y sonido Digital Dolby AC-3 como las señales de banda base. El tipo de modulación usado es 8- ó 16-VSB. Además, se acordó que se necesitaban otras tablas que fueran más allá del PSI; como las tablas SI en DVB. Por ende, ATSC tiene las tablas PSIP, listadas debajo y descritas en más detalle en el texto siguiente.

PAT Tabla de Asociación de ProgramaPMT‟s Tabla de Mapeo de ProgramaCAT Tabla de Acceso Condicional

Tablas Privadas

PSI MPEG-2Información

Específica de Programa

MGT Tabla Guía MaestraEIT Tabla de Información de EventoETT Tabla de Texto ExtendidoSTT Tabla de Tiempo del SistemaRTT Tabla de Valuación de RegiónCVCT Tabla de Canal Virtual de CableTVCT Tabla de Canal Virtual Terrestre

PSIP ATSCProtocolo de

Información de Programa y

Sistema

Fig. 3.47. Tablas del PSIP en ATSC

PSIP significa “protocolo de programa e información del sistema” (Pro-

gram and System Information Protocol) y no es nada más que otra manera de representar la información, similar a la explicada en la sección anterior sobre SI en DVB. En ATSC, se usan las siguientes tablas: la Tabla Guía Maestra (MGT – Master Guide Table) (Fig. 3.47.), la Tabla de Información de Evento (EIT – Event Information Table), la Tabla de Texto Extendido (ETT – Exten-

ded Text Table), la Tabla de Tiempo del Sistema (STT – System Time Table), la Tabla de Valuación de Región (RRT – Rating Region Table), y la Tabla de Canal Virtual de Cable (CVCT – Cable Virtual Channel Table) o la Tabla de Canal Virtual Terrestre (TVCT – Terrestrial Virtual Channel Table).

Según ATSC, las tablas de PSI definidas en MPEG-2 y provistas en la Norma MPEG se usan para acceder a los flujos de video y audio, es decir, el flujo de transporte lleva una PAT y varias PMTs. La información de acceso condicional también es referenciada vía una CAT.


MGTPID=1FFB

PIDPID

PID

ETT EIT2

EIT1

4 EIT‟s

EPG de

3 horas por EIT

EIT = Tabla de Información de EventoETT = Tabla de Texto Extendido

Tabla Guía Maestra (MGT)Tabla Maestra para EIT‟s y ETT (tal como la PAT es para las PMT‟s)

Fig. 3.48. Referencia del PSIP en la MGT

Las tablas ATSC se construyen como “tablas privadas”. La Tabla Guía Maestra, es decir la tabla principal, contiene los PIDs para algunas de estas tablas de ATSC. La Tabla Guía Maestra puede reconocerse por la ID de pa-quete = 0x1FFB y la ID de la tabla = 0xC7. El flujo de transporte debe conte-ner por lo menos cuatro Tablas de Información de Evento (EIT-0, EIT-1, EIT-2, EIT 3) y se encuentran los PIDs para estos EITs en la Tabla Guía Ma-estra. Hasta 128 Tablas de Información de Evento son posibles pero son op-cionales. Una EIT contiene una sección de 3-horas de una guía de programa electrónica (EPG). Con los 4 EITs obligatorios, es así posible cubrir un perío-do de 12 horas. Además, pueden opcionalmente accederse a las Tablas de Texto Extendido a través de la MGT. Cada Tabla de Texto Extendido exis-tente (ETT) se asigna a una EIT. Así, por ejemplo, ETT-0 contiene la infor-mación de texto extendida para EIT-0. Es posible tener hasta un total de 128 ETTs.

En la Tabla de Canal Virtual que puede estar en uso como la Tabla de Ca-nal Virtual Terrestre (TVCT) o como la Tabla de Canal Virtual de Cable (CVCT) dependiendo de la ruta de la transmisión, se transmite la información de identificación para el canal virtual, es decir los programas, contenidas en un flujo de transporte multiplexado. La VCT contiene, entre otras cosas, los nombres de programa. La VCT es comparable a la tabla SDT en DVB.

En la Tabla de Tiempo del Sistema (STT), se transmite toda la información de tiempo necesaria. La STT puede reconocerse por la ID de paquete = 0x1FFB y la ID de tabla = 0xCD. En la STT, se transmite el tiempo GPS (Sistema de Posicionamiento Global) y la diferencia de tiempo entre los tiempos GPS y UTC (Universal Time Coordinated) (= GMT). La Tabla de

3 - 43

Valuación de Región (RRT) puede usarse por restringir el tamaño de la au-diencia en lo que se refiere a edad o región. Además de la información sobre la región (ej.: un Estado Federal en los EE.UU.), también se incluye la infor-mación relaciona con la edad mínima impuesta para el programa actualmente transmitido. Usando la RRT, un tipo de cerradura paternal puede llevarse a cabo en la caja decodificadora. La RRT está reconocida por la ID de paquete = 0x1FFB y la ID de tabla = 0xCA.

En la tabla 3.4. se listan los PIDs e IDs de Tabla de las tablas PSIP.

Tabla 3.4. Tablas del PSIP.

Tabla PID ID de Tabla Tabla de Asociación de Programa (PAT) 0x0 0x0 Tabla de Mapeo de Programa (PMT) vía la PAT 0x02 Tabla de Acceso Condicional (CAT) 0x1 0x01 Tabla de Guía Maestra (MGT) 0x1FFB 0xC7 Tabla de Canal Virtual Terrestre (TVCT) 0x1FFB 0xC8 Tabla de Canal Virtual de Cable (CVCT) 0xlFFB 0xC9 Tabla de Valuación de Región (RRT) 0xlFFB 0xCA Tabla de Información de Evento (EIT) vía la PAT 0xCB Tabla de Texto Extendida (ETT) vía la PAT 0xCC Tabla de Tiempo del Sistema (STT) 0x1FF'B 0xCD

3.5 Tablas ARIB según ISDB-T

Tal como DVB (Digital Video Broadcasting) y ATSC (Advanced Televi-

sion Systems Committee), Japón ha definido, también, sus propias tablas en su estándar ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting – Terrestrial / Difusión Digital de Servicios Integrados - Terrestre). Éstas se denominan las tablas ARIB (Association of Radio Industries and Business - Asociación de Industrias y Negocios de Radiodifusión) según el estándar ARIB. B.10.

Según el estándar ARIB, se proponen las tablas siguientes:

Tabla 3.5. Tablas ARIB

Tipo Nombre Nota PAT Program Association Table ISO/IEC 13818-1 MPEG-2 PMT Program Map Table ISO/IEC 13818-1 MPEG-2 CAT Conditional Access Table ISO/IEC 13818-1 MPEG-2 NIT Network Information Table como DVB-SI, ETS 300468 SDT Service Description Table como DVB-SI, ETS 300468 BAT Bouquet Association Table como DVB-SI, ETS 300468 EIT Event Information Table como DVB-SI, ETS 300468 RST Running Status Table como DVB-SI, ETS 300468


Tipo Nombre Nota TDT Time&Date Table como DVB-SI, ETS 300468 TOT Time Offset Table como DVB-SI, ETS 300468 LIT Local Event Information Table ERT Event Relation Table ITT Index Transmission Table PCAT Partial Content Announcement Table ST Stuffing Table como DVB-SI, ETS 300468 BIT Broadcaster Information Table NBIT Network Board Information Table LDT Linked Description Table and others ECM Entitlement Control Message EMM Entitlement Management Message DCT Download Control Table DLT Download Table SIT Selection Information Table SDTT Software Download Trigger Table DSMCC Digital Storage Media Command & Control

Tabla 3.6. PIDs e IDs de las tablas ARIB

Tabla PID Tabla_ID PAT 0x0000 0x00 CAT 0x0001 0x01 PMT vía PAT 0x02 DSM-CC vía PMT 0x3A...0x3E NIT 0x0010 0x40, 0x41 SDT 0x0011 0x42, 0x46 BAT 0x0011 0x4A EIT 0x0012 0x4E...0x6F TDT 0x0014 0x70 RST 0x0013 0x71 ST Todas, excepto 0x0000,

0x0001, 0x0014 0x72

TOT 0x0014 0x73 DIT 0x001E 0x7E SIT 0x001F 0x7F ECM vía PMT 0x82...0x83 EMM vía CAT 0x84...0x85

3 - 45

Tabla PID Tabla_ID DCT 0x0017 0xC0 DLT vía DCT 0xC1 PCAT 0x0022 0xC2 SDTT 0x0023 0xC3 BIT 0x0024 0xC4 NBIT 0x0025 0xC5, 0xC6 LDT 0x0025 0xC7 LIT vía PMT ó 0x0020 0xD0

Las tablas BAT, PMT y CAT corresponden completamente al PSI del MPEG-2. Igualmente, las tablas NIT, SDT, BAT, EIT, RST, TDT. Las tablas TOT y ST tienen exactamente la misma estructura que en el SI de DVB y también tienen la misma funcionalidad. El estándar ARIB también hace refe-rencia al estándar ETSI 300468.

3.6 Tablas DTMB (China)

China, tiene también su propia estándar para televisión digital terrestre llamado DTMB (Digital Terrestrial Multimedia Broadcasting / Radiodifu-sión de Multimedia Digital Terrestre). Se puede asumir que existen también unas tablas independientes, modificadas o copiadas de significancia compa-rable a la DVB-SI pero no ha habido publicaciones con respecto a qué modi-ficaciones, si las hay, fueron hechas.

3.7 Otros Detalles Importantes del Flujo de Transporte MPEG-2

En la próxima sección se discuten otros pormenores del flujo de transporte MPEG-2 en más detalle.

Aparte de los bytes de sincronización (sincronización al flujo de transporte) ya mencionados, el indicador de error del flujo transporte y el identificador de paquete (PID), el encabezado del flujo de transporte también contiene:

el Indicador Inicial de Unidad de Carga Útil, la Prioridad del Transporte, el Control de Cifrado del Transporte, el Control del Campo de Adaptación, y el Contador de Continuidad.

El Indicador Inicial de la Unidad de Carga Útil es un bit que marca el ini-cio de una carga útil. Si este bit es fijado, significa que una nueva carga útil está empezando en este paquete del flujo de transporte: este paquete del flujo


de transporte puede contener el inicio de un paquete PES de video o audio más el encabezado del PES, o el inicio de una tabla más la ID de tabla como el primer byte en la parte de la carga útil del paquete de flujo de transporte.

3.7.1 Prioridad del Transporte

Este bit indica que este paquete del flujo de transporte tiene una prioridad superior a la de otros paquetes del TS con la misma PID.

Byte de

Sinc.


transporte






8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado

4 bytesCarga Útil184 bytes

Campo de adaptaciónopcional

Longitud del campo de adaptación

Indicador de discontinuidad

5 banderas PCR ...

8 1 5 42 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado



...

Campos opcionales

dependiente de las

banderas

Fig. 3.49. Detalles Adicionales en el Flujo de Transporte MPEG-2

3 - 47

3.7.2 Bits de Control de Cifrado del Transporte

Los dos bits de Control de Cifrado del Transporte muestran si la parte de la carga útil de un paquete del TS está cifrada (encriptada) o no. Si se ponen ambos bits a cero, significa que la sección de carga útil se transmite sin cifrar. Si uno de los dos bits no es cero, la carga útil se transmite cifrada. Se necesita una Tabla de Acceso Condicional para descifrar la carga útil.

3.7.3 Bits de Control del Campo de Adaptación

Estos dos bits indican si hay o no un encabezado extendido, es decir un campo de adaptación. Si se ponen ambos bits a cero, no existe ningún campo de adaptación. Si hay un campo de adaptación, la parte de la carga útil se acorta y el encabezado se vuelve más largo pero la longitud total del paquete sigue siendo constante de 188 bytes.

3.7.4 El Contador de Continuidad

Cada paquete de flujo de transporte con el mismo PID lleva su propio con-tador de 4-bits. Éste es el contador de continuidad que permanentemente cuenta de 0 a 15, de paquete del TS a paquete del TS, y luego empieza nue-vamente en 0. El contador de continuidad hace posible reconocer los paquetes del TS perdidos e identificar un flujo de datos errado (discontinuidad del con-tador). Es posible, y permitido, tener una discontinuidad con un cambio de programa que es indicado entonces por el Indicador de Discontinuidad en el campo de adaptación.

Bibliografía: [ISO13818-1], [ETS300468], [A53], [REIMERS]. [SIG-MUND], [DVG], [DVMD], [GRUNWALD], [FISCHER], [FISCHER4], [DVM]

4 Video Digital según la Norma ITU-BT.R.601 (CCIR 601)

Las señales de video digital sin comprimir se utilizan desde hace algún tiempo en los estudios de televisión. De acuerdo con el estándar original CCIR 601, denominado hoy como ITU-BT.R601, esta señal de datos se ob-tiene como sigue:

Para comenzar, la cámara de vídeo provee las señales análogas de rojo, verde y azul (R, G, B). Estas señales son matrizadas en la cámara para formar las señales de luminancia (Y) y de crominancia (diferencia del color Cb y Cr).

Mat

riz

Frecuencia de muestreo de Luminancia

13.5MHz

AD

AD

AD

6.75MHzFrecuencia de muestreo de Crominancia

5.75MHz

2.75MHz

Y

Cb

Cr

Cb

Cr

Y

R

G

B

8/10 Bit

8/10 Bit

8/10 Bit

270 Mb/sITU-BT.R 601

“CCIR601”

Fig. 4.1. Digitalización de la Luminancia y Crominancia

Estas señales son producidas por la adición o la substracción simple de R = Rojo, G = Verde, B = Azul:

Y = (0.30 * R) + (0.59 * G) + (0.11 * B);

Cb = 0.56 * (B-Y);

Cr = 0.71 * (R-Y);

El ancho de banda de la luminancia se limita luego a 5.75MHz usando un filtro pasabajos. Las dos señales de diferencia del color se limitan a 2.75MHz, es decir, la resolución del color se reduce notoriamente en comparación con la resolución del brillo. Este principio es afín al de los libros infantiles donde la impresión de los detalles es ocasionada simplemente por líneas negras im-presas. Asimismo, en la televisión análoga (NTSC, PAL, SECAM), la resolu-ción del color se reduce a cerca de 1.3MHz. Las señales filtradas de Y, Cb y

4 - 2 Video Digital según la Norma ITU-BT.R.601 (CCIR 601)

Cr a continuación se muestrean y se convierten a digital por medio de sus respectivos convertidores análogo/digital. El convertidor A/D en el rama de la luminancia funciona a una frecuencia de muestreo de 13.5MHz y las dos se-ñales de diferencia de color, Cb y Cr se muestrean a 6.75MHz cada una.

Y

Cb

Cr

EA

V

SA

V

EA

V

SA

V

Cb

CrY Cb YY ……..

Video ActivoBorrado

SAV=Inicio de Video Activo

EAV=Fin de Video Activo

Frecuencia de Muestreo 6.75 MHz

Frecuencia de Muestreo 13.5 MHz

Fig. 4.2. Muestreo de las Componentes según ITU-BT.R.601

Esto satisface los requisitos del teorema del muestreo: Que no hayan componentes de la señal por encima de la mitad de la frecuencia de muestreo. Los tres convertidores A/D pueden todos tener una resolución de 8 ó 10 bits. Para una resolución de 10 bits, esto dará lugar a una tasa gruesa de datos de 270Mb/s que es propicia para la distribución en el estudio pero demasiado alta para la transmisión de TV vía los canales existentes (terrestre, satélite o cable). Las muestras de los tres convertidores A/D se multiplexan en el orden siguiente: Cb Y Cr Y Cb Y… En esta señal de video digital (Fig. 4.1.), el valor de la luminancia se alterna así con un valor de Cb o un valor Cr y hay el doble de veces valores de Y que valores de Cb o de Cr. Esto se denomina resolución 4:2:2, comparadas con la resolución inmediatamente posterior al matrizado, que era igual para todos los componentes, la llamada 4:4:4.

Esta señal digital puede estar presente en forma paralela en un conector sub-D de 25 pines o en serie en un conector BNC de 75-Ohm. La interfaz serie se denomina SDI (Serial Digital Interface) por interfaz digital serial y se ha convertido en el interfaz más ampliamente utilizado porque puede emple-arse un cable convencional de 75-Ohm BNC.

Dentro del flujo de datos, el inicio y el final de la señal video activa son marcados por palabras de código especiales llamadas SAV (inicio del vídeo activo) y EAV (fin del vídeo activo), ciertamente adecuadas (Fig. 4.2.). Entre

4 - 3

la EAV y la SAV está el intervalo de borrado horizontal, el cual no contiene ninguna información relacionada a la señal video, es decir, la señal digital no acarrea el pulso de la sincronización. En el intervalo de borrado horizontal se puede transmitir información suplementaria, tal como señales de audio (em-

bedded audio).

…..

1111

1111

(11)

=25

5/10

23

0000

0000

(00)

=0/

0

1 F

V H

P3

P2

P1

P0

00

0000

0000

(00)

=0/

0

1 2 3 4

TRS = Secuencia de Referencia de Tiempo

4 palabras código(SAV o EAV)

Fig. 4.3. Palabras Código SAV y EAV en una señal ITU-BT.R601

Las palabras de código SAV y EAV (Fig. 4.3.) consisten en cuatro pala-bras de 8- ó 10-bits cada una. La SAV y la EAV comienzan con una palabra de código en la cual todos los bits se fijan a uno, seguida por dos palabras en las cuales todos los bits se fijan a cero. La cuarta palabra de código contiene la información sobre el campo respectivo o el intervalo de borrado vertical, respectivamente. Esta cuarta palabra de código se utiliza para detectar el co-mienzo de un cuadro, de un campo y de un área activa de imagen en la direc-ción vertical. El bit más significativo de la cuarta palabra de código es siem-pre 1. El bit siguiente (bit 8 en una transmisión de 10 bits o el bit 6 en una transmisión de 8 bits) señala el campo por medio de una bandera; si este bit se fija a cero, es una línea del campo 1 y si se fija a uno, es una línea del campo 2. El bit siguiente (bit 7 en una transmisión de 10 bits o el bit 5 en una transmisión de 8 bits) señala por medio de una bandera el área de video activa en la dirección vertical. Si este bit se fija a cero, entonces ésta es el área de video activa visible y si no, es el intervalo de borrado vertical. El bit 6 (10-bit) o el bit 4 (8-bit) proporciona la información acerca de si la actual palabra de código es un SAV o un EAV. Es SAV si este bit se fija a cero y EAV si no. Los bits 5…2 (10-bit) ó 3…0 (8-bit) se utilizan para la protección de error de las palabras del código de la SAV y de la EAV. La cuarta palabra de códi-go de la secuencia de la referencia de la sincronización (TRS) contiene la información siguiente:

4 - 4 Video Digital según la Norma ITU-BT.R.601 (CCIR 601)

F = Campo (0 = 1er campo, 1 = 2do campo) V = Borrado Vertical (1 = Intervalo de borrado vertical) H = Identificación SAV/EAV (0 = SAV, 1 = EAV) PO, P1, P2, P3 = Bits de Protección (código Hamming) Ni la señal de luminancia (Y) ni las señales de la diferencia de color (Cb,

Cr) utilizan la gama dinámica completa disponible para ellas. Hay una gama prohibida que se reserva como margen, por un lado, y, por el otro permite que se identifiquen fácilmente la SAV y la EAV. Una señal Y se extiende entre 16 y 235 decimal (8 bits) ó 64 y 940 decimal (10 bits).

La gama dinámica de Cb y de Cr es 16 a 240 decimal (8 bits) ó 64 a 960 decimal (10 bits). El área fuera de esta gama se utiliza como reserva y para propósitos de identificación de la sincronización.

00

16/64 16/64

128/512

240/960

255/1023255/1023

235/940

0 mV

700 mV

0 mV

350 mV

-350 mV

Y Cb/Cr

Fig. 4.4. Diagrama de Niveles

Esta señal de video conforme a ITU-BT.R601, que está normalmente dis-ponible como una señal SDI, conforma la señal de entrada a un codificador MPEG.

Bibliografía: [ITU601], [MÄUSL4], [GRUNWALD]

5 Televisión en Alta Definición - HDTV

La televisión de definición estándar - SDTV - introducida en los años 50 sigue siendo virtualmente el estándar principal para la televisión análoga y digital en todos los países a través del mundo. Sin embargo, como en el cam-po de las computadoras, las cámaras modernas de TV y los dispositivos ter-minales como pantallas de plasma y receptores de LCD proveen una resolu-ción de pixeles mucho más alta.

En monitores para computadora, las resoluciones son:

VGA 640 x 480 (4:3) SVGA 800 x 600 (4:3) XGA 1024 x 768 (4:3) SXGA 1280 x 1024 (5:4) UXGA 1600 x 1200 (4:3) HDTV 1920 x 1080 (16:9) QXGA 2048 x 1536 (4:3)

pixeles, y sus respectivas relaciones de aspecto (ancho : alto).

Desde los años 90, ha habido esfuerzos en algunos países por cambiar de la resolución estándar SDTV a la alta resolución HDTV (High Definition

TeleVision - televisión de alta definición). Las primeras tentativas fueron hechas en Japón con MUSE (Multiple Sub-Nyquist Sampling Encoding - co-dificación por múltiple muestreo Sub-Nyquist), desarrollado por NHK (Nip-

pon Hoso Kyokai). En Europa, HDTV también estaba en la agenda al princi-pio de los años 90 como HD-MAC (High-Definition Multiplexed Analog

Components - componentes análogos multiplexados de alta definición) pero nunca ingresó al mercado. En los E.E.U.U., se decidió a mediados de los 90s introducir HDTV como parte del esfuerzo de ATSC (Advanced Television

System Committee - comité del sistema de televisión avanzada), y en Austra-lia se decidió transmitir HDTV como parte de la televisión terrestre digital cuando el estándar DVB-T fuera adoptado. Europa, actualmente está comen-zando también a introducir HDTV.

La HDTV viene siendo puesta en ejecución actualmente con codificación MPEG-2 en Japón, en los E.E.U.U. y en Australia. En Europa, el canal sateli-tal en HDTV EURO1080 fue al aire a principios de 2004 con codificación MPEG-2.

La frecuencia de campo en sistemas de TV de 625 líneas es 50Hz y en sis-temas de 525 líneas es aprox. 60Hz. Esto se relaciona con la frecuencia de la

5 - 2 Televisión en Alta Definición - HDTV

red de energía eléctrica usada en los países originales. La relación de aspecto para HDTV será normalmente 16:9, la que también se esté convirtiendo en la norma para SDTV.

Inicialmente, la HDTV debía estar basada en dos veces el número de líne-as y dos veces el número de pixeles por línea. Esto daría lugar a un total de 1250 líneas con 1152 líneas activas y 1440 pixeles activos en un sistema de 625 líneas; y un total de 1050 líneas con 960 líneas activas y 1440 pixeles activos en un sistema de 525 líneas.

Sin embargo, las resoluciones usadas para ATSC y HDTV en los EE.UU. son 1280 x 720 pixeles con barrido progresivo a 60Hz y 1920 x 1080 pixeles con barrido entrelazado a una frecuencia de campo de 60Hz. En Australia es generalmente 1920/1440 x 1080 pixeles a 50Hz. La resolución del canal vía satélite europeo EURO1080 de HDTV es 1080 líneas activas x 1920 pixeles a una frecuencia de campo de 50Hz.

720 pixeles

625 ó

525 líneas

SDTV4:3 / 16:9

576ó

480líneas activas

1920(1280)pixeles

1250 ó

1125 líneas

HDTV16:9

1080(720)líneas activas

Fig. 5.1. Resolución en SDTV y HDTV

Una vez que la HDTV se introduzca a través de Europa, la codificación MPEG-2 será substituida por MPEG-4 Parte 10, H.264, que será más eficaz por un factor de 2 a 3. En este capítulo, sin embargo, solamente se describirá la señal digital sin comprimir de la banda base para HDTV según lo definido por los estándares ITU-R BT.709 e ITU-R BT.1120.

El ITU ha decidido oficialmente respecto a un número total de 1125 líneas para los sistemas de 50Hz y de 60Hz, con 1080 líneas activas (Fig. 5.4.) y 1920 pixeles por línea para ambos sistemas de 50Hz y 60Hz. Una imagen activa de 1080 líneas x 1920 pixeles se denomina como el formato común de imagen (CIF - Common Image Format). La frecuencia de muestreo de la se-ñal de luminancia es 74.25MHz (Fig. 5.2.). El formato Y:CB:CR es 4:2:2. La frecuencia de muestreo de las señales diferencia de color es 0.5 x 74.25MHz = 37.125MHz. ITU-R BT.709 proveyó una frecuencia de muestreo de 72MHz para la luminancia y de 36MHz para la crominancia. Para evitar el aliasing, el ancho de banda de la señal de luminancia es limitada a 30MHz y

5 - 3

el de las señales de crominancia a 15MHz mediante un filtrado pasabajos antes del muestreo.

En el sistema de 1125/60 (Fig. 5.2.), y con 10 bits de resolución, da lugar a una tasa gruesa física de datos de:

Y: 74,25 x 10 Mb/s = 742.5 Mb/s CB: 0.5 x 74,25 x 10 Mb/s = 371.25 Mb/s CR: 0.5 x 74,25 x 10 Mb/s = 371.25 Mb/s ---------------- 1.485 Gb/s Tasa gruesa de datos (1125/60)

Debido a la frecuencia de muestreo levemente más baja en el sistema de

1250/50 (Fig. 5.2.), la tasa gruesa de datos, con 10 bits de resolución, es en-tonces:

Y: 72 x 10 Mb/s = 720 Mb/s CB: 0.5 x 72 x 10 Mb/s = 360 Mb/s CR: 0.5 x 7,2 x 10 Mb/s = 360 Mb/s ---------------- 1.44 Gb/s Tasa gruesa de datos (1250/50)

74.25MHz (1125/60)72MHz (1250/50)(x2 @ 50/60p 1:1)

AD

AD

AD

37.125MHz (1125/60)36MHz (1250/50)(x2 @ 50/60p 1:1)

30MHz(x2 @ 50/60p)

15MHz(x2 @ 50/60p)

Y

Cb

Cr

Cb

Cr

Y 8/10 Bit

8/10 Bit

8/10 Bit

1.44Gb/s,1.485Gb/s

Tasa gruesa de datos

2.88Gb/s,2.97Gb/s(@ 50/60p)

Sinc.+700mV

0mV

+350mV

-350mV

Borradovideoactivo

+300mV

-300mV

Fig. 5.2. Muestreo de una señal HDTV según la ITU-R.BT709

Se proporcionan ambos tipos de exploración, entrelazada y progresiva. Debido a la tecnología usada, las pantallas de plasma y de LCD soportan la exploración progresiva, ya que la exploración entrelazada puede conducir a artilugios poco atractivos. Con 50/60 cuadros progresivamente explorados las

5 - 4 Televisión en Alta Definición - HDTV

frecuencias de muestreo se duplican a 148.5 y 144MHz, respectivamente, para la señal de luminancia y a 74.25 y 72MHz, respectivamente, para las señales de crominancia. Las tasas gruesas de datos entonces se doblan a 2.97Gb/s y a 2.88Gb/s, respectivamente.

La estructura de la señal digital sin comprimir de los datos de HDTV es similar a la ITU-R BT.601. Se definen una interfaz paralela y una serie (HD-SDI).

Puesto que, fuera de algunas excepciones, la introducción a gran escala de la HDTV sigue estando pendiente; los parámetros técnicos reales todavía están sujetos a modificaciones.

Bibliografía: [MÄUSL6], [ITU709], [ITU1120]

6 Transformadas Hacia y Desde el Dominio de la Frecuencia

En este capítulo, son discutidos los principios de las transformadas hacia y desde el dominio de la frecuencia. Aunque se describen los métodos usados comúnmente en el campo de las comunicaciones eléctricas, sin embargo, un profundo conocimiento de estos principios es de gran importancia para enten-der los subsiguientes capítulos sobre codificación del video, codificación del audio, y el múltiplex por división de frecuencia ortogonal (Orthogonal Fre-

quency Division Multiplex - OFDM), tal como DVB-T. Los versados por supuesto pueden simplemente saltarse este capítulo.

Las señales son usualmente representadas como curvas, con el tiempo co-mo una variable independiente. Por ejemplo, un osciloscopio muestra una señal eléctrica, es decir un voltaje en el dominio del tiempo. Los Voltímetros no dan una descripción total de estas señales, sólo dan la componente CC y el valor RMS. Ambos valores pueden ser calculados de la curva de voltaje por los osciloscopios digitales modernos. Un analizador de espectro muestra la señal en el dominio de la frecuencia. Cada señal en el dominio del tiempo puede ser pensada como la suma de un número infinito de señales sinusoida-les cada una teniendo una amplitud, fase y frecuencia específica.

Fig. 6.1. Análisis de Fourier de una señal periódica en el dominio del tiempo

El valor de la señal en el dominio del tiempo en un momento particular es la suma de los valores de todas estas señales sinusoidales en ese momento, es decir, la señal original es obtenida por superposición. Sin embargo, un anali-zador de espectro provee información acerca de la amplitud y potencia de

6 - 2 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia

estas componentes de la señal sinusoidal, conocidas como armónicas.

Matemáticamente, una señal periódica en el dominio del tiempo puede ser descompuesta en sus armónicas por el análisis de la serie de Fourier (Fig. 6.1.). Una señal periódica en el dominio del tiempo de cualquier forma, por consiguiente, contiene una fundamental, la cual tiene el mismo período que la señal en sí, y armónicas cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la fre-cuencia fundamental. Cada señal periódica en el dominio del tiempo también contiene una componente CC. A la frecuencia de un voltaje CC se le asigna el valor cero. Las señales no periódicas pueden también ser representadas en el dominio de la frecuencia pero ellas tienen un espectro continuo en vez de un espectro discreto. En otras palabras, las líneas espectrales se encuentran en cada punto a lo largo del eje de frecuencias y no sólo en múltiplos de la fun-damental.

2

2

; Transformada de Fourier (FT)

; Transformada Inversa de Fourier (IFT)

j ft

j ft

H f h t e dt

h t H f e df

Fig. 6.2. Transformada de Fourier

6.1 La Transformada de Fourier

El espectro de cualquier señal en el dominio del tiempo es obtenido por la transformada de Fourier en si (Fig. 6.2.). La transformada de Fourier es una integral con los límites t = menos infinito a t = más infinito, es decir, la señal en el dominio del tiempo debe ser conocida durante "todo el tiempo". La

6 - 3

transformada de Fourier sólo puede ser realizada si la señal en el dominio del tiempo puede ser descrita matemáticamente en una manera no ambigua. El resultado de la transformada de Fourier es una función compleja cuya parte real y parte imaginaria pueden ser trazadas versus la frecuencia. Cualquier señal sinusoidal, con una amplitud, fase y frecuencia arbitraria, puede ser representada en términos de la componente cosinusoidal de la señal con la misma frecuencia y amplitud asociada y el componente sinusoidal con la misma frecuencia y su amplitud asociada. La parte real da la amplitud de la componente coseno y la parte imaginaria la amplitud de la componente seno.

En un diagrama vectorial (Fig. 6.3.), el vector representando una cantidad sinusoidal es obtenido por la suma de los vectores representantes de las partes real e imaginaria, es decir, los componentes seno y coseno. La transformada de Fourier, por tanto, provee información acerca de la parte real (componente cosinusoidal) y acerca de la parte imaginaria (componente sinusoidal) en cualquier punto en el espectro, siendo la resolución infinitamente alta. La transformada de Fourier puede ser también revertida o inversa, nos referire-mos, por consiguiente, a la Transformada de Fourier (FT) y a la Transforma-da Inversa de Fourier (IFT)

Fig. 6.3. Diagrama vectorial de una señal sinusoidal

La transformada de Fourier de una señal real en el dominio del tiempo es un espectro complejo, con partes real e imaginaria. El espectro tiene frecuen-cias positivas y negativas pero las frecuencias negativas no proveen ninguna información adicional acerca de la señal en el dominio del tiempo. La parte real es simétrica con respecto a la frecuencia cero, es decir, aplica que Re(-f) = Re(f). La parte imaginaria es anti-simétrica, es decir, Im(-f) = - Im(f). La transformada inversa de Fourier transforma el espectro complejo y produce una señal simple, real, en el dominio del tiempo. El análisis de Fourier, es a


menudo referido como el análisis armónico, es sólo un caso especial de la transformada de Fourier. Es simplemente la transformada de Fourier aplicada a una señal periódica, siendo la integral reemplazada por una sumatoria. Cuando la señal es periódica, ésta tiene una descripción única. La informa-ción provista por un periodo simple es suficiente para describir toda la señal.

Por la aplicación del teorema de Pitágoras a las partes real e imaginaria y calculando el arctan[Im(f)/Re(f)], se puede obtener la amplitud y la fase res-pectivamente (Fig. 6.4.). La curva de retardo de grupo es obtenida por dife-renciación de la curva de fase versus la frecuencia.

Fig. 6.4. Características de amplitud y fase

6.2 La Transformada Discreta de Fourier (DFT)

La forma más general de una señal no puede ser descrita matemáticamente porque la periodicidad no puede ser asumida. La señal debería ser observada por un período de tiempo infinitamente largo, lo cual no es posible en la práctica. Por consiguiente, ni un acercamiento analítico ni uno numérico pue-de ser usado para calcular su espectro. Un método que produce una aproxi-mación del dominio de la frecuencia es la Transformada Discreta de Fourier (DFT). La señal es muestreada en puntos discretos en el dominio del tiempo separados por intervalos Δt, por medio de un convertidor análogo/digital y observados en N puntos dentro de una ventana de tiempo finito (Fig. 6.5.).

6 - 5

Fig. 6.5. Transformada Discreta de Fourier

En vez de una integral de menos infinito a más infinito, la DFT involucra sólo el cálculo de una suma finita y esta puede ser realizada numéricamente usando procesamiento digital de señales (DSP). La transformada discreta de Fourier produce N puntos en el dominio de la frecuencia para Re(f) y N pun-tos para Im(f).

La Transformada Discreta de Fourier (DFT) y la Transformada Discreta Inversa de Fourier son descritas por las siguientes ecuaciones:

1 1 12

0 0 0

1 2

0

cos 2 sin 2

1

nN N Nj kN

n k k k

k k k

nN j kN

k k

k

n nH h e h k j h k

N N

h H eN

El dominio de la frecuencia no se describe ya más con una resolución infi-nitamente fina sino sólo en términos de puntos de frecuencia discretos. El espectro se extiende desde CC hasta la mitad de la frecuencia de muestreo y luego continúa simétrica o anti-simétricamente a la frecuencia de muestreo. La parte real del diagrama es simétrica sobre la mitad la frecuencia de mues-treo, la parte imaginaria es anti-simétrica. La resolución de la frecuencia de-pende del número de puntos en la ventana y de la frecuencia de muestreo.

Es aplicable lo siguiente: Δf = fs/N; Δt = 1/fs;

La Transformada Discreta de Fourier (DFT) es, en efecto, el análisis de Fourier dentro de la ventana de tiempo observada de una señal de banda limi-


tada. Se asume que la señal dentro de la ventana de tiempo se repite periódi-camente. Esta presunción causa ciertas “inexactitudes” en el análisis, así que sólo se puede obtener una información aproximada con la transformada dis-creta de Fourier acerca del dominio de la frecuencia. Es aproximada porque el intervalo de la señal es “observado” a través de una ventana con transiciones “duras” y no es tomado en cuenta el rango anterior y posterior de la ventana observada. Sin embargo, la matemática de la DFT es simple. La DFT trans-forma al dominio de la frecuencia y puede ser invertida (Transformada Dis-creta Inversa de Fourier, IDFT, Fig. 6.6.). El resultado de la transformación de una señal en el intervalo del dominio del tiempo es un espectro discreto complejo (partes real e imaginaria). Una señal real en el dominio del tiempo es otra vez obtenida usando la transformada inversa de un espectro complejo. Sin embargo, esta no es la sección de la señal en el dominio del tiempo que es transformada al dominio de la frecuencia sino la señal periódica formada por la repetición de este intervalo.

Dado que una sección rectangular de la señal en el dominio del tiempo ha sido confinada, el espectro corresponde a la convolución de sen(x)/x y al es-pectro de la señal original. Esto produce una variedad de efectos los cuales más o menos resultan en defectos en los resultados de la medición cuando el análisis del espectro es realizado con DFT. Sin embargo, en lo concerniente a las aplicaciones de medición, es mejor usar una ventana con transiciones sua-ves que una ventana rectangular ya que eso causa menores discontinuidades en el dominio de la frecuencia. Una variedad de funciones ventana pueden ser elegidas, p.e. rectangular, Hanning, Hamming, Blackman, etc. Múltiples ven-tanas (Windowing) significa que la sección rectangular de la señal es “recor-tada” y luego multiplicada por la función ventana.

Fig. 6.6. Transformada Inversa Discreta de Fourier (IDFT)

6 - 7

6.3 Transformada Rápida de Fourier (FFT)

La transformada discreta de Fourier es un algoritmo simple pero que con-sume bastante tiempo. Sin embargo, si el número de puntos, N, en la ventana es reducido a N=2x, es decir, a una potencia de 2, se puede usar un algoritmo más complejo pero con menos consumo de tiempo (Cooley, Tukey, 1965), la transformada rápida de Fourier (Fast Fourier Transform - FFT). Este algo-ritmo en sí produce exactamente el mismo resultado que la DFT pero es con-siderablemente más rápido y restringido a N=2x puntos (2, 4, 8, 16, 32, 64, ..., 256, ..., 1024, 2048, ... 8192 ...). La transformada rápida de Fourier también puede ser invertida (Inverse Fast Fourier Transform - transformada inversa rápida de Fourier, IFFT).

El algoritmo de la FFT usa el método de álgebra lineal. Primero, las mues-tras son pre-clasificadas usando inversión de bits y luego procesadas usando cálculos tipo mariposa. Estas operaciones son implementadas como códigos de máquina en procesadores de señal y chips especiales.

El número de multiplicaciones dadas abajo muestran cuanto más rápida es la FFT que la DFT:

Número de multiplicaciones:

DFT: N • N FFT: N • log(2N)

La FFT ha sido usada para mediciones acústicas (en salas de concierto, iglesias) y en geología (búsqueda de minerales, minas, petróleo). El análisis es llevado a cabo fuera de línea (off-line) en computadores rápidos. El medio a ser investigado (p.e. salas, rocas) es excitado por un pulso Dirac, pulso po-tente pero muy corto, y la respuesta al sistema es grabada. Como un pulso Dirac, en la práctica, contiene todas las frecuencias hasta las de muy alto ran-go, es una manera efectiva de determinar la respuesta en frecuencia del me-dio. Un pulso acústico Dirac podría decirse, es un disparo de pistola, un pulso geológico Dirac para aplicaciones geológicas sería una explosión.

En 1988, una FFT de 256-puntos tomó unos pocos minutos en una PC. Hoy, una FFT de 8192-puntos (8K FFT) toma menos de un milisegundo. Esto allanó el camino para nuevas aplicaciones, p.e., la compresión de video y audio o el múltiplex por división de frecuencias ortogonales (OFDM). Des-de fines de los años 80s, la FFT ha sido cada vez más usada para análisis de espectro en medidas de video analógico y para determinar la respuesta de amplitud y retardo de grupo para los enlaces de transmisión de video. Ac-tualmente, esta interesante función de medición es a menudo implementada también en los osciloscopios con almacenamiento de última tecnología. Con la ayuda de esta función, análisis de espectro de bajo costo pueden ser reali-zadas hasta cierto punto. La FFT es también ideal para mediciones de audio.


6.4 Implementación y aplicaciones prácticas de la DFT y la FFT

La transformada de Fourier, la transformada discreta de Fourier y la trans-formada rápida de Fourier están todas definidas sobre el campo de los núme-ros complejos. Esto significa que ambas, la señal en el dominio del tiempo y la señal en el dominio de la frecuencia tienen partes real e imaginaria. Señales típicas en el dominio del tiempo son, sin embargo, siempre puramente reales, es decir, la parte imaginaria es cero en cualquier tiempo. La parte imaginaria debe, por lo tanto, ser cero antes de la transformada de Fourier o sus variacio-nes numéricas DFT y FFT, antes de ser realizada.

Fig. 6.7. Implementación y aplicaciones prácticas de la FFT y la DFT

Cuando la DFT o FFT y la IDFT o IFFT son realizadas en la práctica, son requeridas dos señales de entrada (Fig. 6.7.). Las señales de entrada son im-plementadas como tablas de la parte real y de la parte imaginaria, y corres-ponden al tiempo muestreado o al dominio de la frecuencia. Como las N muestras de una típica señal en el dominio del tiempo son siempre reales, la correspondiente parte imaginaria debe ser puesta a cero para cada uno de los N puntos. Esto significa que la tabla de la parte imaginaria para el dominio del tiempo debe ser llenada con ceros. Cuando la transformada inversa es ejecutada, la parte imaginaria de la señal en el dominio del tiempo debe nue-vamente ser cero asumiendo que el rango de frecuencia para la parte real es simétrica alrededor de la mitad de la frecuencia de muestreo y el rango de frecuencias para la parte imaginaria es anti-simétrica alrededor de la mitad de la frecuencia de muestreo. Sí estas simetrías no están presentes en el dominio de la frecuencia, se tendrá a la salida una señal compleja en el dominio del tiempo, es decir, la señal también tiene componentes imaginarias en el domi-nio del tiempo.

6.5 La Transformada Discreta de Coseno (DCT)

La transformada discreta de coseno (DCT – Discrete Cosine Transform) y por consiguiente el caso especial, la transformada rápida de Fourier, son

6 - 9

transformaciones de coseno y seno tal como la fórmula lo indica. Una señal en el dominio del tiempo es obtenida por la superposición de muchas señales coseno y seno con diferentes frecuencias y amplitudes. Por consiguiente, los mismos resultados pueden ser alcanzados usando solamente cosenos o sólo senos.

Fig. 6.8. Transformada Discreta de Coseno (DCT)

Por tanto, nos referiremos a ellas como la transformada discreta del coseno (DCT) (Fig. 6.8.) o la transformada discreta del seno (DST) (Fig. 6.9.). La suma de las componentes de la señal es la misma que la suma de la DFT, pero en este caso es el doble de las señales coseno o seno necesarios y no solamen-te son requeridos los múltiplos enteros sino también los de la mitad de un múltiplo entero de la frecuencia fundamental. La transformada discreta del coseno es de gran importancia para la compresión de señales de video y au-dio.

Fig. 6.9. Transformada Discreta de Seno (DST)

Las fórmulas de las transformadas discretas de coseno (DCT) y de seno (DST) son:


112

0

cosN

k zz

k zF f

N

;

1

0

sinN

k zz

kzF f

N

El DCT provee, en el dominio del tiempo, las amplitudes de las señales coseno desde las cuales el intervalo del tiempo analizado puede ser ensam-blado. El coeficiente cero corresponde a la componente CC del segmento de la señal. Todos los otros coeficientes primero describen los componentes de baja frecuencia, después los componentes de frecuencia media y después los de alta frecuencia de la señal o, respectivamente, las amplitudes de las fun-ciones coseno desde las cuales el segmento de la señal en el dominio del tiempo puede ser generada agregándolas juntas. La respuesta de la DCT es relativamente suave en los bordes del segmento de corte de la señal y condu-cirá a pocas discontinuidades si una señal es transformada y re-transformada segmento por segmento. Esta puede ser la razón por la que la DCT ha logrado gran importancia en el campo de la compresión.

Fig. 6.10. DCT e IDCT

El DCT es el algoritmo en el núcleo de la compresión de imagen JPEG y MPEG (fotografía digital y vídeo) en la cual una imagen es transformada bi-dimensionalmente bloque a bloque en el dominio de la frecuencia y compri-

6 - 11

mida bloque a bloque. Es de importancia particular que los bordes del bloque no se pueden reconocer en la imagen después de su descompresión (sin dis-continuidades en los bordes).

La transformada discreta de coseno no provee los coeficientes en el domi-nio de la frecuencia en pares, es decir, separados en sus partes reales e imagi-narias y tampoco proporciona ninguna información sobre la fase, solamente sobre la amplitud. Ninguno hace que la característica de amplitud correspon-da directamente al resultado de la DFT. Pero este tipo de transformada de frecuencia es adecuado para muchas aplicaciones y también es posible en ambas direcciones, la transformada inversa discreta del coseno (IDCT - In-

verse Discrete Cosine Transform) (Fig. 6.10.).

En principio, por supuesto, hay también una transformada discreta de seno (Fig. 6.9) donde se intenta duplicar una señal en el dominio del tiempo por la superposición de señales sinusoidales puras.

6.6 Señales en el Dominio del Tiempo y su Transformación al Dominio de la Frecuencia

Serán discutirán ahora algunas señales importantes en el dominio del tiempo y sus transformaciones al dominio de la frecuencia. Estas discusiones deberían darle una percepción de la transformada rápida de Fourier (FFT – Fast Fourier Transform).

Fig. 6.11. Transformada de Fourier de una onda cuadrada

Empecemos con una onda cuadrada (Fig. 6.12.): Como esta señal es pe-riódica, tiene un espectro de frecuencia discreto; todas las líneas del espectro de la señal de onda cuadrada se encuentran en múltiplos enteros de la fre-cuencia fundamental de la señal. La mayor parte de la energía de la señal está en la fundamental. Sí la señal también tiene una componente CC, hay una línea espectral con frecuencia cero (Fig. 6.14.). La función sin(x)/x es la en-volvente de las líneas espectrales de la fundamental y las armónicas.


Fig. 6.12 Espectro de un solo pulso cuadrado

A medida que el período T de una onda cuadrada se acerca al infinito, las líneas discretas en el espectro se acercan más y más las unas a las otras hasta que se produce el espectro continuo asociado con el de un solo pulso (Fig. 6.11.).

El espectro de un solo pulso cuadrado es descrito por la función sin(x)/x. Sí el ancho del pulso, Tp, es hecho más pequeño y más pequeño y se acerca a cero en el límite, todos los ceros de sin(x)/x son eventualmente ubicados en el infinito. En el dominio del tiempo se obtiene un pulso infinitamente corto, el pulso Dirac. La transformada de Fourier del pulso Dirac es una línea recta, es decir, la energía está uniformemente distribuida a lo largo del eje de frecuen-cias de cero a infinito (Fig. 6.13.). Recíprocamente, un solo pulso Dirac en f = 0 en el dominio de la frecuencia corresponde a una CC en el dominio del tiempo.

Fig. 6.13. Transformada de Fourier de un impulso DIRAC

6 - 13

Fig. 6.14. Transformada de Fourier de un voltaje CC puro

Fig. 6.15. Transformada de Fourier de una secuencia de impulsos DIRAC

Una sucesión de pulsos de Dirac con un período T produce un espectro discreto de pulsos de Dirac con un período 1/T en el dominio de la frecuencia (Fig. 6.15). La secuencia de pulsos Dirac es una herramienta útil por analizar el muestreo de la señal. Cuando una señal analógica es muestreada, está con-volucionada con una secuencia de pulsos Dirac (Fig. 5.15.).

Finalmente, examinaremos una señal sinusoidal pura (Fig. 5.16.). La trans-formada de Fourier de una señal sinusoidal es un pulso de Dirac en la fre-cuencia de la onda sinusoidal fs y –fs (Fig. 6.16.).

Fig. 6.16. Transformada de Fourier de una señal sinusoidal


6.7 Errores Sistemáticos Asociados con la DFT o FFT y la Forma de Evitarlos

La premisa principal de la transformada de Fourier es que las señales en el dominio del tiempo tengan un período de tiempo infinito, sí la señal es de duración finita la premisa ya no es aplicable. Sin embargo, en el caso de la transformada discreta de Fourier, la señal es observada por sólo un periodo de tiempo finito y luego transformada. Por consiguiente, la DFT o la FFT nunca producirán los mismos resultados que la transformada de Fourier. Esencial-mente, cuando la DFT es aplicada al intervalo de interés de la señal, es real-mente aplicada a la continuación del periodo de este intervalo – en otras pala-bras, el resultado producido por la DFT es el mismo que el resultado obtenido por la transformada de Fourier de la continuación del periodo de este interva-lo de señal.

Fig. 6.17. Conversión de un segmento de señal en señales periódicas mediante la DFT y la FFT, respectivamente

Fig. 6.18. Múltiples ventanas (T1, T2) a una señal sinusoidal

Es obvio que el resultado de la transformación es fuertemente dependiente del tipo y posición de las ventanas. Esto puede ser mejor demostrado llevando a cabo la DFT de una señal sinusoidal. En el caso de una señal sinusoidal, sí el ancho de la ventana es un múltiplo entero n = 1, 2, 3, etc. del periodo, la

6 - 15

DFT y la transformada de Fourier producen exactamente los mismos resulta-dos porque la continuación periódica de este intervalo es una señal sinusoidal.

Sin embargo, sí el ancho de la ventana (Fig. 6.18.) no corresponde exac-tamente a un periodo, el resultado de la transformación estará más o menos desviado del resultado esperado dependiendo del número de periodos que son cubiertos. El peor escenario es cuando el ancho de la ventana es menor que un periodo. El pulso Dirac se ensancha y puede desarrollar lóbulos laterales. La amplitud del lóbulo principal corresponderá más o menos al valor espera-do. Sí el tiempo de observación es constante y la frecuencia de la señal es cambiada, la amplitud de la línea espectral variará. Sí la ventana es un múlti-plo entero de un periodo de la señal, la amplitud siempre tendrá del valor esperado. Disminuirá temporalmente y luego asume el valor exacto nueva-mente. Esto es llamado el efecto de cerca o valla (Fig. 6.19.).

Fig. 6.19. Efecto de Vallado (Picket-Fence)

Las variaciones de amplitud de la línea espectral son causados por la dis-persión de la energía cuando el lóbulo principal se ensancha y los lóbulos laterales aparecen (Fig. 6.20.).

Además, sí la señal de prueba no está adecuadamente limitada, los produc-tos de alias pueden también ocurrir. El ruido del cuantización también apare-ce y limita el rango dinámico.

Estos errores sistemáticos pueden evitarse o pueden suprimirse escogiendo un tiempo de observación suficientemente largo, por la supresión eficaz de productos de alias usando convertidores A/D con una resolución suficiente-mente alta. El siguiente capítulo describe la técnica de muchas ventanas como una herramienta para la supresión de los errores del sistema de la DFT.


Fig. 6.20. Distribución de la energía del lóbulo principal y los secundarios

6.8 Las Funciones Ventana

En la última sección vimos que las ventanas con transiciones con bordes abruptos o “duros” causan fugas las cuales producen efecto espurios como de cerca o vallado y de lóbulos laterales. El lóbulo principal es ensanchado de-pendiendo si es o no un múltiplo entero del periodo muestreado.

Fig. 6.21. Multiplicación de señales con la función Ventana

6 - 17

Estos efectos de la fuga pueden, sin embargo, ser reducidos usando venta-nas “suaves” sobre la señal original. En este caso, una función de ventana con bordes suaves es usada en vez de una ventana cuadrada con bordes rectos.

La Fig. 6.21. muestra que con las ventanas, la señal original es ponderada, es decir, es multiplicada por la función ventana k(t). La señal ventana tiene transiciones suaves. La función ventana mostrada es la función Hanning – una ventana coseno cuadrado que resulta ser la más usada. Los lóbulos latera-les son atenuados más efectivamente y el efecto de cerca o vallado se reduce.

En la práctica, pueden ser usadas una gran variedad de ventanas.

Ejemplos:

Ventana Rectangular Ventana Hanning Ventana Hamming Ventana Triangular Ventana Tukey Ventana Kaiser-Bessel Ventana Gaussiana Ventana Blackman.

Dependiendo de la ventana seleccionada, los lóbulos principales son ex-pandidos en mayor o menor grado, los lóbulos laterales son atenuados en un mayor o menor grado y el efecto de vallado es reducido en un mayor o menor grado. Usando una ventana rectangular se obtiene una ventada “dura”; la ventana coseno cuadrado de Hanning es mostrada en la Figura. Para todas las otras ventanas, consultar las referencias y el artículo de [HARRIS].

Bibliografía: [COOLEY], [PRESS], [BRIGHAM], [HARRIS], [FISCHER1], [GIROD], [KUEPF], [BRONSTEIN]

7 MPEG-2 Codificación del Video

En la televisión digital - SDTV (Televisión de Definición Estándar –

Standard Definition TeleVision) las señales de video tienen una tasa de datos de 270Mb/s. Esta tasa de datos es demasiado alta para propósitos de transmi-sión, este es el por qué están sujetos a un proceso de compresión antes de procesarse para la transmisión. Los 270Mb/s deben comprimirse entre 2 y 7 Mb/s – una relación de compresión muy alta que, sin embargo, es posible de-bido al uso de una variedad de mecanismos de reducción de la redundancia y de la irrelevancia. La tasa de datos de una señal sin comprimir de HDTV es incluso mayor de 1Gb/s y las señales codificadas MPEG-2 de HDTV tienen una tasa de datos de alrededor de 15Mb/s.

7.1 Compresión del Video

Para comprimir los datos, es posible remover la información redundante o irrelevante del flujo de datos. Redundante significa superfluo, irrelevante quiere decir innecesario. La información superflua es información que se re-pite varias veces en el flujo de datos, o información que no tiene información de contenidos, o simplemente información que puede ser fácilmente recupe-rada, y sin pérdidas, por procesos matemáticos en el extremo del receptor. La reducción de redundancia puede lograrse, por ejemplo, mediante la codifica-ción de longitud variable. En lugar de transmitir diez ceros, la información „diez veces cero‟ puede enviarse por medio de un código especial que sea mucho más corto.

El alfabeto del código Morse, también, usa un tipo de reducción de redun-dancia. Las letras que se usan frecuentemente son representadas por secuen-cias de códigos cortos, las letras menos usadas son representadas por secuen-cias de códigos más largas. En la tecnología de información, este tipo de co-dificación se llama el código Huffman.

La información irrelevante es aquella que no puede ser percibida por los sentidos humanos. En caso de la señal de video, son las componentes que el ojo no registra debido a su anatomía. El ojo humano tiene menos receptores para el color que células que detectan la información de brillo. Por esta razón, la “agudeza en el color” puede ser reducida por la reducción en el ancho de banda de la información de color. También se sabe que nosotros no podemos discernir las estructuras finas en un cuadro, por ejemplo las líneas delgadas, tan bien como las estructuras gruesas. Éste precisamente es el punto principal de ataque para los métodos de reducción de datos como el JPEG y MPEG. Sin embargo, la reducción de irrelevancia siempre es asociada con una pérdi-da irrecuperable de información, este es el por qué el único método conside-

7 - 2 MPEG-2 Codificación del Video

rado en el procesamiento de datos es la reducción de redundancia, como, por ejemplo en el caso de los bien conocidos archivos ZIP.

Reducción de los datos

Reducción de Redundancia Reducción de Irrelevancia

(Ninguna pérdida en la información) (Pérdida en la información) Fig. 7.1. Reducción de Datos

En MPEG, los siguientes pasos se llevan a cabo para lograr una relación de reducción de datos de cerca de 130:

8 bits de resolución en vez de 10 bits (reducción de irrelevancia) Omitiendo los intervalos de borrado horizontal y vertical (reducción

de redundancia) Reduciendo la resolución del color en la dirección vertical (4:2:0)

(reducción de irrelevancia) Modulación diferencial de pulsos codificados (DPCM) de imágenes

en movimiento (reducción de la redundancia) Transformada discreta de coseno (DCT) seguida por la cuantización

(reducción de irrelevancia) Exploración en zigzag con longitud variable de códigos (reducción de

redundancia) Codificación Huffman (reducción de redundancia).

Retomando la señal de video analógico de la cámara de televisión; las se-

ñales de salida roja, verde y azul (RGB) son matrizadas para convertirse en las señales Y, CB y CR. Después de esto, el ancho de banda de estas señales es limitado y son convertidas mediante un convertidor análogo/digital. Según la UIT-BT.R601, esto proporciona una tasa de datos de 270Mb/s. La resolución de color es reducida, en comparación con la resolución del brillo o luminan-cia, haciendo que el número de muestras del brillo sea el doble que para CB y CR, resultando en una señal 4:2:2; así ya hay una reducción de irrelevancia en la UIT-BT.R601. Es esta señal de 270Mb/s la que debe ser comprimida entre 2 y 6(15) Mb/s en el proceso de codificación del video MPEG.

7.1.1 Reducción de la Cuantización de 10 bits a 8 En la televisión analógica, la regla es que cuando una señal de video tiene

una relación señal a ruido, referida al nivel de blanco y ponderada, de más de

7 - 3

48dB, la componente de ruido no es casi perceptible al ojo humano. Dando la adecuada excitación al convertidor A/D, el ruido de cuantización para una resolución de 8 bits está por debajo del umbral de percepción, por lo tanto, una resolución de 10 bits para Y, CB y CR es innecesaria fuera del estudio. En el estudio, la resolución de 10 bits es buena porque el post procesamiento es más sencillo y da mejores resultados. Reduciendo la tasa de datos de 10 bits a 8 bits comparados con UIT-BT.R601 significa una reducción en la tasa de datos de 20% ((10-8)/10 = 2/10 = 20%), pero ésta es una reducción de irrele-vancia y la señal original no podrá recuperarse en la decodificación en el ex-tremo del receptor. Según la regla básica que la S/N [dB] = 6•N, el nivel de ruido de cuantización se ha incrementado ahora en 12dB.

52µSLínea activa

625 líneas

575líneas

visibles

V-Borrado Vertical

H-B

orra

do H

oriz

onta

l

Fig. 7.2 Borrado Horizontal y Vertical

7.1.2 Descarte de los Intervalos de Borrado Horizontal y Vertical

Los intervalos de borrado horizontal y vertical de una señal video digital según UI-BT.R601 (Fig. 7.2.) no contienen ninguna información relevante, excepto el teletexto. Estas áreas pueden contener datos suplementarios como señales del sonido, pero éstas deben ser transmitidas codificándolas separa-damente según MPEG. Los intervalos de borrado horizontal y vertical, por consiguiente, se omiten completamente en MPEG. Los intervalos de borrado horizontal y vertical pueden regenerarse nuevamente sin problemas en el ex-tremo del receptor.

Una señal PAL tiene 625 líneas, de las cuales sólo 575 son visibles. La di-ferencia de 50 líneas, dividida por 625 es 8%, qué es el ahorro en datos alcan-zado cuando el borrado vertical es omitido. La longitud de una línea es 64µs pero con un área activa de video de sólo 52µs, que dividida por 64, da un aho-rro adicional de 19% en la tasa de datos. Ya que existe algún solapamiento en los dos ahorros, el resultado total de esta reducción de redundancia es de aproximadamente 25%.


7.1.3 Reducción en la Resolución Vertical del Color (4:2:0) La dos señales diferencia de color CB y CR son muestreadas a la mitad de

la frecuencia comparada con la señal de luminancia Y. Adicionalmente, el ancho de banda de CB y CR es también reducido a 2.75 MHz en comparación con el ancho de banda de la luminancia de 5.75 MHz - una señal 4:2:2 (Fig. 7.3.). Sin embargo, la resolución del color de esta señal 4:2:2 es sólo reducida en la dirección horizontal. La resolución vertical de color corresponde a la resolución total resultante del número de líneas en un cuadro de televisión.

Y Y

Y Y

Y Y

Y YCr

Cb Cb

Cb Cb

Cb

Cb

Cr

Cr

Cr Cr

Cr

Línea n

Línea n+1

Columna m+1

Columnam

Columnam

Columna m+1

Columna m+2

Y

Y

Línea n

Línea n+1

Fig. 7.3. Resoluciones 4:4:4 y 4:2:2

Y Y

Y Y

Cb

Cr

Columnam

Columna m+1

Columna m+2

Y

Y

Línea n

Línea n+1

Fig. 7.4. Resolución 4:2:0

Sin embargo, el ojo humano no puede distinguir entre horizontal y vertical en cuanto a la resolución de color se refiere. Por consiguiente, es también po-sible reducir la resolución del color a la mitad en la dirección vertical sin efectos perceptibles. El MPEG2 hace normalmente esto en uno de los prime-ros pasos y la señal se convierte en una señal 4:2:0 (Fig. 7.4.). Cuatro píxeles de Y están ahora en cada caso asociados con sólo un valor de CB y un valor de CR. Este tipo de reducción de irrelevancia produce otro ahorro de exacta-mente 25% en la tasa de datos.

7 - 5

Línea activa

625 líneas

576líneas

visibles

Borrado VerticalB

orra

do H

oriz

onta

l Visible, imagen activa720x576 pixeles Y360x576 (288@4:2:0)pixeles Cb, Cr25 cuadros/s.

Fig. 7.5. Parámetros físicos de una señal SDTV

7.1.4 Pasos Adicionales para la Reducción de Datos La reducción de los datos llevada a cabo hasta ahora ha producido el resul-

tado siguiente: Empezando con una velocidad de datos original de 270 Mb/s, esta señal UIT- BT.R601 ha sido ahora comprimida a 124.5 Mb/s, es decir a menos de la mitad de su tasa original, aplicando los pasos siguientes:

UIT-BT.R601 = 270 Mb/s 8 bits en lugar de 10 (-20%) = 216 Mb/s Borrado Hor. y vert. (aprox. -25%) = 166 Mb/s 4:2:0 (-25%) = 124.5 Mb/s

Sin embargo, todavía hay una gran brecha entre los 124.5 Mb/s logrados

hasta ahora y los requeridos, de entre 2 y 6 Mb/s con un límite superior de 15Mb/s, y esta brecha necesita ser cerrada por medio de pasos posteriores que son mucho más complejos.

Fig. 7.6. Modulación de Pulsos Codificados (PCM)


Fig. 7.7. Modulación Diferencial de Pulsos Codificados (DPCM)

7.1.5 Modulación Diferencial de Pulsos Codificados de Imá-genes en Movimiento

Las imágenes en movimiento contiguas sólo difieren muy ligeramente unas de otras. Contienen áreas estacionarias que no cambiarán en absoluto de un cuadro a otro; hay áreas que sólo cambian su posición y hay objetos que recién se agregan. Si cada cuadro fuera transmitido completamente cada vez, parte de la información transmitida siempre sería la misma, resultando en una tasa de datos muy alta. La conclusión obvia es diferenciar entre estos tipos de áreas del cuadro y transmitir sólo la diferencia, es decir el valor delta, de un cuadro al siguiente. Este método particular de reducción de redundancia, el cual está basado en un método que ha sido conocido durante mucho tiempo, es llamado modulación diferencial codificada de pulsos (DPCM).

Fig. 7.8. Modulación Diferencial de Pulsos Codificados con valores referenciales

¿Qué es la modulación diferencial codificada de pulsos? Si una señal analógica continua es muestreada y digitalizada, se obtienen valores discre-tos, es decir, valores que no son continuos, a intervalos de tiempo equidistan-tes (Fig. 7.5.). Estos valores pueden representarse como pulsos espaciados separadamente a intervalos equidistantes, los cuales corresponden a una mo-dulación de pulsos codificados. La altura de cada pulso transporta informa-

7 - 7

ción discreta, no continua, sobre el estado actual de la señal muestreada en ese punto preciso en el tiempo.

Fig. 7.9. División de la Imagen en Bloques y Macrobloques

En la realidad, las diferencias entre las muestras adyacentes, es decir, los valores PCM, no son muy grandes debido a la previa limitación del ancho de banda. Si sólo la diferencia entre las muestras adyacentes se transmite, puede ahorrarse capacidad de transmisión y la tasa de datos requerida se reduce. Este tipo de modulación codificada de pulsos es una relativamente vieja idea y se denomina ahora como modulación diferencial codificada de pulsos (Fig. 7.6.).

El problema con la DPCM es, sin embargo, que después de activarse o después de errores en la transmisión le toma un tiempo muy largo hasta que la señal desmodulada en el de dominio del tiempo corresponda en alguna mag-nitud con la señal original. Este problema puede ser eliminado empleando el pequeño truco de transmitir a intervalos regulares las muestras iniciales com-pletas, luego unas pocas diferencias, seguido de nuevo por una muestra com-pleta, etc. (Fig. 7.7.). Esto se parece mucho al método de modulación diferen-cial codificada de pulsos usado en la compresión de imágenes en MPEG-1/-2.

Antes de que un cuadro sea examinado por componentes estacionarios y en movimiento, es primero dividido en numerosos bloques cuadrados de 16x16 píxeles para la luminancia y de 8x8 píxeles, cada uno, para CB y CR

(Fig. 7.8.). Debido al patrón 4:2:0, 8x8 píxeles de CB y 8x8 píxeles de CR están superpuestos, en cada caso, con una capa de 16x16 píxeles de luminan-cia cada uno. Este arreglo es ahora llamado un macro-bloque (Fig. 7.21.). Un solo cuadro está compuesto de un gran número de macro-bloques y el número de píxeles horizontal y vertical es seleccionado para ser divisible por 16 y


también por 8 (Y: 720 x 576 píxeles). A ciertos intervalos, cuadros completos de referencia, llamados cuadros I (Intracoded) formados sin información de diferencia, son luego repetidamente transmitidos y espaciados entre los cua-dros delta (Interframes).

Fig. 7.10. Cuadros delta de predicción en adelanto

Fig.7.11. Cuadros delta predichos bidireccionalmente

La información de diferencia es obtenida a nivel de macro-bloques, es de-cir, el macro-bloque respectivo del siguiente cuadro es siempre comparado con el macro-bloque del cuadro precedente. Más precisamente, este macro-bloque es primero examinado para ver si ha cambiado en cualquier dirección

7 - 9

debido al movimiento en el cuadro, si no ha cambiado en absoluto o si la in-formación del cuadro en este macro-bloque es completamente nueva. Si hay un simple desplazamiento, sólo es transmitido un denominado „vector de mo-vimiento‟. Además del vector de movimiento, es también posible transmitir la diferencia, cualquiera que sea, con respecto al macro-bloque precedente. Si el macro-bloque no se ha desplazado ni ha cambiado en forma alguna, no se necesita transmitir nada en absoluto. Si no se puede encontrar ninguna corre-lación con un macro-bloque precedente inmediato, el macro-bloque es com-pletamente re-codificado. Tales cuadros producidos por la simple predicción hacia delante son llamados cuadros P (predecibles) (Fig. 7.10.).

Aparte de la uni-direccionalidad predecible de cuadros hacia adelante existe también la bi-direccionalidad, es decir, predicción de cuadros delta hacia adelante y hacia atrás, éstos son denominados cuadros B (bi-direccionales). La razón para esto es la considerablemente menor tasa de da-tos en los cuadros B comparados con la de los cuadros P o incluso la de los cuadros I, que se hace posible como secuela de esto. El arreglo de cuadros que ocurre entre dos cuadros I, es decir dos cuadros completos, es llamado un Grupo de Imágenes (GOP – Group of Pictures) (Fig. 7.11.).

La estimación del movimiento para obtener los vectores de movimiento se realiza como sigue: Empezando con un cuadro delta a ser codificado, el sis-tema busca en el cuadro precedente (predicción hacia adelante P) y posible-mente también en el cuadro subsecuente (predicción bidireccional B) por la información conveniente del macro-bloque en el entorno del macro-bloque a ser codificado. Esto se hace usando el principio de emparejamiento de blo-ques dentro de una cierta área de búsqueda alrededor del macro-bloque.

Si un bloque emparejado se encuentra delante, y también detrás en el caso de codificación bidireccional, los vectores de movimiento son determinados hacia adelante y hacia atrás y transmitidos. Además, cualquier bloque delta adicional que pueda ser necesario también puede ser transmitido, ambos hacia adelante y hacia atrás. Sin embargo, el bloque delta es codificado separada-mente por la DCT con cuantización, que es un método que ahorra particular-mente una gran cantidad de espacio de almacenamiento, el que se describe en el próximo capítulo.

Un grupo de imágenes (GOP) consiste en un número particular y una es-tructura particular de cuadros B y cuadros P colocados entre dos cuadros I. Un GOP normalmente tiene una longitud de aproximadamente 12 cuadros y corresponde al orden de I, B, B, P, B, B, P,.... Los cuadros B son luego inser-tados entre cuadros I y P. Sin embargo, antes de que sea posible decodificar un cuadro de B en el extremo del receptor, es absolutamente necesario tener la información de los cuadros precedentes I y P y la de los cuadros I o P si-guientes en cada caso. Pero según MPEG, la estructura del GOP puede ser variable. Para que no se necesite reservar mucho espacio de almacenamiento en el extremo del receptor, la estructura del GOP debe alterarse durante la


transmisión para que la respectiva información de predicción hacia atrás ya esté disponible antes de los cuadros B. Por esta razón, los cuadros se transmi-ten en un orden que no corresponde al orden original.

Fig. 7.12. Vectores de Movimiento

En lugar del orden I0, B1, B2, P3, B4, B5, P6, B7, B8, P9, los cuadros ahora se

transmiten en el siguiente orden: I0, B-2, B-1, P3, B1, B2, P6, B4, B5, P9, etc. (Fig. 7.13.). Es decir, los cuadros P o I que siguen a los cuadros B están ahora disponibles en el extremo del receptor antes de que los correspondientes cua-dros B sean recibidos y puedan ser decodificados. El espacio para almacena-miento a ser reservado en el extremo del receptor es ahora calculable y limi-tado. Para poder restaurar el orden original, el orden de los cuadros debe ser transmitido codificado de alguna manera. Para este propósito, son usados los valores del DTS (decodificando las marcas de tiempo) contenidos en la cabe-cera del PES, entre otras cosas (vea el capítulo 3, Flujo de datos MPEG).

Fig. 7.13. Secuencia de la transmisión de imágenes

Ventana apareada

Cuadro N - 1, Vector de Movi-miento hacia adelante

Cuadro N, macrobloque codificado B

Cuadro N + 1, Vector de Movi-miento hacia atrás

7 - 11

7.1.6 La Transformada Discreta de Coseno seguido por Cuantización

Un método muy exitoso para la codificación de imágenes fijas ha estado en uso desde fines de los años ochenta: el método JPEG, que hoy también está usándose para las cámaras digitales y produce excelente calidad de imá-genes. JPEG significa Junta del Grupo de Expertos Fotográficos (Joint of

Photographic Experts Group), es decir, un grupo de expertos en la codifica-ción de imágenes fijas. El algoritmo básico usado en JPEG es la transformada discreta de coseno, o DCT para abreviar (Fig. 7.14.). Esta DCT también for-ma el algoritmo central para el método de codificación del video en MPEG.

El ojo humano percibe desigualmente las estructuras finas de las estructu-ras gruesas en una imagen. En las pruebas de ingeniería de video analógico se conoció de las perturbaciones de la imagen en baja frecuencia, es decir, se perciben perturbaciones de la imagen que corresponden a las estructuras gruesas de la imagen o interfieren con éstas más fácilmente que las perturba-ciones de alta frecuencia, es decir, las correspondientes a las estructuras finas de la imagen o interfiriendo con éstas.

Fig.7.14. Transformada Discreta de Coseno Unidimensional


Por esta razón, la relación señal/ruido había sido medida ponderadamente, es decir, referida a la sensibilidad del ojo, aún en el comienzo de las pruebas de video. Fue posible permitir mucho más ruido en la dirección de las estruc-turas de imagen de alta-frecuencia que con las componentes gruesas de la imagen, de baja frecuencia. Este conocimiento es utilizado en el JPEG y el MPEG. Los componentes toscos, de baja frecuencia, de la imagen son codifi-cados con una cuantización más fina y los componentes de imagen fina son codificados con una cuantización más gruesa para ahorrar velocidad de datos. ¿Pero cómo separar los componentes gruesos de los componentes medios y de los finos en la imagen? Se hace por medio de la codificación por transfor-madas (Fig. 7.15.).

Fig. 7.15. Cuantización de los coeficientes DCT

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Primeramente, se hace una transición de la señal de video en el dominio del tiempo al dominio de la frecuencia. La transformada discreta de coseno (DCT) es un caso especial de la transformada discreta de Fourier (DFT) ó de la transformada rápida de Fourier (FFT), respectivamente.

Estas transformadas son tratadas en un capítulo aparte (6) de este libro. Empezaremos con un simple ejemplo: Usando la DCT, 8 muestras de una línea de video son transformadas al dominio de la frecuencia (Fig. 7.14.). Es-to proporciona nuevamente 8 valores que, sin embargo, ya no corresponden a los valores del voltaje del video en el dominio del tiempo, pero sí a 8 valores de potencia en el dominio de la frecuencia, graduados en componentes CC, baja, media y alta frecuencia dentro de estos 8 valores transformados del vol-taje del video. El primer valor (coeficiente CC) en el dominio de la frecuencia corresponde a la energía de la componente de video con la frecuencia más baja en esta sección hasta las componentes de frecuencia de la señal media - o alta. La información en una sección de la señal de video ahora ha sido proce-sada de tal manera que puede realizarse la reducción de la irrelevancia que corresponde a la característica de sensibilidad del ojo humano.

En un primer paso en este proceso, estos coeficientes son cuantificados en el dominio de la frecuencia, es decir cada coeficiente es dividido por un cierto factor de cuantización (Fig. 7.15.). A mayor valor del factor del cuantización, más gruesa la cuantización. En el caso de estructuras de imagen gruesas, la cuantización debe ser cambiada sólo un poco o nada y, en el caso de una es-tructura de imagen fina, la cuantización es reducida más, significando que los factores de cuantización se incrementan en la dirección de las estructuras de imagen más finas. Debido al cuantización, se obtienen muchos valores que se han vuelto cero según como se incremente la fineza de la estructura de la imagen, es decir en la dirección de los coeficientes de frecuencia más altos.

Fig. 7.16. Curva original (y) y curva cuantificada (y‟)


Estos valores pueden luego ser codificados en una manera especial de aho-rro de espacio. Sin embargo, la característica recuperada por decodificación en el extremo del receptor después de que la cuantización ya no corresponde exactamente a la curva original (Fig.7.16.) y muestra errores del cuantización.

Fig. 7.17. Bloque de 8x8 pixeles

En la práctica, sin embargo, la codificación en JPEG y MPEG es codifica-

ción por transformadas bidimensional. Para esto, la imagen es dividida en bloques de 8x8 píxeles (Fig. 7.8.). Cada bloque de 8x8 píxeles (Fig. 7.17.) es transformado entonces al dominio de la frecuencia por medio de la transfor-mada discreta de coseno bidimensional. Antes de hacer esto, el valor 128 es primero substraído de todos los valores de los píxeles para obtener valores positivos y negativos (Fig. 7.18.).

Fig.7.18. Restando 128

El resultado de la transformada discreta de coseno bidimensional (Fig. 7.18:) de un arreglo de 8x8 píxeles es otro arreglo de 8x8 píxeles, pero ahora en el dominio de la frecuencia. El primer coeficiente de la primera fila es el coeficiente CC que corresponde a la componente CC del bloque entero. El segundo coeficiente corresponde a la energía de la estructura de la imagen más gruesa en la dirección horizontal y el último coeficiente de la primera fila corresponde a la energía de la estructura de la imagen más fina en la dirección horizontal. La primera columna del bloque de 8x8 píxeles contiene de arriba hacia abajo la energía de la estructura de imagen desde las más toscas hacia

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las más finas en la dirección vertical. Los coeficientes de las estructuras de la imagen de grueso a fino en la dirección diagonal pueden ser encontrados di-agonalmente.

Fig. 7.19. DCT bidimesional

El siguiente paso es la cuantización (Fig. 7.19.). Todos los coeficientes son divididos por los factores de cuantización convenientes. El estándar MPEG define las tablas de cuantización pero éstas pueden intercambiarse por cualquier codificador que pueda reemplazarlas con sus propias tablas. Éstos son entonces dados a conocer al decodificador dentro de la transmisión. La cuantización normalmente produce un gran número de valores que se han vuelto ahora ceros. Después de la cuantización, la matriz es también relati-vamente simétrica al eje diagonal desde la esquina superior izquierda a la in-ferior derecha. Por consiguiente, la matriz se lee en un proceso de exploración en zigzag que luego proporciona un gran número de ceros adyacentes. Éstos pueden ser luego codificados con longitud variable en el paso siguiente, resul-tando en una reducción de datos muy importante. La cuantización es el único “ajuste” para controlar la tasa de datos del flujo elemental de video.


Fig. 7.20 Cuantización después de la DCT

Con 4:2:0, cuatro bloques de píxeles de 8x8 para Y y un bloque de 8x8

píxeles para CB y 8x8 para CR se combinan para formar un macro-bloque (Fig. 7.20.). La cuantización para Y, CB y CR puede ser cambiada por medio de un factor de escala especial del cuantificador de un macro-bloque a otro macro-bloque. Este factor altera todos los factores de cuantización de las ta-blas del estándar MPEG o de las tablas de cuantización proporcionadas por el codificador, con una multiplicación simple por un cierto factor. La tabla completa de cuantización sólo puede intercambiarse al nivel de secuencia en ciertos momentos, como veremos más adelante.

Esta codificación por transformadas seguida por la cuantización debe rea-lizarse para el plano de píxeles Y y para los planos CB y CR.

En el caso de los cuadros I, todos los macro-bloques son codificados de la manera descrita anteriormente. En el caso de los cuadros P y B, sin embargo, las diferencias de los píxeles son codificados por transformadas del macro-bloque en un cuadro al macro-bloque en otro cuadro. Es decir, primero el ma-cro-bloque del cuadro precedente puede tener que ser desplazado a una posi-ción conveniente con la ayuda del vector de movimiento del macro-bloque y luego es calculada la diferencia con respecto al macro-bloque en esta posi-ción. Usando la DCT, estas diferencias de valores de 8x8 son luego transfor-mados al dominio de la frecuencia y luego cuantificados. Lo mismo también se aplica a la predicción hacia atrás de los cuadros B.

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Fig. 7.21. Estructura del macrobloque con 4:2:0

7.1.7 Exploración en Zigzag con Codificación de Longitud Variable

Después de la exploración en zigzag (Fig. 7.22.) de los coeficientes cuanti-ficados de la DCT, es obtenido un gran número de ceros adyacentes. En lugar de estos numerosos ceros, sólo se transmite simplemente su número usando codificación de longitud variable (RLC – Run Lenght Coding) (Fig. 7.23.), transmitiendo, por ejemplo, la información 10 veces 0 en lugar de 0, 0, 0, ... 0. Este tipo de reducción de redundancia, en conjunto con la DCT y la cuanti-zación, proporciona la ganancia principal en la compresión de datos.

Fig. 7.22. Exploración en zigzag


7.1.8 Codificación Huffman Los códigos que ocurren frecuentemente en el flujo de datos codificado

con RLC (Run Lenght Coding) están también sujetos a la codificación Huff-man (Fig. 7.23.), es decir, las palabras del código son adecuadamente re-codificadas, resultando en una mayor reducción de la redundancia. En este tipo de codificación, los códigos usados frecuentemente son re-codificados en códigos particularmente cortos como en alfabeto Morse.

Fig. 7.23. Codificación RLC

Fig. 7.24. Codificación Huffman (código de longitud variable – VLC)

7.2 Resumen

Usando unos pocos métodos de reducción de redundancia y de reducción de irrelevancia, ha sido posible reducir la tasa de datos de un señal de televi-sión de definición estándar con una velocidad del datos inicial de 270Mb/s en el formato 4:2:2 según la UIT-BT.R601 a aproximadamente 2 ... 6 Mb/s con un límite superior de 15Mb/s. Puede considerarse que el corazón de este

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método de compresión es una modulación diferencial de pulsos codificados con la compensación de movimiento en combinación con la codificación por transformada - DCT. Las señales MPEG-2 intentadas para la distribución a hogares tienen la resolución de color reducida en ambas direcciones horizon-tal y vertical. Éste es el formato 4:2:0. Para la contribución de estudio a estu-dio, MPEG proporciona también el formato 4:2:2 y la tasa de datos es natu-ralmente algo mayor.

La definición estándar 4:2:0 se denomina Main Profile@Main Level (Per-fil Principal@Nivel principal) (Fig. 7.24.) y la definición estándar 4:2:2 se llama High Profile@Main Level (Perfil Alto@Nivel Principal) o 422@Main

Level. Sin embargo, el estándar MPEG también lleva a cabo la Televisión de la Alta Definición, ambos como una señal 4:2:0 (Main Profile@High Level) y como una señal 4:2:2 (High Profile@High Level). Por encima de 800Mb/s, la tasa de datos inicial de una señal de HDTV es claramente más alta que la de una señal SDTV pero los procesos de compresión en HDTV, SDTV y 4:2:2 y 4:2:0 son los mismos que los descritos anteriormente. Las señales resultantes sólo difieren en su calidad y, naturalmente, su tasa de datos.

La calidad de una señal SDTV de 6Mb/s en formato 4:2:0 corresponde aproximadamente a la calidad de una señal de TV analógica convencional. En la práctica, sin embargo, hay tasas de datos yendo de 2 a 7 Mb/s que, natu-ralmente, determinan la calidad de la imagen. Correspondientemente se nece-sitan tasas de datos altas, sobre todo para las transmisiones de deportes.

Fig. 7.25. Perfiles y niveles MPEG-2

La tasa de datos de un flujo elemental de video puede ser constante o va-riable, dependiendo del contenido de la imagen actual. La tasa de datos se


controla cambiando los factores de cuantización dependiendo del espacio pa-ra almacenamiento a la salida del codificador MPEG (Fig. 7.25.).

Fig. 7.26. Codificador MPEG-2

Los macro-bloques de imagen I, P o B pueden codificarse de varias mane-ras. Las variantes más numerosas ocurren sobre todo en el caso del cuadro B dónde un macro-bloque puede ser codificado de las siguientes maneras:

Codificación Intraframe (Intracuadro - completamente nuevo) Codificación hacia adelante Codificación hacia adelante y hacia atrás Pasado por alto (sin codificación en absoluto)

Fig. 7.27. Codificación de macro-bloques de cuadro y campo

Codificación de Cuadro

Codificación de Campo

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El tipo de codificación es decidido por el codificador (Fig. 7.25) con refe-rencia al contenido de la imagen actual y la capacidad disponible del canal (tasa de datos).

En contraste con la televisión analógica, no se transmiten campos, sólo cuadros. Los campos se recrean luego en el lado del receptor durante la lectu-ra, de una manera particular, de la memoria de almacenamiento de cuadros.

Hay, sin embargo, un tipo especial de codificación DCT qué resulta en una mejor calidad de imagen por el método de exploración entrelazada. Esto invo-lucra la codificación de macro-bloques de cuadro y de campo (Fig. 7.26.). En este método, los macro-bloques son primero re-codificados línea por línea antes que sean sujetos a la codificación de la DCT.

7.3 Estructura del Flujo Elemental de Video

La unidad más pequeña del flujo de video es un bloque consistente de 8x8 píxeles. Cada bloque se sujeta a una transformada discreta de coseno (DCT) separada durante la codificación. En el caso de un perfil 4:2:0, cuatro bloques de luminancia, un bloque Cb y un bloque Cr en cada caso forman un macro-bloque. Cada macro-bloque puede presentar una cantidad diferente de cuanti-zación, es decir, puede ser comprimido en una mayor o menor magnitud. Con este fin, el codificador de video puede seleccionar factores de escala diferen-tes por los que cada coeficiente de la DCT es adicionalmente dividido. Estos factores de escala del cuantificador son realmente “ajustes” para la tasa de datos del flujo de video del PES. La propia tabla de cuantificación no puede intercambiarse de macro-bloque a macro-bloque. Cada macro-bloque puede ser codificado por cuadro o por campo. Esto es decidido por el codificador en base a la necesidad y oportunidad. Una necesidad de codificación por campos surge de la existencia de componentes de movimiento entre el primer y se-gundo campo y la oportunidad se presenta por la tasa de datos disponible.

Fig. 7.28. Bloque, macro-bloque, tajada y cuadro

ES de video: secuencia GOP imagen tajada macrobloque bloque


Juntos, un cierto número de macro-bloques en una fila forman una tajada (Fig. 7.28.). Cada tajada empieza con una cabecera que se usa para la re-sincronización, por ejemplo en el caso de errores de bit. A nivel de flujo de video, la cancelación del error tiene lugar principalmente a nivel de la tajada, es decir en el caso de errores de bit, los decodificadores MPEG copian la ta-jada del cuadro precedente en el cuadro actual. El decodificador MPEG pue-de re-sincronizarse de nuevo con el inicio de una nueva tajada. Cuanto más corta la tajada, menor la interferencia causada por los bits errados.

Muchas tajadas juntas formarán luego un cuadro. Un cuadro, también, empieza con una cabecera, la cabecera del cuadro. Hay diferentes tipos de cuadros, llamados I (intracuadro), P (predecible) y B (bidireccionalmente predecible). Debido a codificación diferencial bidireccional, el orden de los cuadros no corresponde al orden original y las cabeceras y sobre todo las ca-beceras del PES, por consiguiente, llevan una marca de tiempo (DTS) para que el orden original pueda restaurarse.

Fig. 7.29. Estructura del flujo elemental de video MPEG-2

Juntos, un cierto número de cuadros correspondientes a un patrón de codi-ficación de los cuadros I, P y B predeterminado por el codificador, forma un grupo de imágenes (GOP). Cada GOP tiene un encabezado de GOP. En ra-diodifusión, se usan GOPs relativamente cortos qué, como regla, tienen una longitud de aproximadamente 12 cuadros, es decir cerca de medio segundo. El decodificador MPEG sólo puede engancharse a la señal y empezar a re-producir las imágenes cuando recibe el inicio de un GOP, es decir, el primer cuadro I. Pueden escogerse GOPs más largos para los dispositivos de almace-

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namiento masivos como el DVD ya que es fácil posicionar su cabeza de lec-tura sobre el primer cuadro I.

Uno o más GOPs producen una secuencia, cada una de las cuales también se inicia con un encabezado. A nivel de encabezado de la secuencia, es posi-ble cambiar los parámetros de video esenciales como la tabla de cuantifica-ción. Si un codificador MPEG usa su propia tabla que difiere de la norma, es aquí donde se encontrará o dónde el decodificador es informado de esto.

La estructura del flujo de video del PES descrita anteriormente es total o parcialmente incluida en los paquetes del PES. La manera de esta inclusión y la longitud del paquete PES son determinadas por el codificador de video. En los dispositivos de almacenamiento masivo como el DVD, los paquetes PES se insertan adicionalmente en los llamados packs. Los paquetes PES y los packs también empiezan con una cabecera.

Fig. 7.30. Historia del desarrollo de la codificación de video

7.4 Métodos de Compresión más Recientes

El tiempo no se detiene. Hoy, métodos más modernos, más avanzados de compresión tales como MPEG-4 Parte 10 (AVC – Advanced Video Coding / codificación avanzada de video) (H.264) o Windows Media 9 (VC-1) están ya disponibles. Con tasas de datos que son más bajas por un factor de 2 a 3, se puede lograr, en muchos casos, una mejor calidad de imagen que con MPEG-2. Aunque el principio fundamental de la codificación de video no ha cambiado, la diferencia reposa en los detalles. Como la utilización de tama-ños de bloque variable para la transformada. La Fig.7.30. muestra la historia


del desarrollo de la codificación de video H.264.. Como ya se ha mencionado varias veces, el establecimiento del estándar JPEG fue también un evento im-portante para la codificación de las imágenes en movimiento. La DCT fue utilizada por primera vez en el JPEG y substituida solamente por una trans-formada similar, una transformada de número entero, en MPEG-4 Parte 10 (H.264). La codificación de video fue desarrollada como parte de los estánda-res ITU-T H.xxx y después incorporada en la serie de métodos de codifica-ción de video MPEG como MPEG-1, MPEG-2 y MPEG-4. MPEG-2 Parte 2 Vídeo corresponde al H-262, MPEG-4 Parte 2 Vídeo al H.263 y, finalmente, MPEG 4 Parte 10 AVC (Advanced Video Coding) al ITU-T H.264.

7.5 MPEG-4 Codificación Avanzada de Video (AVC)

Comparado con MPEG-2, el muy mejorado códec de video MPEG-4 Parte 10 AVC (H.264) permite que las tasas de datos sean rebajadas en un 30 a 50%. Esto significa que una señal SDTV ahora puede comprimirse a aproxi-madamente 1.5 ... 3 Mb/s comparada con una tasa de datos de 2 … 7 Mb/s, la tasa de datos sin comprimir original era de 270Mb/s. Usando MPEG-4, una señal de HDTV se puede comprimir a cerca de 10Mb/s de sus 1.5Gb/s. origi-nales. Para esto, MPEG-2 habría requerido cerca de 20Mb/s.

La codificación avanzada de video MPEG-4 Parte 10 (H.264) se distingue por las siguientes características:

Soporta los formatos 4:2:0, 4:2:2 y 4:4:4 Hasta 16 cuadros de referencia como máximo Compensación mejorada del movimiento (exactitud de 1/4 de

pixel) Cuadros conmutados P (SP) y conmutados I (SI) Mayor precisión debido a la implementación en 16 bits Estructura flexible del macro-bloque (16x16, 16x8, 8x16, 8x4,

4x8, 4x4) 52 sistemas seleccionables de tablas de cuantización Transformada de número entero o de Hadamard en vez de la DCT

(tamaño de bloque de4x4 ó 2x2 pixeles, respectivamente) Filtro de desbloqueo en el lazo (elimina los artilugios del cuadri-

culado) Estructura flexible de la tajada (mejor comportamiento del error

de bit) Codificación de la entropía; codificación de longitud variable

(VLC) y codificación adaptativa de la aritmética binaria del con-texto (CABAC)

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Los detalles son como sigue:

En la codificación video MPEG-2, un macro-bloque en formato 4:2:0 con-sisten en 4 bloques de luminancia de 8x8 pixeles y de bloques CB y CR de 8x8 pixeles cada uno. MPEG-4 proporciona mucho más flexibilidad a este respecto. Aquí, un macro-bloque puede tener tamaños de 16x16, 16x8, 8x16, 8x4, 4x8 o de 4x4 pixeles en la capa de luminancia. El bloque en sí mismo abarca ya sea 4x4 ó 2x2 pixeles mientras que en MPEG-2 y MPEG-1era siempre fijo en 8x8 pixeles.

La exactitud de la compensación del movimiento ahora es de 1/4 de pixel en vez de 1/2 pixel en MPEG-2. En la codificación inter-cuadro MPEG-2 so-lamente era posible utilizar una referencia en cada dirección. En MPEG-4 es posible formar varios cuadros de referencia que permiten que la tasa de datos sea reducida considerablemente.

En MPEG-2, una tajada era siempre un múltiplo de macro-bloques en la dirección horizontal mientras que MPEG-4 provee una asignación flexible del macro-bloque en una tajada.

Pero es principalmente en el campo de la codificación por transformada que MPEG-4 muestra grandes cambios.

En principio, la codificación por transformada en MPEG-2 por medio de la DCT es realizada realmente por una multiplicación de matrices en el codi-ficador que luego se invierte en el decodificador. Para este propósito, una ta-bla de búsqueda es almacenada en el hardware.

La fórmula para la DCT bi-dimensional es:

� , =2�� ( ) � , � 2 + 1 �

2��−1

=0

�−1

=0

� 2 + 1 �2�

� , � = 1 2 � � , = 0� = 1

Fig. 7.31. Definición de la Transformada Discreta de Coseno (DCT)

Puede ser dividida en multiplicaciones de matrices basadas en una matriz de valores del coseno:


Fig. 7.32. Tabla de Búsqueda de matriz coseno

La transformada discreta de coseno se puede representar y ejecutar como una multiplicación de matrices en ambas direcciones:

F[] = C • f[] • Mab[] • Mab[]T;

donde Mab [] T está la matriz transpuesta de la Mab [], es decir, se han in-

tercambiado las columnas y las filas. Esto permite realizar simultáneamente una transformación horizontal y una vertical, es decir, la transformación en dos dimensiones. Ligarla a la matriz C hace que la matriz Mab se vuelva en una “matriz orto-normal” que es de gran trascendencia práctica para imple-mentar el proceso de la transformación. Una matriz ortogonal es una matriz en la cual la matriz invertida corresponde a la matriz transpuesta. Lo siguiente se aplica para el caso de una matriz ortogonal:

MT = M-1;

Una matriz ortogonal tiene la característica adicional de que todos los vec-tores de la matriz tienen la misma longitud. La matriz de los valores del cose-no se convierte en una matriz orto-normal si la primera fila es multiplicada por 1 2 que se logra multiplicándola por la matriz C. Invertir el proceso de la transformación requiere una matriz invertida.

Naturalmente, invirtiendo la multiplicación

M1 = M2 • M3

no es

M2 = M1/M3-1

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sino que está definido por

M2 = M1 • M3-1;

es decir, por la multiplicación de las matrices transpuestas.

En principio, se define una multiplicación de matrices como sigue:

Fig. 7.33. Definición de una Multiplicación de Matrices

Aparte de la transformada discreta de coseno (DCT), son también conce-bibles otros procesos de transformación para la compresión de cuadros y pue-den ser representados como multiplicaciones de matrices, éstos son

• Transformada Karhunen Loeve (1948/1960) • Transformada de Haar (1910) • Transformada Walsh-Hadamard (1923) • Transformada Slant (Enomoto, Shibata, 1971) • Transformada Discreta de Coseno (DCT, Ahmet, Natarajan, Rao, 1974) • Transformada Wavelet Corta

Fig. 7.34. Concentración de energía de la DCT

La DCT concentra la energía; la información puede almacenarse como valores; muchos de ellos son ceros


Una gran ventaja del DCT es la gran concentración de energía (Fig. 7.34.) a unos pocos valores en el dominio espectral, y la evasión del fenómeno de Gibbs que conduciría a transitorios en la transformación inversa y así al cuadrculado claramente visible. El fenómeno de Gibbs (Fig. 7.35.), conocido en la DCT, se basa en el componente sinusoidal de este proceso de transfor-mación.

Fig. 7.35. Fenómeno de Gibb

Dado que la matriz coseno de la DCT ahora ha sido convertida por 1 2 mediante la conversión de la primera fila que consistía de puros unos, y se ha vuelto orto-normal, la implementación de la transformada y su inversa resulta bastante simple.

La transformada y su inversa pueden ahora representarse por:

F = f • Mab • MabT;

f = F • MabT • Mab;

Durante la cuantificación, los resultados de la transformada y su inversa fueron también influenciados por una multiplicación escalar.

F = f • Mab • MabT • Q;

f = F • MabT • Mab • Q`;

Si solamente se ingresan unos en Q y Q', nada cambia. Sin embargo, la cuantización de los coeficientes de la DCT se reduce hacia frecuencias más altas vía Q.

En varios métodos de transformación, en principio, solamente se utilizan otras matrices Mab, es decir, las “funciones básicas” en las que se procura re-

Fenómeno de Gibb empleando síntesis de Fourier en una señal rectangular

Motivo: los componentes sinusoidales de la Transformada de Fourier; la DCT no muestra este efecto

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presentar las funciones originales son otras. En el caso de la DCT, éstos son patrones del coseno.

En MPEG-4, estos patrones básicos, o los coeficientes de la matriz Mab, respectivamente, son substituidos por otros. En el caso de MPEG-4, esto se llama una multiplicación de matriz de número entero o también una transfor-mación de Hadamard. Las matrices de la transformación usadas en MPEG-4 AVC son las siguientes:

Fig. 7.36. Matrices de Transformación en MPEG-4 (AVC)

Las matrices usadas en MPEG-4 AVC tienen un tamaño de pixeles de so-lamente 4x4 ó 2x2, respectivamente. En el caso de luminancia, la transforma-ción se realiza en dos pasos. En el primer paso, los bloques originales de 4x4 pixeles se transforman en el dominio espectral por medio de la matriz T. Des-pués de esto, los coeficientes de la DCT de 16 bloques se transforman otra vez por medio de la matriz H de Hadamard para poderlos comprimir aún más (Fig. 7.37.)

Fig. 7.37. Transformada de Hadamard de las componentes CC en MPEG-4 (AVC)

T = transformada entera para luminancia y crominancia H = transformada de Hadamard para los coeficientes CC de luminancia C = transformada de Hadamard para los coeficientes CC de crominancia

Coeficientes CC Ejemplo: Macro-bloque de luminancia de 16x16

Transformada de Hadamard


En MPEG-2, o se utiliza cualquiera de las matrices especificadas en el estándar, o son especificadas por el codificador y modificadas y en cada caso transmitidas al receptor en el encabezado de secuencia al inicio de una se-cuencia. Además, en MPEG-2, cada coeficiente es dividido por el factor de posicionamiento del cuantificador que determina en última instancia la tasa de datos real. MPEG-4 utiliza un juego de 52 matrices de cuantificación.

MPEG-4 también utiliza un filtro de apertura (Fig. 7.38.) cuyo propósito es suprimir adicionalmente la visibilidad del cuadriculado en la imagen. Esto también es favorecido por un tamaño de bloque más pequeño y el tamaño variable del macro-bloque y de la tajada.

Cuadros de referencia

Filtro de des-bloqueo

Transformada Inversa

Des-cuantización

Estimación de

movimientoTransformada Cuantización

Codificación de entropíaVideo sin

comprimir Video Comprimido

Fig. 7.38. Filtro de desbloqueo en MPEG-4

Tal como MPEG-2, MPEG-4 también tiene perfiles y niveles. SDTV (TV de definición estándar) corresponde en gran parte al Perfil Principal @ Nivel 3 (MP@L3). HDTV (TV de alta definición) pertenece el Perfil Principal @ Nivel 4 (MP@L4).

MPEG-4 Parte 10 AVC permite una compresión de imagen más eficaz en por lo menos el 30% y hasta 50%, con una calidad mejor de imagen. La tasa de datos de SDTV después de la compresión ahora es menor de 3Mb/s y la tasa de datos de HDTV es menor de 10Mb/s. Con MPEG-4 AVC también es posible utilizar claramente menos de 1Mb/s para TV móvil con calidad de SDTV.

Tabla 7.1. Perfiles MPEG-4 AVC

Herramientas de Codificación

Perfil Baseline

Perfil Extendido

Perfil Principal

Tajadas I, P x x x CA VLC x x x Recuperación de Error x x Tajadas SP y SI x Tajadas B x x Codificación Entrelazada x x CABAC x

7 - 31

Tabla 7.2. Niveles MPEG-4

Nivel Tamaño típico de Imagen

Max. frecuencia de cuadro por tamaño típico.

Max. tasa de bits, com-primido

Max. número de cua-dros de referencia por tamaño típico

1 QCIF 15 64 Kb/s 4 1.1 320 x 240 10 192 Kb/s 3 QCIF 30 9 1.2 CIF 15 384 Kb/s 6 1.3 CIF 30 768 Kb/s 6 2 CIF 30 2 Mb/s 6 2.1 HHR 30/25 4 Mb/s 6 2.2 SD 15 4 Mb/s 5 3 SD 30/25 10 Mb/s 5 3.1 1280 x 720p 30 14 Mb/s 5 3.2 1280 x 720p 60 20 Mb/s 4 4 HD 720p, 60p/30i 20 Mb/s 4 1080i 4.1 HD 720p, 60p/30i 50 Mb/s 4 1080i 4.2 1920 x 1080p 60p 50 Mb/s 4 5 2k x 1k 72 135 Mb/s 5 5.1 2k x 1k 120 240 Mb/s 5 4k x 2k 30

MPEG-4 AVC se utiliza hoy para HDTV en DVB-S2 y TV móvil como parte de DVB-H, de ISDB-T y de T-DMB. MPEG-4 AVC se puede incorpo-rar sin problemas en el flujo de transporte MPEG-2. Por lo contrario, no ha habido tentativas en cambiar nada en la capa de transporte. Los mecanismos de sincronización de voz (lip synch) también son iguales, y tienen su origen en la capa del PES de MPEG-1.

Bibliografía: [ISO13818-2], [TEICHNER], [GRUNWALD], [NELSON], [MAEUSL4], [REIMERS], [H.264], [ISO14496-10]

8 Compresión de las Señales de Audio en MPEG y Dolby Digital

8.1 Fuentes de Señal de Audio Digital

El oído humano tiene un rango dinámico de cerca de 140dB y el ancho de banda de audición está cerca de los 20KHz. Consecuentemente las señales de audio de alta frecuencia deben cumplir estas características. Las señales de audio analógicas ´para ser muestreadas y digitalizadas, deben ser limitadas en banda por medio de un filtro pasabajos. La conversión analógica a digital es realizada a una frecuencia de muestreo de 32KHz, 44.1KHz o 48KHz (y ahora también a 96KHz) y con una resolución de al menos 16 bits. La fre-cuencia de muestreo de 44.1KkHz corresponde a los CD o discos compactos de audio, 48/96KHz es calidad de estudio. Mientras que la frecuencia de muestreo de 32KHz es aún usada para el estándar MPEG, de hecho es obsole-ta. Una frecuencia de muestreo de 48KHz con una resolución de 16 bits da una tasa de datos de 786Kb/s por canal, que significa aproximadamente 1.5Mb/s para una señal estéreo (Fig. 8.1.).

Fig. 8.1. Fuentes de señal de audio digital

El objetivo de la compresión del audio es reducir la tasa de datos de 1.5Mb/s al rango de entre 100Kb/s y 400Kb/s. Los archivos de audio en MP3, los que son ampliamente usados hoy en día, a menudo tienen velocidades tan bajas como 32Kb/s. De manera similar a la compresión de video, esto es lo-grado con la reducción de la redundancia y la irrelevancia. En la reducción de la redundancia, la información superflua simplemente es omitida; no hay pérdida de información. Por contraste, la reducción de la información irrele-vante es eliminada tal que no pueda ser percibida en la recepción, en este caso

8 - 2 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital

el oído humano. Todos los métodos de compresión están basados en un mo-delo psicoacústico, es decir, sacan ventaja de la “imperfección” del oído humano para remover la información irrelevante de la señal de audio. El oído humano no es capaz de percibir los eventos sonoros en la vecindad de un sonido pulsante fuerte, ni en el dominio de la frecuencia ni el dominio del tiempo. Esto significa que, para el oído, ciertos eventos sonoros enmascaran a otros eventos sonoros de menor amplitud.

8.2 Historia de la Codificación del Audio

En el año 1988, el método MASCAM fue desarrollado por el Institut für Rundfunktechnik (IRT) en Múnich en preparación para el sistema de radiodi-fusión digital de audio ó Digital Audio Broadcasting (DAB). De MASCAM, fue desarrollado en 1989 el método MUSICAM (Masking pattern Universal

Subband Integrated Coding And Multiplexing) en cooperación con CCETT, Philips y Matsushita.

Las señales de audio codificadas con MUSICAM son usadas en DAB, MASCAM y MUSICAM, ambas están basadas en la codificación de sub-bandas. La señal de audio es dividida en un gran número de sub-bandas, cada una de las cuales está sujeta a la reducción por irrelevancia en un mayor o menor grado.

Fig. 8.2. Desarrollo del audio MPEG [DAMBACHER]

Al mismo tiempo que fue desarrollado el método de codificación por sub-bandas, Fraunhofer Gesellschaft junto con Thomson desarrollaron el método ASPEC, el cual está basado en la codificación por transformadas. La señal de

8- 3

audio es transformada del dominio del tiempo al dominio de la frecuencia usando la DCT (Discrete Cosine Transform), y las componentes irrelevantes de la señal son removidas.

Ambas, la codificación por sub-bandas MUSICAM y la codificación por transformadas ASPEC, son incluidos en el método de compresión de audio MPEG-1, el cual fue establecido en 1991 (estándar ISO/IEC 11172-3). El audio en MPEG-1 comprende tres posibles capas: las capas I y II esencial-mente usan codificación MUSICAM, y la Capa III usa codificación ASPEC. Los archivos de audio MP3 son codificados en MPEG-1 capa III. MP3 es a menudo confundido con MPEG-3 que fue originalmente diseñado para la implementación de la HDTV (High Definition TeleVision), pero la HDTV fue integrada en el estándar MPEG-2, así que el MPEG-3 fue dejado de lado y abandonado. Por consiguiente el estándar MPEG-3 no existe.

En el audio MPEG-2, las tres capas del audio MPEG-1 fueron reemplaza-das, y la capa II fue extendida a la capa II MC (multicanal). El estándar de audio MPEG-2 ISO/IEC 13818-3, fue adoptado en 1994.

Simultáneamente con el audio en MPEG, el estándar de audio Digital Dolby (también conocido como AC-3) fue desarrollado por Dolby Labs en los Estados Unidos. Este estándar fue concebido en 1990 y presentado al público en la película "Star Treck VI", proyectada en diciembre de 1991. En la actualidad, muchas películas emplean la técnica del Dolby digital. En los Estados Unidos, la televisión digital terrestre transmite en ATSC con codifi-cación de audio AC-3 exclusivamente. Otros países también (p.e. Australia) introducirá el audio AC-3 en adición al audio en MPEG. El uso de ambos, el audio en AC-3 y el audio en MPEG, es significativo por el hecho de que tam-bién salió de la grabación de películas. Aunque, desde el punto de la calidad, prácticamente no hay diferencia entre el audio en MPEG y el Dolby Digital. Por ende, los modernos decodificadores MPEG soportan ambos métodos. Los discos de video en DVD también pueden usar el audio en Dolby Digital AC-3 en adición al audio en PCM y al audio en MPEG. A continuación un corto resumen del desarrollo del Dolby digital:

1990 Audio Dolby digital AC-3 1991 Primera película de cine proyectada con codificación de audio en

AC-3 Diciembre de 1991 "Star Treck VI" codificada en audio AC-3

Hoy:

El audio en AC-3 es usado como estándar en muchas películas, en ATSC y, en adición al audio en MPEG, en los flujos de transporte por todo el mundo y también en los DVDs.

Audio en Dolby AC-3, codificación por transformada, basada en la modificación de la transformada discreta de coseno (MDCT); 5.1 cana-


les de audio (izquierdo, centro, derecho, izquierdo envolvente, derecho envolvente, sub graves), 128Kb/s por canal.

Asimismo, MPEG ha traído nuevos métodos de codificación de audio:

MPEG-2 AAC ISO/IEC 13818-7 AAC = Advanced Audio Coding

MPEG-4 ISO/IEC 14496-3: AAC y AAC Plus

8.3 Modelo Psicoacústico del Oído Humano

A continuación discutiremos el proceso de compresión del audio. La re-ducción de la redundancia (sin pérdida) y la reducción de la irrelevancia (con pérdida) disminuyen la tasa de datos de la señal de audio original en cerca de 90 %. La reducción de la irrelevancia recae en el modelo psicoacústico del oído humano, el cual fue desarrollado por el Profesor Zwicker, en la cátedra de electroacústica en la Universidad Técnica de Múnich. Este tipo de reduc-ción está basado en lo que se describe como codificación perceptual. Esto significa que los componentes de audio que no son percibidos por el oído humano no son transmitidos.

Fig. 8.3. Anatomía del oído humano

Primero demos una mirada a la anatomía del oído humano (Fig. 8.3, 8.4.). El oído consiste de tres partes principales: el oído externo, el oído medio y el oído interno. El oído externo realiza las funciones de adaptador de impedan-cias, capta la transmisión del sonido sobre el aire y actúa como un filtro con ligera resonancia en la región de los 3KHz. Está en la misma región, de 3KHz a 4KHz, en la que el oído humano exhibe su máxima sensibilidad. El tímpano o membrana timpánica convierte las ondas sonoras en vibraciones mecánicas,

8- 5

las cuales son transmitidas vía el martillo, el yunque y el estribo a una venta-na membranosa en la parte frontal sensorial del oído interno. La presión de aire debe ser la misma, por delante y detrás del tímpano. Esto es asegurado por un tubo que conecta la región posterior del tímpano con la faringe; el tubo es llamado la Trompa de Eustaquio. Todos conocemos el problema de la pre-sión que se sufre en el oído cuando ascendemos a grandes alturas. Al tragar, la membrana mucosa en la Trompa de Eustaquio es la que habilita la com-pensación de presión.

En el oído interno encontramos el órgano de balance, el cual está hecho de muchas bóvedas y el caracol. El caracol es el órgano real de escucha (órgano de Corti) por el cual el sonido es directamente percibido. Si el caracol fuese desenrollado, los sensores para las altas frecuencias serían hallados en su entrada, luego los sensores para las frecuencias medias y al final del caracol estarían los sensores para las bajas frecuencias.

El caracol consiste de un canal en espiral el cual yace en un pequeño pasa-je membranoso en espiral que se vuelve más ancho en el frente del oído. So-bre la membrana interior descansan los sensores colectores de sonido selecti-vos a la frecuencia desde los cuales los nervios auditivos se extienden al ce-rebro. Los nervios auditivos transportan señales eléctricas con una amplitud aproximada de 100mVpp. La tasa de repetición de los pulsos eléctricos está en el orden de 1KHz. La información contenida en esta tasa es el volumen de un tono a una determinada frecuencia. Cuanto mayor el tono, mayor la tasa de repetición. Cada sensor de frecuencia se comunica con el cerebro vía una línea neural separada. La selectividad de frecuencia de los sensores es alta a bajas frecuencias y decrece con las altas frecuencias.

En seguida investigaremos estas características del oído humano, que son de interés para la codificación del audio. Para empezar, la sensibilidad del oído es muy dependiente de la frecuencia. Las señales por debajo de los 20Hz y por arriba de los 20KHz son prácticamente inaudibles. La máxima sensibi-lidad del oído está en el rango de 3KHz a 4KHz; fuera de este rango la sensi-bilidad decae hacia las altas o las bajas frecuencias. Los sonidos con un nivel debajo de cierto umbral (referido como el umbral de audibilidad) no son per-cibidos por el oído humano. El umbral de audibilidad es dependiente de la frecuencia. Cualquier componente de la señal de audio cuyo nivel esté debajo del umbral de audibilidad no necesita ser transmitida; son irrelevantes para el oído humano. La Figura 8.5. ilustra la relación general del umbral de audibi-lidad versus la frecuencia.


Fig. 8.4. Modelo técnico del oído humano

La siguiente característica del oído humano, que es significativa para la codificación del audio, es el comportamiento conocido como enmascaramien-to. Por ejemplo, una onda sinusoidal de 1KHz con una amplitud constante es aplicada al oído de una persona como prueba, y en la región alrededor de 1KHz se aplican otras ondas sinusoidales, cuyas frecuencias y amplitudes son variadas. Encontraremos que las otras señales sinusoidales no son audibles debajo de ciertos niveles de umbral dependientes de la frecuencia alrededor de 1KHz. Esto es conocido como umbral de enmascaramiento (Fig. 8.6.). La forma del umbral de enmascaramiento depende de la frecuencia de la señal enmascarada. Cuanto mayor la frecuencia de la señal de enmascaramiento, mayor el rango de enmascaramiento.

8- 7

Fig. 8.5. Umbral de audibilidad

Fig. 8.6. Enmascaramiento en el dominio de la frecuencia

Tono de enmascaramiento (1KHz)

Umbral de enmascaramiento


Fig. 8.7. Enmascaramiento en el dominio del tiempo

Esta característica del oído es conocida como enmascaramiento en el do-minio de la frecuencia (Fig. 8.6.). Relevante para la codificación del audio es el hecho de que los componentes del audio debajo de un umbral de enmasca-ramiento definido no necesitan ser transmitidos.

Por otra parte, el enmascaramiento no solamente ocurre en el dominio de la frecuencia sino también en el dominio del tiempo (fig. 8.7.). Un pulso fuer-te en el dominio del tiempo enmascara señales de sonido antes y después del pulso, siempre y cuando los niveles de estas señales estén debajo de cierto umbral. Este efecto, y en particular el pre enmascaramiento, es difícil de ima-ginar pero puede ser explicado. Esto es debido a la resolución de tiempo fini-to del oído humano en conjunción con la manera en que las señales son trans-portadas al cerebro vía los nervios auditivos.

Los métodos de compresión de audio conocidos usan solamente el enmas-caramiento en el dominio de la frecuencia, siendo las técnicas empleadas muy similares en todos los casos.

PBA

D

Ruido de Cuantización: S/N[dB] = 6•N

N bit de resolución

Rango total del ADSeñal sinusoidal

Fig. 8.8. Ruido de Cuantización

8- 9

Fig. 8.9. Principios de codificación de audio basado en la codificación perceptual

8.4 Principios Básicos de la Codificación del Audio

Antes de discutir los principios de la reducción de la irrelevancia para las señales de audio, examinaremos brevemente el ruido de cuantificación. Si en un convertidor análogo a digital es alimentado con una señal sinusoidal a modulación total, se obtiene una relación señal a ruido S/N de aproximada-mente 6•N dB (como regla), para una resolución de N bits, debido al ruido de cuantización (Fig. 8.8.). Esto significa que se obtienen aproximadamente 48dB para una resolución de 8 bits y 96dB para una resolución de 16 bits. Las señales de audio son usualmente muestreadas con 16 bit o más. Por tanto, 16 bits de resolución aún no se comparan con el rango dinámico del oído huma-no, que es de cerca de 140dB.

Ahora discutiremos el principio básico de la codificación del audio (Fig. 8.9.). La fuente de señal de audio digital es dividida en el codificador en dos ramas, filtradas y tomadas por el analizador de frecuencias. El analizador de frecuencias realiza un análisis del espectro por medio de la transformada rápida de Fourier (FFT) y determina las componentes de la señal de audio con baja resolución de tiempo y alta resolución de frecuencia.

Basados en el conocimiento del modelo psicoacústico (efecto de enmasca-ramiento), pueden ser identificados los componentes de frecuencia irrelevan-tes de la señal.

Simultáneamente, con el análisis del espectro, la señal de audio sufre un filtrado por el cual es dividida en muchas sub-bandas. Puede resultar que una sub-banda completa sea enmascarada por las señales de otras sub-bandas, es decir, el nivel de la señal en esta sub-banda está debajo del umbral de enmas-caramiento. Si este es el caso, la sub-banda en cuestión no necesita ser trans-mitida, la información transportada en esta banda es completamente irrele-


vante al oído humano. El proceso de filtraje por el cual la señal de audio es dividida en sub-bandas debe usar muy altas resoluciones de tiempo tal que no se pierda información en el dominio del tiempo. En contraste con el dominio de la frecuencia, resolución gruesa, hasta el punto en que la reducción de la irrelevancia sea afectada, hay otra posibilidad. Algunas veces, las señales en una sub-banda están por encima del umbral de enmascaramiento, pero solo por un margen estrecho. En tales casos, la cuantización en la sub-banda afec-tada es reducida al grado que el ruido de cuantificación en esta banda esté por debajo del umbral de enmascaramiento y por tanto no sea audible.

Igualmente, las señales debajo del umbral de audibilidad no necesitan ser transmitidas. Aquí también, puede ser seleccionada una cuantificación gruesa o fina dependiendo de los diferentes umbrales de audibilidad de las sub-bandas tal que el ruido de cuantificación resultante siempre permanezca deba-jo del umbral. Es posible una baja resolución de bits especialmente a altas frecuencias.

La decisión si una sub-banda deba ser suprimida completamente, o si deba ser aplicada una cuantización gruesa o fina, es hecha por el bloque del “mo-delo psicoacústico”, el cual es alimentado con la información del bloque de análisis de espectros. La cuantificación es suprimida o controlada por medio del cuantificador de sub-bandas. Puede ser seguida por una reducción de re-dundancia, la cual es efectuada por una codificación especial de los datos. Después que estos procesos sean completados, está disponible la señal de audio comprimida.

La codificación perceptual puede ser implementada de varias maneras. Hay codificación pura de sub-bandas y codificación por transformadas, tam-bién hay formas mixtas las cuales son referidas como codificación híbrida.

8.5 Codificación por Sub-bandas de Acuerdo con las Capas I, II de MPEG

Primero será discutido el método de la codificación de sub-bandas. De acuerdo con las capas I y II del MPEG (Fig. 8.10.), la señal de audio es pasa-da a través de un banco de 32 filtros que dividen la señal en sub-bandas de frecuencia de 750Hz. Para cada sub-banda hay un cuantificador separado por un bloque FFT y un bloque del modelo psicoacústico. El cuantificador o su-prime completamente la sub-banda en cuestión o reduce el número de pasos de cuantificación. En el caso de la codificación de capa II, la FFT es realizada cada 24 milisegundos. Durante el intervalo de 24ms, las sub-bandas están sujetas a la reducción de irrelevancias de acuerdo con la información recibida del bloque del modelo psicoacústico. En otras palabras, la señal es tratada como si su composición no hubiera sido alterada por 24ms.

8- 11

Fig. 8.10. Codificación de sub-banda empleando 32 filtros pasabanda en MPEG-1 y MPEG-2 capas I y II

Debido a los diferentes umbrales de audibilidad, ubicación de bits y que la

cuantificación es diferente para las diferentes sub-bandas; la cuantificación debe ser más fina a bajas frecuencias y puede ser reducida hacia las altas fre-cuencias.

Fig. 8.11. Reducción de la irrelevancia empleando efectos de enmascaramiento

La Fig. 8.11. ilustra el principio de reducción de la irrelevancia en la transmisión de audio por medio de dos ejemplos. En una sub-banda hay una señal de cerca de 5KHz, cuyo nivel está por encima del umbral de enmasca-ramiento. En el caso de esta sub-banda, solamente puede reducirse el número de pasos de cuantificación. En otra sub-banda encontramos una señal de cerca


de 10KHz cuyo nivel está debajo del umbral de enmascaramiento. Esto signi-fica que esta sub-banda está totalmente enmascarada por las señales de las sub-bandas en su vecindad y puede ser por tanto suprimida completamente.

Fig. 8.12. Estructura de datos MPEG-2 capas I y II

En la reducción de irrelevancia, las sub-bandas son también evaluadas por si ellas contienen armónicas de la señal correspondientes a una sub-banda más baja, es decir, sí la señales enmascaradas son componentes tonales (armónicas) o no tonales. Sólo las señales enmascaradas no tonales pueden ser completamente suprimidas.

Fig. 8.13. Reducción de redundancia a MPEG-2 capas I y II

8- 13

En la codificación MPEG, un cierto número de muestras son combinadas en cuadros. Un cuadro de la capa I está formado con 12 muestras para cada sub-banda. Un cuadro de la capa II está formado con 3 x 12 muestras para cada sub-banda (Fig. 8.12.).

Para cada bloque de 12 muestras, la muestra más alta es determinada. Esta muestra es usada como un factor de escala, el cual es aplicado a todas las 12 muestras del bloque para habilitar la reducción de la redundancia (fig. 8.13.).

8.6 Codificación por Transformadas para MPEG capa III y Dolby Digital

La codificación por transformadas, contraria a la codificación por sub-bandas, no usa bancos de filtros para el filtraje de las sub-bandas; aquí las tajadas de la información de audio en el dominio de la frecuencia son efec-tuadas por medio de una variación de la Transformada Discreta de Fourier. Usando la Transformada Discreta de Coseno (DCT) o La Transformada Dis-creta de Fourier Modificada (MDFT) la señal de audio es procesada para conseguir 256 ó 512 valores de potencia espectral. Al mismo tiempo, de la misma manera como en la codificación por sub-bandas, la Transformada Rápida de Fourier (FFT) es llevada con relativamente alta resolución al do-minio de la frecuencia. Controlada por el modelo psicoacústico creado por la salida de datos de la FFT, los valores de potencia de la señal de audio obte-nidas a través de la MDFT están sujetas a cuantificación gruesa o fina o son completamente suprimidas. La ventaja de este método sobre el de la codifica-ción por sub-bandas es que ofrece una resolución de alta frecuencia para el proceso de reducción de las irrelevancias. Este tipo de codificación es usado, por ejemplo, en el Dolby Digital AC-3 Audio (AC-3 viene de Audio Coding

3)

Fig. 8.14. Codificación por transformada


También existe la codificación de sub-bandas mezcladas y la codificación por transformada, conocida como codificación híbrida. Por ejemplo, en la capa III del MPEG, el filtraje de las sub-bandas es realizado antes de la (M)DCT (Fig. 8.15.). Esto significa que primero se divide de manera gruesa en sub-bandas, luego se aplica la (M)DCT para cada sub-banda para obtener la resolución fina. Después de la (M)DCT, los datos son sujetos a una reduc-ción controlada de la irrelevancia por el modelo psicoacústico, el cual es ali-mentado con la información del bloque de la transformada rápida de Fourier. Los datos de audio codificados en MPEG capa III se conocen como archivos de audio MP3 y hoy se utilizan comúnmente por todo el mundo.

Fig. 8.15. Híbrido sub-banda y codificación por transformadas

8.7 Sonido Multicanal

En la codificación multicanal de audio, las irrelevancias entre los canales pueden ser determinadas y omitidas para la transmisión. Esto significa que los canales son investigados por los componentes correlacionados que no contri-buyan a la impresión auditiva espacial. Este procedimiento es empleado, por ejemplo, en la capa II del MPEG y el Dolby digital 5.1 surround. En el audio 5.1, los siguientes canales son transmitidos: izquierdo, centro, derecho, iz-quierdo envolvente, derecho envolvente y un refuerzo en el canal de bajas frecuencias (LFE – Low Frequency Enhancement) para sub-graves (subwoo-fer)

La figura 8.16, muestra la configuración de los parlantes para un audio multicanal 5.1.

8- 15

Fig. 8.16. Audio Multicanal

La estructura detallada de estos métodos de codificación de audio no es re-levante en términos de aplicaciones prácticas y no será discutido aquí. Para mayor información, consulte la literatura relacionada y los estándares.

Bibliografía: [ISO13818-1], [DAMBACHER], [DAVIDSON], [THIELE], [TODD], [ZWICKER]

9 Transmisión de Teletexto en DVB

En la televisión análoga, el teletexto, los subtítulos y el VPS (Video Pro-

gram System - sistema para el control del VCR) han sido servicios suplemen-tarios muy usados por muchos años. Aparte de poder crear servicios compa-rables totalmente nuevos en DVB, los estándares fueron diseñados para per-mitir que estos conocidos servicios estuvieran incorporados en los flujos de datos MPEG-2 conforme a DVB. La idea es que el receptor DVB inserte estos servicios nuevamente dentro del intervalo de borrado vertical en la sali-da compuesta de vídeo CVBS. Esto no afecta ningún servicio paralelo de datos en DVB tal como la EPG (Electronic Program Guide - Guía Electróni-ca de Programa) o la MHP (Multimedia Home Platform - Plataforma Básica de Multimedia).

ATVTEXT Lun 07 Oct 12:18:36

LIMA - Perú elegirá en enero el estándar de

televisión digital que usará el país, para

lo cual inició pruebas de campo, dijo un

funcionario del ministerio de Transportes y

Comunicaciones.

Una comisión multisectorial comenzó las

pruebas de televisión digital terrestre con

representantes de consorcios de Estados

Unidos, Japón y la Unión Europea, los tres

poseedores de los estándares mundiales.

24 líneas

40 caracteres

Fig. 9.1. Página de Teletexto

9.1 Teletexto y Subtítulos

En la TV analógica, el teletexto (Fig. 9.1.) se inserta como una señal adi-cional NRZ-codificada (no retorno a cero codificada) en el intervalo de bo-rrado vertical con un filtrado roll-off. En DVB, por contraste, un flujo ele-mental de teletexto es directamente multiplexado en el flujo de transporte MPEG-2. Los datos del teletexto se procesan para mostrar magazines y líne-as, es decir, la misma estructura que el teletexto británico, y combinado para formar un flujo elemental empaquetado. Una página del teletexto según el estándar británico o EBU se compone de 24 líneas de 40 caracteres cada uno. Los datos de cada línea se transmiten en una línea de teletexto en el intervalo de borrado vertical.

9- 2 Transmisión de Teletexto en DVB

Fig. 9.2. Teletexto de TV analógica en el intervalo de borrado vertical

N*184 bytesEncabezado

6 bytes(N*184)-6Carga útil

Encabezado PES

Encabe-zado PES

opcional 39 b

ytes ID de

datos1 byte

...

3 bytes de inicio

00 00 01

ID de Flujo0xBD

Longitud de paquete PES

24 8 16 bits

Campos de datos conteniendo teletexto

PTS, para sincronización con el programa

Fig. 9.3. Paquete PES conteniendo Teletexto

La línea de teletexto de la TV análoga mostrada en la Fig. 9.2. comienza con una ráfaga de 16 bits de largo (secuencia 1010…) seguida por el código de cuadro de un byte con un valor de 0xE4. Esto marca el principio del tele-texto activo. Es seguido por el magazine y el número de línea de un byte cada uno. Después de esto, se transmiten 40 caracteres de carga útil consistentes en 7 bits de carga útil y 1 (par) bit de paridad. La cantidad total de datos por línea es 360 bits (= 45 bytes) y la tasa de datos es de 6.9375Mb/s. En el tele-texto DVB (ETS 300472), los datos del teletexto se insertan en los paquetes del PES después del código de cuadro (Fig. 9.3.). El encabezado de 6 bytes

16 bit ráfaga (1010101010101010) 8 bit código de encuadre (0xE4) 8 + 8 bit magazine + número de fila 40•8 bit carga útil ---------------------------------------------- 360 bit = 45 bytes por línea

Código de no retorno a cero (Código NRZ) Tasa de datos: 6.9375Mb/s. Nivel: 462mVpp

9 - 3

del PES empieza con un código de inicio de 3 bytes (00 00 01). Esto seguido por la ID del flujo 0xBD, que corresponde a un “Flujo_Privado_1." Luego viene un indicador de 16 bits (= 2 bytes) de longitud que en el caso de teletex-to siempre es fijo para que la longitud de PES total corresponda a un múltiplo entero de 184 bytes.

Le sigue un encabezado de 39 bytes de PES optativo, de esta manera el encabezado del PES para el teletexto tiene una longitud total de 45 bytes. Esto es seguido por la ID de datos de 1-byte, cuyo contenido siempre es 0x10. La información de TTXT es dividida en bloques de 44 bytes. Los últimos 43 bytes son idénticos a la estructura de una línea de TTXT de un EBU TTXT después del código continuo. Estos bytes incluyen el magazine e información de línea así como los 40 bytes de caracteres del teletexto por línea. Una pági-na del teletexto consiste en 24 líneas de 40 caracteres. La codificación es idéntica ya sea para teletexto EBU o teletexto británico.

44 bytesCampos de datos TTXT

Estructura según teletexto EBU(=1 línea TTXT)

reservadoParidad

de Campo

Despla-zamiento de línea

Código de

cuadro0xE4

Dirección de revista y paquete

Datos del teletexto40 bytes (caracteres)

2 1 5 8 16 320 bits

ID d

e un

idad

de

dat

os

Long

itud

de

unid

ad d

e da

tos

“0x2C”

88

“0x02” = Teletexto EBU sin subtítulos“0x03” = Teletexto EBU con subtítulos

Fig. 9.4. Bloque de datos de Teletexto en un paquete PES

El teletexto, procesado para formar paquetes largos del PES, es dividido en paquetes cortos del flujo de transporte que comprenden 184-bytes de carga útil y un encabezado de 4-bytes del flujo de transporte y multiplexado en el flujo de transporte para la transmisión, tal como el video y los datos del au-dio.

Los identificadores de paquete (PIDs) de los paquetes del flujo de trans-porte que contienen el teletexto son incluidos como PIDs para los flujos pri-vados en la tabla de mapeo de programa (PMT) del programa en cuestión (Fig. 9.5.).

Con la ayuda de estos PIDs puede accederse a los paquetes del flujo de transporte que contienen el teletexto. Un paquete de flujo de transporte que contiene un encabezado del PES puede ser reconocido porque su bit indicador de inicio de unidad de carga útil está puesto a 1. La unidad de carga útil de este paquete contiene el encabezado de 45-bytes del PES y los primeros pa-quetes del teletexto. Los paquetes de teletexto adicionales siguen en los


próximos paquetes del flujo de transporte con el mismo PID. La longitud de un paquete PES de teletexto es ajustado para que un número entero de mu-chos paquetes del flujo de transporte contengan un paquete PES completo. Después de que un paquete PES de teletexto haya sido transmitido totalmen-te, es retransmitido o se envía un nuevo paquete si hubiera algún cambio al teletexto. Inmediatamente antes de los datos del teletexto en el paquete del PES, la paridad del campo y la línea de compensación indican el campo y la línea en la cual los datos del teletexto deben ser insertados nuevamente dentro de la señal de video compuesta por el receptor DVB.

Fig. 9.5. PID del Teletexto incluido en la Tabla de Mapeo de Programa (PMT)

EncabezadoTS

EncabezadoPES

Fig. 9.6. Paquete del Flujo de Transporte conteniendo el Teletexto

9 - 5

9.2 Sistema de Programación de Video

VPS, el sistema de programación de video para controlar videograbadoras, ha sido conocido y utilizado hace tiempo en la TV de servicio público, espe-cialmente en Europa. Puede ser utilizado para controlar la grabación en las videograbadoras vía la línea de datos, generalmente en la línea 16 del primer campo. En la línea de datos (Fig. 9.7.), se transmiten 15 bytes con codifica-ción RZ (retorno-a-cero), incluyendo la información del VPS.

Fig. 9.7. Línea de datos en TV analógica en el intervalo de borrado vertical

Según ETSI ETS 301775, los bytes 3 al 15 de la línea de datos simple-

mente se insertan en la parte de la carga útil de un paquete del PES, como en el teletexto de DVB (Fig. 9.8. y 9.9.). En este caso, la identificación de la unidad de datos se fija a 0xC3, correspondiendo al VBI (Vertical Blanking

Interval - intervalo de borrado vertical) según DVB. Como en el teletexto de DVB, esta es seguida por la Longitud de Unidad de Datos, la identificación de campo y el número de línea en el campo.

13 bytes Datos VBI(del byte 3 … 18 de la línea de datos)

2 1 5 104 Bit88

ID d

e un

idad

de

dat

os

Long

itud

de

unid

ad d

e da

tos

reservadoParidad

de Campo

Despla-zamiento de línea

“0xC3” = Datos en el VBI

Fig. 9.8. Paquete PES con datos en el VBI

Línea 16/329 Código de retorno a cero (RZ) Tasa de datos: 2.5Mb/s Nivel: 500mVpp 15 bytes por línea


Encabezado6 bytes

PESCampo de datos

Encabezado PES

Encabe-zado PES

opcional 39 b

ytes ID de

datos1 byte

3 bytes de inicio

00 00 01

ID de Flujo0xBD

Longitud de paquete PES

24 8 16 bits

PTS, para sincronización con el programa

Campo de datos en el VBI

Fig. 9.9. Campo de datos en el VBI

La línea de datos (Fig. 9.7.) contiene la información siguiente:

Byte 1: Ráfaga 10101010 Byte 2: Código de inicio 01011101 Byte 3: ID de la fuente Byte 4: Transmisión de texto Serial ASCII (fuente) Byte 5: Monoaural/estéreo/binaural Byte 6: ID del Contenido de Video Byte 7: Transmisión de texto Serial ASCII Byte 8: Control Remoto (routing) Byte 9: Control Remoto (routing) Byte 10: Control Remoto Byte 11 to 14: VPS Byte 15: Reserva

4 bytes de datos VPS (bytes 11 a 14):

Día (5 bits) Mes (4 bits) Hora (5 bits) Minuto (6 bits) País (4 bits) ID de la fuente de programa (6 bits)

Bibliografía: [ETS 300472], [ETS 301775]

10 Comparación de Normas de Video Digital

10.1 MPEG-1 y MPEG-2, VCD y DVD, M-JPEG y MiniDV/DV

En 1992, se creó MPEG-1 como la primera norma para codificar las imá-genes en movimiento acompañadas de sonido. El objetivo era lograr una cali-dad de imagen cercana al VHS a tasas de datos de CD (<1.5Mb/s). El MPEG-1 sólo se mantuvo para aplicaciones como medio de almacenamiento (CD, disco duro) y no para la transmisión (radiodifusión) y su estructura de datos corresponde a este objetivo. El codificador de audio y video MPEG-1 es muy parecido al de MPEG-2 y todos los algoritmos fundamentales y métodos ya están determinados. Ambos tienen cuadros I, P y B, es decir, predicciones hacia delante y hacia atrás y, naturalmente, aprovechan los métodos de reduc-ción de irrelevancia basados en la DCT encontrados en el JPEG. La resolu-ción de la imagen, sin embargo, se limita a la mitad de la resolución del VGA (352 x 288). Tampoco existe la necesidad de la codificación de campos (método de exploración entrelazada). En MPEG-1, sólo existe el llamado Flu-jo de Programa (PS – Packet Stream) qué está compuesto de paquetes de flu-jo elemental empaquetado (PES - Packetized Elementary Stream) multi-plexando los paquetes de audio y video. La longitud variable (64KB máximo) de los paquetes del PES de audio y video son simplemente entrelazados alter-nadamente de acuerdo con la tasa de datos presente para formar un flujo de datos. Este flujo de datos no es procesado posteriormente ya que sólo está diseñado para ser guardado en medios de almacenamiento y no usado para la transmisión. Un cierto número de paquetes de audio y video del PES se com-binan para formar un paquete que consiste en un encabezado y la carga útil como paquetes del PES en sí. Un paquete a menudo está basado en el tamaño de un sector de datos físico del medio del almacenamiento.

En MPEG-2, los métodos de codificación fueron desarrollados orientados en la alta resolución y la mejor calidad. Asimismo, también fue considerada la transmisión, aparte del almacenamiento de tal data. El flujo de transporte MPEG-2 es la capa de transporte, proporcionando estructuras de paquetes más pequeñas, múltiplex más extenso y mecanismos de corrección de errores. En MPEG-1, sólo hay un programa (sólo una película), mientras que MPEG 2 puede acomodar un flujo de datos multiplexados con 20 programas y más.

Además de la Televisión de Definición Estándar (SDTV - Standard Defi-

nition Television), el MPEG-2 también soporta la Televisión de Alta Defini-ción (HDTV - High Definition Television). El MPEG-2 se usa a través del mundo como la señal de banda base digital en radiodifusión.

10 - 2 Comparación de Normas de Video Digital

Un CD de Video (VCD – Video CD) contiene una señal de datos codifica-dos en MPEG-1 como un flujo del programa, es decir, hay un programa con-sistente de paquetes PES multiplexados. La tasa de datos total es aproxima-damente 1.5Mb/s. Muchas copias piratas de películas están disponibles en CD de video y pueden descargarse de la Internet o puede comprarse en el merca-do asiático.

Un CD de Súper Video (SVCD) transporta una señal de datos codificados en MPEG-2 con 2.4Mb/s, también como un flujo de programa con paquetes PES multiplexados. Un CD de Súper Video corresponde aproximadamente a una calidad tipo VHS y a veces aun mejor.

En un DVD (Disco Versátil Digital - NO „Disco de Video Digital‟), el ma-terial de los datos está codificado en MPEG-2 con tasas de datos de hasta 10.5Mb/s y exhiben una calidad de imagen mucho mayor que la grabada en cinta de VHS. Un DVD también lleva un flujo de datos PES multiplexados. También son posibles los subtítulos y mucho más.

El DVD se desarrolló para una variedad de aplicaciones incluyendo el vi-deo, audio y datos. En contraste con el CD (aprox. 700MB), el volumen de datos en un DVD va hasta 17GB y es posible tener 1, 2 ó 4 capas con 4.7GB por capa (vea la tabla debajo).

Tabla 10.1. Tipos de DVD Tipo Lados Capas/

Lado Datos (GB)

x CD-ROM

DVD 5 1 1 4.7 7 DVD 9 1 2 8.5 13 DVD 10 2 1 9.4 14 DVD 18 2 2 17.1 25

Datos técnicos del DVD de Video:

Capacidad del almacenamiento: 4.7 a 17.1GB

Video MPEG-2 con tasa de datos variable, 9.8Mb/s máximo en video.

Audio:

PCM lineal (LPCM) con frecuencia de muestreo de 48KHz ó 96KHz a 16, 20 ó 24 bits de resolución.

Audio MPEG (MUSICAM) monofónico, estéreo, sonido de 6-canales (5.1), sonido de 8-canales (7.1)

Dolby Digital (AC-3) monofónico, estéreo, sonido de 6-canales (5.1)

10 - 3

Tabla 10.2. Normas de Video Digital

Norma Codificación del video

Resolución Tasa de datos del video (Mb/s)

Tasa de datos total (Mb/s)

MPEG-1 MPEG-1 352 x 288 192 x 144 384 x 288

0.150 - (1.150) -3.0

máx. aprox. 3.5

MPEG-2 MPEG-2 720 x 576 (SDTV, 25 cua-dros por segun-do) varias reso-luciones hasta HDTV

Hasta 15 Básicamente abierto, de las interfaces hasta 270

CD de video

MPEG-1 352 x 288 1.150 1.4112

Súper VCD MPEG-2 480 x 576 2.4 2.624

DVD de video

MPEG-2 720 x 576 Hasta 9.8, variable

10.5

MiniDV variante MJPEG

720 x 576 25 aprox. 30

DVCPro variante MJPEG

720 x 576 25/50 aprox. 30/55

Aparte de MPEG, hay también métodos propietarios basados en JPEG, to-

dos los cuales tiene en común que el material de video es codificado sólo en DCT y no con codificación inter-cuadro. Tales métodos son DVCPro y Mi-niDV. MiniDV ha venido siendo usado ampliamente en las cámaras de video domésticas y ha revolucionado este campo con respecto a la calidad de la imagen. La tasa de datos total es de 3.6MB/s ó 25Mb/s la tasa de datos de video. El tamaño del cuadro es 720 x 576 píxeles, igual que en MPEG-2, con 25 cuadros por segundo. MiniDV puede ser editado en cualquier punto ya que virtualmente sólo consiste en cuadros comparables a los cuadros I. DVCPro es el hermano mayor del MiniDV. DVCPro es un estándar profesional y so-porta tasas de datos de video de 25 y 50 Mb/s. La tasa de datos de 25Mb/s corresponde al formato MiniDV. DVCPro y MiniDV son variantes especiales de Motion-JPEG. En contraste con MPEG, no se transmite ninguna tabla de cuantificación, tampoco los factores de escala del cuantificador que varían de macro-bloque a macro-bloque. En cambio, se proporciona localmente un jue-go de tablas de cuantificación, de las cuales el codificador selecciona la más conveniente de un macro-bloque a otro macro-bloque. MiniDV y DVCPro exhiben una muy buena calidad de imagen a tasas de datos relativamente altas y se presta fácilmente a ser post-procesados. Los software de edición domés-


ticos para PC están ahora disponibles a costos de alrededor de US$100 y pro-porcionan funciones disponibles sólo a los profesionales de hace unos años. Aparte de la edición, la cual está ahora libre de pérdidas, y es fácil de mane-jar, el software también permite codificar el material de video en MPEG-1, MPEG-2, VCD, SVCD y DVD de video.

La Tabla 10.2, muestra los datos técnicos más importantes de los métodos discutidos.

Fig. 10.1. Ejemplo de MPEG4

10.2 MPEG-3, MPEG-4, MPEG-7 y MPEG-21

En los capítulos anteriores se han discutido en detalle MPEG-2 y MPEG-1. Sin embargo, el Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento también han considerado, y todavía siguen trabajando en, otras normas como MPEG-4, MPEG-7 y MPEG-21. Había también MPEG-3 pero esto sólo tuvo una existencia temporal relacionada a la HDTV y ahora ha sido completamente absorbida en la norma MPEG-2. MPEG-4 es una norma para aplicaciones de multimedia con componentes interactivos y ha estado en existencia desde fi-nes de 1999. Esto no sólo involucra video y audio sino también aplicaciones que pueden componerse de varios objetos diferentes. Su estructura es orienta-da a objetos, similar al lenguaje de programación C++; una aplicación MPEG-4 puede estar compuesta de, por ejemplo, los objetos audiovisuales siguientes (Fig. 10.1.):

un fondo coloreado fijo que puede tener patrones, un codificador de imágenes en movimiento en MPEG-4 en un cuadro

fijo, una figura sintetizada que se mueve tridimensionalmente en sincroni-

zación con el video, por ejemplo una persona animada que "actúa de mimo" del sonido en gestos (alfabeto para sordomudos),

Imagen en movimiento

STOP START

TEXT

PAUSE

Figura animada

10 - 5

botones de parada (stop), inicio (start), pausa (pause), avance y rebobi-nado (elementos interactivos)

texto de acompañamiento, Señal de audio codificada en MPEG.

El desarrollo del MPEG-4 fue continuado con respecto a la codificación de video y audio, adoptando y refinando los métodos conocidos de MPEG-1 y MPEG-2 en lugar de buscar un desarrollo totalmente nuevo. La única cosa nueva es que el MPEG-4 también puede cubrir con elementos visuales y au-diovisuales sintéticos como el sonido sintetizado. Los objetos en MPEG-4 pueden estar presentes como un flujo PES, dentro de un flujo de transporte MPEG-2 y como un archivo MPEG-4. El MPEG-4 también puede transmitir-se como un flujo de programa dentro de paquetes IP.

Las aplicaciones del MPEG-4 típicamente pueden emplearse en

Internet, aplicaciones multimedia interactivas en la PC, Nuevas aplicaciones de compresión de video donde se requieren gran-

des relaciones de compresión, como en HDTV.

MPEG-4 fue hecho una norma en 1999. Al principio del nuevo milenio, fue desarrollado y estandarizado otro nuevo estándar de compresión de video, el H.264. Comparado con MPEG-2, este método es más eficaz por un factor de 2 a 3 por lo que permite tasas de datos más bajas por un factor de 2 a 3, a menudo con mejor calidad de imagen. El estándar relevante es el ITU-T H.264. H.264 también se ha incorporado en el grupo de los estándares MPEG-4 como MPEG-4 Parte 10.

Los documentos más importantes cubiertos bajo el título MPEG-4 son:

MPEG-4 Parte 1 – Sistema, ISO/IEC 14496-1 MPEG-4 Parte 2 – Codificación de Video, ISO/IEC 14496-2 MPEG-4 Parte 3 – Codificación de Audio, ISO/IEC 14996-3 MPEG-4 Parte 10 – H.264 Codificación de Video Avanzada (AVC -

Advanced Video Coding). ISO/IEC 14496-10

MPEG-4 Parte 10 - codificación video avanzada (AVC) está programada en Europa para aplicaciones de HDTV como parte del proyecto DVB. Mien-tras que HDTV requiere tasas de datos de cerca de 15Mb/s para la señal de video con MPEG-2, éstas son de sólo 9 Mb/s o aún más bajas cuando se codi-fican como señales MPEG-4 AVC. En H.264/MPEG-4 Parte 10 AVC, el ta-maño del bloque no es constante de 8 x 8 pixeles sino variable dentro de cier-tos límites. Son posibles hasta 9 vectores de movimiento y se han implemen-tado medidas para enmascarar el cuadriculado.


Fig. 10.2. Historia del desarrollo de la codificación de video

Éste sería un punto conveniente para detenerse brevemente y explorar algo de la historia del desarrollo de la codificación del vídeo (Fig. 10.2.). Se con-sidera un acontecimiento clave el establecimiento del estándar JPEG (Joint

Photographic Experts Group) en 1985. Esta fue la primera vez que la DCT (transformada discreta de coseno) fue utilizada para comprimir imágenes fi-jas. Hoy, JPEG es un estándar común usado principalmente en fotografía di-gital. Del JPEG, se desarrollaron aplicaciones de Motion JPEG tales como DVCPro para aplicaciones profesionales y MiniDV para uso en videos domésticos.

La ventaja del Motion JPEG yace principalmente en el hecho de que el material de video se puede editar irrestrictamente en cada cuadro y la calidad de imagen es extremadamente buena. Otra línea de desarrollo se formó de la video-telefonía y la video-conferencia vía los estándares de la ITU-T: H.120, H.261, etc. ITU-T H.261 se convirtió en el estándar de video MPEG-1, ISO/IEC 11172.2 y H.262 se convirtió en el estándar de video MPEG-2, ISO/IEC 13818-2. H-263 formó la base para MPEG-4 Parte 2 de codificación de video ISO/IEC 14496-2.

Y finalmente, fue desarrollado el H.264, también conocido como MPEG-4 Parte 10 AVC (codificación de video avanzada), o como ISO/IEC 14496-10. En paralelo a esto, existe también el Microsoft Windows Media 9 (ahora también denominado VC-1) que aconteció probablemente como resultado de la colaboración de Microsoft en MPEG-4 Parte 2 y Parte 10. La Fig. 10.2. muestra una somera descripción de la historia del desarrollo de la codifica-ción de imágenes en movimiento.

10 - 7

Tabla 10.3. Las Normas MPEG

Estándar Descripción Estado MPEG-1 Imágenes en movimiento y sonido,

aproximadamente calidad VHS con tasa de datos de CD (<1.5 Mb/s)

Norma desde 1992

MPEG-2 Televisión Digital (SDTV+HDTV)

Norma desde 1993

MPEG-3 Existió sólo temporalmente (ninguna relación con el MP3)

no aplicable

MPEG-4 Multimedia, interactiva Norma desde 1999 MPEG-7 Datos suplementarios asociados al pro-

grama Norma desde 2001

MPEG-21 Herramientas suplementarias y métodos ¿?

MPEG-7, en contraste con el MPEG-2 y -4, trata exclusivamente de los

datos asociados al programa, los denominados meta-datos, como un comple-mento a MPEG-2 y MPEG-4. El objetivo es transmitir la información del en-torno de un programa al aire, un tipo de guía electrónica de programación, con la ayuda de estructuras de datos basadas en XML y HTML- junto con el programa, por ejemplo, en un flujo de transporte MPEG-2. MPEG-7 ha sido una norma desde 2001 pero tiene todavía que hacer su debut, por lo menos con el usuario final.

MPEG-21 fue transformado en una norma el 2003. Ha sido concebido pa-ra contener las herramientas y métodos para complementar todas las otras normas del MPEG. Esto también incluye las aplicaciones del usuario final, por ejemplo, vía Internet. No está claro que le ha ocurrido hasta ahora.

La radiodifusión, la multimedia y el Internet están convergiendo cada vez más y más. En radiodifusión, sin embargo, son posibles tasas de datos muy altas de punto a multipunto en los flujos de bajada, que alguna vez serán po-sibles por la Internet.

10.3 Interfaces Físicas para las Señales de Video Digital

Las señales SDTV analógicas (televisión de definición estándar) tienen un ancho de banda aprox. de 4.2 a 6 MHz y son transmitidas sobre líneas coaxia-les de 75 ohmios. Estos cables, que en la mayoría de los casos tienen forros verdes, tienen fijados conectores BNC en las aplicaciones profesionales y en las aplicaciones del consumidor. Cuando están terminados exactamente en 75 ohmios, la señal de video analógico tiene una amplitud de 1Vp-p. Las primeras interfaces para las señales de televisión digital fueron diseñadas como interfa-ces en paralelo, usando un conector Cannon de 25-pines, conocido de la inter-faz de impresora de la PC. Debido a su inmunidad al ruido, la transmisión se realiza en pares de líneas trenzadas con señalización diferencial de bajo volta-


je. Hoy, sin embargo, se está usando nuevamente la tecnología de 75 Ohm en la mayoría de los casos.

Tabla 10.4. Interfaz CCIR601 Paralelo y TS

Pin Señal Pin Señal 1 Reloj (Clock) 14 reloj Invertido (inverted clock) 2 Tierra del Sistema 15 Tierra del Sistema 3 601 data bit 9 (MSB)

TS data bit 7 (MSB) 16 601 inverted data bit 9 (MSB)

inverted TS data bit 7 (MSB) 4 601 data bit 8

TS data bit 6 17 inverted 601 data bit 8

inverted TS data bit 6 5 601 data bit 7













TS data valid 24 inverted 601 data bit 1

inverted TS data valid 12 601 data bit 0

TS packet sync 25 inverted 601 data bit 0

inverted TS packet sync 13 Tierra de la carcasa

(Case ground)

Las señales de video digital son transmitidas como una señal de datos se-

riales con una tasa de datos de 270Mb/s vía el cable coaxial de 75 ohmios con conectores BNC fijados en sus extremos, no haciendo ninguna distinción en-tre las señales de video sin compresión según la norma CCIR 601 y el flujo de transporte MPEG-2. Las rutas de distribución en el estudio son los mis-mos, los cables son los mismos, los amplificadores e ecualizadores de cables también son los mismos. Los ingenieros a menudo hablan de SDI o de TS-ASI. La interfaz física es la misma en ambos casos, sólo difiere el contenido. SDI (Serial Digital Interface - Interfaz Digital Serial) quiere decir la señal video digital serial sin compresión de la norma 601 con una tasa de datos de 270Mb/s. TS-ASI (Transport Stream Asynchronous Serial Interface – Inter-faz Asíncrona Serial del Flujo de Transporte) significa el flujo de transporte MPEG-2 sobre una interfaz serial, teniendo el flujo de transporte una tasa de datos que es incomparablemente menor que la tasa de datos en este enlace de transmisión serial. La tasa de datos del flujo de transporte es asíncrona a una

10 - 9

tasa de datos constante de 270Mb/s en la interfaz TS-ASI. Si, por ejemplo, el flujo de transporte tiene una tasa de datos de 38Mb/s, se emplea información de relleno para llegar a la tasa de datos de 270Mb/s. La razón para trabajar con 270Mb/s constantes es clara: En los estudios, es deseable tener trayectos de distribución uniformes para las señales 601 y para los flujos de transporte del MPEG-2.

10.3.1 CCIR 601 Paralelo y Serie Las señales de video sin compresión SDTV tienen una tasa de datos de

270 Mb/s. Estas son distribuidas como señales en paralelo vía un par de líneas trenzados o en serie vía un cable coaxial de 75 ohmios. La interfaz equivalen-te es el conocido conector Cannon de 25 pines, también conocido como inter-faz para impresora. Las señales son del tipo LVDS (Low Voltage Differential

Signaling - señalización diferencial de bajo voltaje) que significa que los ni-veles usados son ECL, y no niveles TTL, como niveles de voltaje (± 800mV). Además, porque cada bit de datos, también es transmitido el bit invertido de datos en razón de mantener el nivel de ruido tan bajo como sea posible sobre las líneas trenzadas. La tabla 10.4 muestra la asignación de los 25-pines de la interfaz en paralelo. También es mostrada la ubicación compatible del flujo de transporte de la interfaz paralela del MPEG-2. En la mayoría de los casos, sin embargo, sólo es usada hoy la interface serie CCIR 601. También es lla-mada la Interfaz Digital Serie (SDI) y usa un conector BNC de 75-ohmios con un nivel de voltaje de 800mVpp. En contraste con la interfaz paralela, las señales pueden ser distribuidas sobre relativamente grandes distancias si se usan ecualizadores de cable.

10.3.2 Interfaz Paralela Sincrónica del Flujo de Transporte (TS Parallel)

La interfaz del flujo de transporte MPEG2 en paralelo está diseñada para ser totalmente compatible con la interfaz en paralelo CCIR 601, las señales son también señales LVDS, es decir señales con niveles ECL las cuales son transmitidas con niveles balanceados sobre pares trenzados. El conector es también un conector Cannon de 25 pines con asignaciones de sus pines com-patibles con la interfaz CCIR 601. Las ubicaciones de los pines de la señal de datos, la cual es de sólo 8 bits de ancho en contraste con la señal CCIR 601, puede ser encontradas en la tabla de la sección previa.


Fig. 10.3. Conector TS en paralelo

Fig. 10.4. Formato de transmisión con paquetes de 188 bytes [DVG]

El flujo de los datos transmitido vía la interfaz del flujo de transporte (Fig. 10.3, 10.4, 10.5) es siempre síncrono con el flujo de transporte MPEG-2 a ser transmitido, es decir si el flujo de transporte tiene una tasa del datos de, por ejemplo, 38Mb/s, la tasa de los datos será, aquí también, de 38Mb/s. El flujo de transporte permanece sin cambios.

Sin embargo, la interfaz del flujo de transporte puede ser operada con pa-quetes de longitud de 188-bytes o paquetes de flujo de transporte MPEG-2 de 204-bytes ó 208-bytes de longitud debidos a la protección de errores Reed Solomon de las señales DVB o ATSC sobre el enlace de transmisión. En la interfaz de flujo de transporte, sin embargo, cualquier dato yendo más allá de los 188 bytes son sólo bytes mudos y su contenido puede ser ignorado. Mu-chos dispositivos pueden ser configurados con estos paquetes de varias longi-tudes o tienen la capacidad de manejar todos los formatos.

Fig. 10.5. Formato de transmisión con paquetes de 188 bytes y 16 bytes mudos (=204 Bytes) [DVG]

13

25 14

1

10 - 11

10.3.3 Interfaz Serial Asíncrona del Flujo de Transporte (TS ASI)

La Interfaz Serial Asíncrona del flujo de transporte (Fig. 10.6.) es una in-terfaz con una tasa de datos constante de 270Mb/s. Los bytes de datos (8 bits) serán transmitidos vía esta interfaz a una tasa máxima de 270Mb/s, es decir la tasa de datos sobre esta interfaz no es sincrónica con el flujo de transporte real del MPEG-2 sino que siempre es una constante de 270Mb/s. La ventaja de esto, sin embargo, es que el mismo sistema de distribución puede ser usa-do con el SDI. Cada byte es suplementado por 2 bits adicionales de acuerdo con la tabla estandarizada. Por un lado, esto identifica los bytes de datos (los bytes mudos) los cuales son irrelevantes pero necesarios para llegar a la tasa de datos de 270Mb/s y, por otro lado, esto previene la ocurrencia de un com-ponente de CC (Corriente Continua) en la señal serie.

El conector es BNC con una impedancia de 75Ω. El nivel es 800mV (±10%).

Fig. 10.6. TS ASI

Caracter especial K28.5 0011111010 1100000101

TSB = Transport stream byte TSP = Transport stream packet

Fig. 10.7. TS ASI en modo Byte Simple (arriba) y en modo Ráfaga (abajo)


La interfaz TS ASI puede ser operada en dos modos: Modo de Ráfaga, en que los paquetes del TS permanecen inalterados en ellos y se insertan paque-tes mudos para lograr la tasa de datos de 270Mb/s, y en Modo de Byte Sim-ple, en el cual son insertados bytes mudos para proveer un "relleno" a la tasa de datos de salida de 270Mb/s.

Bibliografía: [GRUNWALD], [DVG], [DVMD], [DVQ], [FISCHER4], [ITU601], [REIMERS], [TAYLOR], [MPEG4]

11 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2

Con la introducción de televisión digital, ni las esperanzas de los usuarios ni los miedos de los fabricantes de instrumentos de prueba fueron confirma-das: hay todavía una gran necesidad por instrumentos de prueba para televi-sión digital, pero de un tipo diferente. Donde había principalmente analizado-res de video para evaluar las líneas de prueba de banda base en la señal de televisión analógica, en la TV digital se están usando principalmente decodi-ficadores de prueba MPEG-2. A lo largo del mundo, tomar las medidas direc-tamente en el flujo de transporte se ha vuelto la tecnología de prueba de TV digital más importante con respecto a la producción y demanda. Así, en algu-nos países, en casi cada sitio de transmisión de redes DVB-T, se analiza y se supervisa, por medio de un decodificador de prueba MPEG-2, cada flujo de transporte MPEG-2 a ser transmitido.

La entrada de un decodificador de prueba MPEG-2 puede ser una interfaz paralela MPEG-2 de 25-pines o una en serie T-ASI con un conector BNC, o ambas al mismo tiempo.

El analizador MPEG-2 consta de los bloques esenciales del circuito deco-dificador MPEG-2, el analizador MPEG-2 - normalmente un procesador de señal - y una computadora de control que adquiere todos los resultados, los despliega en la pantalla y realiza y maneja toda la operación y las funciones de control. Un decodificador de prueba es capaz de decodificar todas las se-ñales de video y de audio contenidas en el flujo de transporte y de realizar numerosos análisis y medidas en la estructura de datos. El análisis del flujo de transporte MPEG-2 es un tipo especial de análisis lógico.

El Grupo de Medidas en el Proyecto DVB ha definido numerosas medi-ciones en el flujo de transporte MPEG-2 dentro de sus Pautas de Medición ETR 290. Estas medidas se describirán en más detalle en los siguientes capí-tulos. Según la ETR 290, los errores a ser detectados por medio de estas me-didas se graduaron en tres niveles de prioridad: Prioridad 1, 2 y 3.

Errores en el flujo de transporte MPEG-2:

Prioridad 1 - ninguna decodibilidad

Prioridad 2 - decodibilidad parcial

Prioridad 3 - errores en la información suplementaria / Información de Servicio (SI)

Si existe un error de Prioridad 1, no hay, a menudo, ninguna oportunidad para enganchar con el flujo de transporte o incluso para decodificar un pro-

11 - 2 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2

grama. En contraste, Prioridad 2 significa que aquí no es posible, en parte, reproducir un programa perfectamente. La presencia de un error de categoría 3, por otro lado, sólo indica errores en la transmisión de la información de servicio DVB. Los efectos son entonces dependientes de cómo reaccione la caja usada.

Aparte de los errores de categoría 3, todas las mediciones también pueden aplicarse a la norma americana ATSC dónde pueden hacerse análisis compa-rables en las tablas PSIP.

Las medidas en el flujo de transporte MPEG-2 están definidas en las Pau-tas de Medición DVB ETR 290:

Tabla 11.1. Mediciones en MPEG-2 según ETR290 / TR 101290 [ETR290]

Medición Prioridad

TS_sync_loss 1 Sync_byte_error 1 PAT_error 1

PMT_error 1

Continuity_count_error 1

PID_error 1

Transport_error 2

CRC_error 2 PCR_error 2

PCR_accuracy_error 2 PTS_error 2

CAT_error 2

SI_repetition_error 3

NIT_error 3 SDT_error 3

EIT_error 3

RST_error 3

TDT_error 3

PID_indefinido 3

11.1 Pérdida de Sincronización (TS_sync_loss)

El flujo de transporte MPEG-2 consiste en paquetes de datos de 188-bytes de longitud compuestos de 4-bytes de encabezado y 184-bytes de carga útil.

11 - 3

El primer byte del encabezado es la sincronización o byte de sincronización que siempre tienen el valor 0x47 y ocurre a los intervalos constantes de 188 bytes. En casos especiales, también es posible un espaciado de 204 ó 208 bytes, a saber, cuando los datos llevan protección de error Reed Solomon según DVB o ATSC respectivamente. Los 16 ó 20 bytes adicionales son by-tes mudos y simplemente pueden ignorarse. De todos modos, no hay ninguna información útil presente ya que el codificador y el decodificador Reed So-lomon no representan el primero o, respectivamente, el último elemento del eslabón de la transmisión sino la unidad de dispersión de energía, y así cual-quiera de los bytes de protección de error Reed Solomon presentes no enca-jarían en el paquete de flujo de transporte real. Según DVB, la sincronización se logra después de que se hayan recibido 5 bytes de sincronización sucesivos a los intervalos correctos y con el contenido correcto. Cuando se hayan perdi-do 3 bytes de sincronización o paquetes de flujo de transporte sucesivos, el decodificador MPEG-2 o el dispositivo de transmisión correspondiente per-derá nuevamente el enganche.

Byte de

Sinc.


transporte






8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado



Fig. 11.1. TS_sync_loss

El estado de pérdida de sincronización del flujo de transporte, que puede ocurrir debido a una interferencia severa o; simplemente, debido a una caída de la red, se denomina “TS_sync_loss” (Fig. 11.1.).

El “TS_sync_loss” ocurre cuando:

el contenido de los bytes de sincronización de por lo menos 3 paquetes de flujo de transporte exitosos no es igual a 0x47.

Las condiciones de sincronización (adquisición de enganche, pérdida de enganche) puede ser ajustados en los decodificadores de prueba.


PMTPID = (...PAT)Tabla ID = 2

Tabla de Mapeo de Programa

PMTPID = (...PAT)Tabla ID = 2

Tabla de Mapeo de Programa

PATPID = 0

Tabla ID = 0Tabla de

Asociación de Programa

ES de Video

ES de Audio

PID

PID

PID

PID

Fig. 11.2. Errores de la PAT y la PMT

11.2 Bytes de Sincronización Errados (Sync_byte_error) Como se explicó en el capítulo anterior, se considera que el estado de sin-

cronización con el flujo de transporte es la recepción de por lo menos 5 bytes de sincronización correctos. La pérdida de sincronización ocurre después de la pérdida de 3 bytes de la sincronización correctamente recibidos. Sin em-bargo, los bytes de la sincronización incorrectos pueden ocurrir ocasional-mente aquí y allá en el flujo de transporte debido a problemas en el enlace de la transmisión. Este estado, causado en la mayoría de los casos por demasia-dos errores de bit, se llama “sync_byte_error” (Fig. 11.2.).

El "sync_byte_error" ocurre cuando:

el contenido de un byte de la sincronización en el encabezado del flujo de transporte no es igual a 0x47.

11.3 Tabla de Asociación de Programa (PAT) Perdida o Errada (PAT_error)

La estructura del programa, es decir, la composición del flujo de transpor-te MPEG-2 es variable o, en otras palabras, abierta. Por esta razón, se trans-miten listas para describir la composición del flujo de transporte actual en paquetes especiales de los TS en el flujo de transporte. La más importante de éstas es la Tabla de Asociación de Programa (PAT) qué siempre se transmite en los paquetes del flujo de transporte con PID=0 y Tabla_ID=0. Si esta tabla está perdida o errada, la identificación, y la posterior decodificación, de los

11 - 5

programas se torna imposible. En la PAT, se transmiten los PIDs de todas las Tablas de Mapeo de Programa (PMTs) de todos los programas. La PAT con-tiene la información del puntero a muchos PMTs. Una caja decodificadora encontrará toda la información básica necesaria en la PAT.

Una PAT perdida, o que se transmite cifrada, que está errada o que no se transmite frecuentemente llevará a un mensaje de error “PAT_error”. La PAT debe transmitirse libre de errores y descifrarse cada 500 ms como máximo.

Un error de PAT ocurre cuando:

la PAT se pierde, la tasa de repetición es mayor que 500 ms, la PAT está cifrada, la ID de la tabla en una PAT no es cero. No se verifican detalles en la PAT en ese lapso.

11.4 Tabla de Mapeo de Programa (PMT) Perdida o Errada (PMT_error, Prioridad 1)

Para cada programa, una Tabla de Mapeo de Programa (PMT) se transmite a intervalos máximos de 500 ms. Las PIDs de las PMTs se listan en la PAT. La PMT contiene las respectivas PIDs de todos los flujos elementales perte-necientes a este programa. Si una PMT referida en la PAT está perdida, no hay ninguna manera que la caja o decodificador encuentre los flujos elemen-tales, los demultiplexe y los decodifique. Una PMT listada en la PAT que esté perdida, errada o cifrada llevará al mensaje de error “PMT_error”.

Un PMT_error ocurre cuando:

una PMT listada en la PAT está perdida, una sección de la PMT no es repetida, a más tardar, después de 500 ms, una PMT está cifrada, la ID de la tabla PMT no es 2. No se verifican detalles en la PMT.

Como cualquier otra tabla, las PMTs pueden también ser divididas en sec-ciones. Cada sección empieza con la Tabla_ID=2 y con una PID, especificado en la PAT, de entre 0x0010 y 0x1FFE según MPEG-2 y entre 0x0020 y 0x1FFE según DVB. La PID 0x1FFF está reservada para los paquetes nulos.


11.5 PID_Error

Las PIDs de todos los flujos elementales de un programa están contenidas en la tabla de mapeo de programa (PMT) asociada. Las PIDs son los punteros a los flujos elementales: se usan para el acceso dirigido a los paquetes corres-pondientes del flujo elemental a ser decodificado. Si una PID es listada en alguna PMT pero no está contenida en ningún paquete del flujo de transporte, no hay manera de que el decodificador MPEG-2 acceda al flujo elemental correspondiente ya que ahora no está contenido en el flujo de transporte o ha sido multiplexado con información errada en la PID. Esto es lo que uno po-dría llamar un “error clásico de PID”. El límite de tiempo para la tasa de repe-tición esperada de los paquetes de transporte que tienen una PID particular debe fijarse de acuerdo con la aplicación durante la medición. En cualquier caso, esto normalmente está en el orden de magnitud de medio segundo pero es una cantidad determinada por el usuario.

Byte de

Sinc.

Indicador de error de transporte

Indicador de inicio de la unidad de Carga

Útil

Prioridad de

TransportePID

Control de Cifrado del Transporte


Contador de

Continuidad

8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado



ES de Audio

ES de VideoPMT

PID=(...PAT)Tabla ID = 2

Tabla de mapeo de programa

PID

PID

Fig. 11.3. PID_error

Un PID_error (Fig. 11.3.) ocurre cuando:

los paquetes del flujo de transporte con una PID referida en una PMT no están contenidos en el flujo de transporte o

si su tasa de repetición excede un límite definido por el usuario que normalmente es del orden de magnitud de 500ms.

11 - 7

11.6 Continuity_Count_Error

Cada paquete del flujo de transporte MPEG-2 contiene en el encabezado de 4-bytes de largo un contador del 4-bits que continuamente cuenta de 0 a 15 y arranca de nuevo en cero después de un overflow (excede el límite - módulo contador por 16). Sin embargo, cada paquete del flujo de transporte de cada PID tiene su propio contador de continuidad, es decir, los paquetes con una PID=100 tienen un contador diferente al de los paquetes con una PID=200. El propósito de este contador es permitir el reconocimiento de paquetes del flujo de transporte perdidos o repetidos de la misma PID para llamar la atención sobre cualquier problema del multiplexor.

Byte de

Sinc.


transporte






8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado



Fig. 11.4. Contador de Continuidad

Tales problemas también pueden aparecer como resultado del re-multiplexado erróneo o, esporádicamente, debido a los errores de bits en la cadena de transmisión. Aunque MPEG-2 permite discontinuidades en el flujo de transporte, ellas deben indicarse en el campo de adaptación, por ejemplo, después de una interrupción (indicador de discontinuidad = 1). En el caso de paquetes cero (PID=0x1FF), por otro lado, se permiten las discontinuidades y no se verifican.

Un continuity_error ocurre cuando:

el mismo paquete del TS se transmite dos veces sin que una disconti-nuidad sea indicada, o

si un paquete se pierde (cuenta incrementada por 2) sin que una discon-tinuidad sea indicada, o que

la secuencia de paquetes esté completamente errada. Nota: La manera en que un decodificador MPEG-2 reacciona a un error de

contador de continuidad cuando la secuencia de paquete es, de hecho, correc-ta depende del decodificador y del chip decodificador usado en él.


11.7 Transport_Error (Prioridad 2)

Cada paquete del flujo de transporte MPEG-2 contiene un bit llamado In-dicador de Error de Transporte que sigue inmediatamente después del byte de sincronización. Este bit marca cualquier paquete del flujo de transporte errado en el extremo receptor. Durante la transmisión, los errores de bit pueden ocu-rrir debido a varios tipos de influencias. Si la protección de error (al menos Reed-Solomon en DVB y ATSC) ya no es capaz de reparar todos los errores en un paquete, este bit es fijado. Este paquete ya no puede ser utilizado por el decodificador MPEG-2 y debe desecharse.

Un transport_error (Fig. 11.5.) ocurre cuando:

el bit indicador de error de transporte en el encabezado del TS está puesto a 1.

Byte de

Sinc.


transporte






8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado



Fig. 11.5. Transport_error

11.8 Error de Verificación de Redundancia Cíclica

Durante la transmisión, todas las tablas en el flujo de transporte MPEG-2, ya sean las tablas PSI u otras tablas privadas según DVB (tablas SI) o según ATSC (tablas PSIP), están protegidas por un checksum (suma de verificación) CRC. Tiene 32 bits de largo y se transmite al final de cada sector. Así, cada sector, que puede estar compuesto de muchos paquetes del flujo de transpor-te, es protegido adicionalmente. Un error de CRC ha ocurrido si estos totales de control no coinciden con el contenido de la sección real de la tabla respec-tiva. El decodificador MPEG-2 debe desechar el contenido de esta tabla y esperar a que esta sección sea repetida. Un error de CRC es causado, en la mayoría de los casos, por interferencia en la cadena de transmisión. Si una caja o decodificador fueran a evaluar tales secciones de tabla erradas podría “confundirse”.

11 - 9

Un CRC_error (Fig. 11.6.) ocurre cuando:

una tabla (PAT, PMT, CAT, NIT, ...) en una sección tiene una suma de verificación equivocada que no coincide con su contenido.

Carga Útil, parte de la tabla

Flujo de Transporte

ID de la tabla

1 byte

Indicador de inicio de la unidad de

carga útil = 1

PIDs especialesCRC de

verificación32 bits

Fig. 10.7. Error de Verificación de Redundancia Cíclica (CRC)

11.9 Error del Reloj de Referencia de Programa (PCR_Error, PCR_Accuracy)

Todos los procesos de codificación al extremo del codificador MPEG-2 se derivan de un reloj de referencia de 27MHz. Este oscilador del reloj de 27MHz se acopla a un contador de 42-bit que proporciona el Reloj de Tiempo del Sistema (STC). Para cada programa, se usa un reloj de tiempo del sistema (STC) separado. Para poder enlazar el decodificador MPEG-2 a este reloj, se transmiten copias del tiempo del sistema del programa actual cada 40ms por programa en el campo de adaptación. La PMT del programa respectivo lleva la información sobre los paquetes de los TS en donde este tiempo del reloj puede ser encontrado.

Los valores de referencia STC se denominan la Referencia de Reloj de Programa (PCR). Estos son nada más que una copia de 42-bits del contador de 42-bits. El decodificador MPEG2 se enlaza a estos valores de PCR vía un PLL y deriva su propio reloj de sistema de ellos.

Si la tasa de repetición de los valores PCR es demasiado lenta, puede ser debido al hecho que el PLL del receptor tiene problemas para engancharse a él. MPEG-2 especifica que el intervalo máximo entre dos valores PCR no debe exceder un período de 40ms. Según las Pautas de Medición DVB, un PCR_error ha ocurrido si este tiempo se excede.

Los valores de tiempo del PCR con respecto a otro también deben ser rela-tivamente exactos, es decir no debe haber ninguna convulsión. La convulsión


puede ocurrir, por ejemplo, si los valores de PCR no se corrigen, o se corri-gen inexactamente, durante el re-multiplexado.

Si la convulsión del PCR excede de ±500ns, ha ocurrido un PCR_accuracy_error. La convulsión de PCR frecuentemente se encuentra en el rango de ±30μs que puede ser manejado por muchas cajas decodificadoras, pero no por todas. La primera indicación que la convulsión de PCR es dema-siado grande es una imagen en blanco y negro en lugar de una en color. El efecto real, sin embargo, depende de cómo se conecte la caja al receptor de TV. Una conexión RGB (p.e. vía un cable A/V SCART) es ciertamente me-nos crítica que una conexión de cable de video compuesto.

Un PCR_error ocurre cuando:

la diferencia entre dos valores sucesivos de PCR de un programa es mayor que 100ms y no se indica discontinuidad en el campo de adapta-ción, o

el intervalo de tiempo entre dos paquetes con valores de PCR de un programa es mayor que 40ms.

Un PCR_accuracy_error ocurre cuando

la desviación entre los valores de PCR es mayor que ±500ns (convul-sión del PCR).

EncabezadoCampo de adaptación

opcional

PCR

Fig. 11.7. Valor del PCR

11.10 Error en la Marca de Tiempo de Presentación (PTS_Error)

La Marca de Tiempo de Presentación (PTS) transmitida en los encabeza-dos del PES contiene un ítem de información de tiempo de 33-bits de largo acerca del tiempo preciso de presentación. Estos valores se transmiten en ambos flujos elementales de video y de audio y se usan, por ejemplo, para la sincronización de voz entre el video y el audio. Los valores de PTS se derivan del reloj de tiempo de sistema (STC) qué tiene una anchura total de 42 bits pero en este caso sólo se usan los 33 MSBs (bits más significativos). El espa-cio entre dos valores de PTS no debe ser mayor que 700ms para evitar un error de PTS.

11 - 11

Un PTS_error ocurre cuando:

el espacio entre dos valores PTS de un programa es mayor que 700ms.

Carga útil PES

EncabezadoPES

PTS = Marca de Tiempo de Presentación

Fig. 11.8. Valor del PTS en el encabezado del PES

Aunque los errores de PTS reales sólo ocurren raramente, ocurre muy fre-cuentemente una falla perceptible de sincronización de voz entre el video y el sonido. En la práctica, las causas de esto son difíciles de descubrir e identifi-car durante una transmisión y puede ser atribuida ya sea a antiguos chips MPEG-2 o a codificadores MPEG-2defectuosos. La medición directa de sin-cronización de voz debería ser un parámetro de prueba importante.

11.11 Error en la Tabla de Acceso Condicional (CAT_Error)

Un paquete de flujo de transporte MPEG-2 puede contener datos cifrados pero sólo la parte de la carga útil debe ser cifrada y nunca el encabezado o el campo de adaptación. Una parte de la carga útil cifrada se marca con dos bits especiales en el encabezado de los TS, los bits de Control de Transporte Ci-frado. Si se ponen ambos bits a cero, no hay ningún cifrado. Si alguno de los dos no es cero, la parte de la carga útil está cifrada y se necesita una Tabla de Acceso Condicional (CAT) para el descifrado. Si ésta se pierde o sólo apare-ce ocasionalmente, ocurre un CAT_error. La CAT tiene un 1 como PID y también un 1 como Tabla_ID. Excepto por la EIT, en el caso de la transmi-sión de una guía del programa, ninguna de las tablas DVB debe cifrarse.

Un CAT_error ocurre cuando:

se ha encontrado un paquete cifrado de los TS pero no se está transmi-tiendo ninguna CAT,

se ha encontrado una CAT por medio de PID=1 pero la ID de la tabla no es igual a 1.


Byte de

Sinc.


transporte


Prioridad de Transporte PID

Control de Cifrado del Transporte



8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado



Valor(binario)

Descripción

00 Ningún dato encriptado contenido en el paquete

01, 10, 11 Definido por el usuario

CATPID = 1

Tabla_ID = 1Tabla de Acceso

Condicional

Fig. 11.9. CAT_error

11.12 Error de la Tasa de Repetición de Información de Ser-vicio (SI_Repetition_Error)

Todas las tablas MPEG-2 y DVB (PSI/SI) deben ser repetidas regularmen-te a intervalos mínimos y máximos. Las tasas de repetición dependen del tipo de tabla respectivo.

El mínimo intervalo de tiempo de la tasa de repetición de la tabla (Tabla 11.2.) es normalmente poco más o menos 25ms y el máximo está entre 500ms y 30s o hasta infinito.

Tabla 11.2. La PSI/SI Tabla de Tiempo de Repetición

Información de servicio

Intervalo Máximo. (tabla completa)

Intervalo Mínimo. (secciones individuales)

PAT 0.5 s 25 ms CAT 0.5 s 25 ms PMT 0.5 s 25 ms NIT 10 s 25 ms SDT 2 s 25 ms BAT 10 s 25 ms EIT 2 s 25 ms RST - 25 ms TDT 30 s 25 ms TOT 30 s 25 ms

11 - 13

Un SI_repetition_error ocurre cuando:

el intervalo de tiempo entre las tablas de SI es demasiado largo, el intervalo de tiempo entre las tablas de SI es demasiado corto,

Los valores límite dependen de las tablas.

Puesto que no todos los flujos de transporte contienen todos los tipos de tablas, el decodificador de prueba debe ser capaz de activar o de desactivar los valores límites.

11.13 Supervisión de las Tablas NIT, SDT, EIT, RST y TDT/TOT

Además de las tablas PSI del estándar MPEG-2, el Grupo DVB ha especi-ficado las tablas NIT, SDT/BAT, EIT, RST y SI TDT/TOT.

El Grupo de Mediciones DVB reconoció que la presencia de estas tablas necesitaba ser supervisada, así como su tasa de repetición y la correcta identi-ficación. Esto no incluye la comprobación de la consistencia, es decir, el con-tenido de las tablas. Una tabla SI se identifica por medio de la PID y su ID de tabla. Esto es porque hay algunas tablas que tienen la misma PID y pueden así reconocerse sólo por la ID de la tabla (SDT/BAT y TDT/TOT).

Tabla 11.3. Las Tablas SI

Información de servicio

PID [hex]

Tabla_id [hex] Intervalo Máximo.(s)

NIT 0x0010 0x40, 0x41, 0x42, 10

SDT 0x0011 0x42, 0x46 2 BAT 0x0011 0x4A 10 EIT 0x0012 0x4E a 0x4F,

0x50 a 0x6F 2

RST 0x0013 0x71 - TDT 0x0014 0x70 30 TOT 0x0014 0x73 30 ST 0x0010 a

0x0013 0x72 -

Un NIT_error, SDT_error, EIT_error, RST_error o TDT_error ocurre cuando:


un paquete correspondiente es contenido en el TS pero tiene el índice de la tabla equivocado,

el intervalo de tiempo entre dos secciones de estas tablas SI es dema-siado largo o demasiado corto.

11.14 PIDs Indeterminados (Unreferenced_PID)

Todos los PIDs contenidos en el flujo de transporte son transferidos al de-codificador MPEG-2 vía la PAT y las PMTs. Están también las tablas PSI/SI. Sin embargo, es absolutamente posible que el flujo de transporte contenga paquetes del TS cuya PID no se indique por este mecanismo, las denomina-das un-referenced PIDs. Según DVB, una PID indeterminada o no referen-ciada puede permanecer allí sólo por medio segundo durante un cambio de programa.

Byte de

Sinc.


transporte






8 1 1 1 13 2 2 4 bit

Encabezado

188 bytesEncabezado



Fig. 11.10. PID indeterminado

Una unreferenced_PID (Fig. 11.10.) ocurre cuando:

un paquete que tiene una PID desconocida es contenida en el flujo de transporte y no está referenciada dentro de una PMT después de por lo menos medio segundo.

11.15 Error en la Transmisión de la Información de Servi-cios Adicionales

Según DVB, aparte de la información usual, la información de servicios adicionales (SI_other) puede ser transmitida por otros canales. Éstas son las tablas NIT_other, SDT_other y EIT_other.

11 - 15

Las tablas SI_other (vea la tabla 11.4.) pueden ser reconocidas de las PIDs e IDs de tabla en la tabla siguiente, que también lista los límites de tiempo.

Tabla 11.4. SI Other

Información de Servicio

ID de la Tabla

Intervalo Máximo (tabla completa)

Intervalo Mínimo (secciones individuales)

NIT_OTHER 0x41 10s 25ms SDT_OTHER 0x46 2s 25ms EIT_OTHER 0x4F, 0x60 al

0x6F 2s 25ms

Un SI_other_error ocurre cuando:

el intervalo de tiempo entre las tablas SI_other es demasiado largo, el intervalo de tiempo entre las tablas SI_other es demasiado corto.

11.16 Otros Errores en las NIT, SDT y ElT

Además de supervisar integralmente las 3 tablas SI_other, también pueden supervisarse individualmente:

Un NIT_other_error, SDT_other_error, EIT_other_error ocurre cuando:

el intervalo de tiempo entre las secciones de estas tablas es excesivo.

11.17 Supervisión de un Flujo de Transporte MPEG-2 Com-patible con ATSC

Según las Pautas de Medición DVB, las siguientes mediciones pueden hacerse sin cambios en un flujo de transporte MPEG-2 compatible con ATSC:

TS_sync_error

Sync_byte_error

PAT_error

Continuity_count_error

PMT_error

PID_error

Transport_error

CRC_error

PCR_error

PCR_accuracy_error


PTS_error

CAT_error

Sólo es necesario adaptar todas las mediciones de Prioridad 3 a las tablas PSIP (PSIP_error, PSIP_repetition_error).

Fig. 11.11. Analizador MPEG-2, Rohde&Schwarz. DVM400 (izq.), DVM100 (der.)

Bibliografía: [TR100290], [DVMD], [DVM]

12 Análisis de la Calidad de Imagen en las Señales de TV Digital

La calidad de la imagen de las señales de TV digital está sujeta a efectos e influencias bastante diferentes a las de las señales de TV analógicas. Mientras que los efectos del ruido se manifiestan directamente como „nieve‟ o „lluvia„ en la imagen de las señales de TV analógica, éstos producen inicialmente sólo un aumento en la tasa del error del canal en la TV digital. Sin embargo, debi-do a la protección de error incluida en la señal, la mayoría de los errores de bit pueden repararse dentro de un cierto límite y no llegan a ser notorios en la imagen o el sonido. Si la ruta de la transmisión para la televisión digital es demasiado ruidosa, la transmisión se corta abruptamente (efecto „pared‟, también llamado „caída al abismo'). En la televisión digital, la distorsión line-al o la no-lineal no producen ningún efecto directo en la calidad de la imagen o el sonido pero, en un caso extremo, también conllevan a una interrupción de la transmisión. La TV digital no requiere de líneas VITS (Vertical Interval

Test Signal - señal de prueba en el intervalo vertical) para detectar distorsión lineal y no-lineal o líneas a nivel de negro para medir el ruido, tampoco se proveen ya que éstos no producirían ningún resultado en la prueba de la ca-dena de transmisión. No obstante, la calidad de imagen todavía puede ser buena, mala o indiferente pero ahora necesita ser clasificada de otra manera y detectada por medios diferentes.

Esencialmente, hay dos fuentes que pueden perturbar la transmisión del video y que pueden causar efectos de interferencia de un tipo diferente:

el codificador MPEG-2, o a veces también el multiplexor, y la cadena de transmisión del modulador al receptor. El codificador MPEG-2 tiene un efecto directo en la calidad de la imagen

debido a la severa compresión impuesta por él. La cadena de transmisión introduce efectos de interferencia produciendo errores de bit del canal que se manifiestan como efectos de grandes bloques, como áreas de imagen o cua-dros congelados o como una pérdida completa de la transmisión. Si la com-presión del codificador MPEG2 es demasiado grande, causa bloques de áreas de imagen borrosas. Todos estos efectos se llaman simplemente „bloques‟ o „cuadriculado‟. En esta sección se explica y analiza cómo se producen los efectos causados por la codificación de video MPEG-2.

Todos los algoritmos de compresión de video trabajan en bloques, es de-cir, inicialmente la imagen está, en la mayoría de los casos, dividida en blo-ques de 8x8 píxeles. Cada uno de estos bloques se comprime individualmente en una magnitud mayor o menor, independientemente de los otros bloques. En el caso de MPEG, la imagen es adicionalmente dividida en 16x16 píxeles

12 - 2 Análisis de Calidad de Imagen en Señales de TV Digital

llamados macro-bloques que forman la base para la codificación inter-cuadro. Si la compresión es excesiva, los límites del bloque se hacen visibles y el cuadriculado ocurre. Hay discontinuidades entre los bloques en la señal de luminancia y crominancia y éstos son perceptibles. Con una compresión pre-determinada, la cantidad de cuadriculado en una imagen también depende, entre otras cosas, del material de la imagen. Algunas imágenes de la fuente pueden comprimirse sin problemas y casi sin errores con una tasa de datos baja, mientras que otro material puede producir fuertes efectos de cuadricula-do cuando es comprimido. Fuentes de imágenes animadas simples para la compresión de imágenes en movimiento son, por ejemplo, escenas con pe-queños desplazamientos y poco detalle. Los dibujos animados, así como pelí-culas clásicas, pueden comprimirse sin pérdida de calidad con relativamente pocos problemas. La razón para esto, entre otras cosas, es que no hay movi-miento entre el primer y segundo campo. Además, las estructuras de imagen son relativamente toscas en los dibujos animados. Las fuentes más críticas son los programas deportivos, y esto, a su vez, depende del tipo de deporte. Por su naturaleza, los programas de Fórmula-1 son más difíciles de compri-mir sin interferencia que los programas involucrados con el deporte de los genios, el ajedrez. Además, sin embargo, la calidad de la imagen depende del codificador MPEG-2 y los algoritmos usados en él. En años recientes, la cali-dad de imagen ha mejorado notoriamente en este terreno. La Fig. 12.1. mues-tra un ejemplo de cuadriculado.

Aparte del cuadriculado, la imagen excesivamente comprimida muestra también las estructuras DCT, es decir, la interferencia de patrón ocurre repen-tinamente en la imagen.

El factor invariable es que siempre es el codificador MPEG-2 el responsa-ble de tales efectos de interferencia. Aunque es difícil, la medición de la cali-dad de imagen, buena o mala causada por los procesos de compresión, puede hacerse. Claro, la calidad del imagen nunca será medida 100% - hay siempre un poco de subjetividad involucrada. Incluso los llamados analizadores obje-tivos de calidad de video son calibrados por personal de prueba que usan pruebas subjetivas. Por lo menos, esto se aplica a analizadores que no usan una señal de referencia para la valoración de calidad, pero en la práctica no hay ninguna señal de referencia con la que la señal de video comprimida podría compararse. El requisito de que debe ser posible usar señales de refe-rencia es poco realista, por lo menos con respecto a la comprobación de la transmisión.

El fundamento para todos los analizadores de calidad de video a lo largo del mundo - y no hay muchos - es la norma UIT-R BT.500. Esta norma des-cribe los métodos para el análisis de la calidad de video subjetivo dónde un grupo de personas de prueba analiza secuencias de video por su calidad de imagen.

12 - 3

Fig. 11.1. Efectos de Cuadriculado con Excesiva Compresión

12.1 Métodos para Medir la Calidad de Imagen

El Grupo de Expertos en Calidad de Video (VQEG – Video Quality Ex-

perts Group) en la UIT ha definido los métodos por evaluar la calidad de la imagen que luego han sido incorporados en la norma UIT-R BT.500 [UIT500].

En principio, existen dos métodos subjetivos para la valoración de la cali-dad de imagen por personas de prueba, a saber:

el método DSCQS (Double Stimulus Continual Quality Scale - Escala de Calidad Perenne de Estímulo Doble) y

el método SSCQE (Single Stimulus Continual Quality Evaluation - Evaluación de Calidad Perenne de Estímulo Único).

Ambos métodos difieren básicamente sólo en que un método hace uso de

una señal de video de referencia y el otro no tiene una señal de referencia. Se basan siempre en un análisis de calidad de imagen subjetivo por un grupo de personas de prueba que evalúan una tanda de imágenes de acuerdo con un procedimiento particular. Se intenta luego reproducir estos métodos subjeti-vos por medio de métodos objetivos en un instrumento de prueba realizando análisis de imagen en los macro-bloques y usando los algoritmos de adapta-ción.


12.1.1 Análisis Subjetivo de la Calidad de Imagen En el análisis subjetivo de la calidad de imagen, un grupo de personas de

prueba evalúa una tanda de imágenes (SSCQE) o compara una secuencia de imágenes después de la compresión con la original (DSCQS) y marca los conflictos en una escala de calidad entre 0 (Malo) y 100 (Excelente) por me-dio de un control deslizante. Las posiciones de los controles deslizantes son detectados por una computadora conectada a ellos que continuamente deter-mina (por ejemplo cada 0,5s) un valor medio de todas las marcas emitidas por las personas de prueba.

La secuencia de video proporcionará un valor de calidad de imagen versus el tiempo, es decir, un perfil de calidad de esta secuencia de video.

Fig. 12.2. Análisis Subjetivo de la Calidad de Imagen

12.1.2 Método de Escala de Calidad Perenne de Estímulo Doble - DSCQS

En el método de Escala de Calidad Perenne de Estímulo Doble, según UIT-R BT.500, un grupo de personas de prueba compara una tanda de video revisada o procesada con la tanda de video original. El resultado obtenido es un perfil de calidad comparativo de la secuencia de video revisada o procesa-da, es decir un valor de calidad de imagen de 0 (Malo) a 100 (Excelente) ver-sus el tiempo.

Por un lado, el método DSCQS requiere siempre de una señal de referen-cia pero, por otro lado, puede realizarse muy simplemente un análisis total-mente objetivo estableciendo la diferencia. En la práctica, sin embargo, habi-

12 - 5

tualmente no se proporciona una señal de referencia. No se pueden realizar mediciones en la cadena de transmisión usando este método. En el mercado hay instrumentos de prueba que remedan este método (Tektronix PQA).

12.1.3 Método de Evaluación de Calidad Perenne de Estímu-lo Único - SSCQE

Dado que el método de Evaluación de Calidad Perenne de Estímulo Único - SSCQE distribuye deliberadamente una señal de referencia, en la práctica este método es el más ampliamente usado. En este método, un grupo de per-sonas de prueba evalúa sólo la secuencia de video procesada y marca los con-flictos de 0 (Malo) a 100 (Excelente), qué también proporciona un perfil de la calidad de video versus el tiempo.

12.2 Análisis Objetivo de la Calidad de Imagen

En las secciones siguientes, se describe un método de prueba objetivo para evaluar el análisis de calidad de imagen de acuerdo con el método de Evalua-ción de Calidad Perenne de Estímulo Único. Un analizador de imagen digital, que opera de acuerdo con este método, puede proporcionar la pantalla mos-trada en la Fig. 12.3.

Fig. 12.3. Análisis Objetivo de la Calidad de Imagen con un Instrumento de Prueba [DVQ]

Ya que los artilugios relacionados a la DCT de una señal de video com-primida siempre son asociados con los „cuadriculados‟, un analizador de la imagen digital SSCQE intentará verificar la existencia de este cuadriculado en la imagen. Para poder realizar esto, los macro-bloques y los bloques deben analizarse en detalle.

En un procedimiento de prueba desarrollado por la Universidad Técnica de Brunswick (Alemania) y Rohde&Schwarz, se forman las diferencias entre los píxeles contiguos dentro de un macro-bloque. La diferencia de píxel signi-


fica que simplemente se substraen los valores de amplitud de píxeles adya-centes de la señal Y dentro de un macro-bloque, y también separadamente aquéllos de las señales Cb y Cr. Para cada macro-bloque se obtienen 16 dife-rencias de píxel por línea, por ejemplo para la señal de Y. Luego se analizan todas las 16 líneas. Lo mismo también se hace verticalmente, qué también proporciona 16 diferencias de píxel por columna para el macro-bloque de la señal Y. Este análisis es realizado para todas las columnas dentro del macro-bloque. La diferencia de píxel en las fronteras del bloque es aquí de especial importancia y será particularmente mayor en el caso del cuadriculado.

0 8 Posición del barrido i

Bordes de bloque

Bordes de macrobloque

AD(i=0)AD(i=1) . .AD(i=8) . . .AD(i=15)

AD(i)=

Fig. 12.4. Determinación de las Diferencias entre Píxeles dentro de un Macro-bloque [DVQ]

Las diferencias de píxel de todos los macro-bloques dentro de una línea se combinan luego sumándolos de tal manera que se obtengan 16 valores indivi-duales por línea (Fig. 12.4.). Después se suman también los 16 valores de diferencia de píxel de las líneas individuales dentro de un cuadro, producien-do 16 valores por cuadro como valores de diferencia de píxel. Esto, finalmen-te, proporciona la información sobre la diferencia media de píxel de 0 ...15 en las direcciones horizontal y vertical dentro de todo el macro-bloque. El mis-mo proceso es repetido para Cb y Cr, es decir, las señales diferencia de color.

Considerando las diferencias de píxel de una secuencia de video con bue-na calidad de imagen y una con calidad de imagen pobre, puede verse bastan-te claramente cómo este método de prueba objetivo evalúa las cantidades de calidad de imagen.

La Fig. 12.5. muestra claramente que las diferencias de amplitud de píxel en una secuencia de video “buena” están muy cercanas la una a la otra para todas las 16 diferencias de píxel dentro de los macro-bloques. En el ejemplo presente, todas están alrededor de 10 ...12.

En una secuencia de video con calidad “pobre” (pantalla inferior) con cuadriculado, puede verse que los bordes del macro-bloque exhiben saltos mayores, es decir las diferencias de píxel son mayores.

12 - 7

Dife

renc

ia P

rom

edio

Dife

renc

ia P

rom

edio

Número de Cuadro

Número de Cuadro

Fig. 12.5. Diferencias Promedio de Amplitud de Píxel en una Tanda de Video con Buena Calidad de Imagen (arriba, Secuencia de Jardín de Flores) y con Pobre Calidad (abajo, Jardín de Flores, codificada/decodificada en MPEG-2 a 2Mb/s)

Puede verse claramente que las diferencias de los píxeles N°0 y N°8, en la pantalla inferior, son evidentemente mayores que los valores de diferencia restantes. El N°0 corresponde al borde del macro-bloque y el N°8 correspon-den al límite del bloque dentro de un macro-bloque.

Claramente, este simple análisis de las diferencias de amplitud de píxel hace posible verificar la existencia del cuadriculado (Fig. 12.6.).

El valor de la prueba básico de un Analizador de Calidad de Video Digital por Rohde&Schwarz, para calcular la calidad del imagen de una secuencia de video codificada DCT, es el valor de prueba de calidad de imagen DVQL-U


(nivel de calidad de video digital no-ponderado / Digital Video Quality Level

- Unweighted). El DVQL-U se usa como el valor absoluto para la existencia de patrones de interferencia tipo cuadriculado dentro de un cuadro original. En contraste con el DVQL-W (nivel de calidad video digital ponderado - Digital Video Quality Level - Weighted), DVQL-U es una medida directa de estas interferencias tipo cuadriculado. Sin embargo, dependiendo del cuadro original, el valor de prueba no siempre está en correlación con la impresión de calidad de una observación subjetiva.

Número de Cuadro

Dife

renc

ia P

rom

edio

Fig. 12.6. Determinación de los Parámetros de Calidad de Imagen No-ponderado y la Actividad Espacial (SA) por las Diferencias de Píxel entre Macro-bloques

Para traer el valor de la prueba objetiva de la calidad de imagen más cerca a la calidad de imagen subjetivamente percibida, deben también tomarse en cuenta otras cantidades en la imagen en movimiento. Éstos son:

la actividad espacial (SA), y la actividad temporal (TA).

Esto es porque la actividad espacial y la temporal pueden hacer las estruc-

turas de bloqueo invisibles, es decir, pueden enmascararlas. Estos artilugios en la imagen no son, por consiguiente, fácilmente vistos por el ojo humano.

La actividad espacial es una medida de la existencia de estructuras finas en la imagen. Una imagen rica en detalle, es decir, una con muchas estructuras finas, exhibe una actividad espacial alta. Por otro lado, una imagen mono-cromática no estructurada correspondería a una actividad espacial de cero. La máxima actividad espacial teóricamente lograble ocurriría si un píxel blanco

12 - 9

siempre alternara horizontalmente y verticalmente con un píxel negro en un cuadro (un patrón de enrejado fino).

Fig. 12.7. Actividad Espacial Baja (izquierda) y Alta (derecha)

TiempoTiempo

Fig. 12.8. Actividad Temporal Baja (izquierda) y Alta (derecha)

Conjuntamente a la actividad espacial en la imagen, debe tenerse en cuen-ta la actividad temporal (TA). La actividad temporal es una medida imple-mentada del cambio (movimiento) en cuadros sucesivos. La máxima activi-dad temporal que puede lograrse teóricamente sería si todos los píxeles cam-biaran de negro a blanco o recíprocamente en los cuadros sucesivos. Concer-tadamente, una actividad temporal de 0 corresponde a una sucesión de cua-dros sin movimiento.

Los dos parámetros, SA y TA, deben ser incluidos al calcular la calidad video ponderada desde la no-ponderada DVQL (nivel de cuadriculado).

En un primer proceso, el nivel de calidad digital no-ponderado DVQL-U para las señales Y, Cb y Cr, la actividad espacial SA y la actividad temporal TA son determinados en el analizador de calidad de video digital antedicho.

El ponderado se realiza luego en un segundo proceso que toma en cuenta los factores subjetivos. La pantalla del analizador de calidad de video digital muestra ambos, el nivel de calidad de video digital – ponderado y no ponde-rado - y la actividad espacial y temporal. El analizador también puede detec-tar problemas de decodificación, aparte de la calidad de video: Estos proble-mas incluyen


congelamiento de la imagen (TA = 0). pérdida de la imagen (TA = 0, SA = 0), y pérdida del sonido.

Fig.12.9. Empleo del analizador de calidad de video digital

Los analizadores de calidad de video digitales son principalmente usados cerca de las etapas de codificación MPEG-2 ya que la transmisión no causa mayores efectos en la propia calidad de video. Naturalmente, tal analizador también detectará problemas de decodificación causados por errores de bit producidos por la cadena de transmisión. Subsecuentemente en muchos casos el operador de la red no es el proveedor del contenido, asimismo, también se encuentran a menudo los analizadores de calidad de video digital en las cabe-ceras de la red para que estén disponibles los parámetros de medida objetivos como base para cualquier discusión entre el operador de la red y proveedor del programa. Los analizadores de calidad de video digital también son de gran importancia en la comprobación de los codificadores MPEG-2.

Fig. 12.10. Analizador de calidad de video digital, Rohde&Schwarz [DVQ]

Bibliografía: [ITU500], [DVQ]

Proceso 1 Proceso 2 “ponderado” adaptación al método subjetivo

13 Fundamentos de la Modulación Digital

Para empezar, este capítulo establece un acercamiento a los métodos fun-damentales de la modulación digital. Después de este capítulo, también sería posible continuar, por ejemplo, en el campo de la tecnología de radio móvil (GSM, IS95 o UMTS) ya que el conocimiento básico discutido aquí se aplica en su conjunto al campo de la tecnología de comunicaciones y sus aplicacio-nes. Sin embargo, su principal objetivo es crear la base para los capítulos subsecuentes sobre DVB-S, DVB-C, COFDM, DVB-T, ATSC e ISDB-T. Por supuesto, los expertos pueden simplemente saltarse este capítulo.

13.1 Introducción

Durante mucho tiempo, la transmisión analógica de la información se ha efectuado por medio de la modulación de amplitud (AM) y la modulación de frecuencia (FM). La información a ser transmitida se impresiona sobre la portadora variando su amplitud, frecuencia o fase; este proceso es llamado modulación.

Para transmitir señales de datos, es decir, señales digitales, en aquellas épocas se empleaba el desplazamiento de amplitud o de frecuencia. Para transmitir un flujo de datos de por ejemplo 10Mb/s por medio del simple des-plazamiento de amplitud (ASK), se requiere un ancho de banda de por lo menos 10MHz si se usa un código de no-retorno-a-cero (NRZ). Según el teo-rema de Shannon, se requiere un ancho de banda correspondiente a por lo menos la mitad de la tasa de datos para la señal banda base NRZ. Usando ASK se producen dos bandas laterales y eso crea una señal de RF con un ancho de banda que es igual a la tasa de datos de la señal de banda base. El ancho de banda realmente requerido es aun mayor debido al filtrado de señal necesario para suprimir la interferencia de canal adyacente.

Un canal telefónico analógico ocupa aproximadamente 3KHz. Inicialmen-te podía lograrse una tasa de datos de 1200 bits en este canal. Hoy no es ningún problema conseguir 56Kb/s. Lo usamos en nuestro facsímil y el módem se conecta operando a las tales tasas de datos. Este salto quántico hacia adelante sólo fue posible mediante el uso de modernos métodos de mo-dulación digital conocidos como la modulación IQ. La modulación IQ es básicamente una forma de modulación de amplitud.

Estamos al tanto de los siguientes métodos de la modulación:

Modulación de amplitud Modulación de frecuencia Modulación de fase

13 - 2 Fundamentos de la Modulación Digital

Amplitude shift keying (ASK) Frequency shift keying (FSK) Phase shift keying (PSK) Amplitude and phase shift keying (QAM) Lo que queremos es reducir el ancho de banda para la transmisión de una

señal de datos. Esto sólo es posible usando modernos métodos de modulación digital. Nuestro objetivo es recortar el ancho de banda requerido por varios factores relativos a la tasa de datos de la señal transmitida.

Fórmula de Euler:

(2�� +�) = cos 2� � + � (2� �) � � = (2��+ �)

Fig. 13.1. Representación vectorial de una cantidad sinusoidal

Es obvio que esto no se consigue sin desventajas, como que aumentarán la susceptibilidad al ruido y a la interferencia. Seguidamente se discutirán los métodos de la modulación digital.

Antes de entrar en este asunto, debemos recalcar que en ingeniería eléctri-ca se acostumbra representar las cantidades sinusoidales por medio de vecto-res (Fig. 13.1.). Cada cantidad sinusoidal puede describirse inequívocamente por su amplitud y ángulo con respecto a cero. Es más, la frecuencia debe co-nocerse. En la representación vectorial, se muestra el vector girando en el momento t=0. El vector está entonces en el ángulo de fase-cero y su longitud corresponde a la amplitud de la cantidad sinusoidal.

La Fig. 13.1. representa una señal seno en el dominio del tiempo y en la forma de un vector. El vector girando cuya longitud corresponde a la ampli-

T

A

φ

φ t

f = 1/T

Imm A = Long. Vector

u(t)

Re

-6 -4 -2 0 2 4 6

2

1

0 -

1

-2

13 - 3

tud, se muestra en el ángulo de fase-cero φ. La señal seno se obtiene proyec-tando el vector rotatorio sobre el eje de ordenadas (Im) y graficando la posi-ción de la punta del vector versus el tiempo. La señal coseno correspondiente se obtiene proyectando el vector rotatorio en el eje de abscisas (Re).

El vector se puede dividir en su parte real y su parte imaginaria, términos que se derivan de la teoría de los números complejos en matemáticas. La parte real corresponde a la proyección sobre el eje horizontal y se calcula de Re = A • cos φ. La parte imaginaria corresponde a la proyección sobre el eje vertical y se puede calcular a partir de Im = A • sen φ. La longitud del vector se relaciona con la parte real y la parte imaginaria por el teorema de Pitágoras

= 2 + � 2 ;

La parte real se puede también visualizar como la amplitud de una señal coseno y la parte imaginaria como la amplitud de una señal seno.

Cualquier señal seno o coseno que se desee puede obtenerse por la super-posición de señales seno y coseno de la misma frecuencia y de las amplitudes deseadas.

La parte real también se denomina la componente I, o en fase, y la parte imaginaria se llama la componente Q, o cuadratura, donde en fase se refiere a la fase 0° de una portadora de referencia y cuadratura al ángulo de fase de 90°. Los términos parte real, parte imaginaria, componentes coseno y seno y componentes I y Q aparecerán repetidamente en los capítulos siguientes.

13.2 El Mezclador

Veremos que el mezclador es una de los más importantes componentes electrónicos que constituyen un modulador IQ. Un mezclador es básicamente un multiplicador. La señal moduladora normalmente se convierte a FI por medio de una señal portadora. Como resultado, se obtienen dos bandas latera-les alrededor de la portadora. Este tipo de modulación es conocido como mo-dulación de amplitud de doble-banda lateral con portadora suprimida. El mezclador mostrado en la Fig. 13.2. es básicamente un interruptor doble ma-nejado por la portadora. Este invierte la polaridad de la señal modulante a la frecuencia de la portadora.

En el caso de una señal de modulación puramente sinusoidal, se obtienen dos líneas espectrales - una sobre y otra debajo de la frecuencia de la portado-ra - cada una desplazada de la portadora a la frecuencia de la señal modulante. Adicionalmente, se producen sub-armónicas desplazadas a la frecuencia de la portadora. Estas últimas tienen que ser suprimidas por medio de un filtro pa-sabajos.

La Fig. 13.3. es un esquema funcional de un moderno mezclador análogo


doble-equilibrado. La polaridad de la señal de modulación es conmutada por 4 diodos PIN. La señal de portadora (OL = oscilador local) ingresa por un transformador de RF, y el producto de la modulación sale por otro transfor-mador de RF. La señal modulante se alimenta acoplada en CC.

fs

Filtro Pasabajos

fc 2fc

umix(t)us(t)

umix(t)us(t)

uport(t)

fcfs

Fig. 13.2. El Mezclador

OLFI

RF

Fig. 13.3. Diagrama de bloques de un Mezclador doble-equilibrado

Actualmente los mezcladores se implementan en la forma de multiplicado-res completamente digitales que, salvo el ruido de la cuantificación y los erro-res de redondeo, tienen un desempeño ideal.

Si se aplica una tensión continua como señal de modulación, la portadora en sí aparece a la salida del mezclador. Sobreponer una señal sinusoidal a la C.C. conduce a una modulación normal de amplitud con portadora. (Fig. 13.4.).

13 - 5

13.3 El Modulador de Amplitud

En la modulación de amplitud, la información va contenida en la amplitud de la portadora. La señal moduladora cambia (modula) la amplitud de la por-tadora. Esto se efectúa por medio de un modulador de AM.

La Fig. 13.4 ilustra una modulación “normal” de AM, en que la portadora no se suprime. Una señal moduladora sinusoidal varía la amplitud de la por-tadora y así impresiona a la portadora como una envolvente. En el ejemplo siguiente, la portadora y la señal modulante son señales sinusoidales. Mirando el espectro, no sólo encontramos una línea espectral a la frecuencia de la por-tadora sino también dos bandas laterales espaciadas de la portadora a la fre-cuencia de modulación. Por ejemplo, si una portadora de 1MHz se modula en amplitud con una señal sinusoidal de 1KHz, se obtendrá un espectro de mo-dulación con la señal de la portadora a 1MHz y dos señales de banda lateral a 1KHz arriba y abajo de la portadora. El ancho de banda es 2KHz en este caso.

ModuladorAM

Señal moduladora us(t)

Portadora lo(t)

Dominio del tiempo

Dominio de la frecuencia

Fig. 13.4. Modulación de Amplitud “Normal”

Mezclador

Señal moduladora us(t)

Portadora lo(t)

Dominio del tiempo

Dominio de la frecuencia

Fig. 13.5. Modulación de Amplitud con Portadora Suprimida


Como se mencionó anteriormente, la portadora es suprimida por el mez-clador. Si se usa un mezclador para la modulación de amplitud y la señal mo-duladora no tiene ninguna componente de CC, no aparecerá ninguna línea espectral a la frecuencia de la portadora en el espectro de la modulación. Sólo habrá las dos bandas laterales. La fig. 13.5. muestra la modulación de ampli-tud efectuada por medio de un mezclador doble-equilibrado. En el espectro de la modulación, encontramos no sólo dos bandas laterales sino también bandas laterales sub-armónicas alrededor de los múltiplos de la frecuencia de porta-dora. Estas últimas tienen que ser suprimidas por filtros pasabajos. La Fig. 13.5. también muestra un señal modulada en amplitud típica en el dominio del tiempo con portadora suprimida. El ancho de banda es igual que con la modulación “normal” de amplitud, es decir con portadora presente.

13.4 El Modulador IQ

En la televisión a color, se ha usado durante mucho tiempo la modulación de cuadratura o modulación IQ para la transmisión de la información del co-lor. Con sub-portadoras de color PAL o NTSC, la información de crominan-cia está contenida en la fase de la sub-portadora y la saturación del color, o intensidad del color, en la amplitud de la sub-portadora. La sub-portadora de color se sobrepone a la señal de luminancia.

La sub-portadora de color modulada se genera por medio de un modulador IQ o modulador de cuadratura. Denominándose “I” a la en-fase y “Q” a la cuadratura de fase.

90°

Map

eado

r

I

Q

i(t)

q(t)

ol(t)

iqmod(t)data(t)

Fig. 13.6. Modulador IQ

Un modulador IQ (Fig. 13.6.) tiene una ruta I y una ruta Q. La ruta I in-

13 - 7

corpora un mezclador que es alimentado con la fase 0° de la portadora. El mezclador en la ruta Q es alimentado con la fase 90° de la portadora. Esto significa que I está a 0° y Q a 90° de fase de la portadora. I y Q son ortogona-les entre sí. En el diagrama vectorial, el eje I coincide con el eje real y el eje Q con el eje imaginario.

Asimismo, los moduladores PAL o NTSC incorporan un modulador IQ. Para la modulación digital, un mapeador se conecta delante del modulador IQ. El mapeador es alimentado con el flujo de datos data(t) a ser transmitido; las señales de salida del mapeador, i(t) y q(t), son las señales moduladoras para los mezcladores I y Q. i(t) y q(t) ya no son más señales de datos sino señales de voltaje.

Si i(t)=0, el mezclador I no produce ninguna señal de salida, si q(t)=0, el mezclador de Q no produce ninguna señal. Si i(t) está a 1 V , por ejemplo, el mezclador I manda una señal portadora a la salida con la amplitud constante y fase de portadora de 0°. Si, por otro lado, q(t) está a 1 V, el mezclador de Q manda una señal portadora a la salida con la amplitud constante y fase de portadora 90° (Fig. 13.10.).

Los productos de la modulación I y Q son combinados luego por un su-mador.

90°

Map

eado

r

I

Q

i(t) +/- 1

q(t)

ol(t)

iqmod(t)data(t)

0 0

Q

I

Fig. 13.7. Modulador IQ. Sólo ruta I

El producto iqmod(t) es, por consiguiente, la suma de las señales de salida

del mezclador I y del mezclador Q. Si el mezclador Q no proporciona ningu-na señal de salida, iqmod(t) corresponde a la señal de salida de la ruta I y viceversa.

Dado que las señales de salida de las rutas I y Q son señales seno y coseno de la misma frecuencia (la frecuencia de la portadora) y sólo difieren en am-


plitud, se obtiene una señal de salida sinusoidal iqmod(t) de amplitud y fase variables a través de la superposición de las señales de salidas sinusoidal I y cosinusoidal Q. Por consiguiente, con la ayuda de señales de control i(t) y q(t), podemos variar la amplitud y fase de iqmod(t).

Con el modulador IQ podemos generar modulación de amplitud pura, mo-dulación de fase pura, o podemos combinar modulación de amplitud y de fase. Una señal sinusoidal a la salida del modulador puede controlarse así en amplitud y fase.

Lo siguiente se aplica a la amplitud y fase de iqmod(t):

22AqAiA

;arctan

Ai

Aq

donde Ai es la amplitud de la ruta I y Aq la amplitud de la ruta Q.

Del flujo de datos entrante data(t), el mapeador genera la dos señales mo-duladoras i(t) y q(t). Veremos después qué grupos de bits son combinados para crear ciertos patrones para i(t) y q(t), es decir, para las señales modula-doras de las rutas I y Q.

Demos un vistazo primero sólo a la ruta I (Fig. 13.7.). La ruta Q está ali-mentada con q(t)=0, es decir no entrega ninguna señal de salida y así no con-tribuye con iqmod(t). Apliquemos ahora alternadamente +1 V y -1 V a la entrada de modulación de la ruta I, para tener i(t) = +1V ó i(t) = -1V. Obser-vando la señal de salida iqmod(t), vemos que la portadora ol(t) está presente y sólo cambiando de fase entre 0° y 180°. Variando la amplitud de i(t), pode-mos variar la amplitud de iqmod(t).

1 1 1 1

0 0 0 0 0

2µs

Código de No-Retorno a Cero (NRZ)Ejemplo: 1Mb/sDespués del filtrado roll-off:Ancho de banda >= 1/2µs = 500KHz

Fig. 13.8. Código NRZ

13 - 9

Para el diagrama vectorial esto significa que el vector cambia entre 0° y 180° y varía en longitud pero siempre se mantiene en el eje I mientras que sólo i(t) esté presente y siga variando (Fig. 13.7.).

Esto es un punto conveniente para discutir los fundamentos referentes a las condiciones de la anchura de banda en la banda base y en la RF. En el caso extremo, el ancho de banda de datos de una señal con un código NRZ (no-retorno a cero) (Fig. 13.8.) a una tasa de datos de 1Mb/s puede ser corta-da (filtrada) hasta tal punto que el ancho de banda de 500KHz es apenas sufi-ciente para asegurar una decodificación confiable. Sin usar muchas matemáti-cas, se puede explicar fácilmente por el hecho de que las alternancias 01 re-presentan la frecuencia más alta; es decir, el período tiene una longitud de 2 bits y es de 2μs en el caso de una tasa de datos de 1Mb/s. El recíproco de 2μs es 500KHz y la anchura de banda mínima de la banda base para transmitir un código de NRZ está dada por:

fbandabase_NRZ [Hz] ≥ 0.5 • tasa_de_datosNRZ [bits/s]; Si tal código NRZ así filtrado (Fig. 13.8.) se aplica, sin CC, al mezclador

por la ruta I de este modulador IQ, se producen en la RF dos bandas laterales teniendo cada una la anchura de banda de la señal de la banda base de la en-trada (Fig. 13.9.). El ancho de banda mínimo requerido en la RF es dado por:

fRF_NRZ [Hz] ≥ tasa_de_datosNRZ [bits/s]; Por lo tanto, en este tipo de modulación, el cociente entre la tasa de datos

y la mínima anchura de banda requeridas en RF es 1:1. Este tipo de modula-ción se llama modulación por desplazamiento de fase binario, o biphase shift

keying, BPSK. Con BPSK, un índice de datos de 1Mb/s requiere una anchura de banda mínima de 1MHz a nivel del RF. La duración de un estado estable de la portadora se llama un símbolo y, en BPSK, un símbolo tiene exactamen-te la misma duración que un bit. El recíproco de la duración del símbolo es denominado la Tasa de Símbolo.

Tasa de Símbolo = 1/duración del símbolo;

Con una tasa de datos de 1Mb/s en BPSK (Fig. 13.9.), la tasa de símbolo es 1MS/s. La anchura de banda mínima requerida corresponde siempre a la tasa de símbolo, es decir, 1MS/s requiere una anchura de banda mínima de 1MHz.

Ahora asumamos que i(t) es cero y que sólo tenemos la señal de salida q(t). Cambiemos ahora q(t) entre +1V y - 1V. iqmod(t) corresponde a la señal de salida del mezclador Q: no hay ninguna contribución de la ruta I. De nue-vo se obtiene una señal seno para iqmod(t), pero con fases 90° ó 270°. Va-riando la amplitud de q(t), puede variarse la amplitud de iqmod(t). Para el diagrama vectorial esto significa que el vector cambia entre 90° y 270° y que varía en longitud a lo largo del eje Q (el eje imaginario).


1 1 1 1

0 0 0 0 0

Tasa de SímboloBPSK = 1/duración de símboloBPSK =1/duración de bitBPSK = 1/1µs = 1Ms/s;1Ms/s →Ancho de banda de RF >= 1MHz

Q

IBPSK

600 MHz

Ancho de banda de RF

>= 1MHz

OL600 MHz

Ejemplo: NRZ 1Mb/s

1µs

Fig. 13.9. Modulación BPSK

A continuación, podemos variar ambos, i(t) y q(t), entre +1V y -1V. En es-te caso se suman los productos de la modulación de la ruta I y de la ruta Q, y así podemos cambiar a la portadora entre 45°, 135°, 225° y 315°. Esto es lo que denominamos Quaternary Phase Shift Keying o QPSK. Permitiendo cualquier voltaje para i(t) y q(t), se puede generar cualquier amplitud y fase que se desee para iqmod(t).

90°

Map

eado

r

I

Q

i(t)

q(t) +/- 1

ol(t)

iqmod(t)data(t)

0

0

Q

I

Fig. 13.10. Modulador IQ. Sólo ruta Q

Por medio de un mapeador, el flujo de datos data(t) se convierte en las dos señales moduladoras i(t) para la ruta I y q(t) para la ruta Q. Esto se muestra en la Fig. 13.13 para la modulación QPSK. La tabla de mapeo es la regla según

13 - 11

la cual el flujo de datos data(t) se convierte en las señales moduladoras i(t) y q(t). En el caso de QPSK, dos bits (correspondientes al bit 0 y al bit 1 en la tabla de mapeo) se combinan para formar un dibit. Por ejemplo, para la com-binación dibit 10, las señales de salida del mapeador son i(t) = -1V y q(t) = -1V de acuerdo a la tabla de mapeo mostrada aquí.

90°

Map

eado

r

I

Q

i(t) +/- 1

q(t) +/- 1

ol(t)

iqmod(t)data(t)

Q

I

QPSK

Fig. 13.11. Modulador IQ. Empleando las Rutas I y Q

En este ejemplo, la combinación de bits 11 obtiene i(t) = +1V y q(t) = -1V. La asignación de bits a la señal moduladora, es decir, definir cómo el flujo de bits será leído y convertido por el mapeador, es meramente una cuestión de definición. Es importante que el modulador y el demodulador, es decir, el mapeador y el des-mapeador, usen las mismas reglas de mapeo. La Fig. 13.12. también muestra que en este caso la tasa de datos después del mapea-dor se reduce a la mitad. QPSK puede transmitir dos bits por estado. Cada dos bits se combinan para formar un dibit que determina el estado de las señales de salida del mapeador i(t) y q(t). Por consiguiente, en este caso, i(t) y q(t) tienen la mitad de la tasa de datos de data(q). i(t) y q(t) a su vez modulan la señal portadora y, en el caso de QPSK, sólo se cambia la fase. Hay cuatro posibles constelaciones para iqmod(t): 45°, 135°, 225° y 315°. La informa-ción está contenida en la fase de la portadora. Ahora que podemos conmutar la fase de la portadora a la mitad de la tasa de datos relativa a la tasa de entra-da, el ancho de banda del canal requerido es reducido por un factor de 2. El tiempo en que la portadora o el vector permanece en una fase específica (tiempo de permanencia = duración del símbolo) es conocido como símbolo

(Fig. 13.12. y 13.14.). El recíproco de la duración del símbolo es la tasa de símbolo. El ancho de banda requerido corresponde a la tasa de símbolo. Comparado con una transmisión simple de bits, la capacidad de ancho de banda disponible se incrementa ahora por un factor de 2.


90°

Map

eado

r

I

Q

i(t) +/- 1

q(t) +/- 1

ol(t)

iqmod(t)data(t)

Q

IQPSK

I QBit 1 Bit 00 0 +1 +10 11 01 1

-1 +1-1 -1+1 -1

0001

10 11

+1

+1

f

BW

fOL

Espectro

Tabla de Mapeo

Fig. 13.12. Mapeo con Modulación QPSK

64QAM6bit/símbolo

16QAM4bit/símbolo

QPSK=4QAM2bit/símbolo

Fig. 13.13. Diagrama de Constelación de QPSK, 16QAM y 64QAM

En la práctica se usan métodos de modulación de orden superior, además del QPSK. La Fig. 13.11. muestra la 16QAM producida variando la amplitud y fase. La información está en la amplitud, o magnitud, y en la fase. En el caso de 16QAM (=16 Quadrature Amplitude Modulation - Modulación de Amplitud en Cuadratura), se combinan cuatro bits en el mapeador; una cons-telación de la portadora puede, por consiguiente, llevar cuatro bits, y hay 16 posibles constelaciones de la portadora. La tasa de datos después del mapea-

13 - 13

dor, o la tasa de símbolo, es una cuarta parte de la tasa de datos de entrada. Esto significa que el ancho de banda del canal requerido ha sido reducido por un factor de cuatro.

Constelación

time

0 1 1 0 1 1 0 0 0 1

-1 -1 +1 +1 -1

+1 -1 -1 +1 +1q(t)

i(t)

data(t)

Duración de Símbolo

Fig. 13.14. Modulación en el Dominio del Tiempo

En los diagramas vectoriales para la modulación IQ, es práctica común re-presentar sólo el punto final del vector. Un diagrama vectorial en que apare-cen todas las constelaciones vectoriales posibles es llamado un diagrama de constelación.

La Fig. 13.13. muestra los diagramas de constelación reales para señales QPSK, 16QAM y 64QAM, dañadas por el ruido. También se muestra los umbrales de decisión del des-mapeador.

El número de bits transmitido por símbolo es el logaritmo en base de 2 de la constelación.

La fig. 13.14. muestra el flujo de datos original data(t), las constelaciones resultantes del vector de la portadora, y la señal portadora conmutada, o mo-dulada, iqmod(t) en el dominio de tiempo. Cada estado de conmutación es llamado un símbolo. La duración de un estado de conmutación se llama la


duración del símbolo. El recíproco de la duración del símbolo es la tasa de símbolo.

13.5. El Demodulador IQ

En esta sección, se discutirá brevemente la demodulación IQ (Fig. 13.15.). La señal modulada digitalmente iqmod(t) alimenta al mezclador I que es es-timulado con la portadora de fase 0° y al demodulador Q que se maneja con la portadora de fase 90°. Al mismo tiempo, la portadora y el reloj de símbolo se recuperan en un bloque de procesamiento de señal. Para recuperar a la portadora, la señal de entrada iqmod(t) se eleva al cuadrado dos veces. Tal que, una línea espectral al cuádruple de la frecuencia de la portadora pueda aislarse por medio de un filtro pasabanda. Un generador de reloj es engan-chado a esta frecuencia por medio de un PLL. Es más, el reloj del símbolo tiene que ser recuperado, es decir, el punto medio del símbolo tiene que ser determinado. Algunos métodos de modulación sólo permiten la recuperación de la portadora con una incertidumbre de múltiplos de 90°.

90°

Des

-m

apea

dor

i(t)

q(t)

ol(t)

iqmod(t) data(t)

Recuperación de Reloj y Portadora

Portadora

Reloj de Símbolo

I

Q

Fig. 13.15 Demodulador IQ

Mediante una mezcla IQ se recuperan las señales de banda base i(t) y q(t). Las armónicas de la portadora sobrepuestas en estas señales tienen que ser eliminadas por medio de un filtro pasabajos antes de que las señales se apli-quen al des-mapeador.

El des-mapeador simplemente invierte el procedimiento de mapeo, es de-cir muestrea las señales de banda base i(t) y q(t) en medio del símbolo y así

13 - 15

recupera los flujos de datos data(t)

La Fig. 13.16. ilustra los procesos de modulación y demodulación IQ en el dominio del tiempo y en forma de diagramas de constelación para el método QPSK. La señal en la primera línea representa el flujo de datos de entrada data(t). La segunda y la tercera línea muestran las señales i(t) y q(t) al fin de la modulación. La cuarta y quinta líneas son las características de voltaje des-pués de los mezcladores I y Q del modulador, la sexta línea las características de iqmod(t). Los pasos de fase entre los símbolos es claramente visible. La amplitud no cambia (QPSK). En la última línea se muestran los diagramas de constelación correspondientes. Las líneas 7 y 8 muestran las señales recupe-radas digitalmente i(t) y q(t) al fin de la demodulación. Puede verse que, además de las señales de banda base, los trazos contienen la portadora al do-ble de la frecuencia. Esta última tiene que ser eliminada de las rutas I y Q por medio de un filtro pasabajos antes del des-mapeo. En el caso del mezclador análogo, se sobre imponen sub-armónicas adicionales qué también habría que suprimir con los filtros pasabajos.

data(t)

i(t)

q(t)

I(t)

Q(t)

iqmod(t)

i(t) demod.

q(t) demod.

Diagramaconstel.(t)

Fig. 13.16. Modulación y Demodulación IQ en el Dominio del Tiempo

Sin embargo, muy frecuentemente, la demodulación es realizada usando el método fs/4 que requiere un demodulador IQ menos complejo. La señal mo-dulada iqmod(t) se pasa a través de un filtro pasabajos anti-aliasing y luego muestreada por medio de un convertidor A/D que opera al cuádruple de la FI de la señal modulada iqmod(t). Por consiguiente, si la portadora iqmod(t) es fIF, la frecuencia de muestreo es 4 • fIF. Esto significa que un ciclo completo de la portadora se muestrea cuatro veces (ver la Fig. 13.18.). Con tal de que el reloj del convertidor A/D sea totalmente síncrono con el reloj de la portadora,


el vector giratorio de la portadora se muestrea exactamente en los momentos mostrados en el Fig. 13.17. Como se describió anteriormente, el reloj del símbolo se recupera en el bloque de recuperación de portadora y reloj.

Después del convertidor A/D, un interruptor separa el flujo de datos en dos flujos de la mitad de la tasa de datos. Por ejemplo, las muestras impares toman la ruta I y las muestras pares la ruta Q. Esto significa que sólo cada segunda muestra toma la ruta I o la ruta Q, respectivamente, partiendo así en dos la tasa de datos en ambas rutas. Los multiplicadores en ambas rutas sólo invierten la señal, es decir, multiplican las muestras alternadamente por +1 y por -1.

Principios del método fs/4:

Si el convertidor A/D opera exactamente al cuádruple de la frecuencia de la portadora (FI); y el reloj del convertidor A/D y el oscilador de la portadora se sincronizan plenamente, las muestras corresponden alternadamente a un valor I y a uno de Q. Esto puede verse en la Fig. 13.15. Cada segunda muestra en las rutas I y Q tiene una señal negativa, y tiene que ser multiplicada por -1.

De esta manera las señales de banda base i(t) y q(t) se recuperan de una manera muy simple. Puesto que las señales i(t) y q(t) se tienen que restablecer después de cada cambio de símbolo (cambio del estado de la conmutación), y el restablecimiento se tarda la mitad un ciclo de reloj debido al conmutador posterior al convertidor A/D, las señales tienen que recuperar la sincroniza-ción con la ayuda de filtros digitales.

Retardo

iqmod(t)

InterpolaciónFIR

i(t)

q(t)

+1/-1

-1/+1

I

Qfs=4*fIF

fs/2

Fig. 13.17. Demodulador empleando el Método fs/4

Para esto se interpola una señal, por ejemplo q(t), recuperando así la mues-tra entre dos valores. Esto se hace con la ayuda de un filtro FIR (Finite Impul-

se Response - filtro de respuesta de impulso finito, filtro digital). Dado que cada filtro digital tiene un retardo básico, éste tiene que ser compensado in-troduciendo el retraso correspondiente en la otra ruta (la ruta I en este caso),

13 - 17

por medio de una línea de retardo. Después del filtro FIR y la línea de retar-do, las señales i(t) y q(t) muestreadas y sincronizadas en tiempo están dispo-nibles y pueden aplicarse al des-mapeador.

I

Q

fIF

Fig. 13.18. Método fs/4

Como ya se mencionó, en la práctica se usa frecuentemente el menos complejo método fs/4. En el caso de señales moduladas en OFDM (múltiplex por división de frecuencia ortogonal), este circuito es implementado directa-mente delante del bloque de procesamiento FFT de la señal. Muchos circuitos digitales modernos soportan el método de demodulación fs/4.

Fig. 13.19. Demodulación en el Dominio del Tiempo (fs/4)

13.6 Empleo de la Transformada de Hilbert en la Modulación IQ

En esta sección discutiremos la Transformada de Hilbert, que juega un pa-pel importante en algunos métodos de modulación digital como OFDM u


8VSB (en ATSC, la versión americana de la TV digital terrestre).

Empecemos con señales seno y coseno. Al tiempo t=0, la señal seno tiene valor 0, la señal coseno valor 1. La señal seno está desplazada 90° relativa a la señal coseno, es decir, adelanta a la señal coseno en 90°. Veremos después que la señal seno es la transformada Hilbert de la señal coseno.

f

Re(f)

f

Re(f)

f

Im(f)

f

Im(f)

Coseno Seno Fig. 13.20. Transformada de Fourier de un Coseno y un Seno

Basado en las funciones seno y coseno, podemos hacer algunas definicio-nes importantes: la función coseno es una función par, es decir, es simétrica alrededor de t=0, donde se cumple que cos(x) = cos(-x).

Por otro lado, la función seno es una función impar, es decir, es simétrica de media vuelta alrededor de t=0, donde se cumple que sin(x) = -sin(-x). El espectro del coseno, es decir, su transformada de Fourier, es completamente real y simétrica sobre f=0. La componente imaginaria es cero (Fig. 13.20.).

El espectro del seno, es decir, su transformada de Fourier, es puramente imaginario y simétrico de media vuelta (Fig. 13.20.). La componente real es cero. Los puntos anteriores son importantes para entender la transformada de Hilbert. Para todas las señales reales en el dominio del tiempo, el espectro de todos las componentes reales versus f(Re(f)) es simétrico alrededor de f=0, y el espectro de todas las componentes imaginarias versus f(Im(f)) es media-vuelta simétrico alrededor de f=0 (Fig. 13.21.).

Cualquier señal real en el dominio del tiempo puede representarse como una serie de Fourier - la superposición de armónicas cosinusoidal y sinusoidal

13 - 19

de la señal. Las funciones coseno son pares y las funciones seno impares. Por consiguiente, las características previamente declaradas para una sola función coseno o una sola función seno generalmente también se aplican a una suma de funciones coseno o una suma de funciones seno.

f

Re(f)

f

Im(f)

Fig. 13.21. Transformada de Fourier de una Señal Real en el Dominio del Tiempo

ω

H(ω)

j

-j

Fig. 13.22. Transformada de Fourier del Transformador Hilbert

Discutamos ahora la transformada de Hilbert en sí. La Fig. 13.22. muestra la función de transferencia de un transformador Hilbert. Un transformador Hilbert es un bloque de procesamiento de señal con características especiales.


Su propósito principal es desfasar 90° una señal sinusoidal. Esto significa que un coseno se convierte en un seno y un seno en un menos coseno. La ampli-tud sigue siendo invariante bajo el transformador Hilbert. Estas características se aplican a cualquier tipo de señal sinusoidal, es decir, de cualquier frecuen-cia, amplitud, o fase. Por esta razón, también se aplica a todas las armónicas de cualquier tipo de señal en el dominio del tiempo. Esto es debido a que la función de transferencia del transformador Hilbert que se muestra en el Fig. 13.22. - esencialmente sólo hace uso de las características de simetría de las señales pares e impares en el dominio del tiempo descritas anteriormente.

Examinando la función de transferencia del transformador Hilbert, encon-

tramos:

Todas las frecuencias negativas son multiplicadas por j, todas las frecuencias positivas por -j. j es la raíz cuadrada positiva, imagina-ria de -1.

Se aplica la regla j • j = -1. Por consiguiente, los componentes espectrales reales se vuelven

imaginarios y los componentes imaginarios en reales. La multiplicación por j o -j puede invertir la parte negativa o posi-

tiva del espectro. Aplicando la transformada de Hilbert a una señal coseno, se obtiene lo si-

guiente: Un coseno tiene un espectro completamente real simétrico alrededor de cero. Si la mitad negativa del espectro se multiplica por j, se obtiene un espectro imaginario completamente positivo para todas las frecuencias nega-tivas. Si la mitad positiva del espectro se multiplica por-j, se obtiene un es-pectro imaginario completamente negativo para todas las frecuencias sobre cero. Se obtiene el espectro de un seno.

Esto se aplica análogamente a la transformada de Hilbert de una señal se-no:

Multiplicando el espectro del seno negativo imaginario positivo por j, el último se vuelve negativo real (j • j = -1). Multiplicando el espectro del seno positivo imaginario negativo por-j, el último se vuelve en completamente positivo real (- j • - j =√ -1 •√ -1 = 1). Se obtiene el espectro de un menos coseno.

El mapeo de coseno-a-seno y de seno-a-menos-coseno por la transformada de Hilbert también se aplica a todas las armónicas de cualquier tipo de señal en el dominio del tiempo.

Resumiendo, la transformada de Hilbert cambia las fases de todas las armónicas de cualquier tipo de señales en el dominio del tiempo por 90°, es decir, actúa como un desfasador de 90° para todas las armónicas.

13 - 21

13.7. Aplicaciones prácticas de la Transformada de Hilbert

A menudo, una banda lateral o partes de una banda lateral tienen que ser suprimidas durante la modulación. Con la modulación de banda lateral única (modulación SSB o BLU), por ejemplo la banda lateral superior, o la inferior, tiene que ser suprimida, lo que puede hacerse en una variedad de maneras. Por ejemplo, pueden usarse filtros pasabajos simples o, como es práctica común en la TV analógica, el filtrado de la banda lateral vestigial. El filtrado severo tiene la desventaja de producir una distorsión de retardo de grupo sig-nificativa. Este último método es en cualquier caso técnicamente complejo. Por mucho tiempo, sin embargo, una alternativa a la modulación de banda lateral única ha estado disponible, esta alternativa es conocida como el méto-do de la fase. Un modulador de banda lateral única que usa el método de la fase opera como sigue: el modulador IQ se alimenta con una señal de modu-lación, que es aplicado sin modificación a la ruta I y a la ruta Q con 90° de desfase. Un cambio de fase de más o menos 90° en la ruta Q produce la su-presión de la banda lateral superior o la inferior, respectivamente.

Es difícil implementar un desfasador ideal de 90° para todas las armónicas de una señal de banda base con un circuito analógico. La aplicación digital no es ningún problema - gracias a la transformada de Hilbert. Un transformador Hilbert es un desfasador de 90° para todos los componentes de una señal real en el dominio del tiempo.

La Fig. 13.23. muestra la supresión de una banda lateral por medio de un modulador IQ y un transformador Hilbert. Una señal de banda base real ali-menta directamente a la ruta I de un modulador IQ y a la ruta Q vía un trans-formador Hilbert, las líneas continuas a f=0 representan el espectro de la se-ñal de banda base, la línea punteada a f=0, el espectro de la transformada de Hilbert de la señal de banda base.

Puede verse claramente que, bajo la transformada de Hilbert, la compo-nente imaginaria simétrica de media vuelta se vuelve un espejo de la compo-nente real simétrica y el espejo de la componente real simétrica se vuelve una componente imaginaria simétrica de media vuelta en la banda base.

Si la señal de banda base no modificada alimenta la ruta I y la transforma-da de Hilbert de la señal de banda base a la ruta imaginaria, se obtiene un espectro alrededor de la portadora del modulador IQ como aquéllos mostra-dos en la Fig. 13.22. Puede verse que en este caso se suprime la banda lateral inferior.


Re(f)

f

Im(f)

f

90°

I

Q

blu(t)

u(t)

TH

Fig. 13.23. Supresión de una Banda Lateral mediante un Transformador Hilbert

Información

Codificación de fuente

Codificación de canal

Modulación

Demodulación

Decodificación de canal

Decodificación de fuente

Información

compresión

Pre-corrección de errores (FEC)

Enlace de Transmisión

Errores de bits

Interferencias

Fig. 13.24. Transmisión de la información

13 - 23

13.8. Codificación de Canal / Pre-Corrección de Errores (FEC)

Además del método más conveniente de modulación, la protección de error más apropiada, es decir, la codificación del canal, se selecciona entre las características del canal de transmisión respectivo. La meta actual es acercar-se al Límite Shannon tanto como sea posible. Esta sección discute los meca-nismos de uso general para la protección de error y crea las bases para los métodos de transmisión en la televisión digital.

Antes de que se transmita la información, se utiliza codificación de fuente para cambiarla de forma tal que pueda ser transmitida en tan poco espacio como sea posible. Esto simplemente significa que es comprimida tanto como sea posible y tolerable. Después de esto, se agrega la protección de error antes de que a los datos se les envíe de viaje. Esto corresponde a la codificación de canal. Los datos protegidos de error luego modulan digitalmente una portado-ra sinusoidal después de lo cual la información es enviada a su suerte, sujeta a interferencias tales como ruido, distorsión linear y no lineal, interferencias discretas y de banda ancha, intermodulación, propagación multi-trayectoria, etc. Dependiendo del grado de calidad de la señal en el extremo de recepción, esto causa errores de bit a una secuencia de datos después de su demodula-ción. Usando la protección de error agregada en el transmisor (FEC - For-

ward Error Correction / pre-corrección de error), hasta cierto punto se pue-den corregir errores en el decodificador del canal. La tasa de error de bits se reduce de nuevo a una cantidad tolerable, o a cero. La información luego se procesa de tal manera que pueda ser exhibida. Es decir, se descomprimen los datos, si fuera necesario, que corresponde a decodificar la fuente.

Códigos concatenados(19966: David Forney)

BCH(1960)

Hamming(1960)

Código general de bloque

Código de bloque +

intercalado

Código de bloque + intercalado +

código convolucional

Códigos Turbo(1993:

códigos convol. concat.)

Reed-Solomon(1963)

LDPC(1963: Gallager)

Codificación de canal

Códigos convolucionales(1955: Elias,

1967: Andrew Viterbi)

Códigos de Bloque

Datos Código

Código cíclico de grupo

Emplea teoría de grupo/

campo de álgebra lineal

Salida 1

Salida 2

entrada

Fig. 13.25. Codificación del canal


Scrambling Coder 1Intercalador de Tiempo

Coder 2entrada salida

Ejemplo: DVB-S, DVB-T:Scrambling: dispersor de energía,Coder 1: Reed-Solomon,Intercalador de tiempo: intercalador ForneyCoder 2: codificador convolucional

Fig. 13.26. Pre-corrección de Error Concatenada

Las “herramientas” que se pueden utilizar para proporcionar la protección

de error no son tantas como uno pueda asumir. Los fundamentos esenciales fueron creados en gran parte entre 1950 y 1970. Esencialmente hay códigos de bloque y códigos convolucionales. Los códigos del bloque se basan en principios del álgebra lineal y protegen simplemente un bloque de datos con un bloque de protección de error. De los datos que se transmitirán, se calcula básicamente un tipo de suma de verificación la cual se puede utilizar para descubrir si han entrado discretamente errores durante la transmisión o no, y dónde se localizan los errores, si los hay. Algunos códigos de bloque también permiten que ciertos errores sean reparados. Los códigos convolucionales retrasan y aleatorizan la secuencia de datos en sí mismos e introducen así cierta “inteligencia” en la secuencia de datos a ser transmitidos. La contrapar-te al codificador convolucional es el decodificador Viterbi desarrollado por Andrew Viterbi en 1967.

Datos Código

Algoritmo(álgebra lineal)

k

l

m

m = k + l

Ejemplo: código Reed-Solomon de DVB:k = 188 bytes, l = 16 bytes, m = 204 bytes

Fig. 13.27. Codificación de bloque

Sin embargo, antes de que los datos se provean a la sección de protección de error son primero desordenados (scrambling) para traer movimiento en el flujo de datos, a fin de romper cualquier cadena larga colindante de ceros o unos en secuencias de datos más o menos aleatorias. Esto se consigue me-

13 - 25

diante operaciones de suma y XOR (OR Exclusivo) en una secuencia binaria pseudo-aleatoria (PRBS). En el extremo de la recepción, la secuencia de da-tos ahora desordenada se debe recuperar por un reordenado síncrono. El scrambling es seguido por la primera FEC. El flujo de datos luego se distri-buye en el tiempo por medio de una intercalación (interleaving) en el tiempo. Esto es necesario para que, durante el des-intercalado en el extremo de recep-ción, puedan descomponerse los errores de ráfaga en errores individuales. Esto puede ser seguido por un segundo FEC.

Salida 1

Salida 2

entrada

Registro de desplazamiento

Tasa de código =tasa de datos de entrada /tasa de datos de salida

Ejemplo: GSM, UMTS, código interno en DVB

Xor

Xor

Fig. 13.28. Codificación convolucional

También existe la protección de error concatenada (David Forney, 1966).

Es posible concatenar ambos, códigos de bloque con códigos del bloque y códigos de bloque con códigos convolucionales, o también códigos convolu-cionales con códigos convolucionales. Los códigos convolucionales concate-nados se llaman Códigos Turbo. Hicieron recién su aparición en los años 90.

Depende de la elección del método de modulación y de la protección de error cuan cerca se esté del Límite Shannon. Shannon determinó el límite teórico de la tasa de datos en un canal distorsionado de cierta anchura de ban-da. Cuya fórmula es:

= • 2 1 + � ;

Si la relación señal/ruido es mayor a 10dB, puede también utilizarse la

fórmula siguiente:

�/ ≈ 1

3• � • � ;

Dependiendo de las características del canal de transmisión, cierta canti-

dad de datos se puede transmitir dentro de un período más corto o más largo.


La anchura de banda disponible del canal determina la máxima tasa de símbo-lo posible. La relación señal/ruido presente en el canal determina el método de modulación que se seleccionará, conjuntamente con la protección de error apropiada. Estas relaciones son ilustradas por el llamado Cubo de Informa-ción del profesor Küpfmüller.

El FEC usado realmente en el proceso de la transmisión será discutido en el capítulo correspondiente.

-10 0 10 20 30 40 50

0.0

2.0

4.0

6.0

8.0

10.0

12.0

14.0

16.0

18.0

20.0

SNR[dB]

C = B • log2 (1+S/N);

C[bit/s/Hz]

Capacidad del canalC[bit/s]=capacidad del canalB[Hz]=Ancho de bandaS/N=Relación señal a ruido

S/N>>1:

C≈1/3 • B • SNR

SNR[dB] = 10 • log (S/N);

Claude Elwood Shannon, USA 1948The Bell System Technical Journal“A Mathematical Theory of Communication”

Fig. 13.29. Capacidad del canal

13 - 27

“Cubo de Información”[Prof. Küpfmüller]

Datos

S/N

[dB

]

Ancho de Bandadel canal

[Hz]

Tiempo

de

Trans

misi

ón

[s]

Volumen_de_datos[bit] ≈ 1/3 B[Hz].t[s].SNR[dB];

Fig. 13.30. Cubo de Información

Bibliografía - [MAEUSL1], [BRIGHAM], [KAMMEYER], [LOCHMANN], [GIROD], [KUEPF], [REIMERS], [STEINBUCH]

14 Transmisión de Señales de TV Digital por Saté-lite, DVB-S

Hoy, las señales de televisión analógicas son ampliamente recibidas por satélite ya que este tipo de instalación se ha vuelto sumamente simple y bara-ta. En Europa un sistema simple de recepción satelital completo con plato, LNB y receptor está disponible por menos de 100 Euros y sin gastos de per-manencia. Por consiguiente, debe otorgarse similar importancia a la distribu-ción de señales de TV digital por la misma vía de transmisión. En este capítu-lo se describe el método de transmitir vía satélite señales fuente de TV codifi-cadas en MPEG-2.

Cálculo de la fuerza centrífuga F1:

rmF sat .. 21 ;

satélitedelmasamsat __ ;

angularvelocidadT

_2 1 ;

circularconst _141592654.3 ;

ssdíaT 864006060241 ;

Fig. 14.1. Fuerza centrífuga de un satélite geoestacionario

Cada satélite geoestacionario de comunicaciones se ubica sobre el ecuador en una órbita de aproximadamente 36,000Km sobre la superficie de la Tierra. Esto significa que estos satélites se posicionan de tal manera que se mueven alrededor de la Tierra a la misma velocidad angular con que la propia Tierra está girando, es decir una vez por día. Hay esencialmente sólo una única po-sición orbital, a una distancia constante de aproximadamente 36,000Km de la superficie de la Tierra donde esto puede lograrse, el único punto en que la fuerza centrífuga del satélite y la atracción gravitatoria de la Tierra se cance-lan. Sin embargo, varios satélites pueden posicionarse a varios grados de lon-gitud, es decir a posiciones angulares sobre la superficie de la Tierra. Por ejemplo, Astra se posiciona a 19.2° hacia el Oeste. Es debido a esta posición de los satélites sobre el ecuador que todas las antenas receptoras del satélite apuntan al Sur en el hemisferio Norte, y hacia el Norte en el hemisferio Sur.

Tierra

Satélite

F1?

r

14 - 2 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S

Cálculo de la fuerza centrípeta F2:

22

1

rmmF SATTIERRA ;

tierralademasamTIERRA ___ ;

2

3111067.6__

skg

mngravitaciódeconst

;

Fig. 14.2. Fuerza centrípeta actuando sobre un satélite geoestacionario

Condición de Balance: fuerza centrífuga F1 = fuerza centrípeta F2

21 FF ;

22 1

rmmrm SATTIERRASAT ;

3

1

2)

1(

TIERRAmr ;

kmr 42220 ;

kmkmkmrrd TIERRA 35850637042220 ;

Fig. 14.3. Condición de equilibrio

Los datos orbitales de un satélite geoestacionario pueden calcularse en ba-se a las siguientes relaciones: El satélite se mueve a una velocidad de un día por órbita alrededor de la Tierra. Esto produce la consiguiente fuerza centrí-fuga. El satélite es atraído por la Tierra con una fuerza gravitatoria particular de atracción debido a su altura orbital: Las dos fuerzas, la fuerza centrífuga y la fuerza centrípeta, deben estar en equilibrio. Según esto, es posible determi-nar la órbita de un satélite geoestacionario (Fig. 14.1. a 14.3.)

Comparado con la órbita de una lanzadera espacial, que es de unos 400 kilómetros sobre la superficie de la tierra, los satélites geoestacionarios están mucho más distantes de la tierra, cerca de un décimo del trayecto a la luna. Los satélites geoestacionarios, acarreados por la lanzadera espacial o por sis-temas portadores similares, deben primero ser empujados hacia esta órbita distante encendiendo cohetes auxiliares (motores de apogeo). De allí, nunca

Tierra

SatéliteF2

r

SatéliteF2

F1

14 - 3

jamás regresarán nuevamente a la atmósfera de la tierra. Por el contrario, poco antes de que sus reservas del combustible para las correcciones de tra-yectoria se agoten, deben ser sacados de la órbita hacia el denominado “ce-menterio de satélites” que es una órbita aún más lejana. Solamente los satéli-tes cercanos a la tierra en una órbita no-estacionaria se pueden “recuperar” nuevamente. Como comparación – el periodo orbital de los satélites cercanos a la tierra que, en principio, también incluyen a la Estación Espacial Interna-cional ISS o la lanzadera espacial, es cerca de 90 minutos por órbita a aproximadamente 27,000Km/h.

00

01

10

11

Fig. 14.4. Parámetros de modulación en DBV-S (QPSK, código Grey)

Pero ahora regresemos al DVB-S. En principio, los mismos sistemas sate-litales pueden usarse para transmitir ambas señales de TV, analógicas y digi-tales. Sin embargo, en Europa las señales digitales se localizan en una banda de frecuencia diferente, mientras que las bandas de frecuencia de satélite an-teriores todavía están ocupadas con la televisión analógica. En Europa pueden recibirse vía satélite alrededor de cien programas tanto de señales analógicas como digitales y la mayoría de éstas son completamente libres.

En las siguientes secciones, se describen las técnicas para transmitir tele-visión digital vía satélite. Este capítulo también forma la base para entender la televisión terrestre digital (DVB-T). Ambos sistemas hacen uso de los mis-mos algoritmos y de las mismas protecciones del error pero en DVB-T se utiliza un método de modulación mucho más elaborado.

El método de transmisión DVB-S está definido en la Norma ETSI, ETS 300421 "Sistemas de Radiodifusión Digital por Televisión, Servicios de So-nido y Datos; Estructura de Cuadros, Codificación de Canales y Modulación para Servicios Satelitales en 11/12 GHz" que fue adoptada en 1994.

14.1 Parámetros del Sistema DVB-S

El método de modulación seleccionado para el DVB-S fue el de Cuadratu-


ra de Fase (QPSK: Quadrature Phase Shift Keying). Durante algún tiempo también se consideró el uso de modulación 8-PSK en lugar de QPSK para aumentar la tasa de datos. En principio, la transmisión satelital requiere de un método de modulación que sea relativamente inmune al ruido y, al mismo tiempo ser capaz de manejar severas no-linealidades. Debido a la inmensa distancia de 36,000Km entre el satélite y la antena receptora, la transmisión satelital está sujeta a severas interferencias de ruido causadas por la atenua-ción de espacio-libre de aproximadamente 205dB. El elemento activo en un transpondedor satelital es un amplificador valvular de onda progresiva (TWA: Traveling Wave tube Amplifier) que presenta no-linealidades severas en su característica de amplificación. No es posible compensar estas no-linealidades ya que implicarían una disminución en la eficiencia de la energía. Durante la luz del día, las celdas solares proporcionan la energía a la electró-nica del satélite y cargan las baterías. Durante la noche, la energía para la electrónica proviene exclusivamente de las baterías auxiliares. Por consi-guiente, si se tienen fuertes no-linealidades, no debería haber ninguna infor-mación en la amplitud de la señal modulada.

En ambos tipos, QPSK y 8PSK, el contenido de la información está exclu-sivamente en la fase. También, por esta razón, en la transmisión satelital de TV analógica se usó la modulación de frecuencia en lugar de la modulación de amplitud.

Un canal satelital de un satélite de radiodifusión directa normalmente tiene una anchura de 26 a 36MHz (por ejemplo 33MHz en el Astra 1F, 36MHz en el Eutelsat Hot Bird 2), la transmisión hacia satélite está en la banda de 14 a 19 GHz y la bajada en 11 a 13GHz. Por consiguiente es necesario seleccionar una Tasa de Símbolo que produzca un espectro que sea más estrecho que el ancho de banda del transpondedor. Por esta razón, la tasa de símbolos selec-cionada es a menudo 27.5MS/s. Como la QPSK permite la transmisión de de 2 bits por símbolo, se obtiene una tasa bruta de datos de 55Mb/s.

tasa_bruta_de_datos = 2 bits/símbolo • 27.5 MS/s = 55 Mb/s;

Sin embargo, el Flujo de Transporte del MPEG-2 a ser enviado al satélite

como una señal modulada QPSK debe ser primero provisto con una protec-ción de errores antes de que pueda aplicarse al modulador real. En DVB-S se usan dos mecanismos de protección de error, a saber, un código de bloque Reed-Solomon que es empatado con una codificación convolucional (Trellis). En el caso de la protección de errores Reed-Solomon, ya conocida de los CD de audio, los datos se congregan en paquetes de una cierta longitud y éstos están provistos de un checksum especial de una longitud particular. Este checksum (suma de verificación) no sólo permite descubrir los errores sino que también se pueden corregir un cierto número de errores. El número de

14 - 5

errores que pueden corregirse es una función directa de la longitud del check-

sum. En Reed-Solomon, el número de errores reparables siempre corresponde a exactamente la mitad de los bytes de la protección de errores (checksum).

Inversor de

Sincroniza-

ción

Disperción

de Energía

Codificador

Reed-

Solomon

Interpolador

Convolu-

cional

Conversor

Convolu-

cional Per

fora

doInterfaz de

Banda

Base

Sincronización

Idem a DVB-CCode rate

1/2…(3/4)...7/8

Salida de

Datos

Codificados

I

Q

TS in

Sinc. Inv. FEC2/

codificador

interior

Tasa de Datos de Entrada x 204/188x 2 x(1.5-Tasa de Código)

= Tasa de Datos de Salida:

[2.17…(1.63)...1.36]

FEC1/

codificador

exterior

Fig. 14.5. Pre-corrección de errores (FEC) en DVB-S y DVB-T. Primera parte de un modulador DVB-S

Es siempre posible considerar a un paquete del Flujo de Transporte exac-tamente como un bloque de datos y resguardar este bloque con la protección de errores Reed-Solomon. Un paquete del Flujo de Transporte MPEG-2 tiene una longitud de 188 bytes. En DVB-S, se añaden 16 bytes de protección de error Reed-Solomon para formar un paquete de datos de 204 bytes de longi-tud. Esto se llama codificación RS (204,188). Al lado del receptor, hasta 8 errores pueden corregirse en este paquete de 204-bytes de largo. La posición de este/estos error/es no es relevante. Si hay más de 8 errores en un paquete, esto todavía puede detectarse fiablemente pero ya no será posible corregir estos errores. El paquete de Flujo de Transporte se marca entonces como „errado‟ por medio del indicador de error de transporte en el encabezado del Flujo de Transporte. Este paquete es desechado por el decodificador MPEG-2. La protección de errores Reed-Solomon reduce la tasa de datos:

tasa_neta_de_datos Reed-Solomon = tasa_bruta_de_datos • 188/204

= 55Mb/s • 188/204 = = 50.69Mb/s;

Sin embargo, la simple protección de errores no sería suficiente para la

transmisión por satélite por lo que una protección de error adicional en la forma de codificación convolucional se inserta después de la protección de errores Reed-Solomon. Esto incrementa aún más el flujo de datos. Esta ex-pansión se hace controlable por medio de un parámetro, la Relación de Códi-go (FEC). La Relación de Código describe la relación entre la tasa de datos de entrada y la tasa de datos de salida de este segundo bloque de corrección


de errores:

salidadedatosdetasa

entradadedatosdetasaóncodificacidetasa

____

______ ;

En DVB-S, la Relación de Código puede seleccionarse dentro del rango de 1/2, 3/4, 2/3,... 7/8. Si la Relación de Código es 1/2, el Flujo de Datos se in-crementa por un factor de 2. La protección de errores es ahora máxima y la Tasa de Datos neta ha caído a un mínimo. Una Relación de Código de 7/8 proporciona no sólo una sobretasa mínima sino también una mínima protec-ción de errores. Por consiguiente, la Tasa de Datos neta disponible es máxi-ma. Normalmente un compromiso bueno es una Relación de Código de 3/4. La Relación de Código puede luego usarse para controlar la protección de errores y así, recíprocamente, también la Tasa de Datos neta.

La Tasa de Datos Netos en DVB-S con una Relación de Código de 3/4, después de la codificación convolucional, está dada por:

tasa_neta_de_datos DVB-S 3/4 = tasa_de_codificación • tasa_neta _de_datosR-S

= 3/4 • 50.69Mb/s

= 38.01Mb/s ;

14.2 El Modulador DVB-S

La descripción siguiente trata en detalle todos los elementos de un modu-lador DVB-S. Ya que esta parte del circuito también se encuentra en el modu-lador DVB-T, se recomienda leer esta sección junto con la que sigue.

La primera etapa de un modulador DVB-S (Fig. 14.5.) es la Interfaz de Banda Base. Aquí es donde la señal se sincroniza con el Flujo de Transporte MPEG-2. Este Flujo de Transporte MPEG-2 consiste en paquetes con una longitud constante de 188 bytes, consistiendo en 4 bytes de encabezado y 184 de bytes carga útil; el encabezado empieza con un Byte de Sincronización. Este tiene un valor constante de 0x47 y continua a intervalos constantes de 188 bytes. En la interfaz de la banda base, la señal es sincronizada a la estruc-tura de este byte de sincronización. La sincronización ocurre dentro de aproximadamente 5 paquetes y todas las señales de reloj se derivan de ésta.

En el próximo bloque, la Unidad de Dispersión de Energía, cada octavo byte de sincronización es primero invertido. Es decir, 0x47 se vuelve 0xB8 luego de inversión de bits. Los otros 7 bytes de sincronización entre éstos permanecen inalterados. Usando esta inversión del byte de sincronización, se insertan luego marcas de tiempo adicionales dentro de la señal de datos que

14 - 7

son ciertas marcas de tiempo largas, por encima de 8 paquetes, comparadas con la estructura del Flujo de Transporte. Estas marcas de tiempo se necesitan para restablecer los procesos en el bloque de dispersión de energía en ambos lados, transmisión y recepción. Esto, a su vez significa que ambos, el modu-lador o transmisor y el demodulador o receptor, reciben transparentemente esta tanda de ocho paquetes de la inversión del byte de sincronización en el Flujo de Transporte y los usan para controlar ciertos pasos del proceso. Puede suceder que una tanda relativamente larga de ceros o unos ocurra en forma completamente accidental en una señal de datos. Sin embargo, esto no se desea ya que no contienen ninguna información de reloj o causan líneas es-pectrales discretas sobre un período particular. Para eliminarlos, virtualmente cada método de transmisión digital aplica la dispersión de energía antes de la modulación real.

FIR Pasa-bajo

Pasa-banda

x

x

+ x

90°

OL1

OL2

Map

eado

r

√cos2

Fig. 14.6. Segunda parte de un modulador DVB-S,

0 1 2 3 4 7 0 1 2

0x47

0x47

0x47

0x47

0x47

0x47

0x47

0x47

0x47

0xB

8

0xB

8

Byte de Sincronización

Paquete del Flujo de

Transporte MPEG-2

Fig. 14.7. Inversión del byte de sincronización

Para lograr la dispersión de energía, se genera primero una secuencia de bits pseudo-aleatoria (PRBS) (Fig. 14.8.) la cual, sin embargo, se reinicia una y otra vez de una manera definida. En DVB-S, el arranque y el restableci-miento toman lugar siempre que un byte de sincronización esté invertido.


El Flujo de Datos es entonces mezclado con la sucesión pseudo-aleatoria por medio de un OR Exclusivo que rompe sucesiones largas de unos o ceros. Si este Flujo de Datos de energía-dispersa es nuevamente mezclado con la misma secuencia pseudo-aleatoria en el receptor, la dispersión es de nuevo cancelada.

El receptor contiene un circuito idéntico, consistente en un registro de desplazamiento de 15-etapas con realimentación que es cargado de una mane-ra definida con una palabra inicial siempre que ocurra un byte de sincroniza-ción invertido. Esto significa que los dos registros de desplazamiento en el transmisor y en el receptor están operando completamente en sincronía y se sincronizan por la sucesión de 8 paquetes del bloque de inversión del byte de sincronización. Esta sincronización sólo es posible porque los bytes de la sincronización y los bytes de la sincronización invertidos atraviesan completa y transparentemente y no son mezclados con la secuencia de bits pseudo-aleatoria.

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 00 0 0 0

=1

=1&

Habilitar / deshabilitar aleatorización

Entrada de datos MPEG-2

Salida aleatoria de datos / sincronización transparente

Fig. 14.8. Etapa de dispersión de energía (randomizer)

La próxima etapa contiene el Codificador Exterior (Fig. 14.5. y 14.9.), la protección de errores Reed-Solomon. A estas alturas, 16 bytes de protección de errores se añaden a los paquetes de datos que todavía son de 188 bytes de largo pero ahora de energía-dispersa. Los paquetes tienen una longitud de 204 bytes que hacen posible corregir hasta 8 errores en el receptor. Si hay más errores, la protección de errores falla y el paquete se marca como errado en el demodulador por el indicador de error de transporte en el encabezado del Flujo de Transporte poniéndose en „uno‟.

Sin embargo, frecuentemente ocurren errores de ráfaga durante una trans-misión. Si se producen más de 8 errores en un paquete protegido por codifi-cación Reed-Solomon, la protección de errores de bloque fallará. Los datos son, por consiguiente, intercalados, es decir distribuidos dentro de un cierto período de tiempo en un paso operativo posterior.

14 - 9

Cualquiera de los errores de ráfaga presentes es luego roto por el des-intercalador (Fig. 14.10.) en el receptor y son distribuidos dentro de varios paquetes del Flujo de Transporte. Después será más fácil corregir estos erro-res de ráfaga que ahora se han vuelto errores simples y no se requiere ningún dato adicional.

DVDMod.

RS DVBDemod.

RS

4 bytes encabezado

184 bytesCarga útil

16 bytesRS FEC

Enlace Transmisión

TransporteMPEG-2

TransporteMPEG-2

188 bytes

204 bytes

Fig. 14.9. Codificación Reed-Solomon

En DVB-S, el intercalado se hace en un así llamado Intercalador Forney

(Fig. 14.11.) que está compuesto de dos interruptores giratorios y varios re-gistros de desplazamiento. Esto asegura que los datos se revuelvan, y así dis-tribuirlos, tan "des-sistemáticamente" como sea posible. El máximo intercala-do está por encima de 11 paquetes del Flujo de Transporte. Los bytes de sin-cronización y los bytes invertidos de sincronización siguen siempre una ruta particular precisa. Esto significa que la velocidad de rotación de los interrup-tores corresponde a un múltiplo exacto de una longitud de paquete y el inter-calador y el des-intercalador están síncronos con el Flujo de Transporte MPEG-2.

1 2 3 4 5 6

12 5 34 6

Des-intercalador en el receptor

Error simpleError de ráfaga

Fig. 14.10. Des-intercalador


M

2M

3M

(I-2)M

(I-1)M

n

M

2M

3M

(I-2)M

(I-1)M

Ruta de sincronizacion

Intercalador Des-intercalador

8 bit8 bit8 bit

1 paso por byte

I=12; M=204/I=204/12=17

IRutas

Max. Retardo = M(I-1)I =2244Bytes = 11 paquetes del FT

Fig. 14.11. Intercalador y Des-intercalador Forney

La etapa siguiente del modulador es el Codificador Convolucional (codifi-cador Trellis). Esta etapa representa la segunda y así llamada Protección de Errores Interna. El codificador convolucional (Fig. 14.11.) tiene una estructu-ra relativamente simple pero entenderlo no es realmente fácil.

T T T T T T

+ + +

+ +

+

++

XOR

rBit

rBit

rBit

Per

fora

do

r

rsal > rBit

salida1

salida2

Codificador Convolucional

Registro de desplazamiento

Tasa de codificación = 1/2, … 7/8

Fig. 14.12. Codificador convolucional en DVB-S y DVB-T

El codificador convolucional consiste en un registro de desplazamiento de 6-etapas y dos rutas de señal en que la señal de entrada es mezclada con el contenido del registro de desplazamiento en ciertas derivaciones. El Flujo de Datos de entrada es dividido en 3 flujos de datos. Los datos primero pasan a través del registro de desplazamiento dónde ellos influyen en los flujos de datos superior e inferior del codificador convolucional por una operación OR Exclusivo que dura 6 ciclos del reloj. Esto dispersa la información de un bit

14 - 11

sobre 6 bits. En puntos específicos en ambas rutas de datos, superior e infe-rior, hay compuertas XOR que mezclan los flujos de datos con los contenidos del registro de desplazamiento. Esto proporciona dos flujos de datos a la sali-da del codificador convolucional, cada uno de los cuales muestra la misma tasa de datos que la señal de entrada. Adicionalmente, al Flujo de Datos se le proporcionó sólo una memoria particular que se extiende por encima de los 6 ciclos del reloj. La Tasa de Datos total a la salida es ahora dos veces más alta que la de los datos de la entrada que corresponde a una Relación de Código = 1/2. Un techo de 100% se le ha agregado a la señal de datos.

14.3 Codificación Convolucional

Cada codificador convolucional (Fig. 14.12.) consiste en etapas con mayor o menor retardo y con la memoria que, en la práctica, se lleva a cabo usando registros de desplazamiento. En DVB-S, y también en DVB-T, se decidió usar un registro de desplazamiento de seis-etapas con 5 derivaciones cada uno en las rutas superior e inferior. Los flujos de bits retardados tomados de estas derivaciones son XOR con el flujo de bits no-retrazados, resultando así dos salidas de flujos de datos, sujetos a una así llamada „convolución‟, cada una con la misma tasa de datos que la tasa de datos de entrada. Una convolución ocurre siempre que una señal se "manipula" a sí misma, retardada en el tiem-po.

R1 R2

+ +

+

XOR

entrada

salida1

salida2

XOR XOR

Fig. 14.13. Ejemplo de un Codificador Convolucional de 2 etapas

Un filtro digital (FIR) también realiza una convolución. Tomaría demasia-do tiempo analizar directamente el codificador convolucional usado en DVB-S y en DVB-T dado que, debido a sus seis etapas, tiene una memoria de 26 = 64. Por ende, reduciéndolo a un codificador de muestra que tenga sólo dos etapas sólo necesitamos observar los 22 = 4 estados. El registro de desplaza-miento puede asumir los estados interiores 00, 01, 10 y 11 (Fig. 14.12.). Para probar el comportamiento del arreglo del circuito es necesario aplicar luego un cero y un uno en el registro de desplazamiento para cada uno de estos 4 estados y luego analizar el estado resultante y también calcular las señales de


salida debido a los OR Exclusivos. Por ejemplo, si se introduce un cero en el registro de desplazamiento que tiene un valor actual de 00, el nuevo valor resultante también será 00 ya que un cero es desplazado hacia afuera y al mismo tiempo un nuevo cero es desplazado hacia adentro. En la ruta superior de la señal, las dos operaciones del XOR producen un resultado global de 0 a la salida. Lo mismo se aplica a la ruta inferior.

Si se aplica un uno en el registro de desplazamiento que contiene 00, el nuevo estado será 10 y un uno se obtiene como señal de salida tanto en la ruta superior de la señal como en la inferior. Los otros tres estados pueden funcio-nar de la misma manera aplicando un uno y un cero en cada caso. Los resul-tados se muestran en la Fig. 14.14. El resultado total del análisis puede ilus-trarse más claramente en un diagrama de estados (Fig.14.15.) en dónde se ingresan los cuatro estados interiores del registro de desplazamiento en los círculos.

o[0]n[0]

o[0]n[0]

+ +

+

ent[0]

sal1

sal2

[0] [0]

[0] [0]

[0][0]

[0]

[0]

o[0]n[1]

o[0]n[0]

+ +

+

ent[1]

sal1

sal2

[1] [1]

[0] [0]

[0][1]

[1]

[1]

o[1]n[0]

o[0]n[1]

+ +

+

ent[0]

sal1

sal2

[0] [1]

[0] [0]

[0][0]

[1]

[0]

o[0]n[0]

o[1]n[0]

+ +

+

ent[0]

sal1

sal2

[0] [0]

[0] [1]

[1][0]

[1]

[1]

o[1]n[0]

o[1]n[1]

+ +

+

ent[0]

sal1

sal2

[0] [1]

[0] [1]

[1][0]

[0]

[1]

o[1]n[1]

o[0]n[1]

+ +

+

ent[1]

sal1

sal2

[1] [0]

[1] [0]

[0][1]

[0]

[1]

o[0]n[1]

o[1]n[0]

+ +

+

ent[1]

sal1

sal2

[1] [1]

[0] [1]

[1][1]

[0]

[0]

o[1]n[1]

o[1]n[1]

+ +

+

ent[1]

sal1

sal2

[1] [0]

[0] [1]

[1][1]

[1]

[0]

Fig. 14.14. Estados del Codificador Convolucional de muestra (o[] = estado anterior, n[] = nuevo)

14 - 13

El bit menos significativo es ingresado a la derecha y el más significativo a la izquierda lo que significa que el arreglo del registro de desplazamiento tiene que ser imaginado invertido. Las flechas entre estos círculos marcan las posibles transiciones de estado. Los números al lado de los círculos describen el bit de estímulo pertinente y los bits de salida del arreglo, respectivamente. Puede verse claramente que no todas las transiciones entre los estados indivi-duales son posibles. Así, es imposible, por ejemplo, pasar directamente de 00 a 11 sin primero pasar, por ejemplo a través del estado 01.

01

11

10

00

1/10

0/10

1/00

0/00

1/01 0/01

1/11 0/11

x/yyx = datos ent.y = datos sal. (sal1 , sal2)

zz, Estado interno

del registro, derecha=LSBizquierda=MSB

Fig. 14.15. Diagrama de estado del codificador convolucional de muestra

Trazando las transiciones de estado permitidas contra el tiempo resulta el denominado diagrama de Trellis (espaldera). Dentro del diagrama de Trellis, es sólo posible seguir ciertos caminos o ramas; ya que no son posibles todos los caminos a través de Trellis. En muchas regiones rurales, ciertas plantas (árboles frutales, viñedos) se siembran para crecer a lo largo de enrejados en una pared. Les obligan así a que crezcan de una manera ordenada de acuerdo con un patrón particular siendo fijados a ciertos puntos en la pared. Sin em-bargo, a veces sucede que algunos de esos puntos se rompen debido al mal tiempo, y el enrejado queda en desorden. El patrón existente hace posible, sin embargo, indagar dónde la rama podría haber estado y acomodarla nueva-mente. Lo mismo pasa con nuestros flujos de datos después de la transmisión, dónde los flujos del datos codificados convolucionalmente pueden haber sido forzados fuera del „enrejado‟ debido a errores de bit causados, por ejemplo, por el ruido. Pero dado el historial del flujo de datos, ya que su curso es cono-cido a través del diagrama de Trellis, pueden corregirse los errores de bit reconstruyendo los caminos en base a la mayor probabilidad. Éste es preci-


samente el principio de funcionamiento del llamado Decodificador Viterbi, nombrado después de su inventor. El decodificador Viterbi es virtualmente la contraparte del decodificador convolucional y no existe, por consiguiente, ningún decodificador convolucional. Además, un decodificador Viterbi es mucho más elaborado que un codificador convolucional.

t1t0 t2 t3

00

01

10

11

tiempo

Estado del registro

0/00 0/00 0/00

1/11 1/110/11

1/01

0/101/00

Fig. 14.16. Diagrama de Trellis

Después de la codificación convolucional, el Flujo de Datos está ahora in-flado por un factor de 2. Por ejemplo, 10 Mb/s ahora se han vuelto 20 Mb/s pero las dos salidas de flujos de datos ahora acarrean 100% de techo como protección de errores. Por otro lado, esto baja correspondientemente la tasa de datos netos disponible. Este techo, como también la protección de errores, puede controlarse en la Unidad de Picado (Fig. 14.17.), dado que la Tasa de Datos puede rebajarse omitiendo bits selectivamente. La omisión, es decir el picado, se hace de acuerdo con un arreglo llamado el „patrón de picado‟, que son acreditados tanto en el transmisor como en el receptor.

Esto hace posible variar la Relación de Código entre 1/2 y 7/8. 1/2 signifi-ca ningún picado, o sea una protección de errores máxima y 7/8 constituye una protección de errores mínima y, correspondientemente, una tasa de datos neta máxima. En el receptor, los bits „picados‟ son llenados con bits „No Im-porta‟ y son tratados como errores en el decodificador Viterbi y posterior-mente reconstruidos. Hasta aquí las etapas de procesamiento en DVB-S y en DVB-T son 100% idénticas. En el caso de DVB-T, los dos flujos de datos se combinan para formar un flujo de datos común, accediendo alternadamente a los flujos de datos picados superior e inferior. En DVB-S los flujos de datos superior e inferior van directamente al Mapeador dónde los dos flujos de da-tos son convertidos en la constelación correspondiente de la modulación QPSK.

14 - 15

X1

Y1

X1 X2 X3 X4

Y1 Y2 Y3 Y4

X1 X2 X3

Y1 Y2 Y3

X1 X2 X3 X4 X5

Y1 Y2 Y3 Y4 Y5

X1 X2 X3 X4 X5

Y1 Y2 Y3 Y4 Y5

X6 X7

Y6 Y7

X1

Y1

X1 Y2 Y3

Y1 X3 Y4

X1 Y2

Y1 X3

X1 Y2 Y4

Y1 X3 Y5

X1 Y2 Y4 Y6

Y1 Y3 X5 X7

1/2

2/3

3/4

5/6

7/8

Fig. 14.17. Picado en DVB-S

2BN = BSΔf Δf

Δf Δf

2cos 2cos

2cos 2cos

r=Δf/BN

f

Fig. 14.18. Filtrado digital Roll-off

El „mapeado‟ es seguido por un filtrado digital para que el espectro „caiga‟ suavemente hacia los canales adyacentes. Esto limita el ancho de banda de la señal y al mismo tiempo optimiza el patrón de ojo de la señal de datos. En DVB-S, el filtrado digital se lleva a cabo con un ‘factor de caída‟ r = 0.35. La señal cae con un perfil tipo raíz del coseno cuadrado dentro de la banda de frecuencias. La forma de coseno cuadrado del espectro requerida sólo se pro-duce combinando el filtro de salida del transmisor con el filtro del receptor porque ambos filtros exhiben el perfil de raíz del coseno cuadrado. El factor de caída describe la pendiente del filtro digital y está definido como r =∆f/fN. Después del filtrado digital, la señal es modulada en QPSK en el modulador


IQ, convertida a RF a la frecuencia de subida al satélite y que, después de la amplificación de potencia, alimenta a la antena de la estación satelital. Es luego subida al satélite en la banda de los 14 a 17GHz.

14.4 Procesamiento de la Señal en el Satélite

Los satélites geoestacionarios de radiodifusión directa que se ubican per-manentemente sobre el ecuador en una órbita situada a aproximadamente 36,000Km sobre la superficie de la Tierra reciben la señal DVB-S subiendo de la estación terrena de transmisión hacia el satélite y la limitan primero con un filtro pasabanda. Dada la distancia de la transmisión hacia el satélite de más de 36,000Km se produce una pérdida de espacio-libre por encima de los 200dB y, como resultado, la señal útil se atenúa correspondientemente, la antena de transmisión hacia el satélite y la antena receptora en el satélite de-ben poseer las ganancias adecuadas. En el satélite, la señal DVB-S se con-vierte a la frecuencia de bajada en la banda de 11 a 13 GHz y luego amplifi-cada por medio de un TWA (Travelling Wave tube Amplifier - Amplificador valvular de desplazamiento de onda). Estos amplificadores son altamente no-lineales y, en la práctica, tampoco pueden corregirse debido a la disponibili-dad de energía en el satélite. Durante el día, las celdas solares proporcionan la energía al satélite y también se cargan las baterías. Durante la noche, el satéli-te se alimenta sólo de sus baterías.

Antes de que la señal se retransmita a la Tierra, es nuevamente filtrada pa-ra suprimir las componentes fuera de banda. La antena transmisora del satéli-te tiene un cierto patrón para obtener la óptima cobertura en el área de recep-ción a ser cubierta en la Tierra. Esto produce una „huella‟ dentro de la cual los programas pueden ser recibidos. Debido a la alta pérdida de espacio libre de aproximadamente 200dB, debida a la distancia de la bajada de más de 36,000Km, la antena de transmisión del satélite debe poseer la alta ganancia correspondiente. La potencia de transmisión está en el orden de los 100w. La unidad de procesamiento de señal del satélite se llama Transpondedor. La subida y bajada al satélite están polarizadas, es decir hay canales polarizados horizontal y verticalmente. La polarización se usa para poder aumentar el número de canales.

14.5 El Receptor DVB-S

Después de que la señal DVB-S viniendo del satélite haya viajado otra vez a lo largo de 36,000Km y, por consiguiente, se haya atenuado correspondien-temente en 200dB y su potencia haya sido reducida aún más por las condicio-nes atmosféricas como la lluvia o la nevada, llega a la antena receptora del satélite y se enfoca al punto focal del plato. Éste es el punto preciso donde

14 - 17

está montado el bloque de bajo ruido (LNB). El LNB contiene una guía de onda con sondas para cada una de las polarizaciones horizontal y vertical. Dependiendo de qué plano de polarización haya sido seleccionado, la señal de la sonda horizontal o la de la vertical es la que logrará pasar. El plano de po-larización es seleccionado por el voltaje de alimentación al LNB (14/18V). La señal recibida se amplifica después en un amplificador de bajo ruido de arse-niuro de galio y es luego convertida a la primera frecuencia intermedia (FI) satelital en la banda de 950 a 2,100MHz.

Receptor DVB-S

LNB

Plato

1ra FI Sat (950...2100 MHz)

CC 14/18V22 kHz

Fig. 14.19. Receptor satelital y LNB

Los LNB “universales” modernos (apropiados para recibir TV digital) contienen dos osciladores locales con salidas de 9.75GHz y 10.6GHz, la señal recibida es convertida mezclándola con los 9.75GHz o los 10.6GHz depen-diendo de si el canal recibido está en la banda baja o la alta del satélite. Los canales DVB-S normalmente están en la banda superior y se emplea el osci-lador de 10.6GHz.

La frase “apropiado para recibir TV digital” sólo se refiere a la presencia de un oscilador de 10.6 GHz y resulta engañosa. El LNB cambia entre 9.75 y 10.6 GHz por medio de un voltaje de conmutación de 22KHz superpuesto en la alimentación de energía al LNB. La alimentación al LNB se provee vía el cable coaxial que distribuye la salida de frecuencia intermedia satelital en la banda de los 950 a 2,050MHz. Por consiguiente, durante el trabajo de instala-ción, debe tenerse cuidado de apagar el receptor satelital ya que de otra mane-ra un posible corto circuito podría dañar el suministro de voltaje hacia el LNB.

En el receptor DVB-S, conocido como set-top-box , “caja” o decodifica-dor DVB-S, la señal sufre una segunda conversión a una segunda FI satelital. Esta conversión se realiza con la ayuda de un mezclador IQ que se alimenta de un oscilador controlado por el circuito de recuperación de la portadora. Después de la conversión IQ, se obtienen nuevamente las señales I y Q aná-logas. Las señales I y Q luego pasan por un convertidor A/D y son aplicadas


al filtro apareado en el que el mismo proceso de filtrado de raíz del coseno cuadrado tiene lugar con un factor de caída de 0.35 como en el lado de la transmisión. Junto con el filtro del transmisor, esto produce el filtrado de la señal DVB-S con una caída de coseno cuadrado real. El proceso de filtrado debe aparearse con respecto al factor de caída tanto al lado del transmisor como del receptor.

BP

9.75GHz

10.6GHz

LPX

H

V

10.7 … 12.75 GHz950 … 2100 MHz

V

H

1ra FI Sat.

Figura de Ruido del LNB = 0.6 … 1dB,Ganancia aprox. 50dB

Fig. 14.20. Unidad exterior – LNB

Des-intercalador

Decodificador Reed Solomon

Removedor de energía dispersa

Interfaz de Banda base

Decodificador Viterby

Des-mapeador

Recuperador de portadora y

reloj

1ra FI

Sat FI1

FI2

AD

AD

2cos

Filtro apareado

MPEG-2

Fig. 14.21. Receptor DVB-S (sin el decodificador MPEG-2)

Después del filtro apareado, el circuito de recuperación de reloj y portado-ra y los des-mapeadores se extraen las señales de entrada. El des-mapeador genera de nuevo un flujo de datos donde los primeros errores son removidos en el decodificador Viterbi. El decodificador Viterbi es la contraparte del

14 - 19

codificador convolucional. El decodificador Viterbi debe tener conocimiento de la Relación de Código en uso. El decodificador debe informarse de esta Relación de Código (1/2... 3/4...7/8) mediante la intervención del operador.

El decodificador Viterbi es seguido por el des-intercalador convolutional dónde cualquier error de ráfaga es roto en errores individuales. Los errores de bit todavía presentes se corrigen luego en el decodificador Reed-Solomon. A los paquetes del flujo de transporte, que tenían una longitud original de 188 bytes, se les habían adicionado 16 bytes como protección de errores en el transmisor. Éstos pueden usarse en el lado receptor por corregir hasta 8 erro-res por paquete que ahora tienen una longitud de 204 bytes. Los errores de ráfaga, es decir los errores múltiples en un paquete, deben de haber sido rotos por el proceso de des-intercalado precedente. Sin embargo, si un paquete del flujo de transporte, protegido contra errores con una longitud de 204 bytes, contiene más de 8 errores la protección de errores fallará. El indicador de error de transporte en el encabezado del flujo de transporte es puesto en „1‟ para marcar este paquete como errado. La longitud del paquete es ahora de 188 bytes. Los paquetes del Flujo de Transporte marcados como errados no deben ser usados por el decodificador MPEG-2 y deberá aplicarse decodifica-ción y ocultación del error.

Después de la decodificación Reed-Solomon la dispersión de energía es removida y la inversión de bytes de la sincronización es cancelada. Durante este proceso la unidad de dispersión de energía se sincroniza con esta suce-sión de 8 paquetes de bytes de inversión de la sincronización. A la salida de la siguiente interfaz de banda base está nuevamente disponible el Flujo de Transporte MPEG-2 y se aplica luego al decodificador MPEG-2.

Hoy, todo el decodificador DVB-S se localiza en un chip después de los convertidores A/D que, a su vez, normalmente se integran en el sintonizador satelital. Es decir, el sintonizador, que es controlado vía el bus I2C, tiene un conector tipo F a la entrada para la señal del LNB y una salida paralela para el flujo de transporte.

14.6 Influencias que Afectan la Cadena de Transmisión Sa-telital

Esta sección trata de las influencias a ser esperadas en la cadena de trans-misión satelital y se verá que estas influencias están principalmente restringi-das al ruido. Sin embargo, permítanos primero empezar con el modulador. Puede asumirse como ideal hasta el modulador IQ. El modulador IQ puede presentar diferentes ganancias en las ramas I y Q, tener algún error de fase en el rotador de 90° o una falta de supresión de la portadora. Puede también ser afectado por el ruido y corrimientos de fase en esta sección del circuito. Sin embargo, estos problemas pueden ignorarse debido a la naturaleza robusta de


la modulación QPSK; normalmente nunca se alcanzará un orden de magni-tud tal que afecte notoriamente a la calidad de la señal. En el satélite, la válvula de onda progresiva (TWT) genera no-linealidades severas, pero prácticamente éstas no afectan. En la región de subida y bajada del satélite, sin embargo, dónde la señal DVB-S se atenúa severamente por más de 200dB debido a la distancia de 36,000Km que la señal viaja en cada sentido, se expe-rimentan fuertes efectos causados por el ruido. Estos efectos del ruido son el Ruido Aditivo Blanco Gaussiano (AWGN) sobrepuesto en la señal, la cual será la única influencia a ser discutida.

Mod.DVB-S

Rec.DVB-S

Ruido blanco gausiano aditivo (AWGN)

No-linealidadRuidoErrores IQ

Fig. 14.22. Influencias que afectan la transmisión por satélite

Seguidamente se analizará la bajada satelital mediante un ejemplo con respecto a la atenuación de la señal y los efectos resultantes del ruido.

La mínima relación portadora/ruido (C/N) y la tasa de error de bit del ca-nal necesarias son conocidas y se predeterminan de la pre-corrección de error (Reed-Solomon y la codificación convolucional, FEC) (Fig. 14.23.).

Para obtener una idea de la relación portadora/ruido (C/N) esperada, permítanos considerar los niveles en la bajada del satélite.

Un satélite geoestacionario está “estacionado” en una órbita a 35,800Km sobre el ecuador. Ésta es la única órbita en que puede viajar síncronamente alrededor de la Tierra. A 45° de latitud, la distancia a la superficie de la Tierra está dada por:

d = Radio de Tierra • sen(45°) + 35,800Km = 6,378Km • sen(45°) + 35,800Km = 37,938Km;

14 - 21

Potencia transmitida (por ejemplo Astra 1F):

Potencia del transpondedor supuesta:82w = 19dBW Ganancia de la antena de transmisión 33dB PIRE del satélite (potencia radiada isotrópica equivalente)

52dBW

Atenuación de espacio libre: Distancia Tierra - Satélite = 37,938Km 91.6dB Frecuencia de transmisión = 12.1GHz 1.7dB Constante de pérdida 92.4dB Atenuación de espacio libre 205.7dB

Potencia recibida: PIRE del satélite 52.0dBW Atenuación de espacio libre 205.7dB Atenuación en cielo claro 0.3dB Error direccional de recepción 0.5dB Error de polarización 0.2dB Potencia recibida en la antena -154.7dBW Ganancia de la antena 37dB Potencia recibida -117.7dBW

Potencia de ruido en el receptor: Constante de Boltzmann -228.6dBW/K/Hz Ancho de banda = 33MHz 74.4dB Temperatura 20°C = 273K+20K = 293K 24.7dB Figura de ruido del LNB 1.0dB Potencia de ruido -128.5dBW

Relación Portadora/Ruido C/N: Potencia recibida C -117.7dBW Potencia de ruido N -128.5dB C/N 10.8 dB

Así, una C/N de alrededor de 10dB puede esperarse en el ejemplo. Valores de la relación C/N entre 9 y12dB pueden esperarse en la práctica.

Las ecuaciones siguientes forman la base para el cálculo de C/N:

Atenuación del espacio libre:

L[dB] = 92.4 + 20•log(f/GHz) + 20•log(d/Km);

f = frecuencia de transmisión en GHz; d = distancia Transmisor-receptor en Km;


Ganancia de la antena parabólica:

G[dB] = 20 + 20•log(D/m) + 20•log(f/GHz);

D = diámetro de la antena en m; f = frecuencia de transmisión en GHz;

Potencia de ruido a la entrada del receptor:

N[dBW] = -228.6 + 10•log(b/Hz) + 10•log((T/°C +273)) + F;

b = anchura de banda en Hz; T = temperatura en °C; F = figura de ruido del receptor en dB.

La Fig. 14.23. muestra las relaciones C/N mínimas como una función de

la Relación de Código usada. Además, se trazan las tasas de error de bits pre-Viterbi, post-Viterbi (= pre Reed-Solomon) y post Reed-Solomon. Una Rela-ción de Código frecuentemente usada es 3/4. Con una relación C/N mínima de 6.8dB, resulta una tasa de error pre-Viterbi de 3E-2. La tasa de error de bits post-Viterbi es 2E-4 qué corresponde al límite en que el decodificador Reed-Solomon subsiguiente todavía entrega una tasa de errores de bits de 1E-11 o mejor. Esto corresponde aproximadamente a un error por hora y está definido como cuasi libre de error (QEF). Al mismo tiempo, estas condicio-nes también casi corresponden al “umbral” (o efecto “pared”). Un poco más de ruido y la transmisión se deteriora abruptamente.

SintonizadorDVB-S

Decodificador Viterbi

DecodificadorRS

DecodificadorMPEG-2

Del satélite

Flujo de Transporte MPEG-2

BER<1E-11(QEF) = 1 error/hora

BER<2E-4BER<3E-2@ CR=3/4CR C/N

1/2 >4.1dB2/3 >5.8dB3/4 >6.8dB5/6 >7.8dB7/8 >8.4dB

Fig. 14.23. Tasa de Error de Bits (BER) y relación C/N mínima necesarios en el re-ceptor

En el cálculo de la C/N esperada en el enlace de transmisión por satélite del ejemplo hay, por consiguiente, aún un margen de aproximadamente 3dB disponibles para una Relación de Código de 3/4. La precisa relación entre la

14 - 23

tasa de error de bits del canal, es decir la tasa de errores de bits pre-Viterbi, y la relación señal a ruido (S/N) se muestra en la Fig. 14.24.

0 5 10 15 20

1E-131E-121E-111E-101E-091E-081E-071E-061E-051E-041E-031E-021E-011E+00

C/N [dB]

BE

R

Fig. 14.24. Tasa de Error de Bits (BER) como una función de C/N en DVB-S

14.7 DBV-S2

DVB-S fue adoptado en 1994, usando QPSK como método de modulación y un sistema de protección concatenado de error Reed-Solomon FEC y de codificación convolucional. En 1997 fue formulado el estándar DVB DSNG [ETS301210], el que fue creado para propósitos informativos (DSNG = Digi-

tal Satellite News Gathering). Las señales en vivo se transmiten por el satéli-te, desde furgonetas de difusión de exteriores, durante grandes acontecimien-tos públicos, a los estudios. DVB DSNG utiliza ya sea 8PSK ó 16QAM. En 2003 fueron definidos nuevos métodos, para difusión directa y para usos pro-fesionales, como “DVB-S2” (Fig. 14.25.) en el documento ETSI [ETS302307].


Adaptación de modo

Adaptación de flujo

Codificador FEC

Mapeador

Encuadre de capa

física

Filtro digitalRoll-off

0.2, 0.25, 0.35

Modulador IQ

Interfaz de

entrada

Relación de código

FECDVB-S

opcional

TSMPEG-2

QPSK8PSK

16APSK32APSK

Mod. jerárquica

Señalización de la capa

física, inserción de piloto, cifrado

Conversión, amplificación,

antena

Entrada de Flujos

múltiples o simples

(TS MPEG-2 o genérico)

Codificación CRC-8, señalización de

banda base

BCH,LDPC,

Intercalado de bits

Padding,Cifrado de banda

base

Fig. 14.25. Diagrama de bloques de un modulador DVB-S2

QPSK, 8PSK (uniforme y no uniforme) y 16APSK (desplazamiento de fa-se de 16 amplitudes) fueron proveídos como métodos de modulación, este último fue utilizado solamente en el campo profesional (DSNG). La protec-ción de error usada es totalmente nueva, denominada LDPC (chequeo de paridad de baja densidad). El estándar es absolutamente abierto para radiodi-fusión, servicios interactivos y DSNG. Pueden también ser transmitidos flujos de datos no conformes con los flujos MPEG-2 y es posible transmitir uno o varios flujos de transporte. Esto también se aplica a los flujos de datos genéri-cos que también se pueden dividir en paquetes.

La Fig. 14.25. muestra el diagrama de bloque de un modulador DVB-S2. En la interfaz de entrada, el flujo o los flujos de datos aparecen bajo la forma de un flujo de transporte MPEG-2 o de flujos de datos genéricos. Después de los bloques de modo y de adaptación del flujo, los datos alimentan al bloque de la codificación FEC.

Q

I

0010

0111

Relación de código:1/4, 1/3, 2/5,1/2, 3/5, 2/3,3/4, 4/5, 5/6,8/9, 9/10

Fig. 14.26. QPSK código Gray, mapeo absoluto (como en DVB-S)

14 - 25

Q

I

000110

101011

Relación de código:3/5, 2/3,3/4, 5/6,8/9, 9/10

100

111

010

001

Fig. 14.27. 8PSK Código Gray

Son mapeados en el mapeador que sigue, QPSK (Fig. 14.26.), 8PSK (Fig. 14.27.), 16APSK (Fig. 14.28.) ó 32APSK (Fig. 14.29.). Éste es siempre el mapeado absoluto, es decir, no-diferencial. La modulación jerárquica es un caso especial. Es virtualmente retro-compatible con el estándar DVB-S, per-mitiendo transmitir un flujo DVB-S y un flujo adicional DVB-S2. En el modo jerárquico de modulación (Fig. 14.30.), la constelación se puede interpretar de dos diversas maneras.

El cuadrante se puede interpretar como un punto de la constelación, ga-nando 2 bits para la trayectoria prioritaria conforme a DVB-S. Es también posible, sin embargo, buscar los dos puntos discretos en el cuadrante, decodi-ficando otro bit para la trayectoria de baja prioridad en el proceso. En este caso, se transmiten 3 bits por símbolo. En DVB-T también existe la modula-ción jerárquica. Después del mapeo la señal pasa por el encuadre en la capa física y las etapas de filtrado digital roll-off y después convertidos en la señal de modulación apropiada para el modulador IQ. El factor de roll-off es 0.20, 0.25 o 0.35.

Q

I

00000010

00010011

Relación de código:2/3, 3/4, 4/55/6, 8/9, 9/10

1000

1011

0110

0101

0100

1001

0111

1010

11001110

1111 1101

Fig. 14.28. 16APSK


Q

I

0000000100

0001000110

Relación de código:3/4, 4/5, 5/6, 8/9, 9/10

00001

00111

10100

10010

10000

00011

10110

00101

1000110101

10111 10011

01001

11001

01000

11000

11010

01010

1101101011

01111

11111

01110

11110

11100

01100

1110101101

Fig. 14.29. 32APSK

La protección de error (Fig. 14.31.) consiste en un codificador BCH (Bo-se-Chaudhuri-Hocquenghem) y un codificador LDPC (chequeo de paridad de baja densidad) seguidos por el intercalador (interleaver) de bits. Las tasas de código posibles van de 1/4 a 9/10 y se muestran en las figuras de los respecti-vos diagramas de constelación (QPSK … 32APSK). Comparado con DVB-S, la relación mínima de C/N necesaria en DVB-S2 es mucho más dependiente del método de modulación y se puede variar también por la tasa de código.

Q

I

11

00

00

11

Cuadrante00

Cuadrante10

Cuadrante01

Cuadrante11

Bit alta prioridad

Bit baja prioridad

Fig. 14.30. Modulación jerárquica QPSK

Algunas someras comparaciones del estándar DVB-S2 se dan a continua-

14 - 27

ción:

Tabla 14.1. Mínima relación C/N necesarias en DVB-S y DVB-S2

Método de Modulación min. C/N requerida [dB]

DVB-S QPSK aprox. 3…7.5 DVB-S2 QPSK aprox. 2.4…6.5 DVB-S2 8PSK aprox. 5.5…11 DVB-S2 16APSK aprox. 9…13.1 DVB-S2 32APSK aprox. 12.7…15.6

Opuesto a DVB-S, DVB-S2 tiene una estructura de cuadro. Hay un cuadro FEC y un cuadro de capa física. Un cuadro FEC contiene en primer lugar los datos que se transmitirán, ya sean datos que tienen una estructura de flujo de transporte MPEG-2 o datos que sean absolutamente independientes de éste, denominados datos genéricos. Este campo de datos es seguido por un encabe-zado de banda base de 80 bits de largo. El bloque de datos con el encabezado de banda base rellena luego a uno de longitud dependiente de la tasa de códi-go seleccionada en la protección de error y luego se le provee con el código BCH más el código LDPC. Dependiendo del modo, un cuadro FEC tiene una longitud de 64,800 ó 16,200 bits. El cuadro FEC se divide luego en un cuadro de capa física compuesto de n ranuras. El cuadro de capa física comienza con el encabezado de la capa física de una ranura de largo en la cual la portadora es modulada en BPSK con un desfasaje de π/2. Esto es seguido por las ranu-ras 1… ranura 16. La ranura 17 puede ser un bloque de pilotos, si se transmi-ten los pilotos (opcional). Esto es seguido por otras 16 ranuras de tiempo con datos y luego, después de la ranura 32, posiblemente de otro bloque de pilo-tos, etc.

Cifrado de banda base

CodificadorBCH

CodificadorLDPC

Intercalador de bits

= parte del bloque de adaptación

de flujo

Bloque codificador de FECBCH=Bose-Chaudhuri-HocquenghemLDPC=código de verificación de paridad de baja densidad

Relación de código:1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 2/33/4, 4/5, 5/6, 8/9, 9/10

Fig. 14.31. Bloque FEC en DVB-S2


Encabezado de banda base

Campo de datos

Padding

BCH

LDPC

DFL

kBCH

kLPDC = relación de código*cuadro FEC

Cuadro del FEC – 64,800 ó 16,200 bits

FEC interior: codificación LDPC

FEC exterior: codificación BCH

80 bits Datos de un TS MPEG-2 o genéricos

Relación de código

16*tBCH bits

tBCH=8, 10,12

Fig. 14.32. Cuadro FEC en DVB-S2

Tabla 14.2. Parámetros de codificación en DVB-S2

LDPC kBCH kLDPC tBCH Cuadro FEC Relación de código

1/4 16008 16200 12 64800 1/3 21408 21600 12 64800 2/5 25728 25920 12 64800 1/2 32208 32400 12 64800 3/5 38688 38880 12 64800 2/3 43040 43200 10 64800 3/4 48408 48600 12 64800 4/5 51648 51840 12 64800 5/6 53840 54000 10 64800 8/9 57472 57600 8 64800 9/10 58192 58320 8 64800 1/4 3072 3240 12 16200 1/3 5232 5400 12 16200 2/5 6312 6480 12 16200 1/2 7032 7200 12 16200 3/5 9552 9720 12 16200 2/3 10632 10800 12 16200 3/4 11712 11880 12 16200 4/5 12432 12600 12 16200 5/6 13152 13320 12 16200 8/9 14232 14400 12 16200 9/10 N/A N/A N/A 16200

14 - 29

Una ranura tiene una longitud de 90 símbolos. Un bloque de pilotos tiene una longitud de 36 símbolos. La Tabla 14.1. muestra los parámetros de la codificación de cuadro FEC. Las tasas de datos en DVB-S2 pueden ser calcu-ladas usando la fórmula mostrada en la Fig. 14.33. En la práctica (una tasa de símbolo de 27.5 MS/s), son cerca de 49 Mb/s. Muestras de las tasas de datos se enumeran en la tabla 14.3.

Tabla 14.3. Muestras de la tasa de datos en DVB-S y DVB-S2 con una tasa de símbolo de 27.5MS/s

Estándar Modulación CR (Relación de Código)

Pilotos Tasa de datos neta [Mb/s]

DVB-S QPSK ¾ -- 38.01 DVB-S2 QPSK 9/10 On 48.016345 DVB-S2 QPSK 9/10 Off 49.186827 DVB-S2 QPSK 8/9 On 47.421429 DVB-S2 QPSK 8/9 Off 48.577408 DVB-S2 8PSK 9/10 On 72.005046 DVB-S2 8PSK 9/10 Off 73.678193

Cuadro FEC

Ranura 1 Ranura 2 Ranura n

Ranura 1 Ranura 2 Ranura 16 Bloque pilotos Ranura n

Encabezado PL

...

...

n ranuras 90Símbolos por ranura

1 ranuraEncabezado PLBPSK desp. π/2

36símbolos pilotos sin modulación

Después de las ranuras de tiempo 16, 32, ...

Fig. 14.33. Campo de capa física en DVB-S2


Tasa_de_datos_neta = tasa_de_símbolo / (cuadro_FEC/q + 90 +redondeo((cuadro_FEC/q/90/16-1))*36)*

(cuadro_FEC*relación_de_código-(16*tBCH)-80);

# de polinomios BCH

80 bitsEncabezado DF

36 símbolospiloto

90 símbolosEncabezado PL

cuadro_FEC = 64,800 ó 16,200 bits;q = 2, 3, 4, 5 bits/símbolo: (QPSK, 8PSK, 16APSK, 32APSK)redondeo(A) redondea A al próximo entero superior igual o mayor que Arelación_de_código = ¼ … 9/10;tBCH = 8, 10, 12;

Fig. 14.34. Fórmula para calcular la tasa de datos neta en DVB-S2

Bibliografía: [ETS300421], [MÄUSL3], [MÄUSL4], [REIMERS], [GRUNWALD], [FISCHER3], [EN301210], [ETS302307]

15 Tecnología de Medición en DVB-S

15.1 Introducción

Hasta ahora se ha discutido en detalle la transmisión vía satélite de señales de TV digitales. Las siguientes secciones tratarán sobre la tecnología de me-dición en DVB-S. Las Pautas de Medición DVB ETR290 también contienen un capítulo relativamente pequeño sobre tecnologías de medición en DVB-S. Aquí, la discusión será relativamente breve, comparada con las tecnologías de medición en DVB-C y DVB-T.

La transmisión por satélite es relativamente robusta y, en el principio, sólo sujeta a efectos del ruido (aprox. 205dB de atenuación por espacio libre), y la posible irradiación de los enlaces de microonda.

Por estas razones, los parámetros de prueba esenciales en una señal DVB-S son:

el nivel de la señal, C/N (la relación portadora/ruido), la tasa de error de bits, la atenuación de hombros. Se requiere lo siguiente para la medición de las señales DVB-S:

un analizador del espectro moderno. (ej. Rohde&Schwarz FSP, FSU) un receptor profesional DVB-S con medición de BER, un transmisor de prueba DVB-S para mediciones en las cajas y recep-

tores IDTV. (ej. Rohde&Schwarz SFQ, SFU, SFL)

15.2 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER)

Debido a la protección de errores interna y externa, existen tres tasas de error de bits en DVB-S:

la tasa de error de bits pre-Viterbi, la tasa de error de bits pre Reed-Solomon, la tasa de error de bits post Reed-Solomon.

La tasa de error de bits de mayor interés, porque proporciona casi la totali-dad de la información sobre la cadena de transmisión, es la tasa de error de bits pre-Viterbi. Puede medirse volviendo a aplicar el flujo de datos, después del decodificador Viterbi, a un codificador convolucional con la misma con-figuración que la del transmisor. Si luego el flujo de datos antes del decodifi-cador Viterbi se compara con aquel después del codificador convolucional

15 - 2 Tecnología de Medición en DVB-S

(Fig. 15.1.) (teniendo en la cuenta el retraso del codificador), los dos serán idénticos si no hay ningún error. Un comparador para la rama I y otro para la rama Q determinan las diferencias, y así los errores de bit.

La cuenta de los bits errados se relaciona luego al número de bits transmi-tidos en el período correspondiente, produciendo la tasa de error de bits

BER = bits errados / bits transmitidos; El rango de la tasa de error de bits pre-Viterbi va desde 1•10-4 a 1•10-2. Lo

que quiere decir que uno de cada diez mil o uno de cada cien bits está errado.

Decodifi-

cador

Viterbi

Retardo Comparación

Codificador

convolucional

BER

I Q

Datos

I

Q

Fig. 15.1. Circuito para determinar la tasa de error de bits pre-Viterbi

El decodificador Viterbi puede corregir sólo una fracción de los errores de

bits. Por consiguiente, hay una tasa de error de bits residual que subsiste antes del decodificador Reed-Solomon. Contando los procesos de corrección del decodificador Reed-Solomon y relacionándolos al número de bits transmiti-dos dentro del período correspondiente se obtiene la tasa de error de bits pre Reed-Solomon. El límite de la tasa de error de bits pre-Reed-Solomon es de 2•10-4. Hasta allí, el decodificador Reed-Solomon puede reparar todos los errores. Al mismo tiempo, sin embargo, la transmisión está “en el borde”. Con un poco más de interferencia, como una atenuación adicional debida a la lluvia, la transmisión se perderá y la imagen comenzará a mostrar el conocido “cuadriculado”.

Pero el decodificador Reed-Solomon tampoco puede corregir todos los errores de bit, resultando así paquetes de flujo de transporte erróneos que se marcan luego en el encabezado de los TS (bit indicador de error de transporte = 1). Si se cuentan los paquetes erróneos del flujo de transporte, puede calcu-larse la tasa de errores de bit post Reed-Solomon.

15 - 3

10 MHz / divCenter 1.9 GHz Span 100 MHz

0

-10

-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

Ref Lvl-18 dBm

D1 -18.18 dBm

RS

Fig. 15.2. Espectro de una señal DVB-S (10dB/div, 10MHz/div, Span 100MHz)

Si la tasa de errores de bit medida es muy baja (ej. menos de 1•10-6), de-ben seleccionarse tiempos más largos, en el rango de minutos u horas, para detectarlos con algún grado de exactitud. Dado que hay una relación directa entre la tasa de errores de bits y la relación portadora/ruido, puede usarse para determinar esta última (vea el diagrama en la Sección 14.6 “Efectos de la Interferencia en la Cadena de Transmisión”, Fig. 14.24.). Virtualmente cada chip DVB-S o receptor DVB-S contiene un circuito por determinar la tasa de errores de bit pre-Viterbi porque este valor puede usarse para alinear la antena receptora del satélite y para determinar la calidad de la recepción. El circuito en sí no es muy complejo. En la mayoría de los casos, los receptores de DVB-S exhiben dos gráficos de barra en su menú de configuración, uno para la fuerza de la señal y otro para la calidad de la señal. El último se deriva de la tasa de error de bits.

15.3 Medición de las Señales DVB-S empleando un Analiza-dor del Espectro

Un analizador del espectro puede usarse eficazmente para medir la poten-cia en el canal DVB-S, por lo menos en la transmisión hacia el satélite. Claro,


también sería más simple usar un medidor térmico de potencia pero un anali-zador del espectro también puede usarse por determinar la relación portado-ra/ruido en la transmisión hacia el satélite, posiblemente de manera directa. Una señal DVB-S tiene la apariencia de ruido y tiene un factor de cresta bas-tante grande. Debido a su fuerte similitud con el ruido Gaussiano blanco, su potencia se mide exactamente como en el caso del ruido.

Para determinar la potencia de la portadora, el analizador del espectro es configurado como sigue: En el analizador se selecciona una resolución de ancho de banda de 2MHz y una anchura de banda de video de 3 a 10 veces la resolución del ancho de banda (10MHz). Para lograr algún promedio, debe ponerse un tiempo del barrido lento (2,000ms). Estos parámetros se requieren debido al detector RMS usado en el analizador del espectro.

Se emplea la siguiente configuración:

Frecuencia central al centro del canal DVB-S, Span a 100MHz, Resolución de ancho de banda a 2MHz, Ancho de banda de video a 10MHz (debido al detector RMS y repre-

sentación logarítmica), Detector en RMS Tiempo de barrido lento (2,000ms) Marcador de ruido al centro del canal (resultados en C' en dBm/Hz).

Esto da lugar a un espectro como el mostrado en la Fig. 15.2. El detector

RMS calcula la densidad de energía de la señal en una ventana con una an-chura de banda de 1Hz, la ventana de prueba es empujada continuamente sobre la ventana de frecuencias a medir (rango del barrido). En principio, se determina primero el valor RMS (media cuadrática de la raíz) del voltaje de todas las muestras en la ventana de señal de anchura de banda de 1Hz:

� =1� �1

2 + �22 + �3

2 + ⋯ ;

De esto, la energía en esta ventana de señal se calcula referente a una im-

pedancia de 50Ω y se convierte a dBm. Ésta es entonces la densidad de energ-ía de la señal en una ventana de la anchura de banda de 1Hz. Cuanto más lento sea el tiempo seleccionado para el barrido, más muestras se puede aco-modar en esta ventana y el resultado de la prueba tendrá un mejor y más sua-ve promedio.

Debido a que la señal luce como ruido, usaremos el marcador de ruido pa-ra medir la potencia de la señal. El marcador de ruido se coloca al centro de la banda para este propósito. El requisito previo es un canal plano, aunque pue-

15 - 5

de asumirse que éste es siempre el caso en la transmisión hacia el satélite. Si el canal no es plano, deben usarse otras funciones de medición apropiadas para medir la potencia del canal pero éstas están subordinadas al analizador de espectro.

El analizador nos proporciona el valor C' como la densidad de potencia de ruido a la posición del marcador de ruido en dBm/Hz, teniendo en cuenta automáticamente el ancho de banda del filtro y las características del amplifi-cador logarítmico del analizador. Para relacionar la densidad de potencia de la señal C' al ancho de banda de Nyquist BN de la señal DVB-S, es necesario calcular la potencia de la señal C como sigue:

C = C'+ 10log BN = C'+ 10log (tasa de símbolo/Hz); [dBm]

El ancho de banda de Nyquist de la señal corresponde a la tasa de símbolo

de la señal DVB-S. Ejemplo:

Valor medido del marcador de ruido: -100dBm/Hz Valor de la corrección, tasa de símbolo de 27.5MS/s: + 74.4dB Potencia en el canal DVB-S: - 25.6dBm

15.3.1 Determinación Aproximada de la Potencia de Ruido N

Si fuera posible apagar la señal DVB-S sin cambiar las relaciones de ruido en el canal, el marcador de ruido al centro de la banda proporcionaría ahora la información sobre las relaciones de ruido en el canal. Sin embargo, esto no puede hacerse de una manera sencilla. Se puede obtener, si no un valor de exacto, por lo menos una "buena idea" de la medida, si el marcador de ruido se aplica en el hombro de la señal DVB-S para medirlo en la proximidad cer-cana de la señal. Esto es porque puede asumirse que la franja de ruido en la banda requerida continúa en forma similar a la del hombro.

El valor N‟ de la densidad de potencia de ruido es mostrada por el analiza-dor del espectro. La potencia de ruido N, en el canal con el ancho de banda BK del canal de transmisión DVB-S, es calculada de la densidad de potencia de ruido N‟ como sigue:

N = N'+10logBK = N'+10log (ancho de banda de ruido/Hz); [dBm]

El ancho de banda del ruido a ser usado es la tasa de símbolo (recomenda-

do por [ETR290]).


Ejemplo:

Valor medido del marcador de ruido: -120dBm/Hz Valor de corrección (tasa de símbolo = 27.5 MS/s): + 74.4dB Potencia de ruido en el canal DVB-S: - 45.6dBm

La C/N resultante es:

C/N[dB] = C[dBm]-N[dBm] ; En el ejemplo: C/N[dB] = -25.6 [dBm] - (-45.6dBm) = 20dB; De hecho, para medir la C/N en la bajada, el ruido es medido en los vacíos

entre los canales individuales. La única otra posibilidad de medir la C/N sería si tuviéramos disponible un analizador de constelación o vía el atajo de medir la tasa de error de bits. La propia potencia recibida puede medirse por medio de un receptor profesional DVB-S que incluya este tipo de medida.

15.3.2 C/N, S/N y Eb/No

La relación portadora-ruido, C/N, es un valor importante para evaluar la calidad de la cadena de transmisión satelital. Del valor C/N, se puede llegar a una conclusión directa con respecto a la tasa de error de bits esperada. La C/N es el resultado de la potencia radiada por el satélite (< ~ 100W), la ganancia de las antenas a los lados de transmisión y recepción (tamaño de la antena receptora) y la pérdida de espacio libre entre ellas. También juegan un papel la alineación de la antena receptora satelital y la figura de ruido del LNB. Los receptores DVB-S muestran el valor C/N como una ayuda por apuntar la an-tena receptora.

C/N[dB] = 10log (Pportadora / Pruido); Además de la relación portadora-ruido, existe también la relación señal-

ruido (S/N):

S/N[dB] = 10log (Pseñal / Pruido); La potencia de la señal es aquí la potencia de la señal después del filtro

digital. Pruido es la potencia del ruido dentro del ancho de banda de Nyquist (tasa de símbolo).

La relación señal-ruido S/N se obtiene así de la relación portadora-ruido:

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S/N[dB] = C/N[dB] + 10log (1-r/4);

donde r es el factor de caída (= 0.35 en DVB-S);

en DVB-S: S/N[dB] = C/N[dB] -0.3977dB;

15.3.3 Cálculo de la Relación EB/N0

En DVB-S, el término EB/N0 se menciona a menudo. Ésta es la energía por bit con respecto a la densidad de potencia de ruido.

EB = la energía por bit; N0 = densidad de potencia de ruido en dBm/Hz; El EB/N0 puede calcularse de la relación C/N: EB/N0 [dB] = C/N[dB] + 10log(188/204) - 10log(m) -10log(CR); donde:

m = 2 para QPSK/DVB-S; m = 4 para 16QAM

6 para 64QAM y 8 para 256QAM, y

la Relación de Código (CR) es 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8. Con una Relación de Código de 3/4 como en el caso de la modulación de

QPSK usual,

EB/N0 [dB]3/4 = C/N[dB] + 10log(188/204) - 10log(2) - 10log(3/4); = C/N[dB] + 0.3547dB - 3.0103dB + 1.2494dB; = C/N[dB] - 1.4062dB;

15.4 Medición de la Atenuación de Hombros

La señal DVB-S dentro del canal DVB-S requerido debe estar tan plana como sea posible, es decir no debe mostrar ninguna ondulación o inclinación. Hacia los bordes del canal, el espectro de DVB-S cae por un filtrado con una pendiente suave. Sin embargo, hay todavía componentes de la señal fuera de la banda real requerida y éstos son llamados “hombros” de la señal DVB-S. El objetivo es lograr la mayor atenuación posible de los hombros, de por lo menos 35dB. [ETS300421] especifica una máscara de tolerancia para el es-


pectro de la señal DVB-S pero, en principio, el proveedor de la red satelital puede definir una máscara de tolerancia particular para la atenuación de los hombros.

El espectro de la señal se analiza empleando un analizador del espectro y las funciones simples del marcador.

Fig. 15.3. Espectro DVB-S con “hombros”

15.5 Prueba del Receptor DVB-S

La comprobación de los receptores DVB-S („cajas‟, Fig. 15.4., e IRDs) toma gran importancia. Para estas pruebas, se usan los transmisores de prueba DVB-S qué pueden simular la cadena de transmisión satelital y el proceso de modulación. Tal transmisor de prueba (ej. el Transmisor Prueba de TV Roh-de&Schwarz SFQ, SFU) incluye, además del modulador DVB-S y el conver-tidor, una fuente de ruido complementario y posiblemente hasta un simulador de canal. El transmisor de prueba se alimenta con un flujo de transporte MPEG-2 de un generador MPEG-2. El transmisor de prueba luego suministra una señal DVB-S dentro del rango de la primera FI satelital (900 – 2,100MHz). Esta señal puede aplicarse directamente a la entrada del receptor DVB-S. Es luego posible crear variadas condiciones de señal para el receptor DVB-S cambiando los numerosos parámetros en el transmisor de la prueba. También es posible medir la tasa de error de bits como una función de la rela-ción C/N. Tales transmisores de la prueba se utilizan en el desarrollo y en la producción y control de calidad de los receptores DVB-S.

15 - 9

Fig. 15.4. Prueba de receptores DVB empleando un generador MPEG-2 (Rohde& Schwarz DVRG) y un transmisor de prueba (Rohde&Schwarz SFU): El generador MPEG-2 (arriba) suministra el flujo de transporte con contenidos de prueba y alimen-ta al transmisor de prueba DVB (centro) que, a su vez, genera una señal de RF modu-lada IQ conforme con DVB para el receptor DVB (abajo). La señal de salida de video del receptor DVB se muestra en el monitor de TV (izquierda).

Bibliografía: [ETS300421], [ETR290], [REIMERS], [GRUNWALD], [FISCHER3], [SFQ], [SFU]

16 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)

En muchos países, una buena cobertura de radio y TV se provee vía cable de banda ancha, especialmente en áreas densamente pobladas. Estas redes de cable tienen un ancho de banda ya sea de cerca de 400MHz (~ 50 - 450MHz) o cerca de 800MHz (~ 50 - 860MHz). Adicionalmente a las conocidas bandas de VHF y UHF de la televisión terrestre se ocupan canales especiales. Los programas análogos de televisión se pueden recibir fácilmente con un televi-sor convencional sin complejidades adicionales y es el motivo de por qué este tipo de cobertura de TV es de gran interés para muchos. El único obstáculo, en comparación con la recepción análoga de TV vía satélite, es el pago men-sual adicional que con un sistema de recepción basado en satélites se autofi-nanciaría, en muchos casos, en el plazo de un año. Si la antena parabólica es lo suficientemente grande, la calidad de imagen es a menudo mejor que vía el cable de banda ancha ya que los productos de intermodulación dan lugar a veces a interferencia visible debido a la asignación múltiple de canales en el cable de banda ancha.

La decisión entre cable o recepción satelital depende simplemente de las consideraciones siguientes:

Conveniencia, Cargos de conexión al Cable, Recepción de uno o varios canales, Calidad de imagen, Requerimientos o preferencias personales. En muchas áreas de Europa, la recepción puramente terrestre ha caído de-

bajo del 10%. Naturalmente, esto no se aplica al resto del mundo.

Desde alrededor de 1995, muchas redes de cable también están llevando señales digitales de TV según el estándar DVB-C y muchas otras en bandas de frecuencia por encima de los 300MHz. Esta sección intenta explicar en mayor detalle los métodos para transmitir señales digitales de TV vía cable de banda ancha. Los métodos y parámetros elegidos para la transmisión fueron seleccionados con referencia a las características típicas de un cable de banda ancha. El cable exhibe una mucho mejor relación de señal/ruido que en la transmisión vía satélite y no hay muchos problemas con las reflexiones, lo que permite que sean utilizados métodos digitales de modulación de más alta calidad, desde 64QAM (coaxial) hasta 256QAM (fibra óptica). Una red de

16 - 2 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)

cable de banda ancha consiste en una cabecera de cable, de los acoplamientos de distribución de cable que consisten en cables coaxiales y amplificadores de cable, del “último tramo” desde el distribuidor a la conexión de la casa del suscriptor y de la propia red interna del suscriptor. Se evitarán deliberada-mente los términos técnicos especiales tales como “nivel de red” puesto que estos términos pueden ser específicos a operadores de cable o a países. Los enlaces de distribución de cable desde la cabecera a la última caja de distribu-ción pueden también funcionar con fibras ópticas. Este sistema de cable de banda ancha distribuye programas de radio y programas análogos y digitales de TV. Hay también, cada vez con mayor frecuencia, canales de enlace de retorno en una banda de frecuencia por debajo de los 65MHz.

64QAMRS

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Fig. 16.1. 64QAM (izquierda) y 256QAM (derecha)

16.1 La Norma DVB-C

La difusión de video Digital para aplicaciones de cable fue especificada en 1994 en la norma ETS 300429. Este servicio ha estado disponible en las redes de cable desde entonces, o poco después. Veremos que en el modulador de DVB-C, el flujo de transporte MPEG-2 pasa casi a través de las mismas eta-pas de acondicionamiento que en la norma satelital DVB-S. Es solamente la última etapa de la codificación convolucional la que falta aquí: es simplemen-te innecesaria porque el medio de propagación es mucho más robusto. Esto es seguido por el modulador de amplitud en cuadratura en 16-, 32-, 64-, 128- o 256-QAM. En sistemas de cable coaxial, se emplea 64QAM mientras que las redes de fibra óptica utilizan con frecuencia 256QAM.

Considerando un sistema coaxial convencional con un espaciamiento de canal de 8MHz, se utiliza normalmente una señal portadora modulada en 64-QAM con una tasa de símbolo de 6,9MS/s, por ejemplo. En este caso, la tasa de símbolo debe ser menor que el ancho de banda del sistema de 8MHz. La señal modulada cae suavemente hacia los bordes del canal con un factor de

16 - 3

pendiente r = 0,16. Dados 6.9MS/s y 64QAM (6 bits/símbolo), se obtiene una tasa de datos bruta de

tasa_de_datos_brutaDVB-C = 6 bits/símbolo • 6.9MS/s = 41.4Mb/s; En DVB-C se utiliza solamente la protección de error Reed-Solomon (RS)

tal como en DVB-S, es decir RS (188, 204). Así, a un paquete del flujo de transporte MPEG-2 de 188 bytes de longitud se le adicionan 16 bytes de pro-tección de error, dando por resultado una longitud total del paquete de 204 bytes durante la transmisión.

El flujo neto resultante es: tasa_de_datos_netaDVB-C = tasa_de_datos_brutaDVB-C•188/204=38.15Mb/s; Así, un canal satelital de 36 MHz de ancho de banda con una tasa de

símbolo de 27.5MS/s y un índice del código de 3/4 tiene la misma tasa de datos neta, es decir, la misma capacidad de transporte que este canal DVB-C con un ancho de solamente 8MHz.

Lo siguiente se aplica para DVB-C: tasa_de_datos_netaDVB-C = ld(m) • tasa_de_símbolo • 188/204;

También, sin embargo, el canal DVB-C tiene una mucha mejor relación de

señal/ruido (S/N) con alrededor de 30dB, comparado con alrededor de 10dB en el caso de DVB-S.

Las constelaciones proporcionadas en la norma DVB-C son 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM y 256QAM. Según DVB-C, el espectro es filtra-do con un factor de pendiente r = 0,16. El método de transmisión especificado en DVB-C también se conoce como el estándar internacional ITU-T J83A. Hay también el estándar paralelo ITU-T J83B usado en Norteamérica, que será descrito más adelante, y el ITU-T J83C que se utiliza en los canales de 6MHz en Japón. En principio, el J83C tiene la misma estructura que DVB-C pero utiliza un diferente factor de pendiente r = 0,13. Todo es idéntico. El ITU-T J83B, el método encontrado en los EE.UU. y en Canadá, tiene un FEC totalmente distinto y se describe en una sección separada.

16.2 El Modulador DVB-C

El modulador DVB-C no necesita ser explicado en gran detalle puesto que la mayor parte de las etapas son totalmente idénticas a las del modulador DVB-S. El modulador se engancha, en el interfaz de banda base, al flujo de


transporte MPEG-2 que consiste de paquetes de flujo de transporte (TS) de 188 bytes de largo. Los paquetes de los TS consisten en un encabezado de 4 bytes, comenzando con el byte de sincronización (0x47) y seguido por 184 bytes de carga útil. Después de esto, cada byte de sincronización se invierte a 0xB8 para llevar marcadores de tiempo a largo plazo en el flujo de datos al receptor para la dispersión de energía y su cancelación. Esto es seguido por la apropiada etapa de dispersión de la energía (o aleatorizador), y después por el codificador Reed-Solomon que agrega 16 bytes de protección de error a cada paquete de 188 bytes de largo de los TS. Los paquetes, que ahora tienen 204 bytes de longitud, son aplicados al intercalador de Forney para hacer la se-cuencia de datos más resistente a las ráfagas de error. Estas ráfagas de error se rompen por la cancelación de la intercalación en el demodulador DVB-C que le facilitan la labor al decodificador Reed-Solomon en la corrección de erro-res.

Inv. Sincro. &

Dispersión de energía

Codificador Exterior Reed-

Solomon

Convertidor Byte a m-

tuple

Codificador Diferencial

Mod. QAM

Convertidor FI/RF & Ampl.

Interfase bandabase

RS(204, 188)Clock

MPEG-2TS

Interpola-dor

Convolu-cional

I

QFI

Fig. 16.2. Modulador DVB-C

El flujo de datos con protección de error alimenta luego al mapeador, don-de el cuadrante QAM debe ser cifrado diferencialmente, en contraste con DVB-S y DVB-T. Esto es porque en el demodulador 64QAM la portadora sólo se puede recuperar en múltiplos de 90° y el receptor DVB-C puede en-gancharse a cualquier múltiplo de 90º de la fase de la portadora. El mapeador es seguido por la modulación de amplitud en cuadratura que ahora se hace digitalmente. Generalmente, se selecciona 64QAM para los enlaces coaxiales y 256 QAM para los de fibra óptica. La señal filtrada con un factor de pen-diente r = 0,16. Esta pendiente gradual hacia los bordes de la banda optimiza la apertura del ojo de la señal modulada. Después de la amplificación de po-tencia, la señal es inyectada en el sistema de banda ancha del cable.

16 - 5

16.3 El Receptor DVB-C

El receptor DVB-C – ya sea en “caja” o integrado - recibe el canal DVB-C en la banda de 50 a 860MHz. En la transmisión se han agregado efectos, de-bido al enlace de transmisión, tales como ruido, reflexiones y distorsiones de amplitud y retardo de grupo. Estos efectos serán discutidos más adelante en una sección separada.

Sintoniza-dor y

convertidor RF/IF

Demodu-lador QAM

Filtro apareado

& ecualiza-

dor

Decodifi-cador

Diferencial

Retiro de Dispersión de Energía & Inv. de

sincro

Decodifi-cador Reed-

Solomon

Desinter-polador

Convolu-cional

Des-mapeador

Recuperación de Portadora & Reloj

RF delcable

IFI

Q

I

Q

MPEG-2TS

Fig. 16.3. Receptor DVB-C

El primer módulo del receptor DVB-C es el sintonizador de cable que es esencialmente idéntico a un sintonizador para televisión análoga. El sintoni-zador convierte el canal DVB-C de 8MHz de ancho a la frecuencia interme-dia (FI) con un centro de banda de aproximadamente 36MHz. Estos 36MHz también corresponden al centro de la banda de un canal de FI de una TV aná-loga según la norma ITU BG/Europa. Los componentes de canales adyacen-tes son suprimidos por un filtro SAW que tiene un ancho de banda de exac-tamente 8MHz. Donde se requieran canales de 7 ó 6MHz, el filtro debe susti-tuirse por el apropiado. Este filtrado pasa-banda a 8, 7 ó 6MHz es seguido por una conversión adicional a una FI más baja para simplificar la conversión análoga/digital (A/D) subsiguiente. Antes de la conversión A/D, sin embargo, todos los componentes de frecuencia por encima de la tasa de muestreo se deben eliminar mediante un filtro pasabajos. Entonces, la señal se muestrea a aproximadamente 20MHz con una resolución de 10 bits o mayor. Esta FI, ahora convertida a digital, se aplica a un demodulador IQ y luego a un filtro apareado raíz cuadrada del coseno que funciona digitalmente. En paralelo con esto, se recupera la portadora y el reloj. La portadora recuperada, con una incertidumbre de múltiplos de 90°, alimenta la entrada de portadora del de-modulador IQ. Esto es seguido por un ecualizador de canal, combinado en parte con el filtro apareado, un filtro complejo FIR en el cual se procura co-rregir la distorsión del canal debido a los errores de respuesta de amplitud y de retardo de grupo. Este ecualizador funciona de acuerdo con el principio de


máxima probabilidad, es decir, intenta optimizar la calidad de la señal “ajus-tando” los “tornillos” digitales que son las derivaciones del filtro digital. La señal, así optimizada, pasa al des-mapeador donde se recupera el flujo de datos. Este flujo de datos todavía tendrá errores de bit pero aún contiene la protección de error. En primer lugar, se quita la intercalación y, por consi-guiente, las ráfagas de error se convierten en errores simples. El decodifica-dor Reed-Solomon que sigue puede eliminar hasta 8 errores por paquete RS de 204 bytes de largo. Como resultado se tienen nuevamente paquetes de flujo de transporte con una longitud de 188 bytes que, sin embargo, todavía poseen energía dispersa. Si hay más de 8 errores en un paquete, ya no pueden ser reparados y el indicador de error del transporte en el encabezado del TS se pone en “uno”. Después del decodificador RS son canceladas la dispersión de energía y la inversión de cada octavo byte de sincronización; y el flujo de transporte MPEG-2 está otra vez presente en la interfaz física de la banda base. En la práctica, todos los módulos del convertidor A/D a la salida del flujo de transporte se implementan en un solo chip. Los componentes esencia-les en una caja DVB-C son el sintonizador, algunos componentes discretos, el chip demodulador DVB-C y el chip decodificador MPEG-2, que son contro-lados por un microprocesador.

16.4 Efectos que Interfieren sobre la Cadena de Transmi-sión DVB-C

Puesto que, en la práctica, los moduladores DVB-C utilizan solamente moduladores IQ digitales, actualmente, se pueden relegar los errores IQ tales como el desequilibrio de amplitud, los errores de fase y la fuga de portadora. Estos efectos simplemente ya no están presentes, en contraste con la transmi-sión de primera generación. Los efectos que ocurren durante la transmisión son esencialmente el ruido, la intermodulación e la interferencia de modula-ción cruzada, los ecos y los efectos de amplitud y retardo de grupo. Si a un amplificador de cable se le satura y, al mismo tiempo, se le ocupa con una gran cantidad de canales, se producen productos de intermodulación que apa-recerán en la gama útil de la señal. Cada amplificador, por lo tanto, necesita estar funcionado en el punto de operación correcto. Es, por lo tanto, de gran importancia que los niveles en la cadena de la transmisión sean los correctos. Un nivel alto puede producir intermodulación en los amplificadores, mientras que un nivel demasiado bajo reduce la relación señal/ruido, ambos dan lugar a ruido. Los niveles en una instalación doméstica, por ejemplo, deben ser ajustados de una manera tal que se obtenga una máxima relación de se-ñal/ruido (S/N) para DVB-C. Un amplificador que puede estar presente está calibrado de tal manera que la relación señal/ruido esté en el punto de inver-sión del conector de antena más distante. Las señales DVB-C son también muy sensibles a la respuesta de amplitud y al retardo de grupo.

16 - 7

Una línea de conexión levemente defectuosa entre la toma de TV por ca-ble y el receptor de DVB-C es a menudo suficiente para hacer una recepción correcta imposible. Que la operación de una cadena de transmisión DVB-C siga siendo casi sin errores (QEF) requiere una relación de portadora/ruido (C/N) mejor que 26dB para 64QAM. La tasa de error de bit del canal, es de-cir, la tasa de error de bit antes de Reed-Solomon, es 2•10-4. El decodificador Reed-Solomon corrige después errores hasta una tasa de error residual de bits después de Reed-Solomon de 1•10-11. Esto corresponde a una operación casi sin error (1 error por hora) pero está también cerca de la “pared” (o de “la caída al precipicio”). Un poco más de ruido y la transmisión se caerá abrup-tamente. La relación S/N requerida para el caso de QEF depende del grado de modulación. Cuanto más alto es el grado de modulación de amplitud en cua-dratura, más sensible el sistema de transmisión. La Figura 16.5. muestra la variación de la tasa de error de bit con respecto a la relación S/N para QPSK, 16QAM, 64QAM y 256QAM.

Cabecera del Cable

Receptor DVB-C

RuidoInterferenciaEcosRespuesta de amplitudRetardo de Grupo

IntermodulaciónInterferenciaRuido

Errores IQ del modulador- Desbalance IQ- Error de Fase- Fuga de portadoraRuidoCorrimiento de faseIntermodulaciónInterferenciaModulación cruzada

Fig. 16.4. Efectos que interfieren en la cadena de transmisión DVB-C

Actualmente, las señales más ampliamente utilizadas en redes coaxiales son señales moduladas en 64QAM. Éstas requieren una relación S/N mejor que 26dB que desde luego corresponde a una operación cerca de la “pared” (o la “caída al abismo”).


4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36

S/N [dB]

BER para 4 / 16 / 64 / 256 QAM

BER

1•10-12

1•10-11

1•10-10

1•10-9

1•10-8

1•10-7

1•10-6

1•10-5

1•10-4

1•10-3

1•10-2

1•10-1

1•10-0

Fig. 16.5. Tasa de error de bits en función de la relación S/N en DVB-C [EFA]

16 - 9

Sintonizador DVB-C

Decodifica-dor Reed-Solomon

Decodifica-dor MPEG-2

Del cable

S/N>26 dBen 64QAM BER<2E-4 BER<1E-11

QEF=1 error/hora

Flujo de transporte MPEG-2

Fig. 16.6. Tasas de error de bits en DVB-C

Bibliografía: [ETS300429], [ETR290], [EFA], [GRUNWALD], [ITU-T J83]

17 Transmisión vía Cable de Banda Ancha según el ITU-T J83B

En América del Norte se usa una norma diferente por transmitir las señales de TV digital vía cable de banda ancha que es la IRC-T J83B. En principio, la J83B es comparable a las J83A, C (Europa, Japón) pero en detalle hay gran-des diferencias, sobre todo en la FEC. El ancho de banda del canal en la J83B es de 6MHz tal como en la J83C (Japón). Los métodos de la modulación usa-dos son sólo 64QAM y 256QAM con un factor de pendiente r = 0.18 (64QAM) y r = 0.12 (256QAM). La protección de error (FEC) es mucho más elaborada que en la J83A ó C. Esto empieza con los cuadros MPEG.

Sincro

checksum

Codificador Reed-

SolomonIntercalador

Aleatori-zación

CodificadorTrellis

MapeadorModulador

QAM

ConvertidorFI/RF

&Amp.

Al cable

Ancho de banda6MHz

CR=14/15 en 64QAM; r=0.18; 42 bits de sincronizaciónCR=19/20 en 256QAM; r=0.12; 40 bits de sincronización

FII

Q

I, J variable, señalización via sincro

Sólo en TS MPEG-2

Checksum

187 bytes

CRC en vez de 0x47

Paquete de TS MPEG-2

Sincro.

Cuadro

...122 6 122 6

122 símbolos a 7 bits 6 símbolos RS a 7 bitsRS(128, 122); se pueden reparar 3 símbolos

Fig. 17.1 Diagrama de bloque de un modulador ITU-T J83B

El byte de sincronización en el flujo de transporte MPEG-2 se reemplaza por un checksum (código de control) especial que también es continuamente calculado paralelamente en el lado del receptor, como en ATM (modo de transferencia asíncrono) y usado como criterio para la sincronización si es

17 - 2 Transmisión de Cable de banda ancha según el ITU-T J83B

que ellos concuerdan. La J83B hace posible transmitir ambos, un flujo de transporte MPEG-2 y un ATM. A esto sigue un codificador de bloque Reed-Solomon RS(128,122) qué, en contraste con la J83A, no está fijado por la estructura de bloque MPEG-2. El codificador RS es seguido por un intercala-dor que condiciona un flujo de datos para prevenir los errores de ráfaga. Un randomizer o aleatorizador mantiene una distribución espectral favorable y rompe las secuencias largas de ceros y unos en el flujo de datos. La última fase en la FEC es un codificador Trellis (codificador convolucional) que aña-de protección de error adicional y, naturalmente, un techo en el flujo de datos. El flujo de datos acondicionado de esta manera es luego modulado en 64QAM ó 256QAM y después transmitido por cable de la banda ancha, co-axial o fibra-óptica.

Además de las normas J83A, B y C, existe también la Norma J83D descri-ta en el mismo documento de ITU pero ésta no se está usando en la práctica. La J83D corresponde al ATSC (discutida en una sección separada); la única diferencia es que se propone aquí modulación 16VSB en lugar de 8VSB.

Bibliografía: [ITUJ83], [EFA], [SFQ], [SFU]

18 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha

En contraste con las técnicas de medición empleadas en la transmisión de señales de TV digital vía satélite, en el cable de banda ancha se provee una gama más amplia de técnicas de medición para pruebas, que son también necesarias. Las influencias que actúan sobre una señal en el cable de banda ancha, que se puede modular con hasta 256QAM, son, en gran medida, más variadas y críticas que en el dominio satelital. En esta sección serán discuti-dos los instrumentos de prueba y los métodos de medición para las señales DVB-C y J83A, B, C. Una gran cantidad de espacio es reservada para el de-nominado análisis de la constelación de señales moduladas I/Q, que también se halla en DVB-T. Las influencias o los parámetros que se considerarán en la transmisión de cable son:

Niveles de señal Relaciones C/N y S/N Errores de modulación I/Q Interferencias Convulsión de fase Reflexiones en el cable Respuesta en frecuencia Tasa de error de bits Relación de error de modulación y magnitud de error vectorial Para poder detectar y evaluar estas influencias, se utilizan los siguientes

instrumentos de prueba: Un moderno analizador de espectro Un receptor de prueba con análisis de constelación Un transmisor de prueba con generador de ruido integrado y/o un si-

mulador de canal para pruebas de stress en receptores DVB-C y J83A, B, C.

18 - 2 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha

18.1 Receptores de Prueba DVB-C/J83A, B, C con Análisis de la Constelación

El instrumento más importante de la prueba para medir señales digitales de TV en redes de cable de banda ancha es un receptor de prueba DVB-C/J83A, B, C con un analizador de constelación integrado. Tal receptor de prueba funciona como sigue:

La señal digital de TV es recibida por un sintonizador de cable de alta ca-lidad que la convierte a FI. El ancho de banda del canal de TV que se recibe es luego limitado a 8, 7 ó 6MHz por un filtro SAW (Surface Acoustic Wave - onda acústica superficial), suprimiendo así los canales adyacentes. General-mente, el canal de TV se convierte luego a una segunda FI más baja para poder utilizar convertidores A/D mejores y más baratos. La señal de FI, que se ha filtrado con un filtro pasa-bajo anti-aliasing, luego es muestreada en un convertidor A/D y se desmodula en el demodulador DVB-C/J83A, B, C. Du-rante este proceso, un procesador de señal tiene acceso al demodulador a ni-vel I/Q y detecta los puntos de la constelación como frecuencias que apuntan en las direcciones de I y de Q en los campos de decisión del diagrama de la constelación QAM. Esto proporciona las distribuciones de frecuencia („nu-bes‟) alrededor de los puntos individuales de la constelación - hay 64 nubes QAM en el caso de 64QAM. Los parámetros individuales de QAM son des-pués determinados por los análisis matemáticos de la distribución de frecuen-cias. Además, el diagrama de la constelación en sí se muestra gráficamente y se puede así comprobar visualmente. La señal es también desmodulada poste-riormente para convertirse en el flujo de transporte MPEG-2 que se puede aplicar a un decodificador de prueba MPEG 2 para distintos análisis.

Sint.Conv. RF/FI

Filtro SAW

Mezcla-dorX

Pasa-bajosAnti-alias

Dem.DVB-C

Gen.Ruido

DSP

Pantalla

RF

FI 1 FI 2

A

D

TSMPEG-2

I Q

Fig. 18.1. Diagrama de bloques de un receptor de prueba DVB-C/J83A, B, C con analizador de constelación

18 - 3

Si la señal DVB-C o J83A, B, C adecuada está presente en el receptor de prueba y todos los ajustes en el receptor se han seleccionado de modo que pueda engancharse correctamente a la señal QAM, se obtiene un diagrama de constelación con los puntos de la constelación de tamaño variable (Fig. 18.2.) con el aspecto de nubes de ruido. El tamaño de los puntos de la constelación depende de la magnitud de los efectos de interferencia. Cuanto más pequeños los puntos de la constelación, mejor es la calidad de la señal.

64QAMRS

Fig. 18.2. Diagrama de una constelación 64QAM con ruido y correctamente engan-chada

Fig.18.3. Canal seleccionado sin señal QAM, sólo ruido

Para que el receptor se enganche en DVB-C y J83A, B, C, se deben selec-cionar correctamente los siguientes parámetros de ajuste del receptor de prue-ba:

Frecuencia del canal: centro de banda del canal, aprox. 47 a 860 MHz Norma: DVB-C/J83A, J83B o J83C Ancho de banda del canal: 8, 7, 6 MHz Nivel de QAM: 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM, 256QAM Tasa de Símbolo: aprox. 2 a 7MS/s


Filtro SAW: ON con canales adyacentes ocupados Control de atenuación de entrada: en AUTO si fuera posible.

Si simplemente no hubiera señal en el canal seleccionado de RF, el anali-

zador de constelación del receptor de prueba mostrará un diagrama totalmente ruidoso de la constelación (Fig. 18.3.) que, sin embargo, no presenta ninguna característica regular. La constelación aparece como un punto gigante de en el centro de la pantalla, pero sin contornos definidos.

Si se hubiera seleccionado accidentalmente un canal análogo en vez de, por ejemplo, un canal DVB-C, se producen diagramas de constelación como figuras de Lissajous que cambian continuamente dependiendo del contenido del canal de TV análogo. Sin embargo, si hubiera una señal QAM en el canal seleccionado pero algunos de los parámetros del receptor se han seleccionado incorrectamente (la RF no es exactamente correcta, quizá la tasa incorrecta de símbolo o el nivel incorrecto de QAM, etc.), aparecerá un punto gigante de la constelación con contornos mucho más agudos.

Fig. 18.4. Diagrama de constelación con frecuencia y tasa de símbolo seleccionados erróneamente (completamente des-sincronizada)

Si han seleccionado correctamente todos los parámetros se y solamente la frecuencia portadora sigue siendo divergente, el diagrama de la constelación rotará. Es posible ver círculos concéntricos.

Un diagrama ideal de la constelación, absolutamente sin deformación, mostraría solamente un solo punto de la constelación por campo de decisión en el centro exacto de los campos (Fig. 18.6.). Sin embargo, tal diagrama de la constelación sólo se puede generar en una simulación.

18 - 5

Fig. 18.5. Señal QAM con la portadora fuera de sincronización

0-1 1

Inphase

0

-1

1

Qu

adra

ture

Ph

ase

Constellation Diagram64-QAM, Cos α: .15, 41.7MB/s

X: -.7071 Y: .7071

RS

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Fig. 18.6. Diagrama ideal de una señal 64QAM sin distorsión ni perturbaciones

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Fig. 18.7. Señal DVB-C modulada en 256QAM

Hoy también se encuentran transmisiones de hasta 256 QAM, principal-mente en redes HFC (híbrido de fibra/coaxial). Tal diagrama de constelación se muestra en la Fig. 18.7.


18.2 Detección de Efectos de Interferencia Mediante el Aná-lisis de la Constelación

En esta sección, se discuten los efectos más importantes de interferencia sobre la cadena de transmisión de cable de banda ancha, y cómo son analiza-dos usando el diagrama de la constelación. Las influencias siguientes se pue-den considerar y distinguir directamente por medio del análisis de la conste-lación:

Ruido Gaussiano blanco aditivo Convulsión (jitter) de fase Interferencia Errores de modulación I/Q Aparte de la determinación puramente visual del diagrama de la constela-

ción, los parámetros siguientes pueden también calcularse directamente de él: Nivel de señal Relaciones C/N y S/N Convulsión de fase Desbalance de amplitud I/Q Error de fase I/Q Supresión de portadora Tasa de error de modulación (MER) Magnitud vectorial de error (EVM)

18.2.1 Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN) Un efecto de interferencia que afecta a todos los tipos de enlaces de

transmisión de la misma manera es el ruido Gaussiano blanco aditivo (AWGN). Este efecto puede provenir más o menos de virtualmente cualquier punto a lo largo de la cadena de transmisión. En el diagrama de la constela-ción, los efectos del ruido se reconocen en los puntos de la constelación por-que ahora son de tamaño variable (Fig. 18.8.). Para medir el valor RMS de la interferencia del ruido, las marcas en las áreas individuales se cuentan dentro de los campos individuales de la constelación, es decir, se detecta la frecuen-cia con la cual el centro y las áreas alrededor de él se marcan a distancias cada vez mayores. Si se mostraran multidimensionalmente estas marcas o cuentas dentro de un campo de la constelación, se obtendría una curva Gaus-siana acampanada bidimensional (Fig. 18.9.).

18 - 7

Fig. 18.8. Diagrama de constelación de una señal 64QAM con ruido aditivo

X1

X2

f(X1 , X2)

Fig. 18.9. Curva de Gauss acampanada bi-dimensional [EFA]

Esta distribución bidimensional será hallada igualmente en cada campo de la constelación. Para encontrar el valor RMS del efecto del ruido, la desvia-ción estándar es calculada simplemente de estos resultados. La desviación estándar corresponde directamente al valor RMS de la señal de ruido. Rela-cionando este valor N RMS con la amplitud de la señal S de la QAM, toman-do el logaritmo, se puede calcular la relación logarítmica señal/ruido S/N en dB.

Una distribución normal de frecuencia se puede describir por la función de distribución normal Gaussiana como:

� = 1� ∙ 2�

−0.5 �−�� 2

;

donde σ = desviación estándar, µ = valor medio. La desviación estándar pue-de ser calculada de los resultados como:


� = � − � 2 � ∞−∞ � ;

Se puede ver claramente que, en principio, la fórmula para determinar la desviación estándar corresponde a la relación matemática para calcular el valor RMS.

Debe precisarse, sin embargo, que no es sólo ruido sino también interfe-rencia de impulsos, de productos de intermodulación o de modulación cruza-da que, debido a las no-linealidades en la cadena de transmisión, las que pue-den causar distorsiones comparables a las nubes de ruido en el diagrama de la constelación y que no pueden distinguirse del ruido real.

0-1 1

Inphase

0

-1

1

Qu

adra

ture

Ph

ase

Constellation Diagram16-QAM

X: .3215 Y: -.7042

RS

Sampling Time Offset: 0Tsym

QuadraturePhase

ηI,Q

Fig. 18.10. Representación bi-dimensional de un diagrama de constelación 16QAM [HOFMEISTER]

En principio, hay dos definiciones para el nivel señal a ruido: la relación señal a ruido S/N y la relación portadora a ruido C/N. Cada una se puede convertir la otra. La relación C/N debe referirse siempre al ancho de banda real de la señal, 6, 7 u 8MHz en redes de cable. La S/N se refiere a las condi-ciones después del filtrado roll-off y a la anchura de banda Nyquist real de la señal. Utilice la tasa de símbolo de la señal para el ancho de banda de la señal y para el ancho de banda del ruido.

Pero, básicamente, también se recomienda utilizar la tasa de símbolo como el ancho de banda de referencia para la anchura de banda de ruido al medir C/N, proporcionando una definición inequívoca para la relación C/N, según lo propuesto en las Pautas de Medición DVB [ETR290].

La potencia S de la señal se obtiene de la potencia C de la portadora, co-mo:

18 - 9

S = C[dBm] + 10 log(1 - r/4);

donde r es el factor de la pendiente. La relación logarítmica señal a ruido S/N es, por lo tanto: S/N[dB] = C/N[dB] + 10 log(1-r/4);

Ejemplo:

Ancho de banda del canal: 8MHz Tasa de Símbolo: 6.9MS/s Factor de pendiente: 0,15 S/N[dB] = C/N[dB] + 10 log(1-0,15/4) = C/N[dB] – 0.1660dB;

18.2.2 Convulsión de Fase La convulsión o el ruido de fase en la señal QAM son causados por los

mezcladores en la cadena de transmisión o por el mismo modulador I/Q. En el diagrama de la constelación, la alteración de la fase produce distorsión veteada de mayor o menor magnitud (Fig. 18.12.). El diagrama de la conste-lación se „tambalea‟ en rotación alrededor del punto central.

Fig. 18.11. Diagrama de constelación de una señal 64QAM con Convulsión de Fase

Para encontrar la convulsión de fase, las distorsiones veteadas de los pun-tos exteriores de la constelación se miden donde la alteración de la fase tenga el mayor efecto. Luego la distribución de frecuencia dentro del campo de decisión se considera a lo largo de la trayectoria circular en la que el punto central está en el origen del diagrama de estado. Una vez más, se puede calcu-lar aquí la desviación estándar que todavía está afectada por el ruido adicio-nal. Este efecto del ruido puede todavía ser calculado.


18.2.3 Interferencia Sinusoidal Una interferencia sinusoidal (Fig. 18.12.) produce distorsiones circulares

en los puntos de la constelación. Estos círculos son el resultado del vector de interferencia que rota alrededor del centro del punto de la constelación. El diámetro de los círculos corresponde a la amplitud de la interferencia sinusoi-dal.

Fig.18.12. Efecto de una Interferencia Sinusoidal

18.2.4 Efectos del Modulador I/Q En la primera generación de moduladores DVB-C fueron utilizados modu-

ladores análogos I/Q. Los errores en el modulador I/Q (Fig. 18.13.) dieron lugar a errores I/Q en la señal modulada QAM. Si, por ejemplo, la rama I tiene una ganancia diferente que la rama Q del modulador I/Q, se produce un desequilibrio de amplitud I/Q. Si el retardo de fase de 90° en la alimentación de portadora al modulador Q no es exactamente 90°, se produce un error de fase I/Q. La carencia de la supresión de portadora era un problema aún más frecuente. Esta es causada por diafonía de la portadora o una cierta compo-nente de CC en señal moduladora de I o de Q. Hoy, los moduladores de cable de banda ancha son exclusivamente digitales y el problema del modulador I/Q descrito ya no es relevante. Serán mencionados sólo brevemente como complemento.

18 - 11

90°

I

Q

re(t)

im(t)

Fase

Ganancia I

Ganancia Q

CC

CC

Iqmod(t)

Fig. 18.13. Modulador IQ con Errores

18.2.4.1 Desbalance I/Q En el caso de un desequilibrio I/Q, el diagrama de la constelación se aplas-

ta en la dirección de I o en la de Q dando por resultado un diagrama rectangu-lar en vez de cuadrado (Fig. 18.14.). El desequilibrio de la amplitud puede ser determinado midiendo las longitudes de los lados del rectángulo. Se define como:

Al = (v2/v1 - 1) • 100%;

donde v1 es la ganancia en la dirección I o lado I del rectángulo, y v2 la ga-nancia en la dirección Q o lado Q del rectángulo.

Fig. 18.14. Diagrama de Constelación con Desbalance I/Q


18.2.4.2 Error de Fase I/Q

Un error de fase I/Q (PE – Phase Error) conduce a un diagrama de la constelación de forma diamantada (Fig. 18.15.). El error de fase en el retarda-dor de fase de 90° del modulador I/Q se puede determinar de los ángulos del diamante en el diagrama de la constelación. El ángulo agudo tiene un valor de 90° - PE y el ángulo obtuso tiene un valor de 90° + PE.

Fig. 18.15. Diagrama de Constelación con un Error de Fase I/Q

18.2.4.3 Supresión de la Portadora

En el caso de una insuficiente supresión de la portadora (Fig. 18.16.), el diagrama de la constelación se desplaza fuera del centro en una cierta direc-ción. El grado de supresión de la portadora se puede calcular de la magnitud del desplazamiento.

Se define como: CS = -10 log(PRT/PSig) [dB];

Fig. 18.16. Insuficiente Supresión de la Portadora

18 - 13

18.2.5 Tasa de Error de Modulación (MER) Todos los efectos de interferencia, previamente explicados sobre una señal

digital de TV en redes de cable de banda ancha, causan que los puntos de la constelación muestren desviaciones fuera de su posición nominal en el centro de los campos de decisión. Si las desviaciones son demasiado grandes, los umbrales de decisión son excedidos y se producen errores de bit. Sin embar-go, las desviaciones del centro del campo de decisión se pueden también con-siderar como parámetros de medición por el tamaño de la cantidad total de interferencia. Lo cual es exactamente el objeto de un parámetro artificial de medición conocido como la tasa de error de modulación (MER). La medida del MER asume que las muestras reales en los campos de la constelación han sido desplazadas del centro del campo respectivo por cantidades de interfe-rencia (Fig. 18.17.). Las cantidades de interferencia dan vectores de error y los puntos del vector de error del centro del campo de la constelación al punto de muestra real en el campo de la constelación. Luego las longitudes de todos estos vectores de error se miden contra el tiempo en cada campo de la conste-lación y se forma la media cuadrática o se adquiere el valor máximo de pico en una ventana de tiempo. La definición exacta del MER se puede encontrar en las Pautas de Medición DVB [ETR290].

I

Q

Vector ideal

Centro ideal

Vector de error

Vector resultante

Fig. 18.17 Vectores de Error para Determinar la Relación de Error de Modulación (MER)

� � =

�� _ _ �� × 100% ;


� =

1� � � �_ _ �� 2�−1=0 � × 100% ;

La referencia URMS es aquí el valor RMS de la señal QAM. Aunque, gene-

ralmente, se utiliza una escala logarítmica:

� = 20 × � % 100

El valor MER es consecuentemente una cantidad agregada que incluye to-

dos los errores individuales posibles y describe así totalmente el funciona-miento de la cadena de transmisión.

En principio: MER [dB] ≤ S/N [dB];

18.2.6 Magnitud Vectorial de Error (EVM) La magnitud vectorial del error (EVM) tiene una relación cercana con la

tasa de error de modulación (MER), la única diferencia es que se emplea una referencia distinta. Mientras que en el MER, la referencia es el valor RMS de la señal QAM, es el valor máximo de la señal QAM el que se utiliza como referencia para el EVM.

EVM y MER se pueden convertir a partir uno del otro con la ayuda de la tabla 18.1.


En DVB-C y en J83A, C, la transmisión es protegida por la protección de error Reed-Solomon RS (204,188). Usando 16 bytes de protección de error por paquete de flujo de transporte, esta protección permite que sean corregi-dos 8 errores simples por paquete del TS en el lado de la recepción. Contando los eventos de corrección realizados por el decodificador Reed-Solomon en el lado de la recepción y asumiendo que éstos son atribuibles a errores simples, y relacionándolos con el flujo de bits entrante en un período comparable (un paquete de flujo de transporte tiene 188•8 bits útiles y un total de 204•8 bits), proporcionan la tasa de error de bit, un valor entre 1•10-4 y 1•10-11.

18 - 15

Tabla 18.1. MER y EVM

QAM MER>EVM EVM>MER MER>EVM MER>EVM [%] [%] [dB] [dB]

4 EVM=MER MER=EVM |EVM|=MER MER=|EVM| 16 EVM= EVM= |EVM|= MER= MER/1.342 MER*1.342 MER |EVM| +2.56dB -2.56dB 32 EVM= EVM= |EVM|= MER= MER/1.304 MER*1.304 MER |EVM| +2.31dB -2.31dB 64 EVM= EVM= |EVM|= MER= MER/1.527 MER *1.527 MER |EVM| +3.68dB -3.68dB 128 EVM= EVM= |EVM|= MER= MER/1.440 MER*1.440 MER |EVM| +3.17dB -3.17dB 256 EVM= EVM= |EVM|= MER= MER/1.627 MER*1.627 MER |EVM| +4.23dB -4.23dB

Sin embargo, no todos los errores pueden ser corregidos por el decodifica-dor Reed-Solomon. Los errores en los paquetes del TS que ya no pueden ser corregidos conducen a paquetes errados que después son marcados por el indicador de error de transporte del encabezado del flujo de transporte MPEG-2. La cuenta de los errores no-corregibles relacionada con el volumen correspondiente de datos permite que la tasa de error de bit post Reed-Solomon sea calculada.

Por consiguiente, hay dos tasas de error de bits en DVB-C y en J83A, C: Tasa de error de bits antes de Reed-Solomon – tasa de error de bit del

canal Tasa de error de bits después de Reed-Solomon La Tasa de error de bits es definida como: BER = bits errados / bits transmitidos; La tasa de error de bits tiene una relación fija con la relación señal/ruido si

solamente el ruido está implicado. Esta relación se muestra en la figura de abajo. Además, la figura incluye la degradación equivalente de ruido (END – Equivalent Noise Degradation) y el margen del ruido con un ejemplo.


Degradación Equivalente de Ruido (END):

La degradación equivalente de ruido es una medida de la “pérdida de in-serción” del sistema entero desde el modulador vía el enlace de cable hasta el demodulador. Especifica la desviación de la relación de S/N real de la ideal para un BER de 1•10-4 en dB. En la práctica se alcanzan valores de alrededor de 1dB.

Margen de Ruido:

El margen de ruido es el margen entre la relación S/N que conduce a un BER de 1•10-4, y el valor de S/N del sistema de cable. Cuando se mide el valor de S/N en el cable, el ancho de banda del canal de la señal QAM se utiliza como la anchura de banda del ruido.

Fig. 18.18. Espectro de una Señal DVB-C

18.4 Medición de Señales DVB-C Empleando un Analizador de Espectro

Un analizador de espectro es un buen instrumento para medir la potencia del canal DVB-C, por lo menos en el lado de la modulación. Una señal DVB-C parece ruido y tiene absolutamente un alto factor de cresta. Debido a su semejanza con el ruido Gausiano blanco, la potencia se mide de la misma manera como se mide la potencia del ruido.

Para encontrar la potencia de la portadora DVB-C/J83A, B, C, el analiza-dor de espectro se configura como sigue:

18 - 17

En el analizador se seleccionan una resolución de ancho de banda de 300KHz y una anchura de banda de video de 3 a 10 veces la resolución del ancho de banda (3MHz). Para alcanzar cierto promedio, se debe elegir un tiempo de barrido lento (2,000ms). Se requieren estos parámetros porque estamos utilizando el detector RMS del analizador de espectro. Se emplea la siguiente configuración:

Frecuencia Central: centro del canal de cable Span: 10MHz Resolution BW: 300KHz Video BW: 3MHz (debido al detector RMS y a la

escala logarítmica) Detector: RMS Sweep: lento (2,000ms) Noise marker: centro del canal (C' en dBm/Hz)

Para medir la potencia se utiliza el marcador de ruido, debido a que la se-

ñal es similar al ruido. Para esto el marcador de ruido se fija al centro de la banda. El requisito previo es un canal plano que, sin embargo, siempre se puede asumir en el modulador. Si el canal no es plano, se deben utilizar otras funciones de medición útiles pero dependientes del analizador para medir la potencia del canal.

El analizador proporciona el valor C‟ como densidad de potencia de ruido en la posición del marcador de ruido en dBm/Hz, tomando automáticamente en consideración la anchura de banda del filtro y las características del ampli-ficador logarítmico del analizador. Para relacionar la densidad de energía de la señal C‟ con el ancho de banda de Nyquist BN de la señal de cable. La potencia C‟ de la señal debe ser calculada como sigue:

C = C'[dBm/Hz] + 10log BN = C'[dBm/Hz] + 10log(tasa de símbolo/Hz) dB; [dBm]

La anchura de banda Nyquist de la señal corresponde a la tasa de símbolo

de la señal de cable.

Ejemplo:

Valor de medición del marcador de ruido: -100.0 dBm/Hz Valor de corrección para una tasa de símbolo de 6.9MS/s:

+ 68.4dB

Potencia en el canal: - 31.6dBm


Encontrando la Potencia de Ruido N por Aproximación:

Si fuera posible apagar la señal DVB-C/J83A, B, C sin cambiar las condi-ciones del ruido en el canal, el marcador de ruido en el centro del canal pro-porcionaría la información sobre las condiciones del ruido en el canal. Sin embargo, esto no se puede hacer tan fácilmente. Se puede tener una “buena idea”, por lo menos, si no un valor exacto de la medida, sobre la potencia de ruido en el canal si el marcador de ruido se utiliza muy cerca a la señal, en el “hombro” de la señal DVB-C/J83A, B, C. Esto es porque se puede asumir que la franja de ruido dentro de la banda útil continúa de una manera similar a cómo aparece en el hombro.

El valor N‟ de la densidad de potencia de ruido es entregado por el anali-zador de espectro. Para calcular la potencia de ruido en el canal que tiene el ancho de banda BN de la señal desde la densidad de potencia de ruido N', la potencia de ruido N debe ser encontrada como sigue:

N = N'+ l0log BN = N' + 10log (ancho de banda de ruido /Hz) dB; [dBm]

La anchura de banda de ruido recomendada por [ETR290] es el ancho de

banda real de la señal, que es la tasa de símbolo.

Ejemplo:

Valor de medición del marcador de ruido: -140.0dBm/Hz Valor de corrección para un ancho de banda de 8 MHz:

+ 68.4dB

Potencia de ruido en el canal: - 71.6dBm

Por tanto, el valor resultante C/N es:

C/N[dB] = C[dBm] - N[dBm] ; ej.: C/N[dB] = -31.6dBm -(-71.6dBm) = 40dB;


Los componentes fuera de banda cercanos a la banda DVB-C/J83A, B, C deseada se reconocen por los „hombros‟ de la señal QAM (Fig. 18.18. y 18.19.). Estos hombros se deben suprimir tanto como sea posible para causar la menor interferencia posible a los canales adyacentes. Ésta es definida como la mínima atenuación de hombros requerida (ej.: 43dB). La atenuación de hombros es medida usando las funciones simples del marcador del analizador de espectro.

18 - 19

Fig.18.19. Hombros en la Señal DVB-C

18.6 Medición del Rizado e Inclinación en el Canal

El rizado en la respuesta de amplitud de un canal de TV digital debe ser tan baja como sea posible (menos de 0.4 dBp-p). Por otra parte, la inclinación de este canal no debe ser tampoco mayor que este valor. El rizado y la incli-nación del canal pueden ser medidas usando un analizador de espectro. Los datos de la corrección del ecualizador del canal en el receptor de prueba se pueden también utilizar para esta medida. De éstos, algunos receptores de prueba de cable permiten que sea calculada la respuesta de frecuencia del canal.

18.7 Prueba de los Receptores DVB-C/J83A, B, C

Como en DVB-S y también en DVB-T, es muy importante la prueba de los receptores (ya sean cajas o integrados). Los transmisores de prueba pue-den simular una cadena de transmisión de cable y el proceso de modulación. Aparte del modulador y el convertidor de cable, tal transmisor de prueba (como el Test Transmitter SFQ, SFU de Rohde&Schwarz) también contiene una fuente de ruido y posiblemente hasta un simulador de canal. El transmi-sor de prueba es alimentado con un flujo de transporte MPEG-2 de un gene-rador MPEG-2. La señal de salida del transmisor de prueba se puede conectar directamente a la entrada del receptor de cable. Alterando numerosos paráme-tros es posible generar varias condiciones de estrés para el receptor. Es tam-bién posible medir la tasa de error de bits en función de la relación C/N.


Fig. 18.20. Análisis de la constelación de una señal DVB-C desde un transmisor de prueba (Rohde&Schwarz SFQ, abajo-izquierda) empleando un transmisor de prueba (Rohde&Schwarz EFA, arriba-izquierda): Un generador MPEG-2 (Rohde&Schwarz DVRG, centro-izquierda) suministra un flujo de transporte MPEG-2 con contenido de prueba que alimenta al transmisor de prueba. El receptor DVB-C EFA muestra de vuelta la señal DVB-C como un flujo de transporte MPEG-2 que puede ser decodifi-cado por el decodificador MPEG-2 de prueba (Rohde&Schwarz DVMD, centro-derecha). La foto también muestra el analizador vectorial de señales VSA (abajo-derecha), el monitor de TV (arriba-centro) y un analizador “601” VCA (arriba-derecha).

Bibliografía: [ETR290], [EFA], [SFQ], [HOFMEISTER], [ETS300429], [REIMERS], [GRUNWALD], [JAEGER], [FISCHER3], [SFU]

19 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogona-les Codificado (COFDM)

Hace aproximadamente 100 años, casi desde el principio de la transmisión eléctrica de mensajes, se han usado los métodos de portadora única para transmitir la información. El mensaje a ser transmitido se impresiona en una portadora sinusoidal aplicando técnicas analógicas de modulación de ampli-tud, de frecuencia o de fase. Desde los años ochenta se usa cada vez más la transmisión de portadora única por los métodos digitales en el formato de corrimiento de frecuencia (FSK) y en muchos casos también por la modula-ción vectorial (QPSK, QAM). Las principales aplicaciones para ésta son el facsímile, el módem, la radio móvil, enlaces de microonda, la transmisión satelital y la transmisión de datos sobre cables de banda ancha. Sin embargo, las características de muchas vías de transmisión son tales que los métodos de portadora única demuestran ser sensibles a la interferencia, complejos o in-adecuados. No obstante, desde los días de Marconi y Hertz, son precisamente estos enlaces de transmisión los que frecuentemente usa la mayoría. Hoy, cada niño conoce de radios de transistores, receptores de televisión y móviles o los sencillos walkie-talkies, todos de los cuales operan con una portadora modulada en un ambiente terrestre. Y cada automovilista sabe del efecto en la recepción del programa de radio que está escuchando y que cesa de repente cuando se detiene en una luz roja - está en un „punto muerto‟. Debido a la recepción por trayectoria múltiple ocurren desvanecimientos selectivos de frecuencia y de ubicación. En la transmisión de radio terrestre también deben esperarse interferencias sinusoidales de banda estrecha, de banda ancha o de tipo impulso qué pueden afectar adversamente la recepción. La ubicación, el tipo, la orientación y la movilidad, es decir el movimiento, todos juegan un papel. Esto aplica para la recepción de radio, de TV y de radios móviles. Por las condiciones de recepción, la recepción terrestre es el tipo más difícil de todas. Esto se aplica igualmente a la vieja línea de dos hilos en el campo de las telecomunicaciones. Puede haber reflexiones, diafonía de otros pares, interferencias de impulso y deficiencias en la respuesta de amplitud y de re-tardo de grupo. Sin embargo está aumentando más y más la demanda por enlaces de datos con superiores velocidades de tráfico binario de las PCs a la Internet. Los métodos de portadora única más usuales y también los sistemas de transmisión de datos como RDSI ya están alcanzando sus límites. Para muchas personas, 64Kb/s, ó 128Kb/s con canales agrupados, no son suficien-tes en RDSI. En los enlaces de radio terrestre están ahora los servicios de radiodifusión, que siempre han tenido un vasto ancho de banda, como la tele-visión con 8MHz, que están „clamando‟ por métodos de transmisión numéri-ca fiables. El empleo del método de multi-portadoras es una aproximación fiable para lograrlo. La información no se transmite digitalmente vía una sola

19 - 2 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)

portadora sino por muchas - en algunos casos miles de sub-portadoras con múltiple protección de error e interpolado de datos. Estos métodos, conocidos desde los años setenta, son:

Múltiplex por división de frecuencias ortogonales codificado (COFDM),

Multitono Discreto (DMT). Ellos se usan en: Radiodifusión Sonora Digital (DAB), Radiodifusión de Video Digital Terrestre (DVB-T), Línea de Subscriptor Digital Asimétrica (ADSL), Transmisión de señales de datos vía las líneas eléctricas, ISDB-T, DTMB En esta Sección, se describen las bases, las características y la generación

de métodos de modulación de multi-portadora como el múltiplex por división de frecuencias ortogonales codificado (COFDM) o el multitono discreto (DMT).

Por los años setenta, el concepto de modulación de multi-portadoras vuel-ve a investigarse en los Laboratorios Bell en los EE.UU. [CHANG] y a con-siderarse en Francia. Sin embargo, por esos días, no estaban aún disponibles los chips suficientemente rápidos para llevar a cabo estas ideas. No fue hasta después de muchos años, al principio de los años noventa, que el concepto se convirtió en realidad y fuera aplicado por primera vez en la Radiodifusión Sonora Digital (DAB). Aunque la DAB realmente no puede llamarse un éxito absoluto de mercadeo, esto no es ciertamente debido a la tecnología sino a un mercadeo impropio (o la falta completa de él) y esto, en principio, es atribui-ble a la industria y a la política. La propia tecnología es de primera clase. Incluso hoy, en muchos campos, es difícil de convencer al consumidor que este producto u otro sea bueno. Es ciertamente correcto dejar muchas decisio-nes al consumidor pero entonces éste debe tener conocimiento de las nuevas posibilidades y principios subyacentes o incluso hasta poder comprar un nue-vo tipo de producto. En el caso de DAB, esto sólo ha sido posible desde 2001 lo qué es infortunado para este excelente método de transmitir el sonido vía los canales terrestres, virtualmente con calidad de CD. En el caso de ADSL en telecomunicaciones la situación es diferente, ya que el ADSL es aceptado cada vez más y exigido para el acceso a Internet debido a su velocidad, y en el caso de DVB-T que se está extendiendo a países dónde se lo promueve políticamente y es estipulado como una tecnología apropiada. Si se aplican correctamente, la DAB y el DVB-T realizan una buena contribución a la con-servación de la energía y las frecuencias y al mismo tiempo prodigan un buen

19 - 3

desempeño.

Fig. 19.1. El canal de radio terrestre

19.1 ¿Por qué Multi-Portadoras?

Los métodos de multi-portadora pertenecen a los métodos de transmisión más complicados de todos y de ninguna manera son inferiores a los métodos de acceso múltiple por división de código (CDMA – Code Division Multiple

Access). ¿Pero por qué esta complejidad? La razón es simple: el medio de transmisión es un medio sumamente difícil de manejar.

El medio de la transmisión terrestre involucra: rutas de transmisión terrestres, condiciones difíciles de transmisión por líneas. Las rutas de transmisión terrestres, en particular, exhiben los siguientes

rasgos característicos: Recepción de Multi-trayectoria vía varios caminos de eco causados

por las reflexiones en edificios, montañas, árboles, vehículos; Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN); Fuentes de interferencia de banda estrecha o de banda ancha causadas

por los motores de combustión interna, tranvías u otras fuentes de ra-dio;

Efecto Doppler, es decir el cambio de frecuencia en la recepción móvil.


La recepción de multi-trayectoria conlleva a los fenómenos de desvaneci-miento selectivo de frecuencia o de ubicación (Fig. 19.2.), un efecto conocido como el “efecto de la luz roja” en los radios de automóvil. El automóvil se detiene en un semáforo con luz roja y la recepción de radio cesa. Si uno se-lecciona otra estación o mueve el automóvil ligeramente hacia adelante, la recepción se restaura. Si la información se transmite esencialmente por sólo una portadora discreta a una frecuencia particular, las reflexiones causarán cancelaciones de la señal recibida en situaciones particulares a exactamente esta frecuencia. Este efecto es una función de la frecuencia, la intensidad y el retardo del eco.

Fig. 19.2. Función de transferencia de un canal de radio con recepción multi-trayectoria, desvanecimiento selectivo de frecuencia

Si se transmiten señales digitales con una alta tasa de datos por portadoras moduladas vectorialmente (modulación I/Q), estas exhibirán un ancho de banda que corresponde a la tasa de símbolo.

El ancho de banda disponible es normalmente especificado. La tasa de símbolo se obtiene del tipo de modulación y de la tasa de datos. Sin embargo, los métodos de portadora única tienen una tasa de símbolo relativamente alta, a menudo dentro de un rango de más de 1MS/s hasta 30MS/s. Esto lleva a que los períodos de símbolo sean muy cortos, de 1µs o menores (inversa de la tasa de símbolo). Sin embargo, los retardos de la reflexión pueden caer fácil-mente dentro de un rango de hasta 50µs o mayores en los canales de transmi-sión terrestres. Tales reflexiones llevarían a interferencia de inter-símbolo entre símbolos adyacentes o incluso entre símbolos bastante alejados y hacer la recepción más o menos imposible. Un truco obvio sería hacer que el perío-do del símbolo fuera lo más largo posible para minimizar la interferencia de inter-símbolo y, además, podrían insertarse pausas entre los símbolos, los llamados intervalos de guarda.

19 - 5

Símbolon

Símbolon+1

Símbolon+2

Símbolon+3

Símbolon+4

Símbolon+5

Símbolon

Símbolon+1

Símbolon+2

Símbolon+3

Símbolon+4

Símbolon+5

+

=

Trayectoria 1+2

Trayectoria 1

Trayectoria 2

∆t

Interferencia inter-símbolo ∆t = retardo del eco Fig. 19.3. Interferencia /diafonía inter-símbolo con recepción multi-trayectoria

Fig. 19.4. COFDM: multi-portadoras en un canal de radio con desvanecimiento

Sin embargo, queda todavía el problema de los fenómenos de desvaneci-miento selectivo por ubicación y frecuencia. Si la información no se transmite vía una sola portadora sino que es distribuida sobre muchas, hasta miles de sub-portadoras y basada en la correspondiente protección de error global, manteniendo constante el ancho de banda del canal disponible, sólo se afec-tarán portadoras individuales o bandas por el desvanecimiento, pero no todas ellas.

En el receptor, podría recuperarse suficiente información libre de error después de las portadoras relativamente indemnes y así poder reconstruir un flujo de salida de datos libre de error por medio de las medidas de protección de error tomadas. Si, sin embargo, se usan muchos miles de sub-portadoras en lugar de una portadora, la tasa de símbolo se reduce por el factor del número de sub-portadoras y los símbolos se alargan correspondientemente varias miles de veces hasta un milisegundo. El problema de desvanecimiento se resuelve y, al mismo tiempo, el problema de interferencia inter-símbolo tam-bién se resuelve debido a símbolos más largos y a las pausas apropiadas entre ellos.

Un método de multi-portadoras nace y se denomina Múltiplex por Divi-sión de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM). Ahora sólo es nece-


sario ver que las numerosas portadoras adyacentes no se interfieren entre ellas, es decir, que sean ortogonales entre sí.

19.2 ¿Qué es COFDM?

El Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM) es un método de multi-portadoras con hasta miles de sub-portadoras, ninguna de las cuales se interfiere con la otra porque son ortogonales entre sí. La informa-ción a ser transmitida es distribuida intercalada entre muchas sub-portadoras, que habiéndose agregado primero la protección de error apropiada, resulta en el Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM). Cada una de estas sub-portadoras es modulada mediante modulación vectorial QPSK, 16QAM y a menudo hasta 64QAM.

Codificado

COFDM

Múltiplex por División de Frecuencia

Ortogonal

COFDM es una combinación de múltiplex ortogonal (de ángulos rectos entre sí o, en otros términos, no interfiriéndose uno con el otro) y de división de frecuencia (división de la información en muchas sub-portadoras en el dominio de la frecuencia).

En un canal de transmisión, la información puede transmitirse continua-mente o en ranuras de tiempo. Es posible transportar diferentes mensajes en varias ranuras de tiempo, como flujo de datos de fuentes diferentes. Este método de ranuras de tiempo ha sido aplicado por mucho tiempo, principal-mente en telefonía para la transmisión de llamadas diferentes en una línea, un canal satelital o también un canal de radio móvil. La interferencia típica tipo impulsos causada por la irradiación de un teléfono móvil que conforma la norma GSM a los sistemas estereofónicos y a los juegos de TV tienen su ori-gen en este método de ranuras de tiempo, también llamada, en este caso, ac-ceso múltiple por división de tiempo (TDMA). No obstante, también es posi-ble subdividir un canal de transmisión de un cierto ancho de banda en el do-minio de la frecuencia, produciendo sub-canales en cada uno de los cuales puede colocarse una sub-portadora. Cada sub-portadora se modula indepen-dientemente de las otras y lleva su propia información separada de las otras sub-portadoras. Cada una de estas sub-portadoras puede ser modulada vecto-rialmente, mediante QPSK, 16QAM y a menudo hasta 64QAM.

Todas las sub-portadoras se espacian separadamente por un intervalo constante ∆f. Un canal de comunicación puede contener hasta miles de sub-portadoras cada una de las cuales podría llevar la información de una fuente que podría no tener que ver con ninguna de las otras en absoluto. Sin embar-

19 - 7

go, también es posible, en primer término, proporcionar un flujo de datos común con protección de error para luego dividirlo en muchas sub-portadoras. Ésto es el múltiplex por división de frecuencia (FDM). Así, en FDM, un flujo de datos común es entrecortado y transmitido en un canal, no vía una sola portadora sino por muchas, hasta miles de sub-portadoras digita-les modulas vectorialmente. Dado que estas sub-portadoras se encuentran muy cercanas entre sí, con un espacio de unos kilohercios, debe tenerse gran cuidado para que estas sub-portadoras no se interfieran entre sí. Las portado-ras deben ser ortogonales unas con otras. El término ortogonal normalmente se refiere a „90° entre sí‟ pero en ingeniería de comunicaciones generalmente significa señales que no se interfieren entre sí debido a ciertas características. ¿Cuándo las portadoras adyacentes de un sistema FDM se influyen entre sí en mayor o menor grado? Sorprendentemente, tenemos que empezar con un pulso rectangular y su transformada de Fourier. Un solo pulso rectangular de duración ∆t proporciona un espectro de forma sen(x)/x en el dominio de la frecuencia, con nulos espaciados separadamente por una constante ∆f = 1/∆t en el espectro. Un solo pulso rectangular exhibe un espectro continuo, es decir en lugar de las líneas espectrales discretas hay una curva de forma sen(x)/x continua.

∆f

A(f)

f

Sen(x)/x

∆t

t

Transformada de Fourier

Fig. 19.5. Transformada de Fourier de un pulso rectangular

Variando el período ∆t del pulso rectangular varía el espaciado ∆f de los nulos en el espectro. Si ∆t tiende a cero, los nulos en el espectro tenderán hacia el infinito. Esto produce un pulso Dirac que tiene un espectro infinita-mente plano que contiene todas las frecuencias. Si ∆t tiende hacia el infinito, los nulos en el espectro tenderán a cero. Esto produce una línea espectral a frecuencia cero, que es CC. Para todos los casos intermedios simplemente corresponde a:

∆f = 1/∆t;

Un tren de pulsos rectangulares de período Tp y anchura del pulso ∆t tam-

bién corresponde a esta variación de forma sen(x)/x pero en este caso hay


sólo líneas espectrales discretas espaciadas separadamente por fp = 1/Tp, qué, sin embargo, conforman esta variación de forma sen(x)/x.

¿Cuál es entonces la relación entre el pulso rectangular y la ortogonalidad? Las señales de una portadora son sinusoidales. Una señal sinusoidal de fre-cuencia fs = 1/Ts resulta en una sola línea espectral a la frecuencia fs y -fs en el dominio de la frecuencia. Sin embargo, estas portadoras sinusoidales llevan la información por modulación de amplitud y corrimiento de frecuencia.

Ancho de banda del Canal

∆f

f

Fig. 19.6. Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)

Es decir, estas señales de portadora sinusoidal no se extienden continua-mente de menos infinito a más infinito sino que cambian su amplitud y fase después de un tiempo particular ∆t. Es posible imaginarse una señal portadora modulada como compuesta de secciones sinusoidales recortadas rectangular-mente, llamadas ráfagas de paquete. Matemáticamente, una circunvolución ocurre en el dominio de la frecuencia, es decir, los espectros de pulso de ven-tana rectangular y de onda sinusoidal se sobreponen. En el dominio de la frecuencia hay un espectro de forma sen(x)/x en las posiciones de fs y fs en lugar de una línea espectral discreta. Los nulos del espectro sen(x)/x son des-critos por la longitud ∆t de la ventana rectangular. El espacio entre nulos es ∆f = 1/∆t.

Si a la sazón se transmiten muchas portadoras adyacentes simultáneamen-te, las colas del sen(x)/x producidas por la transmisión de ráfagas interferirán con las portadoras adyacentes.

Sin embargo, esta interferencia se minimiza si el espaciado entre portado-ras es seleccionado de tal manera que una cresta de la portadora siempre co-incida con un nulo de las portadoras adyacentes. Esto se logra seleccionando el espaciado entre sub-portadoras ∆f para que correspondan a la inversa de la

19 - 9

longitud de la ventana rectangular, es decir el período de la ráfaga o período del símbolo. Tal ráfaga de paquete, con muchas y a menudo miles de sub-portadoras moduladas, es denominada un símbolo COFDM.

COFDMDuración de símbolo ∆t

Fig. 19.7. Símbolo COFDM

Lo siguiente debe cumplirse como condición de ortogonalidad COFDM:

∆f = 1/∆t,

donde ∆f es el espaciado entre las sub-portadoras y ∆t el período del símbolo.

Por ejemplo, si el período del símbolo de un sistema COFDM es conocido, el espaciado entre sub-portadoras puede deducirse directamente, y viceversa.

En DVB-T, las siguientes condiciones se aplican a los llamados modos 2k y 8k (Tabla 19.1.):

Tabla 19.1. Modos COFDM en DVB-T

Modo: 2k 8k No. de sub-portadoras: 2048 8192 Espaciado aprox. entre sub-portadoras ∆f: 4 kHz 1 kHz Duración aprox. del símbolo ∆t = 1/∆f: 250 µs 1 ms


∆f

Fig. 19.8. Condición de ortogonalidad en COFDM

19.3 Generación de los Símbolos COFDM

En COFDM, la información a ser transmitida es primero protegida de errores, es decir se le agrega un techo considerable antes de que este flujo de datos, que consiste en la carga útil y la protección de error, se impresione en un gran número de sub-portadoras. Cada una de éstas, a menudo miles de sub-portadoras, debe transmitir una porción de este flujo de datos. Como en el método de portadora única, cada sub-portadora requiere el mapeado por el que se generan el QPSK, 16QAM ó 64QAM. Cada sub-portadora se modula independientemente de las otras. En principio, podría imaginarse que un mo-dulador COFDM está compuesto de hasta miles de moduladores QAM, cada uno con un mapeador. Cada modulador recibe a su propia, precisamente deri-vada, portadora. Todos los procesos de modulación se sincronizan entre sí de tal una manera que, en cada caso, se produce un símbolo común qué tiene una longitud exacta de ∆t = 1/∆f. Sin embargo, este procedimiento es pura teoría: en la práctica, sus costos serían astronómicos y sería inestable pero, no obs-tante, sirve para ilustrar el principio del COFDM.

En realidad, un símbolo COFDM se genera por un proceso de mapeado múltiple en el que se producen dos tablas, seguido por una Transformada Inversa Rápida de Fourier (IFFT - Inverse Fast Fourier Transform). Es decir, el COFDM es simplemente el resultado de aplicar matemática numérica en una computadora de gran velocidad (Fig. 19.10.).

El proceso de modulación COFDM es como sigue: El flujo de datos con protección de error, proveído de un techo, es entrecortado y dividido, tan al azar como sea posible, en un gran número, de hasta miles, de sub-flujos, un proceso llamado multiplexado e interpolado. Cada sub-flujo pasa paquete por paquete a un mapeador que genera la descripción del sub-vector respectivo, dividido en sus partes real e imaginaria. Se generan dos tablas con hasta mu-chos miles de entradas, produciendo una tabla de la parte real y otra tabla de la parte imaginaria. Esto produce la descripción de la sección del dominio del

19 - 11

tiempo en el dominio de la frecuencia. Cada sub-portadora, ahora modulada, se describe como la sección del eje-x y la sección del eje-y o, expresado ma-temáticamente, como los componentes cosinusoidal y sinusoidal, o la parte real e imaginaria. Estas dos tablas - la tabla real y la tabla imaginaria - son ahora las señales de entrada para el próximo bloque de procesamiento de la señal, la transformada inversa rápida de Fourier (IFFT). Después de la IFFT, el símbolo está ahora disponible en el dominio del tiempo. La forma de la señal tiene una apariencia completamente aleatoria, estocástica, debido a los muchos miles de sub-portadoras independientemente moduladas que contie-ne. En la práctica, muchas personas encuentran difícil visualizar cómo se producen tantas portadoras, por lo que el proceso de modulación se describirá ahora paso a paso con la ayuda de la IFFT.

Σ

Map

eado

rM

apea

dor

oo

oo

o

Datos con FEC

Símbolo OFDM

Fig. 19.9. Diagrama de bloques teórico de un modulador COFDM

El modulador COFDM se muestra en la figura 19.10., qué consiste en el bloque IFFT seguido por un mezclador complejo (modulador I/Q), se alimen-ta uno por uno con varias tablas de la parte real y la parte imaginaria en el dominio de la frecuencia después de la cual se realiza la transformada inversa rápida de Fourier y el resultado es obtenido en las salidas re(t) e im(t) después de la IFFT, es decir en el dominio de tiempo, y después del mezclador com-plejo.


IFFT

90°

Re(f)

Im(f)

I

Q

re(t)

im(t)

cofdm(t)

Fig. 19.10. Implementación práctica de un modulador COFDM mediante la IFFT

Esto empieza con un espectro que es simétrico con respecto al centro de la banda del canal COFDM, consistiendo simplemente en la portadora No.1 y la N. Después de la IFFT, se produce una señal de salida re(t) que es puramente cosinusoidal. Una salida im(t), u(t) = 0V está presente. Se espera una señal en el dominio del tiempo completamente real ya que el espectro cumple con las condiciones de simetría requeridas para esto. Después del modulador I/Q, se produce una señal modulada en amplitud con portadora suprimida qué se genera sólo por la componente real en el dominio del tiempo (vea la figura 19.11).

Dominio de la

FrecuenciaDominio del

Tiempo

Re(f) re(t)

im(t)Im(f)cofdm(t)

Fig. 19.11. IFFT de un espectro simétrico

19 - 13

Dominio de la Frecuencia

Dominio del Tiempo

Re(f) re(t)

im(t)Im(f)cofdm(t)

Fig. 19.12. IFFT de un espectro asimétrico


Dominio del Tiempo

Re(f) re(t)

im(t)Im(f)cofdm(t)

Fig. 19.13. IFFT con frecuencia modificada

Sin embargo, si por ejemplo, la línea espectral en el rango superior de la banda, es decir la portadora N, se suprime y sólo queda la componente de la portadora No.1, se obtiene una señal compleja en el dominio del tiempo debi-do al espectro asimétrico (Fig. 19.12. y 19.13.). A la salida re(t) después de la IFFT, una señal cosinusoidal, con la mitad de la amplitud anterior, está ahora presente. Además, la IFFT proporciona una señal de salida sinusoidal im(t)de la misma frecuencia y la misma amplitud. Esto produce una señal compleja en el dominio del tiempo. Si éstas, re(t) e im(t), alimentan al siguiente modu-lador I/Q, la modulación desaparece, resultando en una sola oscilación sinu-soidal convertida a la banda de frecuencia de la portadora. Se produce una señal modulada en banda lateral única y el arreglo ahora representa un modu-lador SSB (Single Side Band – Banda Lateral Única). Cambiando la frecuen-cia de la sub-portadora cambia la frecuencia de las señales cosinusoidal y sinusoidal de salida re(t) e im(t) (Fig. 10.19.). re(t) e im(t) tienen la misma amplitud y frecuencia y una diferencia de fase de 90° exactamente, como


antes. El factor decisivo para entender este tipo de aplicación de COFDM es que, en principio, esta relación mutua se aplica a todas las sub-portadoras. Para cada sub-portadora, im(t) siempre está a 90° con respecto a re(t) y tiene la misma amplitud.

Incluir más y más portadoras produce una señal con una apariencia cada vez más aleatoria para re(t) e im(t), las partes real e imaginaria tienen una relación de fase de 90° entre sí en el dominio de tiempo.

Se dice que im(t) es la transformada Hilbert de re(t). Esta transformada puede imaginarse como un desfasador de 90° para todas las componentes espectrales. Si ambas señales en el dominio del tiempo alimentan el modula-dor I/Q siguiente, se produce el símbolo COFDM actual. En cada caso, por este tipo de modulación se suprime la sub-banda superior o inferior del COFDM correspondiente, proporcionando miles de moduladores de banda lateral única del tipo corrimiento de fase. Muchas referencias, algunas de los cuales datan de hace más de 20 años contienen notas respecto a los modula-dores de banda lateral única del tipo corrimiento de fase. Sólo es debido al hecho que cada sub-portadora re(t) e im(t) tienen la misma amplitud y están a precisamente 90° entre sí, que la banda lateral superior del COFDM no pro-duce diafonía a la inferior, y viceversa, con respecto a la frecuencia central.

Dado que hoy en día los moduladores I/Q análogos, no-ideales, son usados muy a menudo debido al método de modulación directa, los efectos origina-dos sólo pueden explicarse de esta manera.


Dominio del Tiempo

Re(f) re(t)

im(t)Im(f)cofdm(t)

Fig. 19.14. COFDM con 3 portadoras

19 - 15


Dominio del Tiempo

Re(f) re(t)

im(t)Im(f)cofdm(t)

Fig. 19.15. COFDM con 12 portadoras

Cuantas más portadoras (Fig. 19.14.), mayor la apariencia aleatoria del símbolo COFDM correspondiente. Incluso sólo 12 portadoras colocadas en orden relativamente aleatorio entre si resulta en un símbolo COFDM con apariencia estocástica. Los símbolos son calculados y generados sección por sección uno tras otro. El mismo número de bits de datos son siempre combi-nados y modulados dentro de un gran número, hasta miles, de sub-portadoras COFDM. Primeramente, se producen las tablas de las partes real e imaginaria en el dominio de la frecuencia y luego, después del IFFT, tablas para re(t) e im(t) qué se guardan en memorias. Período por período, se genera luego un símbolo de COFDM de una longitud exacta y constante ∆t = 1/∆f. Entre estos símbolos, se mantiene un intervalo de guarda definido aunque a menudo de longitud ajustable.

Símbolo n Símbolo n+1

Intervalo de guarda

Fig. 19.16. Símbolos COFDM con intervalo de guarda


Dentro de este intervalo de guarda, los eventos transitorios debidos a ecos pueden disminuir lo qué previene la interferencia de inter-símbolo. El interva-lo de guarda debe ser más largo que el tiempo de retardo del eco más largo en el sistema de transmisión. Al final del intervalo de guarda, todos los eventos transitorios deben de haber decaído. Si éste no es el caso, se produce ruido adicional debido a la interferencia de inter-símbolo que, a su vez, es una fun-ción simple de la intensidad de la reflexión.

Sin embargo, los intervalos de guarda no se ponen simplemente a cero. Normalmente, el final del símbolo siguiente se inserta precisamente en este intervalo de tiempo (Fig. 19.17.) y así los intervalos de guarda no pueden verse en cualquier oscilograma. Desde el estricto punto de vista del procesa-miento de señal, estos intervalos de guarda pueden generarse muy fácilmente. En cualquier caso las señales producidas después de la IFFT son primero escritas en una memoria y después se leen alternadamente una tras otra. El intervalo de guarda se crea luego simplemente leyendo primero el contenido del final de la respectiva memoria compleja en la correspondiente longitud del intervalo de guarda (Fig. 19.18.).

¿Pero por qué no simplemente dejar el intervalo del guarda vacío en lugar de llenarlo con el final del próximo símbolo como normalmente se hace? La razón está basada en la manera cómo el receptor COFDM se engancha con los símbolos COFDM. Si el intervalo de guarda no estuviera ocupado con información de carga útil, el receptor tendría que pegarle a los símbolos de COFDM exactamente en el punto correcto que, sin embargo, en la práctica no es posible debido al redondeo por los ecos múltiples durante la transmisión.


Intervalo de Guarda

Fig. 19.17. Intervalo de guarda rellenado con el final del símbolo siguiente (CP = Prefijo Cíclico)

19 - 17

IFFT

MEM1

MEM2

Marcador

Fig. 19.18. Generación del intervalo de guarda

En este caso, sólo podrían detectarse con dificultad el principio y el final de los símbolos. Si, sin embargo, por ejemplo el final del próximo símbolo está repetido en el intervalo del guarda precedente, pueden encontrarse fácil-mente los componentes de señal que se repiten varias veces en la señal por medio de la función de autocorrelación en el receptor. Esto hace posible en-contrar el principio y el fin del área dentro de los símbolos no afectados por la interferencia de inter-símbolo debido a los ecos. La Fig. 19.19. muestra esto para el caso de dos trayectorias en la recepción. Usando la función de autoco-rrelación, el receptor posiciona su ventana de muestreo FFT, que tiene la lon-gitud exacta de un símbolo, dentro de los símbolos de tal una manera que siempre se alinea con el área despejada. Así, la ventana de muestreo no se posiciona exactamente encima del símbolo real ya que esto sólo produce un error de fase que produce un giro de todo el diagrama de la constelación y debe eliminarse en los pasos de procesamiento subsecuente.

S1 S2Retardo

G1

G2

Intervalo de Guarda Símbolo

Trayectoria 1

Trayectoria 2

Suma

Ventana FFT Ventana FFT Ventana FFT Ventana FFT Ventana FFT

Función de Auto-correlación Fig. 19.19. Recepción multi-trayectoria en COFDM


No debe pensarse, sin embargo, que el intervalo de guarda puede usarse para eliminar el desvanecimiento. Esto no es así. No hay nada que pueda hacerse contra el desvanecimiento aparte de agregar protección de error al flujo de datos por medio de la FEC (pre-corrección de error) y distribuyendo los flujos de datos tan uniformemente como sea posible sobre todas las sub-portadoras del COFDM en el canal de la transmisión.

19.4 Señales Suplementarias en el Espectro COFDM

Hasta ahora sólo se ha mencionado que, en el múltiplex por división de frecuencia ortogonal, la información más la protección del error están distri-buidas sobre muchas sub-portadoras y éstas son luego moduladas vectorial-mente y transmitidas. Esto da la impresión que cada portadora está llevando la carga útil. Sin embargo, esto no es así, de hecho. En todos los métodos conocidos de transmisión COFDM (DAB, DVB-T, ISDB-T, WLAN, ADSL), pueden encontrarse, o no, en un mayor o menor grado las siguientes categor-ías de portadoras COFDM:

Portadoras de carga útil, Portadoras sin usar, puestas a cero, Pilotos fijos, Pilotos dispersos, que no son fijos, Portadoras de datos especiales para información suplementaria.

El término „señales suplementarias‟ ha sido deliberadamente reservado ya

que, aunque tienen la misma función por todas partes, tienen designaciones diferentes.

En esta sección se discutirá en mayor detalle la función de estas señales suplementarias en el espectro COFDM.

Las portadoras de carga útil ya se han descrito. Ellas transmiten los datos de carga útil reales más la protección de error y son moduladas vectorialmen-te de las varias maneras. Entre otras, se usan a menudo QPSK coherente, 16QAM ó 64QAM como modulación y los 2, 4 o 6 bits combinados por por-tadora son mapeados directamente hacia la portadora respectiva. En el caso de codificación diferencial no-coherente, que también se usa frecuentemente, la información está contenida en la diferencia entre un símbolo y el próximo de la constelación de portadoras. Los métodos principales son DQPSK o DBPSK. La codificación diferencial tiene la ventaja de ser „auto-curativa‟, es decir se corrige automáticamente cualquier error de fase que pueda estar pre-sente, ahorrando medios de corrección de canal en el receptor, que resulta más simple. Sin embargo, esto ocurre a costa de dos veces la tasa de error de bits comparado con la codificación coherente.

19 - 19

Así, las portadoras de datos pueden codificarse como sigue: Coherente, Diferencialmente codificada.

En la mayoría de los casos no se usan las portadoras de los bordes, es de-

cir, las portadoras superiores e inferiores se ponen a cero y no llevan informa-ción en absoluto. Son denominadas las portadoras de cero-información y hay dos razones básicas para la existencia de estas portadoras de cero-información sin usar:

Prevenir la diafonía del canal adyacente facilitando el filtrado de los

hombros del espectro COFDM, y Adaptar la capacidad de bits por símbolo a la estructura de datos de

entrada. Un espectro de COFDM (Fig. 19.20.) tiene los llamados „hombros‟ que

simplemente son el resultado de las colas de sen(x)/x de cada portadora indi-vidual. Estos hombros causan interferencia en los canales adyacentes y, por consiguiente, es necesario, para mejorar la llamada atenuación de hombros, aplicar las prevenciones de filtrado convenientes. Estas prevenciones de fil-trado, a su vez, se simplifican no usando las portadoras del borde simplemen-te porque los filtros no necesitan, en este caso, ser tan empinados.

2 MHz / divCenter 300 MHz Span 20 MHz

-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

Ref Lvl-20 dBm

RS

1

Marker 1 [T1 NOI] -79.54 dBm/Hz 300.00000000 MHz

Fig. 19.20. Espectro real de una señal DVB-T COFDM

Para alcanzar un múltiplo entero de símbolos, también es a menudo nece-sario amarrarse con la estructura de datos de la entrada que frecuentemente


también se estructura en bloques. Un símbolo puede transportar un cierto número de bits debido a las portadoras de datos presentes en el símbolo. La estructura del flujo de datos de entrada también puede proporcionar un cierto número de bits por bloque. El número de portadoras de carga útil en el símbo-lo se selecciona de tal forma que el cálculo resulta exacto después de un cier-to número de bloques completos de datos y símbolos. Sin embargo, debido al uso de la IFFT, es necesario seleccionar una potencia de dos como el número de portadoras que, después de substraer todos los datos y las portadoras pilo-to, todavía deje portadoras, denominadas las portadoras de cero-información.

También coexisten las siguientes portadoras piloto: Portadoras piloto con una posición fija en el espectro, y Portadoras piloto con una posición variable en el espectro.

Se usan portadoras piloto con una posición fija en el espectro para el con-

trol automático de frecuencia (AFC) en el receptor, es decir para engancharlo a la frecuencia transmitida. Estas portadoras piloto normalmente son una se-ñal cosinusoidal y se localizan sobre el eje real en posiciones de amplitud fijas. Hay normalmente una cantidad de tales pilotos fijos en el espectro. Si la frecuencia de recepción no está enganchada a la frecuencia del transmisor, todos los diagramas de la constelación girarán. En el receptor, estos pilotos fijos dentro de un símbolo simplemente son ignorados y la frecuencia de re-cepción se corrige de tal manera que la diferencia de fase de un piloto fijo con el próximo se vuelva cero.

Se usan los pilotos con posición variable en el espectro como señal de me-dición para la estimación y corrección del canal en el receptor, en el caso de modulación coherente. Se podría decir que representan una señal de barrido para la estimación del canal a fin de poder medir el canal.

Las portadoras de datos especiales con información suplementaria son muy a menudo usadas como un canal de información rápido del transmisor al receptor para informar al receptor de cambios hechos en el tipo de modula-ción, por ejemplo un cambio de QPSK a 64QAM. Frecuentemente se trans-miten de esta manera todos los parámetros de la transmisión actual del trans-misor al receptor, como en DVB-T. Por lo tanto, sólo es necesario poner la frecuencia aproximada en el receptor.

19.5 Modulación Jerárquica

Los métodos de la transmisión numérica presentan a menudo una abrupta „caída al abismo‟ o „efecto pared‟ cuando la recepción cesa abruptamente porque el límite de la relación señal/ruido se ha excedido. Naturalmente, esto también se aplica al COFDM. En algunos métodos de transmisión COFDM

19 - 21

(DVB-T, ISDB-T), la llamada „modulación jerárquica‟ se usa para neutralizar este efecto. Cuando se aprovecha la modulación jerárquica, la información se transmite por medio de dos métodos de transmisión diferentes dentro de un espectro COFDM. Uno de los métodos de transmisión es más robusto pero no puede soportar una tasa de datos alta. El otro es menos robusto pero es capaz de manejar una tasa de datos superior, haciendo posible transmitir, por ejem-plo, la misma señal de video con una calidad de señal más pobre y otra con una buena calidad de señal en el mismo flujo COFDM. En el receptor puede seleccionarse uno u otro método con una mirada en las condiciones de recep-ción. A estas alturas no se discutirá la modulación jerárquica en mayor detalle porque hay varias adaptaciones y éstas dependen de la norma pertinente.

19.6 Resumen

El Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM) es un método de transmisión que, en lugar de una portadora, usa un gran número de sub-portadoras en un canal de transmisión. Se diseña so-bre todo para las características de un canal de transmisión terrestre conte-niendo reflexiones múltiples. La información a ser transmitida es provista con protección de error (múltiplex por división de frecuencia ortogonal codificada - COFDM) y distribuida dentro de todas estas sub-portadoras. Las sub-portadoras son moduladas vectorialmente y en cada caso transmiten una parte de la información. El COFDM produce símbolos más largos que en la trans-misión de portadora única y, como resultado, con la ayuda de un intervalo de guarda, puede eliminarse la interferencia de inter-símbolo debido a los ecos. Debido a la protección de error y el hecho que la información es distribuida encima de muchas sub-portadoras, es posible recuperar el flujo de datos ori-ginales libre de errores a pesar de cualquier desvanecimiento debido a las reflexiones. Una nota final: Muchas referencias mencionan COFDM y OFDM. En la práctica, no hay diferencia entre los dos métodos. OFDM es una parte de COFDM. OFDM nunca trabajaría sin la protección de error con-tenida en COFDM.

Bibliografía: [REIMERS], [HOFMEISTER], [FISCHER2], [CHANG], [DAMBACHER].

20 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)

Ya se han explicado las características particulares de un canal de radio te-rrestre en el capítulo anterior sobre COFDM (Múltiplex de División de Fre-cuencia Ortogonal Codificado). Las que son determinadas principalmente por la recepción de trayectoria múltiple que conlleva al desvanecimiento selectivo por ubicación y frecuencia. En DVB-T, es decir en la transmisión terrestre de señales de TV digital según la norma de la Digital Video Broadcasting, fue decidido que el método de modulación más apropiado para lidiar con este problema sería el COFDM, cuyos principios se explican en el capítulo ante-rior. La Figura 20.1. muestra un esquema funcional del modulador DVB-T, radicando su núcleo en el modulador COFDM con el bloque IFFT, seguido por el modulador I/Q, que puede ser tipo digital o analógico. La posición del modulador I/Q en el circuito puede variar, dependiendo de cómo se imple-mente en la práctica el modulador DVB-T. La modulación COFDM es prece-dida por la codificación del canal, es decir por la pre-corrección de error, que es exactamente la misma en DVB-T como en la transmisión por satélite DVB-S.

Filtro FIR

Pre-corr.

Amp.Poten-

cia

FiltroPasa-Banda

Entre-lazador de bits

Entre-lazador

de símbolo

Mapea-dor

Adapt. de

cuadroIFFT

Inserta-dor

Interv.Guarda

Demux

C(oded) O(rthogonal) F(requency) D(ivision) M(ultiplex)

FI

RF

Pilotos, TPS

FEC LPTS1

TS2 FEC HP (Opción) (2, 4, 6)

Fig. 20.1. Diagrama de bloques del modulador DVB-T – Parte 1

Como también puede verse en el esquema funcional son posibles dos en-tradas de flujo de transporte MPEG-2, que luego proveerán la llamada modu-lación jerárquica. Sin embargo, la modulación jerárquica se suministra en DVB-T como una opción y todavía no ha sido puesta en práctica. La modula-ción jerárquica se proveyó originalmente para transmitir el mismo programa

20 - 2 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)

de TV con tasa de datos, corrección de error y calidad diferente en un canal DVB-T. La ruta de alta prioridad (HP) transmite un flujo de datos con una tasa de datos baja, es decir una calidad de imagen más pobre debido a una alta compresión, pero permite usar una buena protección de error o un tipo más robusto de modulación (QPSK). La ruta de baja prioridad (LP) se usa para transmitir el flujo de transporte MPEG-2 con una tasa de datos superior, una menor protección de error y un tipo de modulación de calidad superior (16QAM, 64QAM). En el receptor, pueden seleccionarse HP o LP depen-diendo de las condiciones de recepción. La modulación jerárquica intenta disminuir el impacto, como lo era, de la llamada "caída al precipicio”. Pero también es bastante coherente transmitir dos flujos de transporte totalmente independientes. Ambas ramas, HP y LP, contienen el mismo codificador de canal empleado en DVB-S pero, como ya se mencionó, ésta es una opción en el modulador DVB-T, no en el receptor donde ésta involucra un gasto adicio-nal muy pequeño.

Invers.Sincro.

Disp.Energía

Codif.Reed-

Solomon

Entre-lazadorConv.

Codif.Conv. P

icad

oInterf.Banda-base

Sincronización

Idem a DVB-CTasa de Código1/2…(3/4)...7/8

Salida de datosCodificada

I

Q

TS in

Inv. Sinc. FEC1/ codif.

exterior

FEC2/codif.

interior

Tasa de Datos de Entrada x 204/188x 2 x(1.5-Tasa de Código)

= Tasa de Datos de Salida[2.17…(1.63)...1.36]

Idem a DVB-S

Fig. 20.2. Diagrama de bloques del modulador DVB-T – Parte 2, FEC

No todas las portadoras del COFDM en DVB-T son portadoras de carga útil. Hay también un gran número de portadoras piloto y portadoras especia-les. Estas portadoras especiales se usan para la sincronización de frecuencia, estimación y corrección del canal y para implementar un canal de informa-ción rápido. Ellas se insertan en sus posiciones en el espectro de DVB-T antes de la IFFT.

Antes de discutir la norma DVB-T en mayor detalle, permítanos primero preguntar: "¿Por qué DVB-T?"

Hay dos escenarios totalmente operacionales para suministrar televisión digital, vía satélite y cable, ambos son accesibles a muchos hogares a lo largo del mundo. ¿Por qué entonces la necesidad de otro más, la vía terrestre? El DVB-T que, además, es complejo y caro y puede requerir una gran cantidad de mantenimiento. Las razones de por qué es necesaria la cobertura adicional

20 - 3

con televisión digital terrestre son:

Requisitos regionales (infraestructuras históricas, ausencia de recep-ción satelital),

Situaciones geográficas regionales, Recepción de TV portátil, Recepción de TV móvil, Servicios municipales suplementarios locales (televisión regio-

nal/urbana).

Muchos países en el mundo no tienen cobertura de TV por satélite, o es inadecuada, por diversas razones, políticas, geográficas o de otra naturaleza. En muchos casos, la cobertura sustituta por cable tampoco es posible, debido, por ejemplo, a la tundra y que a menudo tampoco puede financiarse debido a la baja densidad poblacional. Esto deja sólo la cobertura terrestre. Países que están bastante lejos del ecuador como aquéllos en Escandinavia tienen mu-chos problemas con la recepción satelital, ya que las antenas receptoras de satélite casi están apuntando al suelo. Hay también muchos países que no han tenido previamente recepción de satélite analógica como norma tal como Australia dónde la recepción satelital juega sólo un rol menor. Los centros poblados allí se cubren vía terrestre y vía cable o satélite. En muchos países, por razones políticas, no se permite colectar una variedad ingobernable de programas de TV del cielo. Incluso regiones en Europa Central con buena cobertura satelital y por cable requieren de cobertura adicional de TV terres-tre, principalmente para programas de TV locales que no están siendo trans-mitidos vía satélite. Además, la recepción portátil y la móvil son casi sólo posibles vía una ruta terrestre.

20.1 La Norma DVB-T

En 1995, la norma terrestre para la transmisión de programas de TV digi-tal fue definida en el ETS 300744 en concordancia con el Proyecto DVB-T. Un canal DVB-T puede tener un ancho de banda de 8, 7 ó 6MHz. Hay dos modos diferentes de operación: el modo 2K y el modo 8K, dónde 2K acomo-da 2,048 puntos IFFT y 8K adopta 8,192 puntos IFFT. Como ya es conocido, del capítulo sobre COFDM, el número de sub-portadoras COFDM debe ser una potencia de dos. En DVB-T se decidió usar los símbolos con una longitud de aproximadamente 250µs (modo 2K) ó 1ms (modo 8K). Dependiendo de los requisitos, puede seleccionarse uno u otro modo. El modo 2K tiene un mayor espaciamiento entre sub-portadoras de aproximadamente 4KHz pero el período de símbolos es mucho más corto. Comparado con el modo 8K, con un espaciamiento entre sub-portadoras de aproximadamente 1kHz, es mucho menos susceptible a extenderse en el dominio de la frecuencia causado por el efecto Doppler debido a la recepción móvil y a ecos múltiples pero mucho


más susceptible a los retardos mayores por ecos. Por ejemplo, en redes de frecuencia única siempre se seleccionará el modo 8K debido al mayor espa-ciamiento posible entre transmisores. En recepción móvil, el modo 2K es bueno debido al mayor espaciamiento entre sub-portadoras. La norma DVB-T permite el control flexible de los parámetros de transmisión.

Aparte de la longitud del símbolo, que es el resultado del uso del modo 2K u 8K, el intervalo de guarda puede ajustarse también dentro de un rango de 1/4 a 1/32 de la longitud del símbolo. Es posible seleccionar el tipo de modu-lación (QPSK, 16QAM ó 64QAM)). La protección de error (FEC) está dise-ñada igual que en la norma satelital DVB-S. La transmisión DVB-T puede adaptarse a los requisitos respectivos con respecto a la robustez o la tasa de datos neta ajustando la Relación de Código (1/2... 7/8).

Además, la norma DVB-T mantiene la codificación jerárquica como una opción. En la codificación jerárquica, el modulador tiene dos entradas de flujo de transporte y dos FECs idénticos pero independientemente configura-bles. La idea es aplicar una gran cantidad de corrección de error a un flujo de transporte con una tasa de datos baja y después transmitirlo con un tipo muy robusto de modulación. Este camino del flujo de transporte se denomina la ruta de alta prioridad (HP). El segundo flujo de transporte tiene una tasa de datos superior y se transmite con menos corrección de error, como modula-ción 64QAM, y a este camino se le llama la ruta de baja prioridad (LP). Es posible, por ejemplo, designar paquetes de programas idénticos con codifica-ción MPEG-2, uno a una tasa de datos superior y el otro a una tasa de datos inferior, y combinar ambos paquetes en dos paquetes multiplexados en flujos de transporte independientes. Una tasa de datos superior automáticamente significa buena calidad (de imagen). Al flujo de datos con la tasa de datos más baja, y correspondientemente la más baja calidad de imagen, se le asigna el camino de alta prioridad y al de la tasa de datos superior se le asigna la ruta de baja prioridad. En el receptor, la señal de alta prioridad se desmodula más fácilmente que la de baja prioridad. Dependiendo de las condiciones de re-cepción, se seleccionarán las rutas HP o LP en el receptor. Si la señal es po-bre, por lo menos se podrá recibir algo debido a la tasa de datos más baja y a la mayor compresión, aunque la calidad de la imagen y sonido sea inferior.

En DVB-T se usa modulación COFDM coherente, es decir, las portadoras de carga útil se mapean absolutamente y no se codifican diferencialmente. Sin embargo, esto requiere de la estimación y corrección del canal, por lo que se proveen numerosas señales piloto en el espectro DVB-T y se usan como seña-les de prueba para la estimación del canal.

20.2 Las Portadoras DVB-T

En DVB-T, se usa una IFFT con 2,048 u 8,192 puntos. En teoría, 2,048 u

20 - 5

8,192 portadoras están disponibles para la transmisión de datos. Sin embargo, no todas estas portadoras se usan como portadoras de carga útil. En el modo 8K, hay 6,048 portadoras de carga útil y en el modo 2K hay 1,512. El modo 8K tiene así exactamente cuatro veces más portadoras de carga útil que el modo 2K pero dado que la tasa de símbolos es mayor por un factor de 4 en el modo 2K, ambos modos siempre tendrán la misma tasa de datos dadas las mismas condiciones de transmisión. El DVB-T contiene los siguientes tipos de portadora:

Portadoras de la carga útil con posición fija, Portadoras inactivas con posición fija, Pilotos continuos con posición fija, Pilotos dispersos con posición cambiante en el espectro, Portadoras TPS con posición fija.

Piloto Continuo o Disperso

PortadoraTPS

PilotoContinuo o Disperso

PortadoraTPS

Fig. 20.3. Portadoras DVB-T: portadoras de carga útil, Pilotos Continuos y Disper-sos, portadoras TPS

El significado de las palabras “portadora de carga útil” es clara: éstas son simplemente las portadoras usadas para la transmisión real de datos. Las por-tadoras de los extremos superior e inferior del canal se ponen a cero, es decir, están inactivas y no llevan ninguna modulación en absoluto, sus amplitudes son cero. Los pilotos continuos se localizan en el eje real, es decir en el eje I (en-fase), ya sea a 0° o a 180° y tienen una amplitud definida. Los pilotos continuos están 3dB por encima de la potencia media de la señal y se usan en el receptor como la referencia de fase y para el control automático de fre-cuencia (AFC), para enganchar la frecuencia del receptor a la del transmisor. Los pilotos dispersos se extienden por todo el espectro del canal DVB-T de símbolo a símbolo y virtualmente constituyen una señal de barrido para la


estimación del canal. Dentro de cada símbolo hay un piloto disperso cada 12da portadora. Cada piloto disperso saltará hacia adelante tres posiciones de por-tadora en el próximo símbolo, por lo que en cada caso las dos portadoras de carga útil intermedias nunca se convertirán en un piloto disperso aunque aquellos que ocupan cada 3ra posición en el espectro a veces son portadoras de carga útil y a veces pilotos dispersos. Los pilotos dispersos también están sobre el eje I a 0° o a 180° y tienen la misma amplitud que los pilotos conti-nuos.

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12

= Piloto disperso = Portadora de carga útil

Fig. 20.4. Cambio de posición de los Pilotos Dispersos

Las portadoras TPS se localizan en posiciones de frecuencia fija. Por ejemplo, la portadora No.50 es una portadora TPS. TPS significa Señaliza-ción de Parámetros de Transmisión (Transmission Parameter Signaling). Estas portadoras representan virtualmente un canal de información rápido por el que el transmisor le informa al receptor sobre los parámetros de la transmi-sión actual. Son moduladas en DBPSK (Differential Binary Phase Shift Ke-

ying - modulación por desplazamiento de fase binaria diferencial) y se locali-zan en el eje I a 0° o a 180°. Son diferencialmente codificadas, es decir, la información está contenida en la diferencia entre un símbolo y el próximo. Todas las portadoras TPS en un símbolo acarrean la misma información, es decir, todas están ya sea a 0° o todas a 180° en el eje I. En el receptor, la posi-ción correcta de 0° ó 180° de la portadora TPS es determinada por el voto mayoritario por cada símbolo que se usa luego para la demodulación. DBPSK significa que se transmite un cero cuando el estado de las portadoras TPS cambia de un símbolo al próximo, y un uno si la fase de la portadora TPS no cambia de un símbolo al próximo. La información de TPS completa es trans-mitida sobre 68 símbolos y comprende 68 bits. Este segmento sobre 68 símbolos es llamado un „cuadro‟ y los pilotos dispersos dentro de este cuadro también saltan encima del canal DVB-T desde el inicio del canal hasta el fin del canal.

20 - 7

Q

I

Fig. 20.5. Portadoras TPS moduladas en DBPSK

Se usan 17 de los 68 bits del TPS para la inicialización y sincronización, 13 bits son protecciones del error, actualmente se usan 22 bits y 13 bits son reservados para aplicaciones futuras. La Tabla 20.1. explica cómo se utilizan las portadoras TPS.

Las portadoras TPS mantienen al receptor informado sobre: Modo (2K, 8K), Longitud del intervalo del guarda (1/4, 1/8, 1/16, 1/32), Tipo de modulación (QPSK, 16QAM, 64QAM), Relación de Código (1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8), Uso de codificación jerárquica.

Sin embargo, el receptor ya debe de haber determinado el modo (2K u 8K)

y la longitud del intervalo de guarda que no tienen significado como informa-ción de TPS.

En la Fig. 20.3., la posición de los pilotos y las portadoras TPS pueden verse claramente en un diagrama de constelación 64QAM. Los dos puntos exteriores en el eje I corresponden a las posiciones de los pilotos continuos y los pilotos dispersos. Los dos puntos internos en el eje I son las portadoras TPS.

La posición de los pilotos continuos y de las portadoras TPS en el espectro puede verse en las Tablas 20.2 y 20.3. En estas tablas, se listan los números de las portadoras en los que pueden encontrarse los pilotos continuos y las portadoras TPS. La cuenta empieza en portadora número cero que es la pri-mera portadora no-nula al inicio del canal.


Tabla 20.1. Ubicación de los bits de las portadoras TPS:

Número de bit

Formato Propósito/Contenido

s0 Inicialización s1- s16 0011010111101110 ó

1100101000010001 Palabra de sincronización

s17 - s22 010 111 Indicador de longitud s23, s24 Número de cuadro s25, s26 Constelación

00=QPSK/01=16QAM / 10=64QAM s27, s28, s29 Información de jerarquía

000=No jerárquico, 001= α =1, 010= α =2, 011= α =4,

s30, s31, s32 Relación de Código, flujo HP, 000=1/2, 001=2/3, 010=3/4, 011=5/6, 100=7/8

s33, s34, s35 Relación de Código, flujo LP, 000=1/2, 001=2/3, 010=3/4, 011=5/6, 100=7/8

s36, s37 Intervalo de guarda 00=1/32, 01=1/16, 10=1/8, 11=1/4

s38, s39 Modo de transmisión 00=2K, 01=8K,

s40 - s53 todos a "0" Reservado para uso futuro s54 - s67 Código BCH Protección de error

Los variados tipos de portadoras usados en DVB-T se resumen brevemen-te como sigue. De las 2,048 portadoras en el modo 2K, se usan sólo 1,705 portadoras y todas las demás se ponen a cero. Dentro de estas 1,705 portado-ras hay 1,512 portadoras de carga útil que pueden ser moduladas en QPSK, 16QAM ó 64QAM, 142 pilotos dispersos, 45 pilotos continuos y 17 portado-ras TPS.

Algunos de los pilotos dispersos coinciden, a veces, con las posiciones de los pilotos continuos que es el por qué el número 131 debe usarse para calcu-lar las portadoras de la carga útil reales en el caso de los pilotos dispersos en el modo 2K. Las condiciones en el modo 8K son comparables. Tampoco aquí están usándose todas las 8,192 portadoras, sólo 6,817 de las que, a su vez, 6,048 son las portadoras de carga útil reales. El resto son pilotos dispersos (568), pilotos continuos (177) y portadoras TPS (68). Como antes, el número 524 debe usarse para los pilotos dispersos al calcular las portadoras de carga útil ya que a veces un piloto disperso coincidirá con un piloto continuo. Cada 12da portadora en un símbolo es un piloto disperso. Es así fácil de calcular el número de pilotos dispersos dividiendo el número de portadoras realmente usadas entre 12 (1705/12 = 142, 6817/12 = 568).

20 - 9

Tabla 20.2. Posiciones de los Pilotos Continuos

Modo 2K Modo 8K

0 48 54 87 141 0 48 54 87 141 156 192 201 255 279 282 333 432 450 156 192 201 255 279 483 525 531 618 636 714 759 765 780 804 873 888 918 282 333 432 450 483 939 942 969 984 1050 1101 1107 1110 1137 1140 1146 525 531 618 636 714 1206 1269 1323 1377 1491 1683 1704 1752 1758 1791 759 765 780 804 873 1845 1860 1896 1905 1959 1983 1986 2037 2136 2154 888 918 939 942 969 2187 2229 2235 2322 2340 2418 2463 2469 2484 2508 984 1050 1101 1107 2577 2592 2622 2643 2646 2673 2688 2754 2805 2811 1110 1137 1140 2814 2841 2844 2850 2910 2973 3027 3081 3195 3387 1146 1206 1269 3408 3456 3462 3495 3549 3564 3600 3609 3663 3687 1323 1377 1491 3690 3741 3840 3858 3891 3933 3939 4026 4044 4122 1683 1704 4167 4173 4188 4212 4281 4296 4326 4347 4350 4377

4392 4458 4509 4515 4518 4545 4548 4554 4614 4677 4731 4785 4899 5091 5112 5160 5166 5199 5253 5268 5304 5313 5367 5391 5394 5445 5544 5562 5595 5637 5643 5730 5748 5826 5871 5877 5892 5916 5985 6000 6030 6051 6054 6081 6096 6162 6213 6219 6222 6249 6252 6258 6318 6381 6435 6489 6603 6795 6816

Tabla 20.3. Posiciones de las portadoras TPS

Modo 2K Modo 8K

34 50 209 346 413 569 34 50 209 346 413 569 595 688 790 901 595 688 790 901 1073 1219 1073 1219 1262 1286 1469 1594 1687 1738 1262 1286 1469 1594 1687 1754 1913 2050 2117 2273 2299 2392 2494 2605

2777 2923 2966 2990 3173 3298 3391 3442 3458 3617 3754 3821 3977 4003 4096 4198 4309 4481 4627 4670 4694 4877 5002 5095 5146 5162 5321 5458 5525 5681 5707 5800 5902 6013 6185 6331 6374 6398 6581 6706 6799

Tabla 20.4. Portadoras en DVB-T:

Modo 2K Modo 8K

2048 8192 portadoras 1705 6817 portadoras usadas 142/131 568/524 pilotos dispersos 45 177 pilotos continuos 17 68 portadoras TPS 1512 6048 portadoras de carga útil


Las portadoras de carga útil son moduladas ya sea en QPSK, 16QAM ó 64QAM y transmiten el flujo de transporte MPEG-2 con protección de erro-res. La Fig. 20.6. muestra los diagramas de constelación para QPSK, 16QAM y 64QAM con las posiciones de las portadoras especiales en el caso de modu-lación no-jerárquica.

RS

RS

Fig. 20.6. Diagramas de constelación DVB-T para QPSK, 16QAM y 64QAM

20.3 Modulación Jerárquica

Para asegurar que una recepción fiable sea garantizada aún en pobres con-diciones, en DVB-T se provee la codificación jerárquica como una opción. Sin ella, una relación de señal/ruido que sea lo bastante mala llevará a una dura “caída al precipicio”, conocida también como el “efecto pared”. En el caso de la frecuentemente usada transmisión DVB-T con modulación 64QAM y una Relación de Código de 3/4 ó 2/3, el límite de una recepción estable está dado para una relación señal/ruido justo por debajo de 20dB.

Fig. 20.7. QPSK alojado en 64 QAM con modulación jerárquica

20 - 11

En esta sección se explicará más en detalle la modulación jerárquica. Cuando se emplea la modulación jerárquica, el modulador DVB-T tiene dos entradas de flujo de transporte y dos bloques FEC. Un flujo de transporte con una baja tasa de datos alimenta la vía de alta prioridad (HP) y provee de una gran cantidad de protección de error, seleccionando, por ejemplo, una Rela-ción de Código de 1/2. Un segundo flujo de transporte con una tasa de datos superior alimenta en paralelo la vía de baja prioridad (LP) y se la provee con una menor protección de error, como con una Relación de Código de 3/4.

En principio, ambos flujos de transporte, HP y LP, pueden contener los mismos programas pero a tasas de datos diferentes, es decir, con cantidades diferentes de compresión. Sin embargo, los dos también pueden llevar cargas útiles totalmente diferentes. En el camino de alta prioridad, se usa QPSK qué es un tipo de modulación particularmente robusto. En el camino de baja prio-ridad, se necesita un nivel superior de modulación debido a una tasa de datos mayor. En DVB-T, las portadoras individuales de la carga útil no se modulan con diferentes tipos de modulación. En cambio, cada portadora de carga útil transmite porciones de ambas, LP y HP. La vía de alta prioridad se transmite con el llamado „QPSK enquistado‟ en 16QAM ó 64QAM. La Figura 20.7. muestra el caso de QPSK enquistado en 64QAM. La información de LP se lleva en el punto discreto de la constelación y la de HP es determinada por el cuadrante. Una nube de 4 por 4 puntos en un cuadrante como un conjunto corresponde virtualmente a un punto de la constelación QPSK en este cua-drante.

RS

RS

RS

RS

RS

16QAM, α=1

64QAM, α=1 64QAM, α=2 64QAM, α=4

16QAM, α=2 16QAM, α=4

RS

Fig. 20.8. Constelaciones posibles con modulación jerárquica


Una modulación 64-QAM habilita 6 bits por símbolo a ser transmitido. Sin embargo, ya que la información del cuadrante, como QPSK, desvía 2 bits por símbolo para el flujo HP, sólo 4 bits por símbolo permanecen para la transmisión del flujo LP. Las tasas de datos brutas para LP y HP tienen así una relación fija de 4:2 entre sí. Además, las tasas de datos netas son depen-dientes de la Relación de Código usada. También es posible un QPSK enquis-tado en 16QAM. La proporción entre las tasas de datos brutas LP y HP viene a ser 2:2. Para hacer más robusto el camino de alta prioridad QPSK, es decir, menos susceptible a la interferencia, el diagrama de constelación puede ex-tenderse al eje I y al eje Q. Un factor α de 2 ó de 4 aumenta la distancia entre los cuadrantes individuales de los diagramas 16QAM ó 64QAM. Cuanto ma-yor sea α, más insensible se vuelve la vía de alta prioridad y más sensible la vía de baja prioridad ya que los puntos discretos de la constelación se juntan más. La Figura 20.8. muestra las 6 posibles constelaciones con modulación jerárquica, 64QAM con α = 1, 2 y 4 y 16QAM con α = 1, 2 y 4. La informa-ción sobre la presencia o ausencia de modulación jerárquica, el factor α y la Relación de Código para LP y HP se transmiten en las portadoras TPS. Esta información se evalúa en el receptor que automáticamente ajusta su des-mapeador. La decisión para desmodular HP o LP en el receptor puede tomar-se automáticamente dependiendo de las condiciones actuales de la recepción (tasa de errores de bit del canal) o dejada al usuario para seleccionarla ma-nualmente. La modulación jerárquica ya no se suministra como una opción en los modernos chipsets DVB-T ni en las cajas decodificadoras ya que, en la práctica, no se requiere ningún hardware adicional. En muchos receptores DVB-T, sin embargo, no se proporciona ningún software para esta opción puesto que actualmente no se utiliza en ningún país. A principios de 2002, la modulación jerárquica fue intentada en pruebas de campo en Australia pero, actualmente, tampoco se utiliza allí.

20.4 Parámetros del Sistema DVB-T para Canales de 8, 7 y 6MHz

En lo siguiente párrafos, se derivarán los parámetros del sistema DVB-T y se explicarán en detalle. Estos parámetros son:

Frecuencias de muestreo IFFT, Anchos de banda de la señal DVB-T, Espectro ocupado por los canales DVB-T de 8, 7 y 6MHz, Tasa de datos, y Niveles de señal de las portadoras individuales.

El parámetro básico del sistema en DVB-T es la frecuencia de muestreo

IFFT del canal de 8-MHz, que está definido como:

20 - 13

fmuestreo IFFT 8MHz = 64/7MHz = 9.142857143MHz; De este parámetro básico, pueden derivarse todos los otros parámetros del

sistema, es decir aquéllos para los canales de 8, 7 y 6MHz. La frecuencia de muestreo IFFT es la tasa de muestreo del símbolo COFDM o, respectivamen-te, el ancho de banda dentro de la cual pueden acomodarse todas las sub-portadoras 2K (= 2,048) y 8K (= 8,192). Sin embargo, muchas de estas 2,048 u 8,192 sub-portadoras se ponen a cero y el ancho de banda de la señal DVB-T debe ser más angosto que aquel del canal real de 8, 7 o 6MHz. Como se verá, el ancho de banda de la señal del canal de 8MHz es sólo aproximada-mente 7.6MHz, quedando así un espacio aproximado de 200KHz entre los extremos superior e inferior de este canal y sus canales adyacentes.

Estos 7.6MHz contienen a las 6,817 o 1,705 portadoras usadas realmente. En el caso de los canales de 7 ó 6MHz, la frecuencia de muestreo IFFT de estos canales puede calcularse de la frecuencia de muestreo IFFT del canal de 8MHz multiplicándolo simplemente por 7/8 ó 6/8, respectivamente.

fmuestreo IFFT 7MHz = 64/7MHz * 7/8 = 8MHz; fmuestreo IFFT 6MHz = 64/7MHz * 6/8 = 48/7MHz = 6.857142857MHz; Todas las 2,048 u 8,192 portadoras de la IFFT en los canales de 8, 7 y

6MHz pueden encontrarse dentro de estos anchos de banda de la IFFT. De estos anchos de banda o frecuencias de muestreo, pueden derivarse fácilmen-te los respectivos espaciados entre sub-portadoras dividiendo el ancho de banda fmuestreo IFFT, entre el número de sub-portadoras de la IFFT:

∆f = fmuestreo IFFT / Nportadoras totales; ∆f 2K = fmuestreo IFFT /2048; ∆f 8K = fmuestreo IFFT /8192;

Por ende, el espaciado entre sub-portadoras COFDM en un canal DVB-T

de 8, 7 ó 6MHz de ancho en modos 2K y 8K es:

Tabla 20.5. Espaciado de sub-portadoras en modos 2K y 8K en DVB-T:

Ancho de banda del canal

∆f Modo 2K

∆f Modo 8K

8MHz 4.464285714KHz 1.116071429KHz 7MHz 3.90625KHz 0.9765625KHz 6MHz 3.348214275KHz 0.8370535714KHz

Del espaciado entre sub-portadoras, la longitud del símbolo ∆tsímbolo puede


determinarse directamente. Debido a la condición de ortogonalidad, se tiene: ∆tsímbolo = 1/∆f; Por consiguiente, las longitudes de símbolo en los varios modos y anchos

de banda del canal en DVB-T son:

Tabla 20.6. Duraciones de Símbolo en DVB-T:


∆tsímbolo Modo 2K

∆tsímbolo Modo 8K

8MHz 224 µs 896 ms 7MHz 256 µs 1.024 ms 6MHz 298.7 µs 1.1947 ms

Los anchos de banda de la señal DVB-T se obtienen del espaciado entre sub-portadoras ∆f del canal respectivo (8, 7 ó 6MHz) y el número de portado-ras realmente usadas en los modos 2K y 8K (1,705 y 6,817).

fseñal DVB-T = Nportadoras_usadas • ∆f;

Tabla 20.7. DVB-T: Ancho de Banda de Señal:


fseñal DVB-T Modo 2K

fseñal DVB-T Modo 8K

8MHz 7.612MHz 7.608MHz 7MHz 6.661MHz 6.657MHz 6MHz 5.709MHz 5.706MHz

En principio, hay dos maneras de contar las sub-portadoras COFDM del canal DVB-T. Las portadoras pueden contarse ya sea de 0 a 2,047 ó de 0 a 8,192 de acuerdo con el número de portadoras IFFT o la cuenta pueden em-pezar con la portadora número cero como la primera portadora usada real-mente en el modo respectivo. Este último método de conteo es el más usual, contar de 0 a 1,704 en modo 2K y de 0 a 6,816 en modo 8K. En la Fig. 20.9. se muestra la posición del espectro del canal DVB-T y los parámetros más importantes del sistema DVB-T se resumen nuevamente. La Fig. 20.9. tam-bién muestra el número de la portadora central que es de importancia particu-lar durante las pruebas. Este número de portadora, 3,408 en el modo 8K y 852 en el modo 2K, corresponde al centro exacto del canal DVB-T. A estas altu-ras sólo pueden observarse algunos efectos que pueden ser causados por el modulador DVB-T. Los valores mostrados dentro de corchetes en la figura se aplican al modo 2K (por ejemplo: 3,408 [852]) y los otros aplican al modo 8K.

20 - 15

La tasa de datos bruta de la señal DVB-T se deriva, entre otras cosas, de la tasa de símbolo de la señal DVB-T COFDM. La tasa de símbolo es una fun-ción de la longitud del símbolo y de la longitud del intervalo de guarda como sigue:

Tasa_de_símboloCOFDM = 1 / (duración_de_símbolo + intervalo_de_guarda);

La tasa de datos bruta es entonces el resultado de la tasa de símbolo, el

número de portadoras reales de carga útil y el tipo de modulación (QPSK, 16QAM, 64QAM). En el modo 2K, hay 1,512 portadoras de carga útil y en el modo 8K hay 6,048. En QPSK, se transmiten 2 bits por símbolo, en 16QAM son 4 bits por símbolo y en 64QAM son 6 bits por símbolo. Dado que los símbolos son más largos por un factor de 4 en el modo 8K pero, por otro lado, hay cuatro veces más portadoras de carga útil en el canal, este factor lo cance-la otra vez, lo que significa que las tasas de datos son independientes del mo-do (2K u 8K). La tasa de datos bruta del canal DVB-T está dada por:

Tasa_bruta _de_datos = tasa_de_símboloOFDM • #_de_portadoras_de_carga_útil •

bits_por_símbolo;

La longitud total de los símbolos COFDM está compuesta de la longitud del símbolo y la longitud de los intervalos del guarda:

Tabla 20.8. DVB-T: Duración Total de Símbolo

Duración total del símbolo = símbolo + guarda [µs] Ancho 2K 2K 2K 2K 8K 8K 8K 8K de banda 1/4 1/8 1/16 1/32 1/4 1/8 1/16 1/32 [MHz] 8 280 252 238 231 1120 1008 952 924 7 320 288 272 264 1280 1152 1088 1056 6 373.3 336 317.3 308 1493.3 1344 1269.3 1232

La tasa de símbolo del canal DVB-T es calculada como: tasa_de_símbolo = 1 / duración_total_de_símbolo;

Tabla 20.9. Tasas de Símbolo en DVB-T

Tasa de símbolo [kS/s] Ancho 2K 2K 2K 2K 8K 8K 8K 8K de banda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda del canal 1/4 1/8 1/16 1/32 1/4 1/8 1/16 1/32 8MHz 3.5714 3.9683 4.2017 4.3290 0.8929 0.9921 1.04504 1.0823 7MHz 3.1250 3.4722 3.6760 3.7888 0.7813 0.8681 0.9191 0.9470 6MHz 2.6786 2.9762 3.1513 3.2468 0.6696 0.7440 0.7878 0.8117


Y la tasa de datos bruta es determinada por:

tasa_bruta _de_datos = tasa_de_símbolo • #_de_portadoras_de_carga_útil • bits_por_símbolo;

Tabla 20.10. DVB-T: Tasa Bruta de Datos

tasa bruta de datos [Mb/s] ancho 2K 2K 2K 2K 8K 8K 8K 8K de banda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda de canal 1/4 1/8 1/16 1/32 1/4 1/8 1/16 1/32 8MHz 10.800 12.000 12.706 13.091 10.800 12.000 12.706 13.091 QPSK 8MHz 21.6 24.0 25.412 26.182 21.6 24.0 25.412 26.182 16QAM 8MHz 32.4 36.0 38.118 39.273 32.4 36.0 38.118 39.273 64QAM 7MHz 9.45 10.5 11.118 11.455 9.45 10.5 11.118 11.455 QPSK 7MHz 18.9 21.0 22.236 22.91 18.9 21.0 22.236 22.91 16QAM 7MHz 28.35 31.5 33.354 34.365 28.35 31.5 33.354 34.365 64QAM 6MHz 8.1 9.0 9.530 9.818 8.1 9.0 9.530 9.818 QPSK 6MHz 16.2 18.0 20.06 19.636 16.2 18.0 19.06 19.636 16QAM 6MHz 24.3 27.0 28.59 29.454 24.3 27.0 28.59 29.454 64QAM

Ancho de Banda del

Canal 8/7/6 MHz

Portadora Central3408 [852]

Ancho de Banda de la Señal

Portadora #0 Portadora #6816[1704]

Ancho de Banda IFFT

Fig. 20.9. Espectro de una señal DVB-T en los modos 8K y [2K] para canales de 8/7/6MHz

20 - 17

Adicionalmente, la tasa neta de datos depende de la Relación de Código del codificador convolucional usado y de la protección de error Reed-Solomon RS(188, 204) como sigue:

tasa_neta_de_datos = tasa_bruta_de_datos • 188/204 • tasa_de_código; Ya que el factor de 4 la cancela, la fórmula global para determinar la tasa

neta de datos de las señales DVB-T es independiente del modo (2K u 8K) y es:

tasa_neta_de_datos = 188/204 • tasa_de_código • log2(m) • 1(1 + guarda)

• canal • const1;

donde: m = 4 (QPSK), 16 (16-QAM), 64 (64-QAM); log2(m) = 2 (QPSK), 4 (16-QAM), 6 (64-QAM);

Relación de Código = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8; guarda = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32; canal = 1 (8MHz), 7/8 (7MHz), 6/8 (6MHz); y const1 = 6.75 • 106 bits/s.

De esto pueden determinarse las tasas netas de datos de los canales de 8, 7

y 6MHz en los varios modos de operación:

Tabla 20.11. Tasa Neta de Datos con Modulación No-jerárquica en un Canal DVB-T de 8MHz:

Modulación Relación de Código

Guarda 1/4

Guarda 1/8

Guarda 1/16

Guarda 1/32

(Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) QPSK 1/2 4.976471 5.529412 5.854671 6.032086 2/3 6.635294 7.372549 7.806228 8.042781 3/4 7.464706 8.294118 8.782007 9.048128 5/6 8.294118 9.215686 9.757785 10.05348 7/8 8.708824 9.676471 10.24567 10.55617 16QAM 1/2 9.952941 11.05882 11.70934 12.06417 2/3 13.27059 14.74510 15.61246 16.08556 3/4 14.92941 16.58824 17.56401 18.09626 5/6 16.58824 18.43137 19.51557 20.10695 7/8 17.41765 19.35294 20.49135 21.11230 64QAM 1/2 14.92941 16.58824 17.56401 18.0926 2/3 19.90588 22.11765 23.41869 24.12834 3/4 22.39412 24.88235 26.34602 27.14439 5/6 24.88235 27.64706 29.27336 30.16043 7/8 26.12647 29.02941 30.73702 31.66845




Guarda 1/4

Guarda 1/8

Guarda 1/16

Guarda 1/32

(Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) QPSK 1/2 4.354412 4.838235 5.122837 5.278075 2/3 5.805882 6.450980 6.830450 7.037433 3/4 6.531618 7.257353 7.684256 7.917112 5/6 7.257353 8.063725 8.538062 8.796791 7/8 7.620221 8.466912 8.964965 9.236631 16QAM 1/2 8.708824 9.676471 10.245675 10.556150 2/3 11.611475 12.901961 13.660900 14.074866 3/4 13.063235 14.514706 15.368512 15.834225 5/6 14.514706 16.127451 17.076125 17.593583 7/8 15.240441 16.933 824 17.929931 18.473 262 64QAM 1/2 13.063235 14.514706 15.368512 15.834225 2/3 17.417647 19.352941 20.491350 21.112300 3/4 19.594853 21.772059 23.052768 23.751337 5/6 21.772059 24.191177 25.614187 26.390374 7/8 22.860662 25.400735 26.894896 27.709893

La tasa neta de datos en DVB-T varía entre aproximadamente 4Mb/s y 31Mb/s que depende de los parámetros de transmisión y los anchos de banda de canal usados. En los canales de 7 y 6MHz las tasas netas de datos dispo-nibles son menores por un factor de 7/8 ó 6/8, respectivamente, comparado con el canal de 8MHz.

En la modulación jerárquica, las tasas brutas de datos en modulación 64QAM están distribuidas en una proporción de 2:4 entre HP y LP y en 16QAM la proporción de las tasas brutas de datos entre HP y LP son de 2:2. Además, las tasas netas en los caminos de alta prioridad y baja prioridad de-penden de las tasas de código allí usadas.

Las fórmulas por determinar las tasas netas de datos netas de HP y LP son: tasa_neta_de_datosHP = 188/204 • tasa_de_códigoHP • bits_por_símboloHP

• 1(1 + guarda) • canal • const1;

tasa_neta_de_datosLP = 188/204 • tasa_de_códigoLP • bits_por_símboloLP

• 1(1 + guarda) • canal • const1;

donde:

bits por símboloHP = 2; bits por símboloLP = 2 (16QAM) ó 4 (64QAM);

20 - 19

Relación de CódigoHP/LP = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8; duración de guarda = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32; canal = 1 (8MHz), 7/8 (7MHz), 6/8 (6MHz); y const1 = 6.75•106 bits/s.



Guarda 1/4

Guarda 1/8

Guarda 1/16

Guarda 1/32

(Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) QPSK 1/2 3.732353 4.147059 4.391003 4.524064 2/3 4.976471 5.529412 5.854671 6.032086 3/4 5.598529 6.220588 6.586505 6.786096 5/6 6.220588 6.911765 7.318339 7.540107 7/8 6.531618 7.257353 7.684256 7.917112 16QAM 1/2 7.464706 8.294118 8.782007 9.048128 2/3 9.95 2941 11.058824 11.709343 12.064171 3/4 11.197059 12.441177 13.173010 13.572193 5/6 12.441176 13.823529 14.636678 15.080214 7/8 13.063235 14.514706 15.368512 15.834225 64QAM 1/2 11.197059 12.441177 13.173010 13.572193 2/3 14.929412 16.588235 17.564014 18.096257 3/4 16.795588 18.661765 19.759516 20.358289 5/6 18.661765 20.735294 21.955017 22.620321 7/8 19.594853 21.772059 23.052768 23.751337

Esto nos trae a los últimos detalles de la norma DVB-T relacionados a la experiencia real en el campo: la constelación y los niveles de las portadoras individuales. Dependiendo del tipo de constelación (QPSK, 16QAM ó 64QAM, jerárquico con α = 1, 2 ó 4), se obtiene un valor medio de la señal de las portadoras de carga útil qué simplemente puede calcularse por medio de la media cuadrática (valor RMS) de todas las posibles longitudes del vector en su distribución correcta. Esta media está definida como 100% o simplemente como „Uno‟. En el caso del modo 2K, hay 1,512 portadoras de carga útil, la potencia media es 100% o Uno. Los niveles de la portadora TPS son fijados de la misma manera que las portadoras de carga útil individuales. Los pilotos continuos y dispersos se determinan de otra forma. Debido a la necesidad de una fácil detectabilidad, estos pilotos se aumentan en 2.5dB con respecto al nivel medio de la señal de las portadoras de carga útil. Es decir, el nivel de voltaje de los pilotos continuos y dispersos es mayor por 4/3 comparado con el nivel medio de las portadoras de carga útil y el nivel de potencia es supe-rior por 16/9.


20 log(4/3) = 2.5dB; Relación de voltaje de los pilotos continuos y

dispersos con respecto a la señal promedio de las portadoras de carga útil;

y

10 log(16/9) = 2.5dB; Relación de potencia de los pilotos continuos y

dispersos con respecto a la señal promedio de las portadoras de carga útil;

Resumiendo, se puede decir que la posición de las portadoras TPS en el

diagrama de constelación siempre corresponde al punto de 0dB del valor me-dio de las portadoras de carga útil y que la posición de los pilotos continuos y de los pilotos dispersos siempre corresponde al punto de 2.5dB, sin tener en cuenta la constelación DVB-T involucrada en el momento.

Los instrumentos de prueba se calibran a menudo para la relación portado-ra-a-ruido (C/N) y no para la relación señal-a-ruido (S/N). La relación señal-a-ruido, sin embargo, es pertinente para el cálculo de la tasa de errores de bits (BER) causada por la pura interferencia del ruido en el canal. La C/N debe convertirse entonces en S/N. Al convertir C/N a S/N, la energía en los pilotos debe tenerse en la cuenta. La energía en la pura portadora de carga útil sin los pilotos puede determinarse como sigue, para ambos modos 2K y 8K:

Carga_útil_a_señal2k = 10 log(1512/(1512 + (131 + 45) • 16/9 + 17 • 1)) = 0.857dB;

= 10 log(carga_útil / (carga_útil + (disperso + continuo) • (4/3)2+ TPS • 1));

Carga_útil_a_señal8k = 10 log(6048/(6048 + (524 + 177) • 16/9 + 68 • 1)) = 0.854dB;

El nivel de las puras portadoras de carga útil en DVB-T es de alrededor de

0.86dB debajo del nivel total de portadora.

El mapeado (mapping) de los diagramas de constelación para QPSK, 16QAM y 64QAM es otro parámetro de sistema en DVB-T. Las tablas de mapeado describen la asignación de bits en los diagramas de constelación respectivos. Las tablas de mapeado siguientes están trazadas con el bit menos significativo LSB (bit 0) a la izquierda y el bit más significativo MSB respec-tivo a la derecha. Por consiguiente, el orden de izquierda a derecha es bit 0, bit 1 para QPSK, bit 0, bit 1, bit 2, bit 3 para 16QAM y bit 0, bit 1, bit 2, bit 3, bit 4, bit 5, bit 6, bit 7 para 64QAM.

20 - 21

QPSK 10 O 00 O 11 O 01 O

16QAM 1000 O 1010 O 0010 O 0000 O 1001 O 1011 O 0011 O 0001 O 1101 O 1111 O 0111 O 0101 O 1100 O 1110 O 0110 O 0100 O

64QAM 100000 O

100010 O

101010 O

101000 O

001000 O

001010 O

000010 O

000000 O

100001 O

100011 O

101011 O

101001 O

001001 O

001011 O

000011 O

000001 O

100101 O

100011 O

101111 O

101101 O

001101 O

001111 O

000111 O

000101 O

100100 O

100110 O

101110 O

101100 O

001100 O

001110 O

000110 O

000100 O

110100 O

110110 O

111110 O

111100 O

011100 O

011110 O

010110 O

010100 O

110101 O

110111 O

111111 O

111101 O

011101 O

011111 O

010111 O

010101 O

110001 O

110011 O

111011 O

111001 O

011001 O

011011 O

010011 O

010001 O

110000 O

110010 O

111010 O

111000 O

011000 O

011010 O

010010 O

010000 O

Fig. 20.10. Tablas de Mapeado en DVB-T

20.5 El Modulador y el Transmisor DVB-T

Habiendo tratado en detalle la norma DVB-T y todos sus parámetros de sistema, ahora pueden discutirse el modulador y el transmisor DVB-T. Un modulador DVB-T puede tener una o dos entradas de flujo de transporte se-guidas por la pre-corrección de error (FEC) y esto sólo depende si este modu-lador soporta la modulación jerárquica o no. Si se usa modulación jerárquica, ambas etapas FEC son entre sí completamente independientes pero son total-mente idénticas en cuanto a su configuración. Un camino del flujo de trans-porte con FEC es llamado la vía de alta prioridad (HP) y el otro es la vía de baja prioridad (LP). Ya que las dos etapas FEC son completamente idénticas a las FEC de la norma satelital DVB-S, discutida en el capítulo pertinente, éstas no necesitan ser discutidas aquí en detalle.

El modulador se engancha al flujo de transporte presente a la entrada, en la interfaz de la banda base. Usa para esto el byte de sincronización que tiene un valor constante de 0x47 en intervalos de 188 bytes. Para llevar marcas de


tiempo prolongadas en el flujo de transporte, cada octavo byte de la sincroni-zación es invertido y se vuelve 0xBB. Sigue luego la etapa de dispersión de energía que se sincroniza a estos bytes de sincronización invertidos en ambos lados, transmisión y recepción. Seguidamente, el control de error inicial es realizado en el codificador Reed-Solomon. Los paquetes de los TS se agran-dan ahora en 16 bytes por la protección de error. Después de este bloque de codificación, el flujo de datos es intercalado para que sea capaz de separar ráfagas de error durante el des-entrelazado al lado del receptor. En el codifi-cador convolucional se agrega protección de error adicional, qué puede redu-cirse de nuevo en la fase de picado.

DA

DA

IFFT

Mem1

Mem2

Mod.I/Q RF

IFFT

Mem1

Mem2

Mod.I/Q

DA

FIRF RF

Modulación Directa a RF

Fig. 20.11. Implementaciones posibles de un modulador DVB-T

Hasta este punto, las rutas HP y LP son completamente idénticas pero pueden tener tasas de código diferentes. Los datos con control de error de las rutas HP y LP, o los datos de la única ruta del TS en el caso de modulación no-jerárquica, pasan luego al de-multiplexor dónde son en seguida divididos en 2, 4 ó 6 flujos de datos salientes dependiendo del tipo de modulación (2 rutas para QPSK, 4 para 16QAM y 6 para 64QAM). Los flujos de datos así divididos pasan después a un intercalador de bits dónde se forman los bloques de 126 bits de largo que son luego intercalados en cada ruta. En el intercala-dor de símbolos que sigue, los bloques se mezclan nuevamente, bloque por bloque, y el flujo de datos con control de error es uniformemente distribuido dentro del canal. Un adecuado control de error y una buena distribución de-ntro del canal DVB-T son los pre-requisitos para que el OFDM funcione co-rrectamente. Unidos, vienen a ser el COFDM - Múltiplex de División de Frecuencia Ortogonal Codificado. Después de eso, todas las portadoras de

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carga útil se mapean dependiendo si se usa modulación jerárquica o no-jerárquica, y de que el factor α sea = 1, 2 ó 4. Esto produce dos tablas, una para la parte real Re(f) y otra para la parte imaginaria Im(f). Sin embargo, ellas también contienen huecos en donde los pilotos y las portadoras TPS son luego insertados por el bloque de adaptación de cuadro. Las tablas completas, comprendiendo 2,048 y 8,192 valores, respectivamente, alimentan inmedia-tamente al corazón del modulador DVB-T, el bloque IFFT.

Después de eso la señal COFDM está disponible, separada en sus partes real e imaginaria en el dominio de tiempo. Se guardan temporalmente en buf-fers los 2,048 y 8,192 valores, respectivamente, para las partes real e imagina-ria en el dominio de tiempo. Es decir, son alternadamente escritos en un buf-fer mientras que el otro está siendo leído. Durante la lectura, el final del buf-fer se lee primero como resultado de lo cual se forma el intervalo de guarda. Para obtener un mejor entendimiento de esta sección, refiérase al capítulo sobre COFDM. Normalmente la señal es luego filtrada digitalmente a nivel temporal de I/Q (filtro FIR) para mantener una mejor atenuación de los hom-bros.

En un transmisor de potencia, la señal es ahora pre-ecualizada a fin de compensar las no-linealidades de la etapa de salida. Al mismo tiempo es re-cortada a fin de limitar la señal DVB-T con respecto a su factor de cresta ya que, consecuentemente, las etapas de salida podrían destruirse debido al muy alto factor de cresta de la señal COFDM, debido a sus amplitudes muy altas y muy bajas.

La colocación del modulador I/Q depende de cómo se implementen en la práctica el modulador o el transmisor DVB-T. Una manera es realizar separa-damente la conversión digital/análoga de las señales I y Q a nivel I/Q y luego aplicarlas a un modulador I/Q analógico que permite la mezcla directa a RF de acuerdo con el principio de modulación directa, un principio habitualmen-te usado en la actualidad. La otra opción es permanecer en el nivel digital, incluyendo el modulador I/Q y después realizar la conversión D/A. Sin em-bargo, esto requiere una etapa de conversión más desarrollada, que es más compleja y cara, en una frecuencia intermedia más baja que la RF final y, por consiguiente, habitualmente evitada en la actualidad. Por otro lado, esta ven-taja se gana a expensas de las características, posiblemente desagradables, de un modulador I/Q analógico, cuya presencia siempre puede descubrirse vir-tualmente en la señal de salida. Sin embargo, dada una correcta implementa-ción, es posible lograr una modulación directa de la banda base a RF (Fig. 20.11.).


Filtro SAW(PB)

Filtro Pasa-bajos

OL

FFT Corr. de Canal

Decodif. de Canal

Des-mapeador

Reloj

Tiempo sincro.

FIR

Retardo

NCO

90° Estim. Canal

Corr. Frec.

Dec. TPS

XX

X

RF

FI

Sintonizador Análogo

A

D

PilotosDispersos

Pilotos Continuos

PortadorasTPS.

FFT Window

TS

fi1 = 36 MHz

fi2 = fs/4 fs = 4*32/7 MHz

Fig. 20.12. Diagrama de bloques de un receptor DVB-T (Parte 1)

20.6 El Receptor DVB-T

Uno puede pensar que el modulador DVB-T es un dispositivo bastante complejo pero el receptor es aún más complicado. Sin embargo, debido a la alta densidad de empaque de los circuitos integrados modernos, la mayoría de los módulos del receptor DVB-T (Fig. 20.12.) pueden hoy acomodarse en un solo chip.

El primer módulo del receptor DVB-T es el sintonizador. Se usa por con-vertir la RF del canal DVB-T a una frecuencia intermedia (FI). En su cons-trucción, un sintonizador DVB-T difiere sólo por tener una mucho mejor característica de ruido de fase. El sintonizador es seguido por el canal DVB-T con 36MHz al centro de la banda. Esto también corresponde al centro de la banda de un canal de TV analógico con un ancho de banda de 8MHz. Sin embargo, en la televisión analógica, todo se envía a la frecuencia de portadora de video que corresponde a una frecuencia intermedia de 38.9MHz. En tele-visión digital, es decir en DVB-S, DVB-C y también en DVB-T, es la fre-cuencia central del canal la que se considera como la frecuencia del canal. En la frecuencia intermedia, la señal pasa por un filtro pasabanda de un ancho de banda de 8, 7 ó 6MHz, usando filtros de onda acústica superficial (SAW). En este rango de frecuencia los filtros pueden implementarse fácilmente con las características requeridas para DVB-T. Después de este filtrado pasabanda los canales adyacentes se suprimen a un grado aceptable. Un filtro SAW tiene un desplazamiento de fase mínimo, es decir, no produce ninguna distorsión de retardo de grupo, salvo rizados de amplitud y de retardo de grupo.

En el próximo paso la señal DVB-T es convertida a una segunda FI, aún más baja, de aproximadamente 5MHz. Usualmente es una FI de 32/7MHz = 4.571429MHz. Después de esta etapa de mezcla, todos los componentes de la señal superiores a la mitad de la frecuencia de muestreo se suprimen con la ayuda de un filtro pasabajo para evitar los efectos de aliasing. Esto es seguido

20 - 25

por la conversión análoga/digital. El convertidor A/D normalmente se crono-metra a exactamente cuatro veces la segunda FI, es decir 4•32/7 = 18.285714MHz. Esto es necesario para poder aplicar el método llamado fs/4 para la demodulación I/Q en el demodulador DVB-T (vea el capítulo sobre la modulación I/Q). Siguiendo al convertidor A/D, se aplica el flujo de datos, que está ahora disponible con una tasa de datos de aproximadamente 20 Me-gapalabras/s, entre otras, a la etapa de sincronización de tiempo. En esta eta-pa, se usa auto-correlación para derivar la información de la sincronización. Usando la auto-correlación se detectan las componentes de la señal qué con-curran varias veces dentro de ella y que sean de la misma forma. Subsecuen-temente, en el intervalo de guarda, el final del próximo símbolo se repite an-tes que cada símbolo actual, la función de auto-correlación proporcionará una señal de identificación en el área de los intervalos de guarda y en el área de los símbolos. La función del auto-correlación se usa luego para posicionar la ventana de muestreo FFT en el área del intervalo de guarda más el símbolo libre de interferencia de inter-símbolo y esta señal de control de posiciona-miento alimenta al procesador FFT en el receptor DVB-T.

En paralelo con la sincronización de tiempo, el flujo de datos viniendo del convertidor A/D es dividido en dos flujos de datos por un conmutador. Por ejemplo, las muestras de número impar pasan por la rama superior y las de número par pasan por la rama inferior, produciendo dos flujos de datos con la mitad de la tasa de datos en cada caso. Sin embargo, estos flujos están despla-zados entre sí por la mitad de un ciclo del reloj de muestreo. Para eliminar este corrimiento, los valores intermedios se interpolan por medio de un filtro FIR en la rama inferior. Este filtro, a su vez, causa un retraso básico, de por decir 30 períodos del reloj o más, que debe reproducirse en la rama superior usando registros de desplazamiento simples. Los dos flujos de datos se apli-can luego a un mezclador complejo que es alimentado con portadoras prove-nientes de un oscilador controlado numéricamente (NCO). Este mezclador y el NCO se usan después para corregir la frecuencia de la señal DVB-T, debi-do a la falta de exactitud de los osciladores, el receptor también debe engan-charse a la frecuencia transmitida por medio del control automático de fre-cuencia (AFC). Esto es realizado por el AFC evaluando los pilotos continuos después de la transformada rápida de Fourier (FFT). Si la frecuencia del re-ceptor difiere de la frecuencia transmitida, todos los diagramas de la constela-ción girarán más o menos rápidamente hacia la izquierda o hacia la derecha. La dirección de rotación simplemente depende si la desviación es positiva o negativa y la velocidad depende de la magnitud del error. Entonces sólo es necesario medir la posición de los pilotos continuos en el diagrama de la constelación. El único factor de interés con respecto a la corrección de fre-cuencia es la diferencia de fase de los pilotos continuos de símbolo a símbolo, el objetivo es reducir esta diferencia de fase a cero. La diferencia de fase es una variable controlada directamente por el AFC, es decir, se cambia la fre-cuencia del NCO hasta que la diferencia de fase se vuelva cero. La rotación


de los diagramas de constelación se detiene y el receptor se engancha a la frecuencia transmitida.

El bloque de procesamiento de señal FFT, la ventana de muestreo que es controlada por la sincronización de tiempo, transforma los símbolos COFDM al dominio de la frecuencia, proporcionando nuevamente 2,048 ó 6,182 partes reales e imaginarias. Sin embargo, éstas todavía no corresponden directamen-te a las constelaciones de portadora. Dado que la ventana de muestreo FFT no se ubica precisamente encima del símbolo real, allí existe un cambio de fase en todas las sub-portadoras COFDM, es decir todos los diagramas de conste-lación están girados. Esto significa que los pilotos continuos y dispersos ya no se localizan en el eje real, sino en alguna parte sobre un círculo, cuyo radio corresponde a la amplitud de estos pilotos. Además, deben esperarse distor-siones de canal debido a reflexiones, respuesta de amplitud o retardos de gru-po. Esto, a su vez, significa que los diagramas de constelación también pue-den distorsionarse en amplitud y pueden rotarse adicionalmente en mayor o menor magnitud. Sin embargo, la señal DVB-T acarrea una gran cantidad de pilotos que pueden usarse como señales de medición para la estimación y corrección del canal en el receptor. En un período de doce símbolos, los pilo-tos dispersos habrán venido a caer a cada tercera posición de la portadora, es decir, la información sobre la distorsión en el canal está disponible en cada tercera posición de la portadora. Midiendo las amplitudes y la distorsión de fase de los pilotos continuos y dispersos se habilita la función de corrección a ser calculada para el canal, girando los diagramas de constelación a su posi-ción nominal. Además, la distorsión de amplitud es eliminada y los diagramas de constelación son comprimidos o expandidos de tal manera que los pilotos vengan a caer en la posición correcta a su posición nominal en el eje real.

Conocer el funcionamiento de estimación y corrección del canal es impor-tante para comprender los problemas de pruebas en DVB-T. De los datos de estimación de canal, es posible deducir una gran cantidad de información de prueba en el receptor de prueba DVB-T (la función de transferencia del canal, la respuesta al impulso, etc.) y problemas en el modulador DVB-T (el modu-lador I/Q, la portadora central).

Des-

entrela-zador

Simbolo/bit

Decodif.Viterbi

Des-entrela-zador Conv.

Decodif.Reed

Solomon

Disp. de Energía

Inv. de Sinc.

Interf. de

Banda-Base

Tasa de Código1/2…(3/4)...7/8

Entrada de datos FEC

del de-mapeador

Salida del TS

Fig. 20.13. Diagrama de bloques de un receptor DVB-T (Parte 2), decodificación del canal

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En paralelo con la corrección del canal, las portadoras TPS se decodifican en el canal no corregido. Las portadoras de señalización de los parámetros de transmisión no requieren la corrección del canal ya que éstas son codificadas diferencialmente, la modulación de las portadoras TPS viene a ser DBPSK (modulación de desplazamiento de fase diferencial binaria – Differential Bi-

nary Phase Shift Keying). Cada símbolo contiene un gran número de portado-ras TPS y cada portadora lleva la misma información. El bit respectivo a ser descifrado es determinado por la decodificación diferencial con respecto al símbolo anterior y elegido por mayoría dentro de un símbolo. Además, la información de TPS está protegida contra error. Por consiguiente, la informa-ción TPS puede evaluarse correctamente para la transmisión DVB-T antes de alcanzar el umbral de “caída al precipicio”. La información TPS es requerida por el des-mapeador que sigue a la corrección de canal, y también por el de-codificador de canal. Las portadoras TPS hacen posible derivar el tipo de modulación actualmente seleccionado (QPSK, 16QAM ó 64QAM) y la in-formación sobre la presencia de modulación jerárquica. Luego el des-mapeador se adecua correspondientemente al tipo correcto de modulación, es decir, es cargada la tabla correcta de des-mapeado. Si la modulación jerárqui-ca está presente, la decisión sobre qué camino (alta prioridad (HP) o baja prioridad (LP)) será decodificado deba realizarse dependerá de la tasa de error de bits, ya sea manual o automáticamente. Siguiendo el des-mapeador, el flujo de datos está otra vez disponible y se entrega para la decodificación del canal.

Aparte del des-intercalador de símbolos y bits, el decodificador del canal (Fig. 20.13.) se configura exactamente igual que para la norma DVB-S de TV satelital. Los datos des-mapeados pasan del des-mapeador al des-intercalador de símbolos y bits donde son restaurados y luego se aplican al decodificador Viterbi. En los lugares dónde los bits hayan sido picados, se reemplazan nue-vamente con bits provisionales. Éstos son manejados como si fueran bits errados por el decodificador Viterbi, que luego intenta corregir, como los primeros errores, de acuerdo con los métodos del codificador Trellis.

El decodificador Viterbi es seguido por el des-intercalador convolucional que rompe las ráfagas de error desbaratando el intercalado. Esto facilita la corrección de errores de bit al decodificador Reed-Solomon. El decodificador Reed-Solomon corrige hasta 8 errores de bit por paquete con la ayuda de los 16 bytes de control de error. Si hay más de 8 errores por paquete, el „indica-dor de error de transporte‟ se pone en uno y este paquete de flujo de transpor-te no podrá ser procesado posteriormente por el decodificador MPEG-2 y debe llevarse a cabo un enmascaramiento del error. También, debe deshacerse la dispersión de energía. Esta etapa se sincroniza por los bytes de sincroniza-ción invertidos y esta inversión del byte de sincronización también debe des-hacerse después de que el flujo de transporte MPEG-2 esté nuevamente dis-ponible.


SintonizadorDecodifi-

cador MPEG-2

SAW PB

µProcesador

XA

D

Demod.

DVB-T

Bus I2C

Video

Audio

Teclado / Control Remoto

MPEG-2TS

Fig. 20. 14. Diagrama de bloques de una “caja” (set-top box) DVB-T

Un receptor de DVB-T práctico tiene sólo algunos componentes discretos como el sintonizador, el filtro SAW, el oscilador mezclador para la segunda FI y el filtro pasa-bajo. Éstos son seguidos por un chip demodulador DVB-T que contiene todos los módulos del demodulador DVB después del converti-dor A/D. El flujo de transporte que sale del demodulador DVB-T alimenta el decodificador MPEG-2 dónde se decodifica en video y audio. Todos estos módulos son controlados por un microprocesador vía un bus I2C.

20.7 Interferencia en el Enlace de Transmisión DVB-T y sus Efectos

Los trayectos de la transmisión terrestre están sujetos a numerosas in-fluencias. Aparte del ruido blanco Gaussiano aditivo (AWGN), están princi-palmente los ecos múltiples, es decir, la recepción multi-trayectoria que hace este tipo de transmisión muy problemática. La recepción terrestre puede re-sultar fácil o difícil dependiendo de las circunstancias del eco.

Modulador & transmisor

DVB-T

Limitación de factor de cresta IntermodulaciónRuidoErrores IQInterferencia

Ecos (trayectoria múltiple)InterferenciaRuido (AWGN)Corrimiento Doppler

Fig. 20.15. Interferencias sobre un enlace de transmisión DVB-T

20 - 29

La calidad del enlace de la transmisión también es determinada por el modulador y el transmisor DVB-T. El alto factor de cresta de las transmisio-nes COFDM conlleva a requisitos especiales en el lado de la transmisión. En teoría, el factor de cresta, es decir, la relación entre la máxima amplitud de pico y el valor RMS de las señales del DVB-T, es de un orden de magnitud entre 35 y 41dB, por lo que no es posible operar ningún amplificador de po-tencia práctico con éstos factores de cresta. Tarde o temprano, ellos lo llevar-ían a su destrucción. Por consiguiente, en la práctica, el factor de la cresta se limita entre 12 y 13dB antes de que la señal DVB-T alimente al amplificador de potencia. Sin embargo, esto lleva a una pobre atenuación de hombros en la señal DVB-T y, además, se produce ruido en-banda del mismo orden de magnitud que la atenuación de hombros debido a intermodulation y modula-ción-cruzada. Resultando así una atenuación de hombros de entre 38 y 40dB. Para conseguir una atenuación de hombros de un orden de magnitud razona-ble, se conectan filtros pasabanda pasivos sintonizados al canal DVB-T (Fig. 20.16.). Esto proporciona una atenuación de hombros mayor a 50dB (máscara crítica). Pero no hay nada que pueda hacerse contra la ahora presente relación portadora/ruido en-banda de aproximadamente 38... 40dB. Estos productos de interferencia son el resultado del recorte requerido para reducir el factor de cresta y determinan ahora el desempeño del transmisor DVB-T. Es decir, un transmisor DVB-T presentará una relación C/N del orden de 38 a 40dB.

Hoy se usa la modulación directa en, virtualmente, todos los moduladores DVB-T; es decir, la señal es directamente convertida a la banda base digital en RF como resultado del uso de moduladores I/Q analógicos. En consecuen-cia, esta sección del circuito tampoco está operando ya con perfección teórica, tiene efectos adversos en la calidad de la señal, resultando en errores I/Q co-mo el desequilibrio de amplitudes, errores de fase I/Q y falta de supresión de la portadora. Es la destreza de los fabricantes de moduladores mantener estas influencias a un mínimo. Sin embargo, la presencia de un modulador I/Q analógico en el transmisor DVB-T siempre es perceptible por los instrumen-tos de medición como se verá después en el capítulo sobre la ingeniería de pruebas. También, la calidad finita del proceso de la señal en el modulador DVB-T resulta en la creación de interferencias similares al ruido. Cuanto más ruido ocurra en el enlace de la transmisión, mas repercutirá en las condiciones de recepción. Análogamente, pueden esperarse reflexiones múltiples e inter-ferencia sinusoidal o de tipo impulsiva y estos ecos pueden, a su vez, llevar a desvanecimientos selectivos de frecuencia y ubicación.


C/N

Fig. 20.16. Atenuación de hombros después del recorte y filtrado pasabanda

Cálculo del factor de cresta en las señales COFDM: El factor de cresta está normalmente definido como:

cfu = 20 log(Upico/Urms); Los medidores de Potencia y los analizadores de espectro a veces también

se calibran con la siguiente definición:

cfp = 10 log(PEP)/Pavg;

donde: PEP es la potencia envolvente pico (Upico / √2)2/ Zo y Pavg = Urms

2/Zo Las dos definiciones del factor de cresta difieren así por 3dB:

cfu = cfp.+ 3dB; El factor de la cresta de las señales COFDM es calculado como sigue: El voltaje de pico máximo se obtiene sumando las amplitudes máximas de

todas las portadoras individuales:

Upico = N • Upico0; donde Upico0 es la amplitud máxima de una sola portadora COFDM y N es el número de portadoras COFDM usadas. El valor RMS de una señal COFDM es calculado de la media cuadrática

20 - 31

como:

)0.( 2UrmsNUrms ;

donde: Urms es el voltaje RMS de una sola portadora COFDM

2/00 2UpicoUrms ;

El valor RMS de la señal COFDM es entonces:

)2/0.( 2UpicoNUrms ;

Insertando en la ecuación el valor pico máximo que ocurre cuando todas

las portadoras individuales se sobreponen y el valor RMS de la señal total se tiene:

))2/0.(/)0.log((20)/log(20 2UpicoNUpicoNUrmsUpicocfOFDM

Esto, a su vez, puede transformarse y puede simplificarse para tornarse:

)2log(10)2log(20 NNcfOFDM ;

Los factores de la cresta teóricos en el DVB-T son entonces

dBcf KTDVB 352 ;

en modo 2K usando 1,705 portadoras, y dBcf KTDVB 418 ;

en modo 8K usando 6,817 portadoras. Debe notarse que éstos son valores teóricos que, debido a la resolución li-

mitada del procesamiento de la señal y al recorte, no pueden ocurrir en la práctica. Los valores prácticos van desde un orden de magnitud de 13dB (transmisor de potencia DVB-T) a aproximadamente 15dB (con los modula-dores sin recorte de crestas).


20.8 La Ruta de la Transmisión

En los párrafos siguientes será considerado en mayor detalle el camino en sí de la transmisión DVB-T. En el caso ideal, una ruta única de la señal llega a la antena receptora. La señal es entonces atenuada sólo en mayor o menor grado y está sujeta meramente al ruido blanco Gaussiano aditivo (AWGN). Este canal, con una vista directa del transmisor, se llama un canal Gaussiano y provee las mejores condiciones de recepción para el receptor (Fig. 20.17.).

Si se agregan ecos múltiples a esta ruta de señal directa, las condiciones de recepción se ponen mucho más difíciles. Este canal con una línea directa de vista y un número definido de ecos múltiples, que pueden simularse como un modelo de canal matemático, se llama un canal Rice (Fig. 20.18.).

Si además la línea directa de vista al transmisor, es decir la ruta directa de señal, también se bloquea, el canal se denomina un canal Rayleigh (Fig. 20.19.). Esto representa las peores condiciones de recepción estacionaria.

Vista directasin ecos

Fig. 20.17. Canal Gaussiano

Vista directa y Ecos múltiples

Fig. 20.18. Canal Rice

20 - 33

Sin vista directaSólo ecos múltiples

Fig. 20.19. Canal Rayleigh

Si, por ejemplo, el receptor se está moviendo a una cierta velocidad alejándose del transmisor o acercándose a él, ocurrirá un cambio de frecuen-cia negativo o positivo ∆f debido al Efecto Doppler (Fig. 20.20.). Este cambio de frecuencia de por si no presenta ningún problema al receptor DVB-T que se compensará por medio de su AFC. Lo que puede calcularse de la velocidad del movimiento, de la frecuencia de transmisión y de la velocidad de la luz.

Vista directa sin ecos

V

Fig. 20.20. Efecto Doppler

V

Fig. 20.21. Efecto Doppler combinado con multi-trayectoria


Se cumple lo siguiente:

∆f = v • (f/c) • cos(φ);

dónde

v es la velocidad, f la frecuencia de transmisión, c la velocidad de luz (299‟792,458m/s) y φ el ángulo de incidencia del eco respecto a la dirección del movimiento. Ejemplo: Para una frecuencia de transmisión de 500MHz y una velocidad

de 200Km/h, el corrimiento Doppler es 94Hz.

Si, sin embargo, se agregan ecos múltiples (Fig. 20.21.), el espectro COFDM resulta confuso. Esta confusión es debida al hecho que el receptor móvil se está moviendo hacia la señal pero también alejándose de otras fuen-tes. Es decir hay ahora peines espectrales COFDM que está cambiando hacia arriba y hacia abajo. Debido al espaciamiento de sus sub-portadoras, el modo 8K, que es más angosto por un factor de 4, es mucho más sensible a esta con-fusión en el dominio de la frecuencia que el modo 2K. El modo 2K es así la mejor opción para la recepción móvil, aunque el DVB-T no se pensó origi-nalmente para la recepción móvil.

Considerando la conducta del receptor DVB-T en presencia de ruido. Más o menos ruido en el canal DVB-T lleva a más o menos errores de bit durante la recepción. El decodificador Viterbi puede corregir mayor o menor cantidad de estos errores de bit que depende de la Relación de Código seleccionado en el codificador convolucional. En principio, se aplican las mismas reglas al DVB-T como a los métodos de portadora única (DVB-C o DVB-S), es decir, se aplican las mismas curvas de "cascada" de la tasa de error de bit vs. rela-ción señal/ruido. Se recomienda una única precaución respecto a la relación señal/ruido, que también se denomina a menudo la relación portadora/ruido. Las dos difieren ligeramente en DVB-T, la razón está en la potencia en las portadoras piloto y las portadoras auxiliares (los pilotos continuos y dispersos y las portadoras TPS). Para determinar la tasa de errores de bit en DVB-T, sólo la potencia en las portadoras de carga útil reales puede usarse como po-tencia de la señal. En DVB-T, la diferencia entre la potencia de la portadora integral y la potencia en las portadoras de carga útil puras es de 0.857dB en el modo 2K y de 0.854dB en el modo 8K pero el ancho de banda de ruido de las portadoras de carga útil puras se reduce con respecto a la señal general.

El ancho de banda reducido de ruido de las portadoras de carga útil es:

10 log • (1512/1705) = -0.522dB en modo 2K; y

10 log • (6048/6917) = -0.520dB en modo 8K;

20 - 35

Así, la diferencia entre C/N y S/N en DVB-T es:

C/N - S/N = -0.522dB - (-0.857dB) = 0.34dB en modo 2K, y

C/N - S/N = -0.52dB - (-0.854dB) = 0.33dB en modo 8K.

De S/N en la Figura 20.22., la tasa de errores de bit antes de Viterbi, puede determinarse la tasa de errores de bit del canal. La Figura sólo se aplica a la modulación no-jerárquica ya que el patrón de la constelación puede ampliarse con la modulación jerárquica.

Las relaciones de portadora/ruido mínimas teóricas para el funcionamiento cuasi libre de errores dependen de la Relación de Código en DVB-T y en DVB-S. Además, el tipo de modulación (QPSK, 16-QAM, 64-QAM) y el tipo de canal (Gaussiano, Rice y Rayleigh) tienen influencia. Las C/N míni-mas teóricas se listan más adelante para el caso de la codificación no-jerárquica.

0 5 10 15 20 25 30 S/N[dB]

BER

1E-1

1E-2

1E-3

1E-4

1E-5

1E-6

1E-7

QPSK

16QAM

64QAM

Fig. 20.22. Tasa de error de bits (BER) en DVB-T como una función de la relación S/N en QPSK, 16QAM y 64QAM con modulación no-jerárquica

Tabla 20.14. Relaciones C/N mínimas para modulación No-jerárquica

Tipo de modulación

Relación de Código

Canal Gaussiano

Canal Rice

Canal Rayleigh

[dB] [dB] [dB] QPSK 1/2 3.1 3.6 5.4 2/3 4.9 5.7 8.4 3/4 5.9 6.8 10.7 5/6 6.9 8.0 13.1 7/8 7.7 8.7 16.3 16QAM 1/2 8.8 9.6 11.2


2/3 11.1 11.6 14.2 3/4 12.5 13.0 16.7 5/6 13.5 14.4 20.3 7/8 13.9 15.0 22.8 64QAM 1/2 14.4 14.7 16.0 2/3 16.5 17.1 19.3 3/4 18.0 18.6 21.7 5/6 19.3 20.0 25.3 7/8 20.1 21.0 27.9

Así, las demandas para un C/N mínimo fluctúan dentro de una gama am-plia desde aproximadamente 3dB para QPSK con una Relación de Código de 1/2 en un canal Gaussiano hasta aproximadamente 28dB para 64QAM con una Relación de Código de 7/8 en un canal Rayleigh. Los valores prácticos van aproximadamente de 18 a 20dB (64QAM, Relación de Código 2/3 ó 3/4) para una recepción estacionaria y de aproximadamente 11 a 17dB (16QAM, Relación de Código 2/3 ó 3/4) para recepción móvil.

Tabla 20.15. Relaciones C/N mínimas teóricas con Modulación Jerárquica (QPSK, 64QAM, α=2); ruta de baja prioridad (LP)

Tipo de Modulación


Canal Gaussiano

Canal Rice

Canal Rayleigh

[dB] [dB] [dB] QPSK 1/2 6.5 7.1 8.7 2/3 9.0 9.9 11.7 3/4 10.8 11.5 14.5 64-QAM 1/2 16.3 16.7 18.2 2/3 18.9 19.5 21.7 3/4 21.0 21.6 24.5 5/6 21.9 22.7 27.3 7/8 22.9 23.8 29.6

20.9 Redes Iso-frecuencia en DVB-T (SFN)

La COFDM es muy adecuada para la operación iso-frecuencia. Como el nombre lo indica, en el funcionamiento con frecuencia única, todos los transmisores operan a la misma frecuencia, lo que constituye una gran eco-nomía con respecto a los recursos de frecuencia. Todos los transmisores ra-dian una señal idéntica y tienen que operar entre sí en sincronía completa. Las señales de los transmisores adyacentes son vistas como si fueran simples ecos. La sincronización de frecuencia, con altas demandas de exactitud y estabilidad, es la condición más fácil de cumplir porque incluso la televisión analógica tenía que hacerlo. En DVB-T, el transmisor de RF se engancha a la mejor referencia disponible: una señal de GPS (Sistema del Posicionamiento

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Global) qué está disponible a lo largo del mundo y se usa ahora también para sincronizar las frecuencias de transmisión de una red iso-frecuencia DVB-T. Los satélites GPS irradian una señal de 1pps (pulso por segundo) a la que se engancha un oscilador de 10MHz en los receptores GPS profesionales; a su vez actúa como señal de referencia para los transmisores DVB-T.

Hay también, sin embargo, un requisito estricto con respecto a la distancia máxima entre los transmisores (Fig. 20.23. y las Tablas 20.16, 20.17. y 20.18.). Esta distancia está relacionada con la longitud del intervalo de guarda y la velocidad de la luz, es decir al retraso de señal asociado. La interferencia de inter-símbolo sólo puede evitarse si en el caso de recepción de trayectoria múltiple, el retraso en cualquier camino no sea mayor que la longitud del intervalo de guarda. La pregunta sobre lo que pasaría si la señal se recibiera de un transmisor más distante violando el intervalo del guarda se responde fácilmente: produce interferencia de inter-símbolo que se considera como ruido en el receptor.

Playout distancia

Tx1, RF1

Tx3, RF1

Tx5, RF1

Tx4, RF1

Tx2, RF1

Fig. 20.23. Red Iso-frecuencia en DVB-T (SFN)

Tabla 20.16. Longitud del Intervalo de Guarda para Modos 8K, 2K y Distancia entre Transmisores (Canal de 8MHz):

Modo Duración de símbolo µs

Relación de Intervalo de Guarda

Intervalo de Guarda µs

Distancia al transmisor Km

2K 224 1/4 56 16.8 2K 224 1/8 28 8.4 2K 224 1/16 14 4.2 2K 224 1/32 7 2.1 8K 896 1/4 224 67.1 8K 896 1/8 112 33.6 8K 896 1/16 56 16.8 8K 896 1/32 28 8.4


Simplemente, deben atenuarse suficientemente las señales de los transmi-sores más distantes. El umbral para el funcionamiento cuasi libre de errores está formado por las mismas condiciones que el ruido puro. Por consiguiente, es de importancia particular que se calibren correctamente los niveles en una red iso-frecuencia (SFN). En cada sitio de transmisión no se requiere la po-tencia máxima sino la que sea justa. El planeamiento de la red requiere de información topográfica.

En muchos casos, sin embargo, el planeamiento de la red es relativamente simple puesto que sobre todo solamente se instalan redes iso-frecuencia re-gionales pequeñas con sólo muy pocos transmisores.





Distancia al transmisor km

2K 256 1/4 64 19.2 2K 256 1/8 32 9.6 2K 256 1/16 16 4.8 2K 256 1/32 8 2.4 8K 1024 1/4 256 76.7 8K 1024 1/8 128 38.4 8K 1024 1/16 64 19.2 8K 1024 1/32 32 9.6





Distancia al transmisor km

2K 299 1/4 75 22.4 2K 299 1/8 37 11.2 2K 299 1/16 19 5.6 2K 299 1/32 9 2.8 8K 1195 1/4 299 89.5 8K 1195 1/8 149 44.8 8K 1195 1/16 75 22.4 8K 1195 1/32 37 11.2

La velocidad de luz es c = 299‟792,458 m/s, la que produce un retraso de la señal por kilómetro de distancia al transmisor de t1km = 1000m/c = 3.336 µs. Dado que en el modo 8K, el intervalo del guarda es más largo en términos

20 - 39

absolutos, es principalmente este modo que se opta en la operación iso-frecuencia.

Se emplean intervalos del guarda largos para redes de iso-frecuencia. Se usan intervalos de guarda de longitud media en las redes regionales. Final-mente, los intervalos del guarda cortos se emplean para redes locales o se usan fuera de las redes iso-frecuencia.

En una red iso-frecuencia, todos los transmisores individuales deben sin-

cronizarse entre si. El programa de contribución se inyecta desde el centro de playout, donde se ubica el multiplexor MPEG-2, ya sea vía satélite, fibra óptica o enlace de microonda. Está claro que los flujos de transporte MPEG-2 están sujetos a diferentes retardos en las líneas de conducción debido a las diferentes longitudes de las rutas. Sin embargo, es necesario que en cada mo-dulador DVB-T en una red SFN sean procesados los mismos paquetes del flujo de transporte en los símbolos COFDM. Cada modulador debe realizar cada paso de la operación en completa sincronía con todos los otros modula-dores en la red. Los mismos paquetes, los mismos bits y los mismos bytes deben todos ser procesados al mismo tiempo. Cada sitio de transmisión DVB-T debe transmitir los símbolos COFDM completamente idénticos en exacta-mente el mismo momento.

La modulación DVB-T está estructurada en cuadros, estando un cuadro compuesto de 68 símbolos COFDM DVB-T. Dentro de un cuadro, se trans-mite la información TPS completa y los pilotos dispersos se esparcen sobre todo el canal DVB-T. Cuatro de estos cuadros, a su vez, constituyen un súper-cuadro.

Estructura de cuadro DVB-T:

68 símbolos COFDM = 1 cuadro, 4 cuadros = 1 súper-cuadro. Un súper-cuadro en DVB-T acomoda un número entero de paquetes de

flujo de transporte MPEG2, como sigue:

Tabla 20.19. Número de paquetes de flujo de transporte por súper-cuadro


QPSK 2K

QPSK 8K

16QAM 2K

16QAM 8K

64QAM 2K

64QAM 8K

1/2 252 1008 504 2016 756 3024 2/3 336 1344 672 2688 1008 4032 3/4 378 1512 756 3024 1134 4536 5/6 420 1680 840 3360 1260 5040 7/8 441 1764 882 3528 1323 5292


En consecuencia, un súper-cuadro en una red de iso-frecuencia debe com-ponerse de paquetes de flujo de transporte completamente idénticos y cada modulador en la SFN debe generar y debe transmitir el súper-cuadro al mis-mo tiempo.

Por consiguiente, estos moduladores deben sincronizarse entre si y, además, deben igualarse estática y dinámicamente las diferencias en los re-tardos de las rutas. Para poder lograr esto, paquetes con marcas de tiempo se insertan en el flujo de transporte MPEG-2 en el centro de playout. Estos pa-quetes son paquetes de flujo de transporte especiales que se configuran simi-larmente a una tabla MPEG-2 (PSI/SI). Para este propósito, el flujo de trans-porte es dividido en secciones, cuyas longitudes son escogidas de aproxima-damente medio segundo ya que deben corresponder a un cierto número entero de paquetes de flujo de transporte que encajen en un cierto número entero de súper-cuadros. Estas secciones se llaman mega-cuadros.

Un mega-cuadro está compuesto de un número entero de súper-cuadros, como sigue:

1 mega-cuadro = 2 súper-cuadros en modo 8K, 1 mega-cuadro = 8 súper-cuadros en modo 2K.

La señal 1pps de los satélites GPS también se usa para sincronizar en

tiempo los moduladores DVB-T. En el caso de una red de iso-frecuencia, hay un receptor GPS profesional con salidas de 10MHz como señal de referencia y 1pps como señal de tiempo en cada sitio de transmisión y en el centro de playout (Fig. 20.24.) dónde se genera el flujo multiplexado.

Playout de contenido

Tx1, RF1

Tx3, RF1

Tx5, RF1

Tx4, RF1

Tx2, RF1

Insertador del MIP

GPS Pulso 1pps

MIP

GPS:Sistema de posicionamiento Global

Fig. 20.24. Red de distribución DVB-T con inserción del MIP

20 - 41

En el sitio del multiplexor hay un denominado „insertador de MIP‟ que in-serta este paquete especial del flujo de transporte en cada mega-cuadro, que es por lo que a este paquete se denomina Paquete de Inicialización de Mega-cuadro (MIP). El MIP tiene un PID especial de 0x15 para que pueda ser iden-tificado; contiene la referencia de tiempo y la información de control para los moduladores DVB-T. Entre otras cosas, contiene la cuenta del tiempo desde que el último pulso 1pps fue recibido por el insertador de MIP. Esta marca de tiempo con una resolución de pasos de 100ns se usa para medir automática-mente la distancia de la ruta. Esta información de tiempo es evaluada por el adaptador SFN que automáticamente corrige el retardo desde el centro de playout al sitio de transmisión por medio de un buffer de almacenamiento. También provee de la información sobre el retardo máximo en la red. Dada esta información, que puede entrarse manualmente en cada sitio de transmi-sión o es llevada en el paquete MIP, cada adaptador SFN se ajusta a sí mismo a este tiempo. El paquete MIP también contiene un indicador al inicio del próximo mega-cuadro en número de paquetes del TS. Usando esta informa-ción del indicador, cada modulador está en condiciones de empezar un mega-cuadro al mismo tiempo.

MFP#0 MFP#1 MFP#2 MIP MFP#0... ...

Megacuadro

Paquete TS de MPEG-2

Marca de tiempo de Sincronización

Puntero

GPSPulso 1pps

Fig. 20.25. Estructura de un mega-cuadro a nivel de flujo de transporte

La longitud de un mega-cuadro depende de la longitud del intervalo de guarda y del ancho de banda del canal. Cuanto más angosto el canal (8, 7 ó 6MHz), más largos los símbolos de COFDM ya que el espaciado de las sub-portadoras disminuye (Tabla 20.20.). Cada modulador DVB-T puede sincro-nizarse ahora por medio de la información contenida en el paquete MIP. El paquete MIP siempre puede transmitirse en una posición fija en el mega-cuadro pero también se permite variar esta posición. La tabla siguiente con-tiene una lista de las longitudes exactas de un mega-cuadro.


Tabla 20.20. Duración de un Mega-cuadro:

Intervalo de Guarda

Canal de 8MHz

Canal de 7MHz

Canal de 6MHz

1/32 0.502656 s 0.574464 s 0.670208 s 1/16 0.517888 s 0.598172 s 0.690517 s 1/8 0.548352 s 0.626688 s 0.731136 s 1/4 0.609280 s 0.696320 s 0.812373 s

Un MIP también puede usarse para transmitir información adicional como los parámetros de transmisión DVB-T que hacen posible controlar y configu-rar la red completa SFN DVB-T desde un centro. Por ejemplo, puede usarse para cambiar el tipo de modulación, la Relación de Código, la longitud del intervalo de guarda, etc. Sin embargo, aunque esto es posible, puede no ser soportador por todos los moduladores DVB-T.

Si, por alguna razón, la transmisión de los paquetes MIP se detuviera o si la información en los paquetes MIP se corrompiera, la red iso-frecuencia perderá la sincronización. Si un transmisor DVB-T detecta que ha dejado de engancharse o que no ha recibido por algún tiempo una señal de GPS y las referencias de 1pps y 10MHz; y, por consiguiente, se han corrido, tiene que salir del aire o sólo será una fuente de ruido en la red iso-frecuencia. La re-cepción confiable será sólo posible mediante la recepción direccional cercana al transmisor. Por esta razón se supervisan los MIPs en el flujo de transporte que llega al transmisor usando a menudo un decodificador de prueba MPEG-2 (vea la Fig. 20.26.).


188 bytes

Contenido del MIP

Identificador de paquete=PID (13 bits)

Byte de sincronización 0x47

Encabezado del TS4 bytes

0x15

Fig. 20.26. Paquete de inicialización de un megacuadro (MIP)

La Figura 20.27. (MIP = Megaframe Initializing Packet) muestra clara-mente que el flujo multiplexado MPEG-2 lleva ahora un extenso paquete a

20 - 43

modo de tabla, denominado el paquete MIP, conteniendo la marca de tiempo de sincronización, el indicador y el retardo máximo. Asimismo contiene los parámetros de transmisión. También se puede apreciar que cada transmisor en la cadena puede direccionarse. Como en una tabla, el contenido del paquete MIP es protegido por un checksum CRC.

Adicionalmente, cada transmisor también puede “incitarse”, es decir, es posible cambiar el momento en el que el símbolo COFDM sea transmitido. Esto no incitará a la red iso-frecuencia fuera de sincronización sino que sólo variará el retardo de los señales de los transmisores con respecto a los otros y puede usarse para optimizar la red SFN. Estos desplazamientos de tiempo se encuentran en las funciones “TX time offset” en la Fig. 20.27.

************************************************************************************************************************************************************************************************************************************************************************************************

PAT

PMT 900[TVMx]

PMT 28107 [Bayer. FS]

PMT 28901 [BR. alpha]

PMT 50001 [3sat]

CAT

NIT

SDT

BAT

TDT

TOT

MIP

-

-

PSI/PS

TS-

Program 900 [TVMx]

Video MPEG2

Program 28107 [Bayer. FS]-Video MPEG2

Audio MPEG1

Program 28901 [BR. alpha]-Video MPEG2

Audio MPEG1

Program 50001 [3sat]-Video MPEG2

Audio MPEG1

- Unreferenced PID

?

?

?

?

?

?

?

?

PID 0x01C1

PID 0x0642

PID 0x0AE3

PID 0x0B07

PID 0x0CE7

PID 0x0D03

PID 0x18CD

PID 0x1EAB

Null Packets

Mega-frame Initialization PacketTransport packet header 32 bit 0x47601519Synchronization id 8 bit 0x00Section length 8 bit 57Pointer 16 bit 0x0000Periodic flag 1 bit 1Future use 16 bit 0x0000Synchronization time stamp 24 bit 0x189765 180.8229 msMaximum delay 24 bit 0x2625A0 250.0000 msTPS mip 32 bit 0x41960000

Constellation 2 bit 0x1 16-QAMHierarchy information 3 bit 0x1 non-hierarchicalCode rate HP stream 3 bit 0x1 2/3Guard interval 2 bit 0x2 1/8Tramsmission mode 2 bit 0x1 8kBandwidth of RF channel 2 bit 0x1 8 MHzTS priority 1 bit 0x1 Highreserved (future use) 17 bit 0x00000

individual addressing length 8 bit 38Individual addressing of transmitters

Tx identifier 16 bit 0x0000 broadcast addressFunction loop length 8 bit 7Function Loop

Function tag 8 bit 0x03 private data functionFunction length 8 bit 7

Private data [hex] FF 49 54 49 53Tx identifier 16 bit 0x0001 broadcast addressFunction loop length 8bit 4Function Loop

Function tag 8 bit 0x00 Tx time offset functionFunction length 8 bit 4

Time offset 16 bit 0x0000 0.0000 msTx identifier 8 bit 0x0002Function loop length 8 bit 4Function Loop


Time offset 16 bit 0x0000 0.0000 msTx identifier 16 bit 0x0003Function loop length 8 bit 4Function Loop


Fig. 20.27. Análisis del paquete MIP [DVMD]

Al desplazar el tiempo de la transmisión, el receptor cree que la posición geográfica del transmisor respectivo ha cambiado. Ésto puede ser de interés si dos transmisores en una SFN estuvieran muy separados y acercándose al


límite del intervalo de guarda (ej. la red DVB-T de Alta Baviera con la Torre Olímpica en Múnich y el transmisor del Monte Wendelstein a una distancia d de 63Km) o si el intervalo de guarda se ha elegido muy corto por razones de la tasa de datos (ej. Sydney, Australia, con g=1/16).

20.10 Mínimo Nivel de Entrada Requerido en un Receptor DVB-T

Para obtener una recepción sin errores de una señal DVB-T, un nivel mínimo requerido debe estar presente en la entrada del receptor DVB-T. De-bajo de cierto nivel de señal la recepción se interrumpe y ocurrirán los efectos de cuadriculado y congelamiento; sobre este umbral la reproducción es inta-chable. Esta sección discute los principios para determinar este nivel mínimo.

El nivel mínimo en DVB-T depende de:

El tipo de modulación (QPSK, 16QAM, 64QAM) La corrección de error empleada (Relación de Código 1/2, 2/3, 3/4,...

7/8) El Modelo de canal (Gaussiano, Rice, Rayleigh) El ancho de banda (8, 7, 6MHz) La Temperatura ambiente Las características del receptor (figura de ruido del sintonizador, etc.) Las condiciones de recepción multi-trayectoria En principio, se requiere una relación señal/ruido (S/N) mínima que es

matemáticamente una función de algunos de los factores enumerados arriba. Los límites teóricos de S/N se enumeran en la tabla 20.14. en la sección 20.7. Como ejemplo, los 2 casos siguientes serán considerados:

Caso 1: Canal Rice con 16QAM y Relación de Código = 2/3, y

Caso 2: Canal Rice con 64QAM y Relación de Código = 2/3.

El caso 1 corresponde a las condiciones adaptadas para una red DVB-T di-señada para el uso portátil en interiores (ej. Alemania) y el caso 2 correspon-de a las condiciones adaptadas para una red DVB-T con los parámetros dise-ñados para la recepción con antena exterior (ej. Suecia, Australia). La Tabla 20.14. muestra que el

Caso 1 requiere una S/N de 11.6dB, y el

Caso 2 requiere una S/N of 17.1dB. El nivel de ruido N presente en la entrada del receptor se obtiene de la re-

lación física siguiente:

20 - 45

N[dBW] = -228.6 + 10 log(B/Hz) + 10 log((T/0C +273)) + F;

donde:

B = ancho de banda en Hz;

Lo que sigue se aplica a la conversión del nivel de salida de la antena con la intensidad de campo presente en el sitio de recepción:

E[dBμV/m] = U[dBμV] + k[dB];

k[dB] = (-29.8 + 20 log(f[MHz]) - g[dB];

donde:

E = intensidad de campo eléctrico, U = nivel de salida en la antena, k = factor k de la antena, f = frecuencia recibida, g = ganancia de la antena.

El nivel presente en la entrada del receptor está dado por:

S[dBμV] = U[dBμV] - pérdida[dB];

donde “pérdida” señala las pérdidas de la instalación (alimentador de la ante-na, etc.)

Considerando ahora el Caso 1 (16QAM) y el Caso 2 (64QAM) en 3 fre-cuencias:

a) f = 200MHz, b) f = 500MHz, c) f = 800MHz.

La ganancia de la antena se asume como g = 0dB en cada caso (antena no directiva)

factor k de la antena:

a) k = (-29.8 + 48)dB = 16.2dB; b) k = (-29.8 + 54)dB = 24.2dB; c) k = (-29.8 + 58.1)dB = 28.3dB;

Intensidad de Campo para el Caso 1 (16QAM, mínimo nivel requerido

U = S - pérdida = 22.3dBμV - 0dB = 22.3μV:

a) E = (22.3 + 16.2)dBμV/m = 38.5dBμV/m;


b) E = (22.3 + 24.2)dBμV /m = 46.5dBμV/m; c) E = (22.3 + 28.3)dBμV/m = 50.6dBμV/m;

Si se utiliza una antena direccional con ganancia, ej. una antena de azotea,

se obtienen las condiciones siguientes.

a) para f = 200MHz (asumiendo g = 6dB), E = 32,5dBμV/m; b) para f = 500MHz (asumiendo g = 10dB), E = 36,5dBμV/m; c) para f = 800MHz (asumiendo g = 10dB), E = 40.6dBμV/m;

Intensidad de Campo para el Caso 2 (64QAM; mínimo nivel requerido

U = S - loss = 27.8dBμV - 0dB = 27.8 μV):

a) E = (27.8 + 16.2)dBμV/m = 44.0dBμV/m; b) E = (27.8 + 24.2)dBμV /m = 52.0dBμV/m; c) E = (27.8 + 28.3)dBμV/m = 56.1dBμV/m;

Si se utiliza una antena direccional con ganancia, ej. una antena de azotea, se obtienen las condiciones siguientes.

a) para f = 200MHz (asumiendo g = 6dB), E = 38.0dBμV/m; b) para f = 500MHz (asumiendo g = 10dB), E = 42.0dBμV/m; c) para f = 800MHz (asumiendo g = 10dB), E = 46.1dBμV/m;

Bajo condiciones de espacio libre, la intensidad de campo en el sitio de re-cepción se puede calcular como:

E[dBμV/m] = 106.9 + 10 log(ERP[kW]) - 201g(d[km]);

donde:

E = intensidad de campo eléctrico ERP = potencia radiada efectiva, es decir, la potencia del transmisor por la

ganancia de la antena; d = distancia transmisor - receptor;

Bajo condiciones reales, sin embargo, se deben asumir intensidades de campo mucho más bajas porque esta fórmula no toma en cuenta las sombras, la recepción multidireccional etc. La reducción depende de las condiciones topológicas (colinas, montañas, edificios, etc.) y puede ser de hasta 20 ó 30dB, pero también mucho mayor con un sombreado completo.

20 - 47

Ejemplo (sin la reducción; se recomienda una reducción de por lo menos 20dB):

ERP = 50Kw;

d = 1Km; E = (106.9 + 10 log(50) – 20 log(1))dBμV/m = 123.9dBμV/m;

d = 10Km; E = (106.9 + 10 log(50) – 20 log(1))dBμV/m = 103.9dBμV/m;

d = 30Km; E = 94.4dBμV/m;

d = 50Km; E = 89.9dBμV/m;

d = 100Km; E = 83.9dBμV/m;

Puesto que el plano de la polarización fue cambiado frecuentemente de horizontal a vertical en el sitio del transmisor como parte de la conversión de DVB-T. Puede también haber pérdidas de polarización de cerca de 10… 20dB en la antena de recepción si ésta tampoco se ha cambiado de horizontal a vertical.

Si la señal DVB-T se recibe con una antena interior dentro de de la casa la atenuación debida al edificio debe también ser considerada y asciende a otros 10 a 20dB.

En Alemania, fueron asumidos los siguientes valores para la intensidad de campo con 16QAM, CR=2/3 como valores límites para la intensidad de cam-po fuera del edificio durante la simulación de las condiciones de recepción:

• Recepción con una antena de techo: aprox. 55dBμV/m

• Recepción con una antena exterior: aprox. 65dBμV/m

• Recepción con una antena interior: aprox. 75…85dBμV/m

20.11 DVB-T2

En marzo de 2006 DVB decidió estudiar las opciones para un estándar mejorado de DVB-T. En junio de 2006, al grupo DVB estableció un grupo de estudio formal para desarrollar un esquema avanzado de modulación que se pudiera adoptar como un estándar de televisión digital terrestre de segunda generación, denominado DVB-T2.

A partir de los requisitos comerciales y de la convocatoria para tecnolog-ías publicadas en abril de 2007 la primera fase de DVB-T2 estará dedicada a proporcionar una recepción óptima a los receptores estacionarios (fijos) y portátiles (es decir, las unidades que pueden ser ambulantes, pero no comple-


tamente móviles) usando las antenas existentes, mientras que una segunda y tercera fase estudiará métodos para entregar mayores cargas útiles (con ante-nas nuevas) y la versión de la recepción móvil. El nuevo sistema debe pro-porcionar un incremento mínimo del 30% en la carga útil, bajo condiciones similares del canal actualmente usado para DVB-T. Las tecnologías previstas incluirán probablemente:

Pre-corrección de error con código LDPC/BCH, la misma codifica-

ción que fue seleccionada para DVB-S2, y otros estándares recientes. La codificación LDPC (Low Density Parity Check - verificación de paridad de baja densidad) combinado con la codificación BCH (Bose-Chaudhuri-Hocquengham) ofrece un funcionamiento excelente en presencia de altos niveles de ruido e interferencia, dando por resulta-do una señal muy robusta.

Un método de diversidad, conocido como la codificación Alamouti, que mejora la cobertura en redes iso-frecuencia a pequeña escala.

Compatibilidad con el uso de los cuadros de extensión futuros FEF (Future Extension Frames).

Varias opciones disponibles en áreas tales como el número de porta-doras, tamaño de los intervalos de guarda y de las señales piloto, para poder reducir al mínimo los overheads para cualquier canal de trans-misión.

Una nueva técnica, llamada Constelaciones Rotadas, que proporciona robustez adicional en canales dificultosos.

Un mecanismo para ajustar por separado la robustez de cada servicio dentro de un canal para satisfacer las condiciones de recepción reque-ridas (ej. antena interior/antena exterior). Este mismo mecanismo permite que las transmisiones sean adaptadas de tal manera que un receptor pueda ahorrar energía decodificando un solo programa en vez de todo el múltiplex de programas.

Métodos mejorados para reducir el factor de cresta o la relación de potencia pico/promedio (PAPR – Peak to Average Power Ratio); co-mo la Extensión de Constelación Activa (Active Constellation Exten-sion) y la Técnica de Portadora Reservada (Reserved Carrier Techni-que)

Más de 8K portadoras. 16K y 32K portadoras reducirían al mínimo el overhead cuando se utilizan en redes iso-frecuencia. Las actuales re-des SFN pueden considerar aumentos de 50% o más en la tasa binaria neta.

20 - 49

Valoración mejorada del canal. Es probable un menor overhead por la reducción del número de portadoras piloto.

Un 30% de mayor distancia posible entre los transmisores adyacentes de una SFN. Es decir, una red SFN más grande.

Modulación y codificación variables.

Intercalado de frecuencia y tiempo.

Múltiplex flexible; varios flujos de transporte concurrentes incluyen-do la encapsulación genérica del flujo para IP. Las entradas del siste-ma pueden ser uno o más flujos de transporte MPEG-2 y/o uno o más flujos genéricos.

Se espera que los nuevos receptores DVB-T2 puedan recibir DVB-T, pero los receptores de DVB-T no recibirán DVB-T2 ya que requieren cambios de hardware. Las mejoras del firmware (soporte lógico inal-terable) no serán suficientes.

De los documentos publicados en el Internet por DVB y otros, se esperan

las características siguientes para el estándar DVB-T2: Modulación COFDM estándar en uno de los modos QPSK, 16QAM,

64QAM, ó 256QAM (pero no 128QAM).

Modos de OFDM: 1K, 2K, 4K, 8K, 16K y 32K. La longitud del símbolo para el modo 32K resulta en alrededor de 4ms.

Intervalos de Guarda: 1/128, 1/32, 1/16, 19/256, 1/8, 19/128 y 1/4.

FEC con codificación LDPC y BCH (como en DVB-S2), con rela-ción de código de 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5 y 5/6.

Pocos pilotos, en 8 patrones distintos, y la ecualización basada en el sistema CD3 de la RAI.

En el modo 32K se puede utilizar una parte mayor del canal estándar de 8MHz, agregando una capacidad adicional del 2%.

Se especifica para anchuras de banda de canal de 1.7, 5, 6, 7, 8, y 10MHz.

Se puede utilizar MISO (Multiple-Inputs Single-Output – Múltiples Entradas, Salida Única) (esquema de Alamouti).

Pueden utilizarse receptores de diversidad (como en DVB-T).

Empaquetar más canales en un SuperMUX (llamado TFS) no está en el estándar, pero se podrán agregar más adelante.


Un ejemplo para un perfil MFN DVB-T del Reino Unido (QAM64, 2K, CR2/3, GI1/32) y un equivalente DVB-T2 (QAM256, 32K, CR3/5, GI1/128) demuestra un aumento en la tasa binaria de 24.13Mb/s a 35.4Mb/s (+46.5%).

Otro ejemplo es un perfil italiano de SFN DVB-T (QAM64, 8K, CR2/3, GI1/4) y un equivalente DVB-T2 (QAM256, 32K, CR3/5, GI1/16): demues-tra un aumento en la tasa binaria de 19.91Mb/s a 33.3Mb/s (el +67%).

Tabla 20.21. Comparación de los modos disponibles en DVB-T y DVB-T2

DVB-T DVB-T2 FEC Codificación Convolutional +

Reed Solomon: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8

LPDC + BCH: 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6

Modulación QPSK, 16QAM, 64QAM QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM

Intervalo de Guarda

1/4, 1/8, 1/16, 1/32 1/4, 19/256, 1/8, 19/128, 1/16, 1/32, 1/128

FFT 2K, 8K 1K, 2K, 4K, 8K, 16K, 32K

Pilotos Dispersos 8% del total 1%, 2%, 4%, 8% del total

Pilotos Continuos 2.6% del total 0.35% del total

La especificación de la capa física DVB-T2 está completa y no habrá otros realces técnicos. El diseño del chip VLSI del receptor se puede emprender confiando en la estabilidad de la especificación (el documento estándar inter-no de DVB está disponible para todos los miembros de DVB incluyendo las compañías desarrolladoras de chips)

El bosquejo del documento de la especificación de PSI/SI (información de programa y de sistema) concuerda con el grupo DVB-TM-GBS. Cierta in-formación se puede encontrar en el documento DVB-T2 Fact Sheet June 2008

El bosquejo del estándar DVB-T2 - EN 302 755 - ha sido entregado al Ins-tituto Europeo de Estándares de Telecomunicaciones - ETSI - por DVB.ORG el 20 de junio de 2008 (ETSI timetable DVB-T2). El “proceso de ETSI” to-mará hasta el 25 de abril de 2009 en que el estándar final será publicado.

El bosquejo del estándar DVB-T2 fue ratificado por el DVB Steering Bo-ard el 26 de junio de 2008. El bosquejo del estándar DVB-T2 EN 302 755 se publica en la homepage de dvb.org como “DVB-T2 standard BlueBook”.

La primera prueba real de un transmisor de TV fue realizada por la BBC

Research & Innovation en junio de 2008 usando el canal 53 del transmisor de

20 - 51

Guildford al sudoeste de Londres. La BBC había desarrollado y construido el prototipo del modulador/demodulador mientras al estándar DVB-T2 era bos-quejado. Se espera que otros grupos en Europa se unan pronto al programa de pruebas del DVB-T2.

Bibliografía: [ETS300744], [REIMERS], [HOFMEISTER], [EFA], [SFQ], [TR101190], [ETR290]


Fig. 20.28. Transmisor DVB-T de media potencia (Rohde&Schwarz)

Fig. 20.29. Filtro de máscara DVB-T, máscara crítica (filtro de modo dual, foto del fabricante: Spinner)

21 Medición de las Señales DVB-T

La norma DVB-T y su complicado método de modulación COFDM se ya han discutido completamente. El presente capítulo trata sobre los métodos para probar las señales DVB-T de acuerdo con las Pautas de Medición DVB ETR 290 y también más allá de éstas. Los requisitos de medición en DVB-T son más exigentes que en los otros dos sistemas de transmisión, DVB-C y DVB-S, debido a que la trayectoria de la transmisión terrestre es muy com-pleja, el modulador DVB-T es mucho más complicado y se emplea modula-dores IQ analógicos en la mayoría de los casos. Las técnicas de medición DVB-T deben cubrir los efectos de interferencia siguientes:

Ruido (AWGN) Convulsión de fase Interferencias Recepción de multi-trayectoria Efecto Doppler Efectos en la red iso-frecuencia Interferencia con los canales adyacentes (atenuación de hombros) Errores del modulador I/Q:

- Desequilibrio de amplitud I/Q - Errores de fase I/Q - Falta de supresión de portadora.

En esencia, los instrumentos de prueba usados en las técnicas de medición

DVB-T son comparables a aquéllos usados en las técnicas de medición de cable de banda ancha. Se requiere lo siguiente para medir las señales DVB-T:

Un moderno analizador del espectro, Un receptor de prueba DVB-T con analizador de constelación, Un transmisor de prueba DVB-T para mediciones en los receptores

DVB-T. El receptor de prueba DVB-T es de lejos el más importante medio de me-

dición en DVB-T. Debido a las señales piloto integradas en DVB-T, permite realizar los análisis más extensos sobre la señal sin usar otras ayudas, el más importante de éstos es el análisis del patrón de la constelación DVB-T. Aun-que se han obtenido vastos conocimientos en el campo del análisis de la cons-telación DVB-C desde los años noventa, duplicarlos simplemente al mundo de DVB-T no es suficiente. Este capítulo trata principalmente de los rasgos especiales del análisis de la constelación DVB-T, anotar los problemas y pro-porcionar asistencia en interpretar los resultados de las medidas.

21 - 2 Medición de las Señales DVB-T

Comparado con el análisis de la constelación DVB-C, el análisis de la constelación DVB-T no es simplemente un análisis de la constelación en mu-chos miles de sub-portadoras y otras muchas cosas que puedan adecuarse.

La Figura 21.1. muestra el diagrama de constelación de una modulación 64QAM en DVB-T. Pueden verse fácilmente las posiciones de los pilotos dispersos y de los pilotos continuos (a la izquierda y la derecha fuera del dia-grama de la constelación 64QAM sobre el eje I) y de las portadoras TPS (puntos de la constelación dentro del diagrama de la constelación, también sobre el eje I). Los pilotos dispersos se usan para la estimación y corrección del canal y representan un punto de control en el diagrama de constelación que siempre se corrigen a la misma posición. Las portadoras de señalización de los parámetros de transmisión sirven como un canal de información rápido del transmisor al receptor. Aparte del ruido, no hay ninguna influencia adi-cional que actúe en el diagrama de constelación mostrado (Fig. 21.1.).

DVB-T MEASURE: CONSTELL DIAGRAM

100 SYMBOLS PROCESSED

SYMBOL CNT100

MAX HOLD

FREEZEON OFF

START CARR0

STOP CARR1704

ADD. NOISEOFF

Fig. 21.1. Diagrama de constelación en 64QAM DVB-T

Un receptor de prueba de DVB-T (Fig. 21.2.) puede usarse para detectar todas las influencias que actúan en la cadena de transmisión. Un receptor de prueba DVB-T difiere básicamente de una caja receptora (set-top-box) en la señal analógica que procesa al ser de un estándar muy superior, en los datos I/Q y en los datos de estimación del canal que se acceden por un procesador de señales (DSP). El DSP calcula el diagrama de constelación y los valores de la medición. Además, la señal DVB-T se puede desmodular a nivel de flujo de transporte MPEG-2.

21 - 3

DVB-T dem.

DSP

Pantalla

Gen. ruido

RF FI1 FI2 A

D

SAWFilter

RF/FIconv.Sint.

MezcladorX

Anti alias.Filtro

Pasabajos

I Q

MPEG-2TS

Fig. 21.2. Diagrama de bloques de un receptor de prueba DVB-T

21.1 Medición de la Tasa de Error de Bits

En DVB-T, como en DVB-S, hay 3 tasas de error de bits debido a la pro-tección del error interior y exterior:

Tasa de error de bits antes de Viterbi, Tasa de error de bits antes de Reed-Solomon, Tasa de error de bits después de Reed-Solomon. La tasa de error de mayor interés y que proporciona la mayor parte de la

información es la tasa de error de bits pre-Viterbi. Puede determinarse apli-cando el flujo de datos post-Viterbi a otro codificador convolutional con la misma configuración que la del transmisor. Si el flujo de datos antes de Vi-terbi se compara con los de después del codificador convolutional - teniendo en cuenta el retraso del codificador convolutional - los dos deberían ser idén-ticos suponiendo que no hay ningún error. Las diferencias, y así los errores de bits, son luego determinados por un comparador para las ramas I y Q.

Los errores de bits contados se relacionan luego con el número de bits transmitidos dentro del período correspondiente, proporcionando la tasa de error de bits.

BER = bits errados/bits transmitidos; El rango de la tasa de error de bits pre-Viterbi está entre 1•10-9 (salida del

transmisor) y 1•10-2 (entrada del receptor en condiciones de recepción po-bres).


Decodifi-cador Viterbi

Codifica-dor

Conv.

Compa-rador

Retardo

DataI

Q

Fig. 21.3. Circuito para determinar la tasa de error de bits pre-Viterbi

El decodificador Viterbi puede corregir sólo algunos de los errores de bits, dejando una tasa de error de bits residual antes del Reed-Solomon. Contando las correcciones del decodificador Reed-Solomon y relacionándolos al núme-ro de bits transmitidos dentro del período correspondiente se obtiene la tasa de error de bits pre Reed-Solomon.

Sin embargo, el decodificador Reed-Solomon tampoco puede corregir to-dos los errores de bits, lo que conlleva luego a paquetes errados en el flujo de transporte. Éstos se marcan en el encabezado de los TS (bit indicador de error de transporte = 1). La tasa de error de bits post Reed-Solomon puede ser cal-culada contando los paquetes errados del flujo de transporte.

Un receptor de prueba DVB-T detecta las 3 tasas de error de bits y los muestra en uno de los menús principales de medida. Debe notarse que, con la tasa de error de bits relativamente baja, normalmente disponible después de los decodificadores Viterbi y Reed-Solomon, deben seleccionarse los tiempos de medición de longitud correspondientes en el rango de minutos a horas.

El ejemplo de menú de medición [EFA] muestra que toda la información importante sobre la transmisión DVB-T se combina aquí. Aparte de la RF seleccionada, también muestra el nivel recibido, la desviación de frecuencia, las 3 tasas de error de bits y los parámetros TPS decodificados.

21 - 5

DVB-T MEASURE:

CONSTELLDIAGRAM...

FREQUENCYDOMAIN...TIMEDOMAIN...

OFDM PARAMETERS...

RESET BER

ADD. NOISEOFF

ATTEN : 0dB57.6 dBuV

FREQUENCY / VER: FREQUENCY DEV 2.200 kHz SAMPL RATE DEV 12.2 ppm BER BEFORE VIT 3.6E-5 (10/10) BER BEFORE RS 0.2E-9 (1000/1K00) BER AFTER RS 0.3E-12 (156K/1M00)OFDM / CODE RATE: FFT MODE 2K (TPS: 2K) GUARD INTERVAL 1/8 (TPS: ¼) ORDER OF QAM 64 (TPS: 16) ALPHA 1 NH (TPS: 1) CODE RATE ½ (TPS: 5/6, 1/2) TPS RESERVED ---

SET RF330.000 MHz

Fig. 21.4 Medición de la tasa de error de bit [EFA]

21.2 Medición de la Señal DVB-T usando un Analizador de Espectro

Un analizador del espectro es muy útil para medir la potencia del canal DVB-T, por lo menos a la salida del transmisor DVB-T. Naturalmente, uno podría usar un simple medidor de potencia térmica para este propósito pero, en principio, es también posible usar un analizador del espectro que propor-cionará una buena estimación de la relación portadora/ruido. Sin embargo, antes que nada, ahora se determinará la potencia de la señal DVB-T. Una señal COFDM parece ruido y tiene un factor de cresta bastante alto. Debido a su similitud con el ruido blanco Gaussiano, su potencia es medida de manera semejante.

Para determinar la potencia de la portadora, el analizador del espectro es ajustado como sigue:

En el analizador se seleccionan una resolución de ancho de banda de 30KHz y un ancho de banda de video de 3 a 10 veces la resolución del ancho de banda, es decir 300KHz. Para lograr un cierto nivel promedio, se fija un tiempo del barrido lento de 2,000ms. Estos parámetros son necesarios porque estamos usando el detector RMS del analizador del espectro. Se usa la si-guiente configuración:

Center frequency: Centro del canal DVB-T, Span: 20MHz, Resolution bandwidth: 30KHz, Video bandwidth: 300KHz (debido al detector RMS y la escala logarítmi-ca),


Detector: RMS, Sweep: Slow – Lento (2,000ms) Noise marker: Centro del Canal (el valor C‟ resultante en dBm/Hz)


-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

Ref Lvl-20 dBm

RS

1


RBWVBWSWT

30 kHz100 Hz

17 +

RF Att

Unit

10 dB

dBm

Fig. 21.5. Espectro de una señal DVB-T

Tabla 21.1. Nivel de la banda útil mostrada por el analizador de espectro versus el nivel de la señal DVB-T.

Resolución del Ancho de Banda [KHz]

Atenuación [dB] en banda útil vs. nivel de señal DVB-T

en un canal de 7 MHz

Atenuación [dB] en banda útil vs. nivel de señal DVB-T

en un canal de 8 MHz

1 38.8 38.2 4 32.8 32.2 5 31.8 31.2 10 28.8 28.2 20 25.8 25.8 30 24.0 24.0 50 21.8 21.8

100 18.8 18.8 500 11.8 11.8

El nivel indicado en la banda útil del espectro DVB-T (Fig. 21.5.) depende de la elección de la resolución del ancho de banda (RBW – Resolution Band-

width) del analizador de espectro (ej. 1, 4, 10, 20, 30KHz) con respecto al ancho de banda de la señal DVB-T (7.61MHz, 6.66MHz, 5.71MHz). En la literatura (Norma DVB-T, Especificaciones de Sistemas), se pauta a menudo

− 10 � ℎ _ _ _ −�ó _ _ ℎ _ _ ;

21 - 7

4KHz como la anchura de banda de referencia pero no es siempre soportada por los analizadores de espectro. En la anchura de banda de referencia de 4KHz, el nivel mostrado en la banda útil es 32.8dB (6.66MHz) ó 32.2dB (7.61MHz), debajo del nivel de la señal DVB-T.

Para medir la potencia se usa el marcador de ruido, debido a la similitud de la señal con el ruido. Para esto el marcador de ruido se pone al centro de la banda pero el pre-requisito es que siempre pueda asumirse que existe un canal plano en el transmisor. Si el canal no es plano deben usarse las funciones de medición apropiadas para medir la potencia del canal, las que dependen del analizador de espectro.

El analizador proporciona el valor C' como la densidad de potencia de rui-do en la posición del marcador de ruido en dBm/Hz, tomando automática-mente en cuenta el ancho de banda del filtro y las características del amplifi-cador logarítmico del analizador. Para conseguir la densidad de potencia de señal C' con relación al ancho de banda de Nyquist BN de la señal DVB-T es necesario calcular la potencia C de la señal como sigue:

C = C' + 10log(ancho_de_banda_de_la_señal/Hz); [dBm] El ancho de banda de la señal DVB-T es

7.61MHz en el canal de 8MHz, 6.66MHz en el canal de 7MHz, 5.71MHz en el canal de 6MHz.

Ejemplo (canal de 8MHz): Valor de la medida del marcador del ruido: -100dBm/Hz Valor de la corrección a 7.6MHz de ancho de banda: + 68.8dB Potencia en el canal DVB-T: - 31.2dBm

Determinación aproximada de la Potencia de Ruido N:

Si fuera posible apagar la señal DVB-T sin cambiar las relaciones de ruido en el canal, el marcador de ruido en el centro de la banda proporcionaría la información sobre las relaciones de ruido en el canal. Sin embargo, esto no puede hacerse tan fácilmente. Usando el marcador de ruido para medir la señal muy cerca del hombro de la señal DVB-T proporcionará, si no un valor preciso de la medida, por lo menos una "buena idea" sobre la potencia de ruido en el canal. Esto es porque puede asumirse que en la banda útil, la fran-ja del ruido continúa similarmente a la encontrada en el hombro.


El analizador de espectro muestra el valor N‟ de la densidad de potencia de ruido. La potencia de ruido N dentro del ancho de banda de ruido es calcu-lada de la densidad de potencia de ruido N‟ como sigue:

N = N‟ + 10log (ancho_de_banda_de_ruido/Hz); [dBm] El ancho de banda de ruido a ser usado es el ancho de banda real de la se-

ñal DVB-T; por ejemplo, 7.6MHz para un canal de 8MHz.

Ejemplo: Valor de la medición del marcador de ruido: -140dBm/Hz Valor de la corrección a 7.6 MHz de ancho de banda: + 68.8dB Potencia de ruido en la señal DVB-T: - 71.2dBm De esto, el valor de C/N se obtiene como:

C/N[dB] = C[dBm] - N[dBm]; En el ejemplo: C/N[dB] = -31.2dBm - (-71.2dBm) = 40dB; Cuando se estima C/N de esta manera, por medio de los hombros de la se-

ñal DVB-T, es importante que esta medición sea hecha directamente en el acoplador de salida después del amplificador de potencia y antes de que cual-quier filtro pasabanda pasivo. De lo contrario, se verán sólo los hombros re-ducidos por el filtro pasabanda. El autor ha verificado la validez de este método de estimación reiteradamente en comparaciones con los resultados de la medición de un receptor de prueba DVB-T.

21.3 Análisis de la Constelación de las Señales DVB-T

La gran diferencia entre el análisis de la constelación de señales DVB-T y DVB-C es que, en DVB-T, se analizan muchos miles de sub-portadoras COFDM. El rango de la portadora debe ser seleccionable. A menudo, resulta interesante mostrar todos los diagramas de constelación (portadoras No. 0 a 6,817 ó 0 a 1,705, resp.) como diagramas de constelación trazados unos en-cima de otros. Los rangos de la portadora pueden seleccionarse de 2 maneras:

start/stop N° de portadora, center/span N° de portadora. Aparte de las puras portadoras de carga útil, las portadoras piloto y las

portadoras TPS también pueden ser consideradas pero no se realizará ningún análisis matemático de la constelación en estas portadoras. En los siguientes

21 - 9

párrafos se discutirán las influencias individuales y los parámetros de medi-ción.

Los siguientes valores de medición pueden ser detectados usando el análi-sis de constelación:

Relación señal/ruido S/N, Convulsión de fase, Desequilibrio de amplitud I/Q, Error de fase I/Q, Tasa de error de modulación MER

21.3.1 Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN) El ruido blanco (AWGN, ruido blanco Gaussiano aditivo) conlleva a que

los puntos de la constelación tengan forma de nube (Fig. 21.7.). Cuanto más grande sea el punto de la constelación, mayor es el efecto del ruido. El pará-metro de señal/ruido S/N puede determinarse analizando la función de distri-bución (distribución Gaussiana normal) en el campo de decisión.

Fig. 21.6. Influencia del ruido

Los valores RMS de la componente de ruido corresponden a la desviación estándar. Los efectos del ruido afectan a cada sub-portadora del DVB-T y también pueden encontrarse en cada sub-portadora. Los efectos y los métodos de medición son completamente idénticos a los métodos de DVB-C.


21.3.2 Convulsión de Fase (Jitter) La convulsión de fase conlleva a una distorsión estriada en el diagrama de

la constelación. Es causada por los osciladores en el modulador, afecta a cada portadora y también puede encontrarse en cada portadora.

Aquí, también, los métodos de medición y los efectos son completamente idénticos a aquéllos en DVB-C.

Fig. 21.7. Efecto del jitter o convulsión de fase

21.3.3 Fuentes de Interferencia Las fuentes de interferencia afectan a las portadoras individuales o al ran-

go de portadoras. Estas se pueden parecer al ruido y los puntos de la constela-ción se vuelven nubes ruidosas, pero también pueden ser sinusoidales cuando los puntos de la constelación aparecen como círculos.

21.3.4 Ecos, Recepción Multi-trayectoria Los ecos o reflexiones, es decir, la recepción de trayectoria múltiple, con-

llevan al desvanecimiento selectivo de frecuencias. Hay interferencia en ran-gos individuales de portadoras pero la información perdida como resultado puede restaurarse debido al intercalado a través de la frecuencia y la gran cantidad de protección de error (Reed-Solomon y codificación convolucional) provista con el DVB-T. Por supuesto, el COFDM (múltiplex por división de frecuencia ortogonal codificado) se desarrolló precisamente para este propósi-to, enfrentar los efectos de recepción de trayectoria múltiple en la transmisión terrestre.

21 - 11

21.3.5 Efecto Doppler En la recepción móvil, un corrimiento de frecuencia ocurre sobre el espec-

tro total de DVB-T debido al Efecto Doppler. Por sí mismo, el Efecto Dop-pler no representa un problema en la transmisión DVB-T porque un cambio de unos cientos de hercios a las velocidades de un vehículo motorizado puede manejarse fácilmente. Es cuando se combinan el Efecto Doppler y la recep-ción de multi-trayectoria que el panorama se complica. Ecos que se mueven hacia el receptor cambiarán el espectro en una dirección diferente de aquellos que se alejan del receptor y, como resultado, la relación señal/ruido en el ca-nal se deteriora.

21.3.6 Errores I/Q del Modulador El enfoque de esta discusión se cambiará ahora a los errores I/Q del modu-

lador DVB-T (Fig. 21.9.), los efectos que difieren de aquéllos en DVB-C.

IFFT

90°

Re(f)

Im(f)

I

Q

re(t)

im(t)

ofdm(t)

Fig. 21.8. Modulador COFDM

Un símbolo en COFDM se produce por medio del mapeador, las partes re-ales y las partes imaginarias de todas las sub-portadoras son fijadas en el do-minio de la frecuencia antes de la IFFT (Inverse Fast Fourier Transform - transformada inversa rápida de Fourier). Cada portadora es modulada inde-pendientemente en QAM (QPSK, 16QAM, 64QAM) de acuerdo con la in-formación a ser transmitida. El espectro no tiene simetrías o centro-simetrías y tampoco es conjugado con respecto al centro de la banda IFFT.

Por consiguiente, según la teoría del sistema debe producirse una señal compleja en el dominio del tiempo después de la IFFT. Considerando luego las señales en el dominio del tiempo, real re(t) e imaginaria im(t), portadora por portadora, se encuentra que para cada portadora, re(t) tiene exactamente la misma amplitud que im(t) y que im(t) está siempre exactamente 90° fuera de fase con respecto a re(t). Todas las re(t) superpuestas en el tiempo alimen-


tan a la rama I del mezclador complejo I/Q y todas las im(t) sobrepuestas en el tiempo alimentan la rama Q. El mezclador I se alimenta con la portadora en fase 0° y el mezclador Q se alimenta con la portadora desfasada 90° y los dos productos de la modulación sumados dan como resultado la señal COFDM, cofdm(t).

Fig. 21.9. Desequilibrio I/Q

Los ramas de las señales re (t) e im (t) deben exhibir exactamente las rela-ciones correctas de nivel, unas con respecto a las otras. El desfasador de 90° se debe también fijar correctamente. Y no debe haber ninguna componente de CC sobrepuesta en las señales re(t) e im(t). De lo contrario, ocurrirán los de-nominados errores I/Q. Los fenómenos resultantes que aparecen en la señal DVB-T se muestran en la Fig. 21.9.

La Fig. 21.9. muestra el diagrama de constelación con un desequilibrio de amplitud I/Q en el mezclador I/Q del modulador. El patrón está distorsionado rectangularmente, es decir está comprimido en una dirección (horizontal o vertical). Este efecto puede observarse fácilmente en DVB-C; pero en DVB-T sólo puede verificarse en la portadora central (el centro de la banda), ya que todas las demás portadoras muestran interferencia similares al ruido.

Un error de fase I/Q conlleva a una distorsión del diagrama de constela-ción tipo romboide (Fig. 21.10.). Este efecto puede observarse sin problemas en los sistemas de cable DVB-C; pero en DVB-T sólo puede verificarse en la portadora central (centro de la banda), todas las otras portadoras también muestran interferencia similar al ruido debido a este efecto.

21 - 13

Fig. 21.10. Error de Fase I/Q

Una portadora residual presente en el mezclador I/Q (Fig. 21.11.) desplaza al diagrama de la constelación fuera del centro en alguna dirección. El patrón en sí se mantiene sin distorsión. Este efecto sólo puede observarse en la por-tadora central y sólo afecta a esta portadora.

Fig. 21.11. Efecto de portadora residual

Hoy, virtualmente todos los moduladores modernos de DVB-T operan de acuerdo con el método de modulación directa. Un modulador I/Q analógico usado en este modo normalmente presenta, entre otros, problemas en la su-presión de la portadora. Aunque los fabricantes ya han logrado superar los problemas de desequilibrio de amplitud y de corrimiento de fase I/Q en la mayoría de los casos, hay un problema restante de supresión de portadora que


puede ser encontrado más o menos en cada modulador DVB-T de este tipo y ha sido observado en mayor o menor grado en muchos sitios de transmisión DVB-T alrededor del mundo por el autor. El problema de la portadora resi-dual sólo puede verificarse en la portadora central (3,408 u 852, respectiva-mente) en el centro de la banda y sólo causa interferencia allí o en áreas alre-dedor de la portadora central. Puede detectarse en seguida una falta de supre-sión de portadora como una muesca en la pantalla de la tasa de error de mo-dulación encima del rango de las sub-portadoras DVB-T en el centro de la banda y un experto en técnicas de medición DVB-T puede decir inmediata-mente que se trata de un modulador DVB-T operando en el modo de modula-ción directa.

21.3.7 Causa y Efecto de Errores I/Q en DVB-T ¿Cuál es la causa de los errores I/Q, por qué estos efectos sólo pueden ob-

servarse en la portadora central y por qué hace que todas las otras portadoras muestren interferencias similares al ruido en presencia de cualquier desequi-librio de amplitud y error de fase I/Q?

IFFT

90°

Re(f)

Im(f)

I

Q

re(t)

im(t)

cofdm(t)

Fase

Ganancia Q

Ganancia ICC

CC

Fig. 21.12. Modulador COFDM con errores I/Q

La Figura 21.12. muestra los lugares donde se producen estos errores en el modulador I/Q. Un componente de CC en re(t) o im(t) después del IFFT con-llevará a una portadora residual en la ramas I o Q; o en ambas ramas. Aparte de la amplitud correspondiente, la portadora residual tendrá, por consiguiente, también un ángulo de fase.

Ganancias diferentes en las ramas I y Q producirán un desequilibrio de amplitud I/Q. Si el ángulo de fase al mezclador I/Q difiere de 90°, se produce un error de cuadratura I/Q.

21 - 15

Las perturbaciones en DVB-T causadas por los errores de I/Q pueden ex-plicarse muy claramente, sin mucha matemática, usando diagramas vectoria-les. Empecemos con el diagrama vectorial de una modulación de amplitud normal (Fig. 21.13.). Una AM puede representarse como un vector portadora girando y por los vectores sobrepuestos de las dos bandas laterales, un vector de la banda lateral que gira hacia la izquierda y un vector de la otra banda lateral que gira hacia la derecha. El vector resultante siempre se localiza en el plano del vector de la portadora, es decir el vector portadora es variado (mo-dulado) en amplitud.

Fig. 21.13. Diagrama vectorial de una modulación de amplitud

Suprimiendo el vector de la portadora se produce modulación de amplitud con portadora suprimida.

Fig. 21.14. Diagrama vectorial de una modulación de amplitud con portadora supri-mida


Correspondientemente, el comportamiento de un modulador I/Q también puede ser representado sobreponiendo 2 diagramas vectoriales (Fig. 21.15.). Ambos mezcladores operan con portadora suprimida.

+

90°

I

QI

Q

Fig. 21.15. Modulación I/Q

Si la misma señal alimenta la rama I y la rama Q, pero con una diferencia de fase de 90° entre sí, se obtiene un diagrama vectorial como el mostrado en la Fig. 21.16. (modulación de banda lateral única). Puede verse claramente que dos vectores de la banda lateral se suman y que dos vectores de la banda lateral se cancelan (se substraen). Una banda lateral es así suprimida, produ-ciendo modulación de amplitud de banda lateral única. Un modulador COFDM puede concebirse como un modulador de banda lateral única para muchos miles de sub-portadoras. En un modulador COFDM ideal, no hay ninguna diafonía entre la banda superior COFDM y la inferior y viceversa.

+

90°

90°

I

Q

Q

I

Fig. 21.16. Modulación de banda lateral única

21 - 17

Ya que la IFFT es un proceso completamente matemático, puede asumirse que es ideal. El mezclador I/Q, sin embargo, puede llevarse a cabo como un mezclador digital (ideal) o como un mezclador analógico y hay; y habrá en el futuro, mezcladores I/Q analógicos en los moduladores DVB-T (modulación directa).

Si existe un desequilibrio de amplitud I/Q, significa que la banda lateral superior o inferior ya no se cancela completamente, dejando una componente de interferencia. Lo mismo se aplica a un error de fase I/Q. Por consiguiente, queda claro que todas las sub-portadoras están sujetas a interferencias simila-res al ruido con excepción de la portadora central. También queda claro por qué una portadora residual empujará el patrón de la constelación fuera del centro en la portadora central y sólo interferirá con esta última.


-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

Ref Lvl-20 dBm

RS

1


RBWVBWSWT

30 kHz100 Hz

17 +

RF Att

Unit

10 dB

dBm

Fig. 21.17. Espectro de una señal DVB-T

Esto también puede mostrarse impresionantemente en el espectro de la se-ñal DVB-T si el modulador DVB-T tiene la función de prueba apagada, por ejemplo, la banda inferior de la portadora en el espectro. Esto puede hacerse, por ejemplo, con un transmisor DVB de prueba. En el centro de la banda (la portadora central), una portadora residual existente puede verse claramente. Si el modulador I/Q se ajusta luego para producir un desequilibrio de ampli-tud, la diafonía de la banda lateral superior a la inferior se ve claramente. Lo mismo se aplica a un error de fase I/Q.

El proceso de diafonía similar al ruido puede describirse fácilmente por medio de operaciones trigonométricas simples que pueden derivarse del dia-grama vectorial.

En el caso de desequilibrio de amplitud, los vectores contrarios ya no se cancelan completamente (Fig. 21.21.), produciendo un vector de ruido que causa diafonía de la banda superior del DVB-T a la banda inferior y vicever-


sa. La amplitud de las señales útiles reales disminuye la misma cantidad que el aumento de la diafonía.


-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

Ref Lvl-20 dBm

RS

1


RBWVBWSWT

30 kHz100 Hz

17 +

RF Att

Unit

10 dB

dBm

Fig. 21.18. Banda inferior apagada


-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

Ref Lvl-20 dBm

RS

1


RBWVBWSWT

30 kHz100 Hz

17 +

RF Att

Unit

10 dB

dBm

Fig. 21.19. 10% de desbalance de amplitud


-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

Ref Lvl-20 dBm

RS

1


RBWVBWSWT

30 kHz100 Hz

17 +

RF Att

Unit

10 dB

dBm

Fig. 21.20. 10° de error de fase

21 - 19

a1 A2=a1(1-AI)

a1 A2=a1(1-AI)

Ruido N

Señal S

N = a1 - a2

S = a1 + a2;

S/N = (a1+a2)/(a1-a2) = (a1+a1(1-AI)/(a1-a1(1-AI) = (2-AI)/AI;

S/N[dB] = 20lg((2-AI[%]/100)/(AI[%]/100));

Fig. 21.21. Determinación de la relación S/N con desbalance de amplitud

Un error de la fase producirá un vector de ruido cuya longitud puede de-terminarse del paralelogramo del vector. La amplitud de señal útil también disminuye por la misma cantidad. Las Figuras 21.21 y 21.22 muestra las con-diciones para la relación de señal/ruido S/N en la presencia de desequilibrio de amplitud y de un error de fase, respectivamente, qué se han derivado ahora como fórmulas. El objetivo en la aplicación práctica de un modulador DVB-T es un desequilibrio de amplitud de menos de 0.5% y un error de la fase menor de 0.5 grados.

Ruido

Señal

N = 2 a cos(90-Φ/2);

S = 2 a sin(90-Φ/2);

S/N = (2a)/(2a) (sin(90-Φ/2)/cos(90-Φ/2)) = tan(90-Φ/2);

S/N[dB] = 20lg(tan(90-Φ/2));

a

a

Φ

a

N

Fig. 21.22. Determinación de la relación S/N en presencia de un error de fase I/Q

Así, los errores de I/Q del modulador DVB-T sólo pueden ser identifica-dos observando la portadora central pero pueden interferir con toda la señal DVB-T. Además, se encontrará que en cada caso que, por lo menos, las dos portadoras superior e inferior adyacentes a la portadora central también se distorsionan. Esto es causado por la corrección de canal en el receptor DVB-T dónde se realiza la estimación y corrección de canal en base a la evaluación


de los pilotos dispersos. Pero éstos sólo están disponibles en intervalos de 3 portadoras y entre ellos es necesario interpolar.

Fig. 21.23. Relación Señal/Ruido en DVB-T con desbalance de amplitud (AI) y error de fase (PE) del modulador I/Q

Portadora central8K: Nº 3408 Piloto continuo

2K: Nº 852 Piloto disperso / Carga útil Fig. 21.24. Distorsiones en la vecindad de la portadora central debida a la corrección de canal en el receptor DVB-T

En el modo 2K, la portadora central es la No. 852 qué es una portadora de carga útil y a veces un piloto disperso. Sin embargo, al verificar los errores I/Q no se presentará problema alguno. La situación es diferente en el modo 8K dónde la portadora central es la No. 3,408 que siempre es un piloto conti-nuo. En este caso, sólo pueden extrapolarse los errores I/Q observando las portadoras adyacentes superior e inferior.

Cada uno de los efectos descritos tiene sus propios parámetros de medi-ción. En la norma de cable DVB-C, estos parámetros se han combinado para formar un parámetro agregado adicional llamado la tasa de error de modula-ción.

21 - 21

La tasa de error de modulación (MER) es una medida de la suma de todos los efectos de interferencia que ocurren en la cadena de transmisión. Tal como la relación señal/ruido, es normalmente especificada en dB. Si sólo un efecto de ruido está presente, MER y S/N son iguales.

I

Q

Vector ideal

Centro ideal

Vector de error

Vector resultante

Fig. 21.25. Vectores de Error para Determinar la Tasa de Error de Modulación (MER)

El resultado de todos los efectos de interferencia en una señal de TV digi-tal en las redes de cable de banda ancha, explicado anteriormente, es que los puntos de la constelación se desvían con respecto a su posición nominal en el centro de decisión de errores. Si las desviaciones son demasiado grandes, los límites de decisión se cruzan y ocurren errores de bits. Sin embargo, también pueden considerarse las desviaciones del centro del campo de decisión como parámetros de medición para la magnitud de una interferencia cualquiera. Lo que precisamente es el objetivo de un parámetro de medición artificial como el MER. Al medir el MER, se asume que se han retirado los puntos reales en los campos de la constelación del centro del error respectivo por las interfe-rencias. Las interferencias son vectores de error asignados, el vector de error que apunta al centro del campo de la constelación al punto real en el campo de la constelación (Fig. 21.25.). Luego las longitudes de todos éstos vectores de error son medidas con respecto al tiempo y se forma la media cuadrática o el valor pico máximo es medido en una ventana de tiempo. La definición de MER puede encontrarse en las Pautas de Medición DVB [ETR 290].

� =max( _ � )

.100% ;


� =

1 ( _ � )=1=0

.100% ;

La referencia URMS es aquí el valor RMS de la señal QAM.

Normalmente, sin embargo, se emplea una escala logarítmica:

= 21. � [%]

100 [ ]

Por consiguiente, el valor MER es una cantidad agregada que incluye to-dos los posibles errores individuales. El valor MER describe completamente el desempeño de este eslabón de la transmisión.

En principio,

MER [dB] ≤ S/N [dB].

La representación de MER como una función del número MER(f) de la sub-portadora (Fig. 21.27.) es de importancia particular en DVB-T porque permite observar la situación global en el canal. Es fácil ver las áreas con portadoras perturbadas. A menudo sólo una única medición del valor prome-diado de MER se menciona en relación con las mediciones DVB-T pero este valor no proporciona mucha información práctica. Siempre es importante tener una representación gráfica del MER versus la frecuencia.

Fig. 21.26. Tasa de Error de Modulación (MER) vs. MER(f) de las subportadoras COFDM [EFA]

21 - 23

En resumen, puede decirse que el ruido y la convulsión de fase afectan a todas las portadoras con la misma magnitud, las interferencias afectan a por-tadoras o rangos de portadoras en forma de ruido o sinusoidalmente. Los ecos o reflexiones también afectan sólo a rangos de portadora.

Tabla 21.2. Interferencias de DVB-T

Efecto de la interferencia Afecta a Comprobación Ruido todas las portadoras todas las portadoras Convulsión de fase todas las portadoras todas las portadoras Interferencia portadoras únicas portadoras afectadas Ecos rangos de portadora portadoras afectadas,

respuesta de impulso Doppler todas las portadoras

desviación de frecuencia, smearing

Desequilibrio de amplitud IQ todas las portadoras portadora central Error de fase IQ todas las portadoras portadora central Portadora residual, fuga de la portadora

portadora central y portadoras adyacentes

portadora central

Los errores I/Q del modulador afectan parcialmente a las portadoras como una perturbación similar al ruido y como tal sólo pueden identificarse obser-vando a la portadora central.

Todas las influencias en la cadena de transmisión DVB-T descritas pueden ser observadas fácilmente por el análisis de la constelación en un receptor de prueba DVB-T. Además, un receptor de prueba DVB-T también permite la medición del nivel recibido, la medición de la tasa de error de bits, el cálculo de la respuesta de amplitud y del retardo de grupo y de la respuesta al impul-so de los datos de estimación de canal. La respuesta al impulso es de gran importancia en detectar la recepción de multi-trayectoria en el campo, parti-cularmente en las redes iso-frecuencia (SFNs). Aparte del análisis de I/Q ya discutido, un receptor de prueba DVB-T posibilita también realizar un gran número de mediciones significantes en la cadena de transmisión DVB-T.

21.4 Medición del Factor de Cresta

Las señales del DVB-T tienen un gran factor de cresta que puede llegar hasta 40dB en teoría. En la práctica, sin embargo, el factor de cresta se limita a aproximadamente 13dB en los transmisores de potencia. El factor de cresta puede medirse usando un receptor de prueba DVB-T. Para este propósito, el receptor de prueba recoge el flujo de datos inmediatamente después del con-vertidor A/D y calcula los valores RMS y el valor pico máximo de la señal que ocurre en una ventana de tiempo. Según la definición, el factor de cresta está dado por:


cf = 20 log(Umax pico/URMS);

Fig. 21.27. Medición del Factor de Cresta

21.5 Medición de la Respuesta de Amplitud, Fase y Retardo de Grupo

Aunque el DVB-T es bastante tolerante con respecto a la distorsión lineal como la distorsión de amplitud, fase y de retardo de grupo, no existe, por otro lado, ningún problema para medir estos parámetros. Un receptor de prueba DVB-T puede fácilmente analizar a las portadoras piloto (pilotos dispersos y pilotos continuos) contenidos en la señal y calcular de éstos las distorsiones lineales. La distorsión lineal es así determinada de los datos de estimación de canal.

Fig. 21.28. Respuesta de Amplitud y Retardo de Grupo

21 - 25

21.6 Medición de la Respuesta al Impulso

Transformando los datos de estimación de canal que están disponibles en el dominio de la frecuencia y desde los cuales fue derivada la representación de la respuesta de amplitud y de fase, en el dominio de tiempo, por medio de una transformada inversa rápida de Fourier se proporciona la respuesta al impulso. La longitud máxima calculable de la respuesta al impulso depende de las muestras proporcionadas por la estimación del canal. Cada tercera sub-portadora proporciona, en algún momento, una contribución a la estimación del canal, es decir, la distancia entre dos puntos de la interpolación de la esti-mación del canal es 3•∆f, dónde ∆f corresponde al espaciado de las sub-portadoras COFDM. La longitud de respuesta al impulso calculable es enton-ces 1/3 ∆f, es decir, un tercio del período del símbolo COFDM. En el caso ideal, la respuesta al impulso consiste sólo en un impulso principal en t = 0, es decir, hay sólo una trayectoria en la señal. De la respuesta al impulso, los ecos múltiples pueden ser clasificados fácilmente de acuerdo con el retraso y la atenuación de la trayectoria.

Fig. 21.29. Medida de la respuesta al impulso mediante una IFFT de la respuesta al impulso del canal CIR


El sistema no utiliza todo el ancho de banda del canal, es decir algunas de las 2K u 8K sub-portadoras se ponen a cero para no causar ninguna interfe-rencia a los canales adyacentes. Sin embargo, debido a no-linealidades, hay todavía componentes fuera de banda y el efecto en el espectro y su forma han acuñado al término „atenuación de hombros‟.


Fig. 21.30. Espectro de una señal DVB-T a la salida del transmisor antes del filtro de máscara

En la Norma, la atenuación de hombros permitida está definida como una máscara de tolerancia. La Fig. 21.30. muestra el espectro de una señal DVB-T a la salida del amplificador de potencia antes del filtro de máscara. Para de-terminar la atenuación de hombros se definen diversos métodos y especial-mente un método relativamente elaborado en las Pautas de Medición [ETR290]. En la práctica, el espectro DVB-T en la mayoría de los casos es medido simplemente usando tres marcadores, fijando un marcador para el centro de la banda y los otros a ± (ancho de banda del canal DVB-T/2 + 0.2 MHz). Con un canal de 8MHz, esto da lugar a puntos de prueba en a ±4.2 MHz relativo al centro de la banda, ±3.7MHz para el canal de 7MHz y ± 3.2MHz para un canal de 6MHz. La Fig. 21.31, muestra el espectro de una señal DVB-T después del filtro de máscara (máscara crítica). El estándar DVB-T [ETS 300 744] define varias máscaras de la tolerancia para las varia-das asignaciones de canales adyacentes.

Fig. 21.31. Espectro de una señal DVB-T medida a la salida del filtro de máscara (máscara crítica)

21 - 27

En la práctica, se logran las atenuaciones de hombros siguientes: Amplificador de Potencia, sin corrección: aprox. 28dB Amplificador de Potencia, corregido: aprox. 38dB Después del BPF de salida: aprox. 52dB

(máscara crítica) Generalmente las máscaras de tolerancia enumeradas en la tabla 21.3.

(máscara no-crítica) y 21.4. (máscara crítica) se utilizan para evaluar una señal DVB-T (ancho de banda de 7 y 8MHz). En los documentos correspon-dientes (Norma DVB-T [ETS300744], Especificaciones de Sistema), se espe-cifica generalmente la relación con respecto a la potencia del canal en el an-cho de banda de referencia de 4KHz. Si el analizador de espectro no soporta esta resolución del ancho de banda, es posible seleccionar otro distinto (ej. 10, 20 ó 30KHz) y los valores pueden ser convertidos.

10log (4/7610) = -32.8dB y 10log (4/6770) = -32.2dB corresponden a la atenuación con respecto a la potencia total de la señal DVB-T con un ancho de banda de referencia de 4KHz en la banda útil de DVB-T. Si se utiliza otra resolución de ancho de banda del analizador, los valores correspondientes se deben insertar en la fórmula. Las tablas también muestran la atenuación rela-tiva comparada con el canal útil independientemente de la anchura de banda de referencia.

El factor importante en elegir la resolución del ancho de banda del anali-zador de espectro es que no sea demasiado pequeña ni demasiado grande. Generalmente, se seleccionan 10, 20 ó 30KHz.

Tabla 21.3. Máscara de tolerancia DVB-T (no-crítica) en el canal de 7 y 8 MHz

frel[MHz] Ancho del canal 7MHz


Atenuación [dB] vs. potencia del canal a 4KHz de ancho de banda de referencia

Atenuación [dB] Ancho del canal 7MHz


± 3.4 ± 3.9 -32.2 (7MHz) -32.8 (8MHz)

0 0

± 3.7 ± 4.2 -73 -40.8 -40.2 ± 5.25 ± 6.0 -85 -52.8 -52.2 ± 10.5 ± 12.0 -110 -77.8 -77.2 ± 13.85 -126 -93.8


Tabla 21.4. Máscara de tolerancia DVB-T (crítica) en el canal de 7 y 8 MHz

frel[MHz] a 7MHz Ancho del canal


Atenuación [dB] vs. potencia del canal a 4KHz de ancho de banda de referencia



± 3.4 ± 3.9 -32.2 (7MHz) -32.8 (8MHz)

0 0

± 3.7 ± 4.2 -83 -50.8 -50.2 ± 5.25 ± 6.0 -95 -62.8 -62.2 ± 10.5 ± 12.0 -120 -87.8 -87.2 ± 13.85 -126 -93.8

Fig. 21.32. Filtro de máscara (Máscara no-crítica, baja potencia, fabricada por Spin-ner) con acopladores direccionales de prueba a la entrada y la salida

21 - 29

Fig. 21.33. Enlace de transmisión DVB-T con un generador de prueba MPEG-2 DVRG (centro izquierda), transmisor de prueba DVB-T SFQ (abajo izquierda), re-ceptor de prueba DVB-T EFA (arriba izquierda), decodificador de prueba MPEG-2 DVMD (centro derecha) y monitor de TV, analizador de video VSA y analizador “601” VSA (Rohde&Schwarz).

Bibliografía: [ETS300744], [ETR290], [HOFMEISTER], [EFA], [SFQ], [SFQ], [SFU], [FISCHER2]

22 Radiodifusión de Video Digital para Portátiles (Norma DVB-H)

22.1 Introducción La introducción de 2G GSM (Sistema Global de segunda generación para

Comunicación Móvil) ha disparado un tremendo auge para este tipo de co-municación inalámbrica. Si la posesión de un teléfono en el auto u otro tipo de teléfono similar era prerrogativa en círculos muy especiales de personas a comienzos de los noventa, una de cada dos personas tenía su propio teléfono móvil personal para finales de la década y, hasta entonces, en la mayoría de los casos, era utilizado solamente para llamar por teléfono o para enviar y recibir mensajes cortos - SMS. Para entonces, sin embargo, la gente también deseaba poder enviar y recibir datos vía un teléfono móvil, tal como de una PC. Poder comprobar sus correos electrónicos fue inicialmente una manera agradable de mantenerse actualizado, especialmente en el campo profesional; hoy, esto es de uso normal. Sin embargo, en el estándar GSM, desarrollado principalmente para la telefonía móvil, las tasas de datos son de 9600 bit/s. Esto es absolutamente adecuado para e-mails simples de texto sin adjuntos pero llega a ser algo molesto cuando se adjuntan largos archivos al mensaje original. Puede también ser utilizado para navegar por la Internet pero es una manera incómoda y costosa de hacerlo. Con la introducción de la telefonía móvil 2.5G, el GPRS (General Packed Radio System - sistema general de radio en paquetes), la tasa de datos fue extendida a 171.2Kb/s formando pa-quetes, es decir, combinando las ranuras de tiempo del sistema GSM. Fue sólo con la 3ra generación, el UMTS (Universal Mobile Telecommunication

System - sistema móvil universal de telecomunicación), que la tasa de datos se pudo aumentar a 144 - 384Kb/s y 2Mb/s, que, sin embargo, dependen de las respectivas condiciones de recepción y de la cobertura. Usando modula-ción de alto nivel (8PSK), el estándar EDGE (Enhanced Data Rates for GSM

Evolution - tasas de datos realzadas para la evolución del GSM), permite también tasas de datos más altas de hasta 345.6Kb/s (ECSD) y de 473.6Kb/s (EGPRS), respectivamente.

Debido a su naturaleza, todos los estándares de radio móviles se diseñan para una comunicación bidireccional entre el terminal y la estación base. Los métodos de modulación como, por ejemplo, GMSK (Gaussian Minimum Shift

Keying) en GSM o WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) en UMTS, se han diseñado para estas “rudas” condiciones de recepción en apli-caciones móviles.

Hoy los teléfonos móviles no son más meros teléfonos ya que se pueden utilizar como cámaras fotográficas o como consolas de juegos u organizado-res, han evolucionado cada vez más para convertirse en terminales multime-

22 - 2 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles

dia. Los fabricantes de equipos y los operadores de red están buscando conti-nuamente por más nuevas aplicaciones.

Paralelamente a la evolución de la radio móvil, ocurrió la transición de la televisión análoga a la televisión digital. Si a fines de los años ochenta, todav-ía parecía imposible poder enviar imágenes en movimiento digitalmente vía las rutas de transmisión existentes tales como satélite, televisión por cable o a la antigua, vía terrestre, hoy es un hecho aceptado. Se hizo posible debido a los métodos modernos de compresión tales como MPEG (Moving Picture

Experts Group - Grupo de expertos de imágenes en movimiento), a los méto-dos modernos de modulación y a la protección de error apareados (FEC). Se puede considerar como un acontecimiento clave en esta área el uso por prime-ra vez de la denominada DCT (Discrete Cosine Transform - transformada discreta de coseno) en el estándar JPEG (Joint Photographic Experts Group - grupo de expertos en fotografía común). JPEG es un método para comprimir imágenes fijas en cámaras fotográficas digitales. Al principio de los años noventa, la experiencia ganada con la DCT también fue aplicada a la compre-sión de imágenes en movimiento en el estándar MPEG. Primero, se produjo el estándar MPEG-1 desarrollado para las tasas de datos del CD y otras apli-caciones. Con MPEG-2 llegó a ser posible comprimir imágenes en movi-miento de SDTV (TV de definición estándar) de los 270Mb/s originales a menos de 5Mb/s, la tasa de datos del canal de audio sincronizado asociado era, en la mayoría de los casos, de 200 a 400Kb/s. Incluso las señales de HDTV (TV de alta definición) se podrían ahora reducir a tasas de datos tole-rables de alrededor de 15Mb/s. El conocimiento de la anatomía del ojo huma-no permitió realizar una reducción de la irrelevancia conjuntamente con la reducción de la redundancia. Las componentes de la señal, la información, no percibida por el ojo y el oído se quitan de la señal antes de la transmisión.

Los métodos de la compresión se han refinado tanto en MPEG-4 (H.264, MPEG-4 Parte 10 AVC) que hoy son posibles incluso tasas de datos más bajas, con una mejor calidad de imagen y sonido.

Durante el desarrollo del DVB, fueron desarrollados tres diversos métodos de transmisión: DVB-S (satélite), DVB-C (cable) y DVB-T (terrestre). En DVB-T, la televisión digital terrestre es transmitida en canales de radio de banda ancha de 6, 7 u 8MHz en una gama de frecuencias entre 47MHz y 862MHz con tasas de datos netas entre 15Mb/s y 22Mb/s. En algunos países tales como el Reino Unido, Suecia o Australia, DVB-T se diseña para la pura recepción con antenas de techo y la tasa de datos posible es correspondiente-mente alta, de unos 22Mb/s. Los países como Alemania han seleccionado la opción “de interior” que facilita la posibilidad de recibir más de 20 programas “libres en el aire” vía una antena de interiores (pasiva o activa). Debido al grado de la protección de error (FEC) más alto requerido y al método más robusto de modulación (16QAM en vez de 64QAM), sólo son posibles tasas de datos más bajas, de unos 15Mb/s.

22 - 3

Si DVB-T es operado como una red que pueda ser recibida por receptores portátiles, las tasas de datos son de unos 15Mb/s y por consiguiente sólo se pueden acomodar alrededor de 4 programas o servicios en un canal DVB-T. Ésto sigue siendo cuatro veces más de lo que podía ser recibido previamente en un canal comparable de TV analógica. Las tasas de datos disponibles por programa son, por lo tanto, de 2.5 a 3.5Mb/s, presentes en la mayoría de los casos como tasas de datos variables en el denominado múltiplex estadístico.

UMTS/GSM/GPRS

Gateway

Encapsulador IP/MPEG-2

Sevicio de despacho

UMTS/GSM/GPRS

Aplicación

Dem

uxM

PE

Sin

toni

zado

rD

VB

-(T

)H

Mod

./Tx

DV

B-(

T)H

Mux

MP

EG

-2

Canal de interactividadFlujo bidireccional

Servicios de audio/video

Flujo de ida

(~15Mb/s, COFDM, 16QAM,8K, 4K, 2K portadoras, canales de 8/7/6/5MHz,47 … 860MHz, 1.5MHz)

Usuario Final

Fig. 22.1. Convergencia entre radio móvil y DVB

22.2 Convergencia entre Radio Móvil y DVB Las redes de radio móviles son redes en las cuales las conexiones bidirec-

cionales (punto a punto) son posibles a tasas de datos relativamente bajas. Los métodos de modulación, protección de error y procedimientos de entrega se adaptan correspondientemente al ambiente móvil. En el estándar, la factu-ración, etc. también se encuentran relacionados al sistema. El tipo de servi-cios que se seleccionarán, sea una llamada telefónica, un SMS o una trasmi-sión de datos, es determinado por el usuario final y será cargado en su cuenta.

Las redes de radiodifusión son redes unidireccionales en las cuales el con-tenido es „punto a multipunto‟ distribuido en común a una gran cantidad de personas con tasas de datos relativamente altas. El contenido sobre demanda es relativamente raro, un contenido predeterminado que es distribuido a mu-chas personas a partir de un sitio transmisor u, hoy en día, también por redes iso-frecuencia a partir de varios transmisores. Este contenido es generalmente un programa de radio o de televisión. Las tasas de datos son mucho más altas que en las redes de radio móviles. Los métodos de modulación y la protección de error se diseñan a menudo solamente para la recepción portátil o para las antenas de techo. En el estándar se provee la recepción móvil sólo como parte


del DAB (radiodifusión de audio digital). DVB-T se ha desarrollado solamen-te para la recepción fija o portátil.

Como parte de DVB-H (Radiodifusión de video digital para terminales portátiles), ahora se están haciendo tentativas para combinar el mundo de la radio móvil con la radiodifusión (Fig. 22.1.) y para combinar las ventajas de ambos sistemas de red, combinando la bi-direccionalidad de las redes de ra-dio móvil a tasas de datos relativamente bajas con la uni-direccionalidad de las redes de radiodifusión a tasas de datos relativamente altas. Si los mismos servicios, tales como ciertos servicios de vídeo/audio sobre demanda son exigidos por muchos suscriptores, el servicio de datos es desviado desde la red de radio móvil al carril de difusión punto-a-multi-punto, dependiendo de la demanda y de la cantidad de información implicada.

El tipo de información que diverge de la red de radio móvil a la red de ra-diodifusión depende solamente de los requisitos actuales. Aún no se ha defi-nido qué servicios serán ofrecidos a los teléfonos móviles en el futuro sobre el servicio de DVB-H. Pueden ser puros servicios basados en IP o también vídeo/audio sobre IP. En todos los casos, sin embargo, DVB-H será un servi-cio basado en UDP/IP con respecto a MPEG/DVB-T/-H. Los usos concebi-bles son programas de deportes en vivo, noticias y otros servicios que podrían ser de interés al público que usa los teléfonos móviles. Es cierto que, dadas las condiciones apropiadas de recepción, un móvil DVB-H habilitado también podrá recibir transmisiones puras, no facturables de DVB-T.

22.3 Parámetros Esenciales del DVB-H Los parámetros esenciales del DVB-H corresponden a los del estándar

DVB-T. La capa física del DVB-T se ha ampliado sólo ligeramente. Además de los modos 8K y 2K, ya presentes en DVB-T, fue introducido el modo 4K como un buen compromiso entre los dos, permitiendo formar redes iso-frecuencia de tamaño razonable que al mismo tiempo sean más favorables para uso móvil. El modo 8K no es muy conveniente para el uso móvil debido al pequeño espaciamiento de las sub-portadoras y el modo 2K sólo permite distancias cortas de cerca de 20 kilómetros entre los transmisores. El modo 8K requiere más memoria para la intercalación y des-intercalación de los datos que los modos 4K y 2K. La memoria que llega a estar disponible en los modos 4K y 2K se puede ahora utilizar para una intercalación más profunda en DVB-H, es decir, el intercalador se puede seleccionar entre “nativo” y “profundo” en los modos 4K y 2K. Para parámetros adicionales de señaliza-ción se utilizan en DVB-H los bits de TPS (Transmission Parameter Signa-

lling – señalización de parámetros de transmisión), reservados o ya usados de otra manera.

22 - 5

Los parámetros introducidos adicionalmente en DVB-H se enumeran co-mo un apéndice en el estándar DVB-T [ETS300744]. El resto de los cambios o de las extensiones se relacionan con el flujo de transporte MPEG-2. Éstos, a su vez, se pueden encontrar en el Estándar DVB de Radiodifusión de Datos [ETS301192]. El flujo de transporte MPEG-2, como señal de banda base de DVB, es la señal de entrada para un modulador DVB-H. En DVB-H, el En-capsulación Multiprotocolo (MPE), ya definido en el contexto de la Radiodi-fusión de Datos de DVB antes de DVB-H, se utiliza como método de time-

slicing (ranuras de tiempo) para poder ahorrar energía en la partición móvil. La longitud y el espaciamiento de las ranuras de tiempo deben ser señaliza-dos. A los paquetes IP empaquetados en ranuras de tiempo del MPE se les pueden proporcionar, opcionalmente, un FEC adicional (pre-corrección de error) en DVB-H. Esta es una protección de error Reed-Solomon a nivel de paquete IP. Todo lo demás corresponde directamente a DVB-T o a MPEG-2, respectivamente. DVB-H es un método para la transmisión de paquetes IP en ranuras de tiempo sobre un flujo de transporte MPEG-2. La capa física usada es DVB-T con algunas extensiones. Su objetivo es la convergencia entre una red de radio móvil y una red de radiodifusión DVB-H. Los servicios de datos se transmiten al móvil vía la red de radio móvil o vía la red DVB-H, depen-diendo de volumen de tráfico.

22.4 Secciones DSM-CC En el Estándar MPEG-2 ISO/IEC 13818 Parte 6 se crearon inicialmente

los mecanismos para la transmisión de datos, los servicios de datos y las es-tructuras del directorio. Existen las denominadas secciones DSM-CC (Digital

Storage Media Command and Control – control y comando de medios de almacenamiento digital). En principio, las secciones DSM-CC tienen una estructura comparable a las tablas PSI/SI. Comienzan con una identificación de tabla que está siempre dentro de una gama de 0x3A a 0x3E. Las secciones DSM-CC tienen una longitud de hasta 4KB y también se dividen en paquetes del flujo de transporte y son multiplexadas para ser transmitidas en el flujo de transporte. Usando carruseles de objetos (transmisión cíclica repetitiva de datos), se transmiten enteras las ramas del directorio, con diferente explora-ción de archivo, al receptor DVB vía secciones DSM-CC. Se hace esto en MHP (Multimedia Home Platform), donde se transmiten los archivos HTML y Java que se pueden después ejecutar en el receptor DVB habilitado con MHP.


tabla_id = 0x3Esection_syntax_indicatorprivate_indicator = 1reservado = 11section_lenghtMAC_address_6MAC_address_5reservadopayload_scrambling_controladdress_scrambling_controlLLC_SNAP_FLAGcurrent_next_indicatorsection_numberlast_section_numberMAC_address_4MAC_address_3MAC_address_2MAC_address_1IP_data()CRC

8 bits112128822211888888

32

LSB

MSB

Dire

cció

n M

AC

, 6 b

ytes

Fig. 22.2. Sección DSM-CC para transmisión IP (Tabla_ID=0x3E)

Pueden utilizarse secciones DSM-CC con una tabla_ID=0x3E (Fig. 22.2.) para transmitir los paquetes de Internet (IP) en el flujo de transporte MPEG-2. En un paquete IP se transmite un paquete TCP (Transport Control Protocol - protocolo de control del transporte) o un paquete UDP (User Datagram Pro-

tocol). Los paquetes TCP realizan una transmisión controlada entre el trans-misor y el receptor vía un procedimiento de intercambio de señales. En cam-bio, los paquetes UDP se envían sin ningún mensaje de vuelta. Ya que en la mayoría de los casos, no existe un canal de retorno en la operación de difu-sión (de allí el término “radiodifusión”), los paquetes TCP no tienen ningún sentido. Por esta razón, solamente se utilizan los protocolos UDP en DVB durante una transmisión IP en la denominada Encapsulación Multiprotocolo (MPE). Aunque hay un canal de retorno en DVB-H vía la red de radio móvil, un paquete IP no puede ser solicitado nuevamente puesto que los mensajes deben ir simultáneamente a muchos destinatarios en DVB-H.

22.5 Encapsulación Multiprotocolo En la Encapsulación Multiprotocolo de DVB, contenidos como, por ejem-

plo, archivos HTML o aún videos MPEG-4 y flujos de audio se transportan

22 - 7

en paquetes UDP (User Datagram Protocol). Aplicaciones como Windows Media 9 también pueden ser transmitidas por este medio y también se pueden reproducir en los dispositivos equipados adecuadamente. Los paquetes UDP contienen la dirección del puerto de destino (puerto DST) (Fig. 22.3.), vía un valor numérico de 16 bits de largo mediante el cual es direccionada la aplica-ción de destino. Por ejemplo, la World Wide Web (WWW) se comunica siempre vía el puerto 0x80. Los puertos son bloqueados y controlados por un cortafuego (firewall).

E

E

E

Flujo de datos

Paquete UDP

Paquete IP

Puerto DST

DST IPSRC IP

DST MAC

CRC checksum

Sección DSM-CC

TS MPEG-2

Fig. 22.3. Encapsulación Multiprotocolo (MPE)

Los paquetes UDP, a su vez, son luego encajados en la parte de la carga útil de los paquetes IP. El encabezado (E) de los paquetes IP contiene las direcciones IP de la fuente y del destino (SRC y DST) vía los cuales un pa-quete IP se coloca a través de la red del transmisor al receptor en una forma controlada.

Si los paquetes IP se transmiten vía una red normal de computadores, se transportan mayormente en paquetes Ethernet. El encabezado de los paquetes Ethernet contiene otra vez las direcciones del hardware de las componentes de la red que se comunican la una con la otra, las denominadas direcciones MAC (Media Access Command - comando de acceso a la media).

Cuando se transmiten paquetes IP vía redes DVB, la capa de Ethernet es substituida por el flujo de transporte MPEG-2 y la capa física de DVB (DVB-C, - S, - T). Los paquetes IP primero se empaquetan en las secciones DSM-


CC que, a su vez, se dividen en muchos paquetes del flujo de transporte. Esto se llama Encapsulación Multiprotocolo: El UDP se dividió en IP, IP en DSM-CC, DSM-CC en paquetes de los TS. El encabezado de las secciones DSM-CC contiene la dirección MAC de destino (DST). Tiene una longitud de 6 bytes como en la capa de Ethernet. No hay dirección MAC de la fuente.

22.6 La Norma DVB-H DVB-H viene de "Digital Video Broadcasting for Handheld mobile termi-

nals" (Radiodifusión de Video Digital para los terminales móviles de mano) y es una tentativa a la convergencia entre las redes de radio móviles y las redes de radiodifusión. El flujo descendente de la red de radio móvil (GSM/GPRS, UMTS) es reconfigurado sobre la red de radiodifusión dependiendo del vo-lumen de tráfico. Si, por ejemplo, sólo un solo suscriptor solicita un servicio vía UMTS, este flujo descendente continúa pasando vía UMTS. Si una gran cantidad de suscriptores solicitan el mismo servicio a aproximadamente el mismo tiempo, tiene sentido ofrecer este servicio, por ejemplo, un vídeo pun-to a multi-punto, vía la red de radiodifusión. Los servicios intentados para ser implementados vía DVB-H están todos basados en IP.

Modo 2K∆f~4KHz,ts~250µs2048 portadoras1705 portadoras usadasPilotos continuosPilotos dispersosPortadora TPS1512 portadoras de datosEncendido y apagado del intercalado profundo

Modo 4K∆f~2KHz,ts~500µs4096 portadoras3409 portadoras usadasPilotos continuosPilotos dispersosPortadora TPS3024 portadoras de datosEncendido y apagado del intercalado profundo

Modo 8K∆f~1KHz,ts~1000µs8192 portadoras6817 portadoras usadasPilotos continuosPilotos dispersosPortadora TPS6048 portadoras de datos

Fig. 22.4. Descripción de los modos 2K, 4K y 8K en DVB-H

DVB-H está intentado para proporcionar el marco para una red modificada DVB-T para transmitir servicios IP en ranuras de tiempo en un flujo de trans-porte MPEG-2. Los parámetros físicos de la modulación son muy similares o casi idénticos a los de una red DVB-T. El flujo de transporte MPEG-2 requie-re de mayores modificaciones.

22 - 9

I Sinc. Largo Datos Res. FEC

Largo

DVB-HID de celda

67 bits TPSMás de 68 símbolos COFDM

Bit 27 … 29: modo jerárquico 000, 001, 010Bit 27: 0 = intercalador nativo, 1 = intercalador

profundo (sólo en modos 2K y 4K)Bit 38, 39: 00 = 2K, 01 = 8K, 10 = 4KBit 40 … 47: ID de celda2 bits TPS nuevos:Bit 48: DVB-H (ranura de tiempo) on/offBit 49: FEC IP on/off

Fig. 22.5. Bits TPS en un cuadro DVB-T (Señalización de los parámetros de transmi-sión)

Una descripción del sistema DVB-H se proporciona en el documento ET-SI [TM2939]. Los detalles relevantes se describen en el Estándar DVB de Radiodifusión de Datos [ETS301192] y en la norma DVB-T [ETS300744].

La capa física DVB-T ha sido modificada o al menos influenciada. Además del modo 8K especialmente bien adaptado a las redes iso-frecuencia (SFN) y del modo 2K que es más conveniente para la recepción móvil, el modo 4K fue introducido adicionalmente como compromiso opcional. Usan-do el modo 4K, el espaciamiento entre transmisores puede ser el doble com-parado con el modo 2K y la capacidad móvil se mejora enfáticamente compa-rada con el modo 8K. La capacidad de memoria que resulta disponible en el intercalador y el des-intercalador debería proveer una intercalación más pro-funda que, a su vez, haría al DVB-H más resistente a los errores de ráfaga, es decir, se distribuyen mejor en el tiempo los errores de multi-bit y del flujo de datos. Algunos parámetros adicionales se deben también señalizar vía las portadoras TPS en DVB-H.


Estas son:

Encendido y apagado de las ranuras de tiempo en el flujo de transporte MPEG-2 (=DVB-H)

Encendido y apagado del FEC IP Encendido y apagado del intercalador profundo Modo 4K Para este propósito, se utilizan 2 bits adicionales de los bits reservados de

TPS, los bits 42 y 43, y los bits ya usados. Los detalles se pueden encontrar en la Fig. 22.5. Usar el modo 4K y la intercalación profunda en los modos 4K y 2K permiten alcanzar un mejor funcionamiento de la RF en el canal móvil. Al mismo tiempo, el espaciamiento realizable entre transmisores en el modo 4K (aprox. 35Km) es mayor por un factor de 2 comparado con el modo 2K (aprox. 17Km) en una red SFN.

Aparte de los conocidos canales de 8, 7 ó 6MHz en DVB-T, ahora se pue-de seleccionar en DVB-H un ancho de banda de 5MHz (Banda L, en los EE.UU.).

Las otras modificaciones se encuentran en la estructura del flujo de trans-porte MPEG-2.

TS MPEG-2

Secciones MPE (DSM-CC),Secciones MPE-FEC

∆tRáfaga n Ráfaga n+1

Fig. 22.6. Ranuras de tiempo en DVB-H

En DVB-H, la transmisión IP se logra vía el flujo de transporte MPEG-2 por medio de la Encapsulación Multiprotocolo (MPE) ya descrita. Comparada con la MPE convencional, sin embargo, hay algunas características especiales en DVB-H: los paquetes IP se pueden proteger con un FEC Reed-Solomon adicional (Fig. 22.7.). El FEC Reed-Solomon de un datagrama es transmitido

22 - 11

en sus propias MPE FEC. Estas secciones tienen el valor 0x78 como Ta-bla_ID. El encabezado de estas secciones de FEC tiene la misma estructura que la de las secciones de la MPE. Debido a la transmisión separada del FEC, un receptor es capaz de recuperar el paquete IP, incluso sin la evaluación del FEC si no hay errores. Además, la información IP a ser transmitida se combi-na en ranuras de tiempo en el flujo de transporte MPEG-2. En las ranuras de tiempo, el tiempo ∆t hasta el inicio de la siguiente ranura de tiempo está seña-lizado en el encabezado del DSM-CC. Después de recibir una ranura de tiem-po, el teléfono móvil se puede “ir a dormir” nuevamente, hasta poco antes de que ocurra la próxima ranura de tiempo, para ahorrar energía de la batería. En promedio, la tasa de datos en las ranuras de tiempo está cerca de 400 Kb/s, dependiendo de la aplicación. Ésta es información IP pedida simultáneamente por muchos usuarios. Para señalar el tiempo ∆t, hasta la próxima ranura de tiempo, se usan 4 de un total de 6 bytes proporcionados para la dirección MAC del destino en el encabezado del DSM-CC. El final de una ranura de tiempo se señala vía el bit de límite del cuadro y de límite de la tabla en las secciones de la MPE y del FEC (Fig. 22.8.). El receptor móvil es notificado sobre donde se puede encontrar un servicio IP por medio de una nueva tabla SI, la Tabla de Notificación MAC del IP (INT) en el flujo de transporte MPEG-2. Allí también se transmiten los parámetros de la ranura de tiempo (Fig. 22.8.).

Datagramas IPReed-

Solomon

191columnas

64columnas

nfilas

Secciones DSM-CC(tabla_id=0x3E)

Secciones MPE-FECDSM-CC(tabla_id=0x78)

Fig. 22.7. Secciones MPE y FEC en DVB-H

En vez de los 4 bytes menos significativos de la dirección MAC, la sec-ción MPE en DVB-H contiene los parámetros de la ranura de tiempo, el tiempo ∆t hasta el principio de una nueva ranura de tiempo en pasos de 10ms,


y los dos bits de “table_boundary” y “frame_boundary”. “table_boundary” marca la sección pasada dentro de una ranura de tiempo y “frame_boundary” marca el extremo verdadero de una ranura de tiempo, especialmente cuando se utilizan las secciones MPE FEC.

datagram_section_body(){MAC_address_6MAC_address_5reservadopayload_scrambling_controladdress_scrambling_controlLLC_SNAP_FLAGcurrent_next_indicatorsection_numberlast_section_numberMAC_address_4MAC_address_3MAC_address_2MAC_address_1IP_data()}

8 bits822211888888

LSB

MSB

Dire

cció

n M

AC

, 6 b

ytes

tabla_id = 0x3Esection_syntax_indicatorprivate_indicator = 1reservado = 11section_lenghtdatagram_section_body()CRC

8 bits11212

32 bits

Reemplazado en DVB-H

Parámetros en tiempo real

real_time_parameters(){delta_ttable_boundaryframe_boundaryaddress}

12 bits1118

Fig. 22.8. Estructura de una sección MPE con parámetros de la ranura de tiempo según DVB-H

22 - 13

22.7 Resumen DVB-H representa la convergencia entre GSM/UMTS y DVB. La red de

radio móvil GSM/UMTS se utiliza como el canal interactivo vía el cual los servicios de alta-tasa, como video streaming (H.264/MPEG-4 Parte 10 AVC o Windows Media 9) son solicitados y que después o bien se transmiten vía la red de radio móvil (UMTS) o se redireccionan sobre la red DVB-H. En DVB-H, es virtualmente utilizada físicamente una red DVB-T, con algunas modifi-caciones al estándar DVB-T.

Como parte de DVB-H, fueron introducidos modos de funcionamiento adicionales:

El modo 4K como un buen compromiso entre el modo 2K y el 8K,

ahora con el empleo de 3,409 portadoras. La interpolación profunda es posible en los modos 4K y 2K 2 nuevos bits TPS para señalización adicional y señalización adicional

vía los bits TPS ya usados. Ranuras de Tiempo para ahorrar energía. Paquetes IP con protección FEC. Introducción de un canal de 5MHz (Banda L en los EE.UU.)


tabla_id = 0x78section_syntax_indicatorprivate_indicator = 1reservado = 11section_lenghtMPE_FEC_section_body()CRC

8 bits11212

32 bits

MPE_FEC_section_body(){padding_columnsreservedo_para_uso_futuro

reservadoreservado_para_uso_futuro

current_next_indicatorsection_numberlast_section_numberreal_time_parameters()RS_data()}

8 bits82518842 bits

Fig. 22.9. Estructura de una sección MPE FEC de DVB-H con parámetros de ranura de tiempo

En el flujo de transporte MPEG/2, la Encapsulación Multiprotocolo se aplica en un método de ranura de tiempo. Los paquetes IP a ser transmitidos se pueden proteger por un código FEC Reed-Solomon adicional. El terminal del usuario final es notificado vía una tabla nueva de DVB-SI sobre la que puede encontrar el servicio IP.

A finales de 2003, un primer prototipo de un terminal DVB-H habilitado fue presentado, el cual tiene un receptor DVB-H integrado en un paquete modificado de la batería.

22 - 15

Fig. 22.10. Representación de una Sección DVB-H en un Analizador MPEG-2 [DVM]

Bibliografía: [ETS300744], [TM2939], [ETSA301192], [ISO/IEC13818-6], [R&S_APPL_1MA91]

23 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamerica-na ATSC

Aunque la transmisión radial terrestre plantea una variedad de problemas

debido a la recepción de trayectoria múltiple y se maneja mejor usando méto-dos de multiportadora (múltiplex por división de frecuencia ortogonal codifi-cada - COFDM), América del Norte optó a favor de un método de portadora única bajo el Comité de Sistemas de Televisión Avanzada (ATSC - Advanced

Television Systems Commitee). Por los años 1993 a 1995, el Comité de Sis-temas de Televisión Avanzado - con la participación de AT&T, Zenit, Gene-ral Instruments, MIT, Philips, Thomson y Sarnoff - desarrolló un método para la transmisión de señales de TV digital terrestre, y también por cable,. El método de transmisión por cable propuesto por ATSC no se puso en la prácti-ca, y fue reemplazado por la Norma J.83B. Como en todos los otros métodos de transmisión de TV digital, la señal de banda base está en la forma de un flujo de transporte MPEG-2. La señal de video es codificada MPEG-2 (MPEG: Moving Picture Expert Group / Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento); la señal de audio digital está codificada en Dolby AC-3. En contraste con DVB, en ATSC fue favorecida la televisión de alta definición (HDTV). Por consiguiente, la señal de entrada a un modulador ATSC es un flujo de transporte con video codificado MPEG-2 e información de audio codificada en Dolby AC-3 (AC-3: compresión digital de audio). Las señales de video pueden ser SDTV (Televisión de Definición Estándar) o señales de HDTV. El modo de la modulación usado es el de banda lateral vestigial con código Trellis de ocho niveles (8VSB). Éste es un método de portadora única basado en modulación IQ que usa sólo el eje I. Ocho puntos equidistantes de la constelación son distribuidos a lo largo del eje I. La señal de banda base 8VSB tiene ocho niveles discretos de modulación de amplitud (Fig. 23.1.). Sin embargo, primero se genera una señal 8ASK (ASK: Amplitude Shift Ke-

ying – modulación por desplazamiento de amplitud).

La señal ASK es una señal de escalera (Fig. 23.2.). La información del bit a ser transmitido está contenida en la altura del paso. El ancho del paso co-rresponde a un símbolo o duración del símbolo; pueden transmitirse tres bits por símbolo. La inversa del ancho del paso es la tasa de símbolo. La señal escalera ASK modula en amplitud a una portadora sinusoidal. Se obtiene como resultado un espectro de doble banda lateral.

Para reducir el ancho de banda, en la modulación 8VSB se suprime par-cialmente una banda lateral, igual que en la TV analógica (Fig. 20.4.). En otras palabras, la señal modulada en amplitud está sujeta a un filtrado de ban-da lateral vestigial, de allí la denominación 8VSB. Permanecen la banda lateral superior y parte de la banda lateral inferior. El filtrado de banda lateral

23 - 2 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC

vestigial en el transmisor hace necesario el uso de un filtro Nyquist en el re-ceptor (Fig. 23.5.).

Q

I

Fig. 23.1. Diagrama de constelación de una señal 8ASK

ts

I

Q

u(t)

t

Duración del símbolo Tasa de símbolo = 1/ts

Señal 8VSB

Fig. 23.2. Señal en banda base 8VSB/8ASK

En el receptor, la señal 8VSB está sujeta a un filtrado Nyquist suave al centro de la banda original. El área debajo del borde de Nyquist a la izquierda del centro de la banda anterior corresponde exactamente al área sobre el bor-de de Nyquist a la derecha del centro de la banda anterior, y así se compensa la parte perdida, para completar la banda lateral superior. Se obtiene como resultado una respuesta en frecuencia plana. Si el borde de Nyquist no se ajusta apropiadamente, la respuesta en frecuencia a las frecuencias bajas será

23 - 3

afectada.

Banda lateral inferior

Banda lateral superior

Frecuencia portadora

Portadora

f

Fig. 23.3. Modulación 8ASK en el dominio de la RF

Portadora

Filtro VSB



f

Banda lateral Vestigial

Fig. 23.4. Filtrado de la banda lateral vestigial



f

VS

B

Filtro Nyquist en el receptor

Fig. 23.5. Filtrado en FI con pendiente Nyquist

Con un espectro de doble banda, los vectores que representan las bandas superior e inferior (con inicio al final del vector de la portadora) giran en direcciones opuestas, haciendo variar la longitud del vector resultante, es decir modulando a la portadora (Fig. 23.6.). El propio vector de la portadora permanece en el eje I. Aun si se suprime la portadora, el vector de suma re-sultante, originado por las bandas superior e inferior, permanece sobre el eje I (Fig. 23.6.).


Portadora



Q

I I

Q



Vector resultante siempre sobre el eje I Vector resultante siempre sobre el eje I

AM con

portadora

suprimida

Fig. 23.6. Diagrama vectorial mostrando modulación de amplitud con y sin portadora

I

Q


Componentes I y Q causados por el filtrado

de la banda lateral

I

Q

Diagrama de constelación 8VSB

después del filtrado de la banda lateral

Fig. 23.7. Diagrama vectorial y de constelación de una señal 8VSB

Sin embargo, si se suprime en parte o completamente una banda lateral, el vector resultante pivoteará sobre el eje I. El filtrado de la banda lateral pro-duce una componente Q. Tal componente Q también aparece en las señales de TV analógica con filtrado de banda lateral (Fig. 23.7.). Los receptores de prueba de TV analógicos normalmente tienen una salida Q además de la sali-da de video (salida I). La salida Q se usa por medir la modulación de fase incidental de la portadora (ICPM). Debido al filtrado de banda lateral, el dia-grama de constelación de una señal 8VSB incluye también una componente Q, y la modulación ya no aparece como puntos, sino como líneas verticales. Por consiguiente, en el diagrama de constelación 8VSB de un receptor de prueba ATSC aparecen líneas verticales (Fig. 23.7. y 23.8.).

23 - 5

ATSC/VSB MEASURE: CONSTELL DIAGRAM

SYMBOL CNT20000

HOLD

FREEZEON OFF

ADD. NOISEOFF

20000 SYMBOLS PROCESSED

OFF

Fig. 23.8. Diagrama de constelación producido por un receptor de prueba ATSC [EFA]

Q

+

90°

90°

I

Transformador Hilbert

u(t)

I

Q

Io(t)

ssb(t)

Fig. 23.9. Modulación de banda lateral vestigial o banda lateral única por medio de un transformador Hilbert

8VSB no es creado por medio de un simple filtro de banda lateral analó-gico como el empleado en la TV analógica. Actualmente se emplea un trans-formador de Hilbert y un modulador IQ (Fig. 23.9.). La señal banda base 8VSB es dividida en dos caminos. Un camino se aplica directamente al mez-clador I, el otro se toma vía un transformador de Hilbert al mezclador Q. Un transformador Hilbert es un retardador de fase de 90° para toda la banda de frecuencias a ser filtrada. Junto con el modulador IQ, actúa como un único modulador de banda lateral; parte de las frecuencias de la banda lateral infe-rior se suprimen. El filtrado de la banda lateral de los transmisores de TV


modernos sigue el mismo principio. Un pre-requisito vital para la calidad del filtrado de la banda lateral es la correcta puesta a punto y funcionamiento del modulador IQ. Esto significa una ganancia idéntica en los caminos de I y Q; es más, la portadora proporcionada al camino de Q debe tener una fase de exactamente 90°. Por otro lado, la parte no deseada de la banda lateral infe-rior no se suprimirá totalmente, para que se obtenga una portadora residual al centro de la banda.

FECMod.VSB

Gen. Sincro

MUX

FI

RF

TSMPEG-2

Segmento y sincro de

campo

Fig. 23.10. Modulador y transmisor 8VSB

23.1 El Modulador 8VSB

Después de discutir el principio de la modulación ATSC, echemos una mirada más cercana al modulador 8VSB (Fig. 23.10.). El flujo de transporte MPEG-2 compatible con ATSC, incluyendo las tablas PSIP, los flujos ele-mentales de video MPEG-2 y de audio digital Dolby AC-3, alimentan al blo-que de pre-corrección de error (FEC) del modulador 8VSB a una tasa de da-tos de 19.3926585 Mb/s. En la interfaz de banda base, el flujo de transporte de entrada sincroniza la estructura del paquete de 188 bytes MPEG-2 por medio de un byte de la sincronización.

Los 188 bytes incluyen el encabezado del paquete del flujo de transporte con el byte de sincronización que tiene un valor constante de 0x47. El reloj del paquete del flujo de transporte y el reloj de byte, que son derivados en la interfaz de banda base, son usados en el bloque FEC y también derivados al generador de sincronización para el modulador 8VSB. Del reloj del paquete del flujo de transporte y del reloj de byte, el generador de sincronización ge-nera la sincronización de segmentos de datos y la sincronización de campo.

23 - 7

Interfaz de

Banda-Base

Aleatori-zador de

Datos

Codifi-cadorReed-

Solomon

Intercalador de Datos

Codifi-cadorTrellis

RelojSincronización

RS(208,188)

MPEG-2TS

Fig. 23.11. FEC en 8VSB

X1

X2

X3

X4

X5

X6

X7

X8

X9

X10

X11

X12

X13

X14

X15

X16+ + + + + + +

+ + + + + + + +

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

Sincronización de campo y segmento no aleatorizadoInicialización durante el intervalo de sincronización de campo

0 0 0 0 0 0 0 0 0 01 1 1 1 1 1Palabra de Inicialización

Fig. 23.12. Registro de desplazamiento para la aleatorización

En el bloque FEC (Fig. 23.11.), los datos se surten a un „aleatorizador‟ (Fig. 23.12.) para fragmentar secuencias largas de 1s ó 0s que pudieran estar contenidas en el flujo de transporte. El aleatorizador ejecuta una operación XOR (O exclusivo) de los datos entrantes con una secuencia binaria pseudo-aleatoria (PRBS: Pseudo Random Binary Sequence). El generador PRBS, que consiste de un registro de desplazamiento de 16-bit realimentado; se restable-ce a una palabra de inicialización definida en un momento definido durante el intervalo de sincronización de campo. La información de sincronización (por ejemplo, los datos de sincronización de campo, la sincronización de los seg-mentos de datos), lo que se discutirá en mayor detalle más adelante, no se aleatoriza y se usa, entre otras cosas, para acoplar el receptor con el modula-dor. Al lado del receptor, hay un generador PRBS y un aleatorizador com-plementarios, es decir, exactamente el mismo diseño y corriendo exactamente en sincronismo con el generador/aleatorizador del transmisor.

El aleatorizador en el receptor invierte el proceso que tiene lugar al lado del transmisor, es decir restaura el flujo de datos original. La aleatorización es


necesaria dado que pueden ocurrir largas secuencias de 1s ó 0s. Durante tales secuencias, no habría ningún cambio en los símbolos 8VSB y por consiguien-te ninguna información de reloj. Esto causaría problemas de sincronización en el receptor y, durante la transmisión de sucesiones largas de 1s ó 0s, pro-duciría líneas espectrales discretas en el canal de transmisión. Este efecto es cancelado aleatorizando, lo que causa la dispersión de energía, es decir, cre-ando un espectro de densidad de potencia uniformemente distribuido. El alea-torizador es seguido por el codificador de bloque Reed-Solomon. En ATSC, un codificador RS (Fig. 23.13.) agrega 20 bytes de control de error al paquete del flujo de transporte de 188-bytes (TS: Transport Stream) (comparado con DVB: 16 bytes), resultando un tamaño de paquete total de 208 bytes. Los 20 bytes de control de error permiten que hasta 10 bytes erróneos por paquete del TS sean corregidos en el receptor. Si un paquete del TS contiene más de 10 bytes erróneos, la corrección del error Reed-Solomon falla, y el paquete del flujo de transporte involucrado se identifica como erróneo.

ModuladorATSC

RS DemoduladorATSC

RS

4 byte

encabezado

184 bytes

Carga neta

20 bytes

protección de error

Cadena de Transmisión

TSMPEG-2

188 bytes

208 bytes

Codificador Reed-Solomon RS(208/188) = codificador exterior1ra pre-corrección de error (FEC)

Pueden repararse

10 errores por paquete

Protección de errores Reed

Solomon RS(188, 208)

TSMPEG-2

Fig. 23.13. Protección de error Reed-Solomon (FEC)

Para marcar un paquete del TS como erróneo, el bit indicador de error en el encabezado del flujo de transporte del TS es puesto en 1 (Fig. 23.14.). El paquete en cuestión será desechado después por el decodificador MPEG-2 que sigue al demodulador 8VSB en el receptor, y el error se ocultará.

El codificador Reed-Solomon RS(188,208) es seguido por un intercala-dor de datos, que cambia la secuencia de los datos, es decir, entrevera los datos. En el receptor, el des-intercalador restaura la secuencia original de los datos. Con el intercalado, errores de ráfaga prolongados pueden ser corregi-

23 - 9

dos ya que están distribuidos sobre varios cuadros y pueden manejarse más fácilmente por el decodificador Reed-Solomon. Al entrelazado le sigue una segunda corrección del error en la forma de un codificador Trellis. El codifi-cador Trellis puede compararse con el codificador convolucional usado en DVB-S y DVB-T.

4 byte encabezado

188 bytes

184-bytes carga neta

1-bit Indicador de error: = 1 si hay más de 10 errores

47hex Byte de sincronización

Paquete del TS después del decodificador RS

Fig. 23.14. Indicador de error de transporte en el encabezado del TS

D +

+

D

D

Entrada de Data

Codificador Trellis

PrecodificadorMapeador

R

Salida de Data

Tasa de Código = data ent. / data sal. = 2/3

Z2

Z1

Z0

Z2 Z1 Z0 R

0 0 0 -7

0 0 1 -5

0 1 0 -3

0 1 1 -1

1 0 0 +1

1 0 1 +3

1 1 0 +5

1 1 1 +7

Fig. 23.15. Codificador Trellis

El sistema ATSC emplea un codificador Trellis (Fig. 23.15.) con dos ru-tas para la señal. Del flujo de bits entrante, un bit pasa a un pre-codificador con una relación de código de 1, y el segundo bit a un codificador Trellis con una relación de código de 1/2. Esto resulta en una relación de código global de 2/3. Los tres flujos de datos generados por el pre-codificador y el codifica-dor Trellis alimenta a un „mapeador‟ de símbolos, cuya salida es la banda


base VSB de 8 niveles. La contraparte del codificador Trellis en el extremo receptor es el decodificador Viterbi.

Sincronismo

del segmento

de Datos

Tasa de Símbolo = 10.76 Msimb/s

Data + FEC828 símbolos, 207 bytes

Segmento de Datos832 símbolos

208 bytes (77.3 µs)

4 símbolos(372 ns)

4 símbolosNiveles antes de la adición del

piloto

+7+5+3+1-1-3-5-7

Sincronismo

del segmento

de Datos

Fig. 23.16. Segmento de datos 8VSB

El decodificador Viterbi corrige los errores de bits desandando el camino a través del diagrama de Trellis que tenga la mayor probabilidad seguido a través del codificador (también vea el capítulo sobre DVB-S). Paralelamente al bloque FEC, se provee de un generador de sincronización en el modulador 8VSB. Este generador produce, a intervalos definidos, patrones de sincroni-zación especiales que se transmiten en lugar de los datos en la señal 8VSB como la información de sincronización para el receptor. Los datos codifica-dos por el FEC, la sincronización de segmento y la sincronización de campo producidas por el generador de sincronización son combinadas en el multi-plexor. La señal 8VSB es dividida en segmentos de datos (Fig. 23.16.). Cada segmento de datos empieza con una sincronización de segmento de datos.

La sincronización de segmentos de datos consiste de 4 símbolos que se asignan a niveles definidos de la señal 8VSB: El primer símbolo está en el nivel de señal +5, los dos símbolos centrales al nivel –5, y el último símbolo a +5. La sincronización de los segmentos de datos puede compararse al pulso de sincronización de TV analógico. Marca el inicio de un segmento del datos consistente en 828 símbolos y llevando un total de 207 bytes de datos. Un segmento de datos completo - incluyendo la sincronización - comprende 832 símbolos y tiene una longitud de 77.3µs. Es seguido por el próximo segmento de datos, que igualmente empieza con la sincronización de segmento de datos de 4 símbolos. Un total de 313 segmentos de datos se combinan para formar

23 - 11

un campo (Fig. 20.17.). En la transmisión 8VSB, una distinción es hecha entre el campo 1 y el campo 2. Cualquier campo está compuesto de 313 seg-mentos de datos, el campo 1 y el campo 2 contienen un total de 626 segmen-tos de datos. Cada campo empieza con una sincronización de campo. Éste es un segmento de datos especial que igualmente empieza con la sincronización de segmento de datos de 4 símbolos pero que contiene información especial. Cada campo de 313 segmentos de datos tiene una duración de 24.2ms, dando una longitud total de 48.4ms para los campos 1 y 2.

Sin

cro

niz

ació

n d

e S

egm

ento

Sincronización de Campos 1

Data + FEC

Data + FEC

313 segmentos24.2 ms

313 segmentos24.2 ms

1 segmento832 símbolos

77.3 µs

Sincronización de Campos 2

Fig. 23.17. Cuadro de datos 8VSB con dos campos

La sincronización de campo (Fig. 20.18.), al igual que el segmento de da-tos, se inicia con una sincronización de segmento de datos. En lugar de los datos normales, sin embargo, esta sincronización de segmento de datos con-tiene varias secuencias pseudo-aleatorias, la información de modo VSB y algunos símbolos especiales, reservados. Los bits de modo VSB llevan la información de modo 8VSB/16VSB. El 16VSB fue intentado para transmi-sión por cable, pero no se ha llevado a cabo en la práctica.

La transmisión terrestre emplea el modo 8VSB. Se usan las secuencias pseudo-aleatorias contenidas en la sincronización de campo como secuencias de preparación para el ecualizador de canal en el receptor. Es más, son las secuencias pseudo-aleatorias por las que el receptor detecta la sincronización


de campo y es así capaz de sincronizarse a la estructura de cuadro. Durante la sincronización del campo, el bloque aleatorizador se restablece en el modula-dor y en el receptor. La señal 8VSB resultante de la banda base, consistente en sincronizaciones de campo y segmento de datos, es llevada al modulador 8VSB. Antes de la modulación de amplitud, una componente continua (CC) relativa de +1.25 se agrega a la señal de 8 niveles (Fig. 23.19.). Antes de esta suma, la señal 8VSB tiene amplitudes discretas establecidas de -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5 y +7. Agregando la componente continua se cambian todos los niveles 8VSB por un valor relativo de +1.25.

Segmento de datos832 símbolos

208 bytes (77.3 µs)

4 símbolos(372 ns)

4 símbolos

+7+5+3+1-1-3-5-7

PN

511

(511

sym

bo

ls)

PN

63 (

63 s

ymb

ols

)

VS

B m

od

e (2

4 sy

m.)

PN

63 (

63 s

ymb

ols

)

PN

63 (

63 s

ymb

ols

)

Res

erve

d (

92 s

ym.)

Pre

cod

e (1

2 sy

mb

ols

)

Sincronismo

del segmento

de Datos

Sincronismo

del segmento

de Datos

Niveles antes de la adición del

piloto

Fig. 23.18. Sincronización de campo 8VSB

La modulación de amplitud de una señal de banda base - ya no libre de CC - en un mezclador con portadora suprimida, sin embargo, produce una señal con una componente de la portadora. Esta componente de la portadora es llamada „piloto‟ en la señal 8VSB, y se encuentra exactamente al centro del producto de la modulación 8VSB antes del filtrado de la banda lateral vestigial. En el caso de doble banda lateral, el producto de la modulación ocuparía un ancho de banda de por lo menos la tasa de símbolo. Si la tasa de símbolo es 10.76 Ms/s, el ancho de banda requerido mínimo viene a ser 10.76MHz. El ancho de banda de canal en el sistema de TV norteamericano ATSC es, sin embargo, sólo de 6MHz. Por consiguiente, como en la TV analógica, la señal 8VSB pasa por un filtrado de banda lateral vestigial des-pués de la modulación de amplitud, es decir se suprime la mayor parte de la banda lateral inferior. Esto podría hacerse por medio de un filtro analógico convencional; sin embargo, hoy ya no es empleado este método, ni siquiera por los modernos transmisores de TV analógica. En cambio, la señal de banda

23 - 13

base 8VSB con su componente de CC es dividida en dos señales: Una es apli-cada directamente al mezclador I y la otra pasa primero por un transformador Hilbert y luego al mezclador Q (Fig. 23.20.).

Portadora

Filtro VSB+

Inserción del PilotoCC + 1.25

+7+5+3+1-1-3-5-7

Fig. 23.19. Modulación 8VSB con piloto

Un transformador de Hilbert es que un desfasador de 90° para todas las frecuencias de una banda. El transformador Hilbert junto con el modulador IQ causa la supresión parcial de la banda lateral inferior que se obtiene debi-do a la configuración de las amplitudes y fases involucradas. El espectro 8VSB resultante sólo contiene la banda lateral superior y una banda lateral vestigial inferior. Es más, una línea espectral se encuentra al centro de la ban-da anterior, es decir el centro de la banda antes del filtrado de la banda lateral vestigial. La línea espectral es resultado de la componente CC agregada y es llamada la portadora piloto. El espectro 8VSB (Fig. 23.23.) se filtra con un factor de caída de r = 0.115. Después de la modulación VSB, la señal se con-vierte a RF.

Esta conversión normalmente se efectúa hoy por modulación directa si-multáneamente con la modulación VSB. Por consiguiente, un modulador IQ analógico es normalmente usado en la modulación VSB que directamente convierte la señal de banda base a RF. Como es un componente analógico, el modulador IQ no opera tan perfectamente como un dispositivo digital. Debe asegurarse por consiguiente que la ganancia de las rutas I y Q sean idénticas, y que la fase de la portadora aplicada a la ruta Q tenga exactamente 90°. De lo contrario la porción no deseada de la banda lateral inferior no se suprimirá adecuadamente. Después de la conversión de RF, la señal pasa a través de las etapas de pre-corrección y amplificación de potencia y luego aplicada a la antena. Un filtro pasabanda pasivo en la línea de transmisión a la de antena suprime las componentes fuera de banda.


+

90°Transformador Hilbert

I

Q

Portadora

+

Inserción del Piloto

CC + 1.25

Fig. 23.20. Modulador 8VSB típico con transformador Hilbert

23.2 8VSB Tasa de Datos Bruta y Tasa de Datos Neta

La tasa de símbolo empleada en 8VSB es calculada como sigue:

Tasa de símbolo = 4.5/286 • 684 MS/s = 10.76223776 MS/s;

Esto proporciona la tasa de datos bruta siguiente:

Tasa de datos bruta = 3 bit/símbolo • 10.76 MS/s = 32.2867 Mb/s;

La tasa de datos neta es entonces:

Tasa de datos neta = 188/208 • 2/3 • 312/313 • Tasa de datos bruta

= 19.39265846 Mb/s;

Las ecuaciones anteriores son basadas en los siguientes valores de pará-

metros: 8VSB = 3 bit/símbolo Reed-Solomon = 188/208 Relación de código = 2/3 (Trellis) Sincronización de campo = 312/313

23 - 15

0

-10

-20

-30

-40

-50

-60

-70

dB

0 2 4 f [MHz]

RBW: 70.98 kHz AVG: 50/50

Fig. 23.21. Espectro 8VSB (pendiente del filtro r=0.115)

23.3 El Receptor ATSC

En el receptor ATSC, un sintonizador convierte la señal de RF a FI. Lue-go los canales adyacentes se suprimen por un filtro SAW con una pendiente Nyquist. La señal ATSC de banda limitada se convierte a una segunda FI más baja para simplificar la conversión A/D después del filtro pasabajos anti-

aliasing. A la conversión A/D le sigue un ecualizador digital de canal que corrige los errores de la transmisión. El bloque ecualizador de canal también incluye un filtro apareado que realiza un filtrado con un factor de caída r = 0.115. Este filtrado en el transmisor y el receptor produce una característica de Nyquist para la banda lateral vestigial. La señal 8VSB es luego desmodu-lada y los bytes errados se corrigen en el bloque FEC. Aquí se obtiene el flujo de transporte original, que luego se aplica al decodificador MPEG-2 para restaurar las señales de video y audio originales.

Sintoni-

zadorSAW A/D Ecualizador

Demod.8VSB FEC

Decodifi-cador

MPEG-2

Video

Audio

Fig. 23.22. Receptor ATSC


23.4 Causas de Interferencia en la Vía de Transmisión ATSC

Las vías de transmisión ATSC están sujetas a los mismos tipos de inter-ferencia que los de DVB-T. Los canales de transmisión terrestres son afecta-dos por la interferencia como sigue:

Ruido Interferencia Recepción de Multi-trayectoria (ecos o fantasmas) Respuesta de amplitud y retardo de grupo, Efecto Doppler en la recepción móvil (no considerada en ATSC/8VSB) De los tipos anteriores de interferencia, el ruido es el único que puede

predecirse bien y manejarse con relativa facilidad en la transmisión ATSC. Todos los otros efectos, sobre todo la recepción multi-trayectoria, son difíci-les de manejar. Esto es debido al principio de transmisión de portadora única empleado por ATSC. Mientras que el ecualizador en 8VSB/ATSC es capaz de corregir ecos, la 8VSB es más susceptible a interferencia comparada con COFDM. La recepción móvil es prácticamente imposible.

El “efecto pared (brickwall)” ocurre a una S/N de cerca de 14.9dB en ATSC. Esto corresponde a cerca de 2.5 errores de segmento por segundo o a una tasa de error de segmento de 1.93 • 10-4. La tasa de error de bits pre Reed-Solomon es 2 • 10-3 y la tasa de error de bits post Reed-Solomon es 2 • 10-6.

Si se asume que la potencia de ruido a la entrada del sintonizador es de alrededor de 10dBμV (véase el capítulo sobre DVB-T), el voltaje de entrada mínimo requerido del receptor es de alrededor de 25 dBμV en ATSC.

23.5 ATSC A/72 - Codificación Avanzada de Video (AVC)

En septiembre de 2008, el Comité de Sistemas de Televisión Avanzada (ATSC) aprobó y publicó el estándar A/72, que detalla la metodología para utilizar la Codificación Avanzada de Video (AVC-Advanced Video Coding) dentro de una transmisión DTV de ATSC.

AVC, que fue desarrollado por el Grupo de Expertos de Codificación de Video de la UIT-T junto con el Grupo de Expertos de Imágenes en Movi-miento (MPEG) de ISO/IEC, también conocido como H.264 y MPEG-4 Parte 10 que puede proveer imágenes de alta calidad empleando menos bits. El estándar A/72 define las restricciones con respecto a AVC, alojamientos del formato de compresión, modos de baja latencia e imágenes fijas y las especi-ficaciones del flujo de bits. También especifica cómo se transporta el subtitu-lado CEA-708 dentro del flujo de bits de AVC.

El nuevo estándar consta de dos partes. La parte 1 se titula “Sistema de

23 - 17

Video y Características del AVC en el Sistema de Televisión Digital ATSC,” y la parte 2 se titula “Características del Subsistema de Transporte de Video AVC.”

Este nuevo estándar podrá ser aplicado en los países que todavía no hayan adoptado un estándar de televisión digital. AVC también es una parte importante del estándar ATSC-M/H móvil-portátil y del ATSC-NRT para entrega de programas en tiempo no-real.

23.6 ATSC M/H

ATSC está desarrollando un estándar (ATSC-M/H) para la entrega de contenido de televisión y de datos en tiempo real y no-real (NRT) a dispositi-vos móviles y portátiles. Estos servicios de ATSC-M/H serán llevados dentro de los canales de DTV con funcionalidad similar al ISDB-T o al DTMB sin requerir ningún espectro adicional. Será retro-compatible; la presencia de estos servicios no imposibilitará ni prevendrá la operación de los servicios actuales de ATSC en el mismo canal de RF o no tendrá ningún impacto ad-verso en los equipos de recepción heredados. La meta del estándar ATSC-M/H es utilizar una porción de los 19.39Mb/s de las transmisiones 8VSB HDTV para la difusión móvil. El servicio inicial planea ser simplemente un simulcast móvil del canal primario de HDTV. Aparte del simulcast móvil, también se tendrá la opción de trasegar carga útil del programa de HDTV a la difusión móvil adicional para habilitar programas suplementarios.

Características del ATSC M/H

Recepción a alta velocidad – hasta 300Km/h

Hasta 8 programas móviles a 630Kb/s por cada transmisión ATSC, mientras se mantengan 5Mb/s en el flujo principal

Extremadamente eficiente en la transmisión de datos y completamen-te escalable

- 3Mb/s pueden proveer hasta 1Mb/s al servicio móvil/portátil

- En las pruebas en Buenos Aires se emplearon 2.2Mb/s para una carga útil de 557Kb/s y un segundo servicio con una tasa de código de 1/4.

Ahorro de energía en dispositivos portátiles debido a la transmisión por ráfagas

- Los circuitos de RF del receptor se encienden intermitente-mente para ahorrar carga de la batería (como en DVB-H)


Tasa de datos mínima del flujo principal: 130Kb/s

Recepción con antena única (no requiere diversidad)

Inmunidad a cortas interrupciones y ruido en ráfaga debido a la inter-calación de tiempo (time interleaving)

Implementación sencilla empleando el equipamiento actual de ATSC/MPEG

Sin contratiempos con el PSIP

El enlace STL no requiere cambios ni adicionales

Compatibilidad

Compatibilidad de la Capa Física (Transmisión) de RF

- El ATSC M/H no perturba a la detección/corrección de erro-res de los receptores “heredados” existentes de DTV

- No requiere potencia adicional del transmisor

- Espectro de RF idéntico al de 8-VSB/ATSC

- ATSC M/H pre-procesa los datos del nuevo servicio a nivel de paquete

- ATSC M/H tiene procesamiento concatenado a nivel de Tre-llis

Compatibilidad con el Flujo de Transporte MPEG/ATSC

- El ATSC M/H no perturba la construcción/contenido del flujo empaquetado ATSC/MPEG del servicio “principal”, o servi-cios heredados

- Los paquetes ATSC M/H lucen como paquetes nulos a los re-ceptores heredados

- Los encabezados de adaptación, el PSIP u otras construccio-nes heredadas requeridas permanecen inalteradas por el ATSC M/H

- ATSC M/H no requiere de ninguna sincronización especial en el multiplexor del servicio MPEG/ATSC

- El ajuste de la sincronización y el manejo del límite del buf-fer (almacenador intermediario) garantizan el desempeño de la herencia

- El enlace STL no requiere cambios ni adicionales

23 - 19

Compatibilidad con la Transmisión Distribuida/SFN (Iso-frecuencia)

- Compatible con las capas física y de transporte

- Totalmente compatible con el estándar ATSC A/110B (SFN)

Descripción

La tecnología del sistema se compone de tres capas de actividad:

la capa física, relacionada con todo lo que tenga que ver sobre adqui-rir los bits de la estación a los dispositivos portátiles y móviles;

la capa de gestión, que incluye la información de señalización y avi-so sobre servicios, sistema del acceso condicional (CAS), gestión di-gital de los derechos y la guía electrónica de servicios (ESG); y

la capa de presentación, que incluye la codificación de audio y vi-deo, subtítulos y aplicaciones interactivas.

ExcitadorM/H

Multiplexor de Emisión

Codificadores ATSC

EncapsuladorIP

Codificador M/H

IP

ASI

ASI

PSIP

IP

SMPTE 310MTx

Enlace Digital

existente

ESTUDIO PLANTA TRANSMISORANRT

Figura 23.23 Diagrama de Bloques de una Transmisión ATSC M/H & NRT

Los servicios móviles están basados en IP en vez del heredado transporte

MPEG. Sin embargo, el transporte de los datos M/H del lado de la integra-ción con la señal convencional ATSC en el excitador del transmisor requiere que los datagramas IP estén encapsulados en el transporte MPEG-2. La meto-dología de transporte basada en IP permite una fácil integración de los servi-cios en tiempo real y no-real. También ofrece soporte de flujos de programa múltiples en cada canal M/H.

Cada canal M/H puede llevar típicamente alrededor de 600Kb/s de carga útil. Dependiendo del nivel de robustez seleccionado por el operador de sis-tema, cada canal M/H ocupará unos 2Mb/s del flujo principal de ATSC debi-do al proceso adicional del canal requerido para fortalecer los datos móviles de los rigores y las debilidades encontradas en la recepción móvil.


El contenido del programa se codifica mediante H.264 v1.3 para el vídeo y HE-AAC para el audio. La resolución del video es escalable hasta 416×240 soportando presentaciones con relación de aspecto de 16:9, y el audio es esté-reo con capacidad futura para sonido envolvente. Todos los flujos en tiempo real se encapsulan usando RTP/RTCP, mientras que el contenido en tiempo no-real se encapsula usando el protocolo de Entrega de Archivos sobre Transporte Unidireccional (File Delivery over Unidirectional Transport - FLUTE).

Los datos del M/H necesitan ser cifrados especialmente para que el re-ceptor de M/H pueda recibir bajo condiciones de señal rápidamente cambian-te, y, al mismo tiempo, lucir iguales a los datos ordinarios del 8VSB a los receptores heredados para no perturbarlos. Esto se logra pre-codificando los datos del M/H y después pasándolos por el proceso heredado de ATSC bajo la forma de paquetes de datos que parezcan normales.

Arquitectura del sistema

La pre-codificación se hace en dos niveles, primero como bytes de datos y luego como símbolos del canal. Los bytes de datos del M/H son cros-intercalados y codificados con Reed-Solomon y con códigos cíclicos de veri-ficación por redundancia (CRC). Los datos y sus bytes codificados se empa-quetan en los paquetes normales de datos del ATSC, que luego se procesan mediante el proceso heredado, incluyendo la intercalación. En el segundo nivel de codificación, la codificación normal Trellis de ATSC se acrecienta con un Código Convolucional Concatenado Serie (SCCC) para los datos del M/H.

El grupo de paquetes M/H también contiene secuencias conocidas de da-tos en intervalos regulares. Estas secuencias de „entrenamiento‟ permiten que el receptor de M/H haga estimaciones exactas y frecuentes de las condiciones de multi-trayectoria del canal.

La capacidad de encendido y adquisición instantáneos permite el ahorro de energía en dispositivos portátiles a batería. Varios programas pueden ser llevados por grupos y el sintonizador de RF del receptor solamente necesita drenar energía durante los momentos relevantes.

Bibliografía: [A53], [EFA], [SFQ], [SFU]

24 Mediciones en ATSC / 8VSB

En la siguiente sección se discutirán en detalle las mediciones requeridas a la interfaz aérea del sistema de transmisión de TV digital terrestre norteame-ricano. La norma ATSC - Advanced Television Systems Committee / Comité de Sistemas de Televisión Avanzada - emplea un método de modulación con portadora única, que es el 8VSB, como se denomina a la modulación de ban-da lateral vestigial de 8 niveles. El diagrama de constelación 8VSB no mues-tra puntos sino líneas. Donde la componente Q es el resultado del filtrado de la banda lateral vestigial, ocho líneas se forman de los originales ocho puntos. Como regla básica en 8VSB, se puede decir que mientras más angostas sean las ocho líneas, mejor es la calidad de la señal. Mientras que la modulación 8VSB parece relativamente más simple comparada con el método de multi-portadora COFDM, correspondientemente presenta una susceptibilidad supe-rior a los varios tipos de interferencia del ambiente terrestre.

Por consiguiente, se discutirán las siguientes causas de interferencia:

Ruido blanco Gaussiano aditivo Ecos Distorsión de amplitud y retardo de grupo Convulsión de fase Errores IQ del modulador Atenuación de hombros insuficiente Interferencias

Todos los tipos anteriores de interferencia se manifiestan como errores de

bits en la señal 8VSB. Los errores de bits pueden corregirse hasta cierto punto por medio de la pre-corrección de error (FEC). En este contexto son vitales las mediciones de la tasa de error de bits y un análisis detallado de las causas de los errores de bits.


En ATSC/8VSB son conocidas tres tasas de error de bits diferentes. Éstas son el resultado de los dos métodos de control de error empleados, es decir, la codificación de bloque Reed-Solomon, y la codificación convolucional. Las tasas de error de bits (BER) son como sigue:

24 - 2 Mediciones en ATSC / 8VSB

Tasa de error de bits antes de Viterbi Tasa de error de bits antes de Reed-Solomon Tasa de error de bits después de Reed-Solomon

DecodificadorViterbi

Decodificador Reed

Solomon

Decodificador MPEG-2

BER antes de Viterbi

Sintonizador ATSC

BER después de Viterbi

BER después de RS<1E-11(QEF) = 1error/hora

Flujo de Transporte MPEG-2

Fig. 24.1. Tasas de error de bits en ATSC

La BER más significante es la BER antes de Viterbi ya que ésta representa la tasa de error de bits del canal. La BER antes de Viterbi es derivada del decodificador Viterbi por medio de un circuito auxiliar que consiste en un codificador Trellis, similar al empleado en el modulador 8VSB, y un compa-rador. El comparador verifica si el flujo de datos codificado por el Trellis corresponde a la señal de datos recibida. Cualquier desviación es tomada como la tasa de error de bits.

La BER después de Viterbi, es decir, antes de Reed-Solomon, se deriva di-rectamente del decodificador Reed-Solomon. La BER después de Reed-Solomon indica los errores de bits no-corregibles, es decir que más de 10 errores de bits ocurren en un bloque codificado RS de 208 bytes del paquete del flujo de transporte. La BER después de Reed Solomon se deriva igual-mente del decodificador Reed-Solomon. Los errores de bits no-corregibles son marcados por bits indicadores de error de transporte (puestos en 1) en el flujo de transporte MPEG-2. La medición de la tasa de error de bits se realiza por medio de un receptor de prueba ATSC/8VSB.

24.2 Mediciones en 8VSB con un Analizador de Espectro

Por medio de un analizador de espectro pueden realizarse mediciones en-banda y, sobre todo, fuera-de-banda sobre la señal 8VSB. Los parámetros a ser medidos con un moderno analizador de espectro son como sigue:

Atenuación de Hombros Respuesta de frecuencia y amplitud Amplitud de la portadora piloto Armónicas

24 - 3

Configure el analizador del espectro como sigue:

Frecuencia Central al centro de la banda Spam: 20MHz Detector en RMS Resolución del ancho de banda: 20KHz Ancho de banda de video: 200KHz Tiempo del barrido lento (>1s) para permitir promediar el detector

RMS Funciones de promedio desactivadas

Fig. 24.2. Espectro de una Señal 8VSB con una adecuada y una mala supresión de la banda lateral

Así pueden medirse la atenuación de hombros y, sobre todo, la supresión de la parte no deseada de la banda lateral inferior, así como la amplitud del piloto y la respuesta en frecuencia en la banda pasante.

24.3 Análisis de la Constelación en 8VSB

En contraste con un diagrama de modulación de amplitud de cuadratura (QAM) donde se muestran puntos, el diagrama de constelación de una señal 8VSB muestra líneas. Un receptor de prueba ATSC normalmente comprende un analizador de constelación que muestra el diagrama 8VSB como 8 líneas verticales paralelas que deben, en el caso ideal, ser sumamente estrechas.


Fig. 24.3. Diagrama de constelación sin distorsión de una señal ATSC/8VSB

Fig. 24.4. Diagrama de constelación mostrando el deterioro por el ruido

El diagrama de constelación en la Fig. 24.3. con líneas muy estrechas re-vela sólo un ligero deterioro por el ruido, como las causadas en el modulador o el transmisor ATSC. Como regla básica se puede decir que mientras más angosta las líneas, menos significante es la distorsión de la señal. En caso de distorsión por ruido puro, las líneas se ensanchan uniformemente en toda su longitud (Fig. 24.4.). Mientras más anchas las líneas, mayor el deterioro debi-do al ruido. En el análisis de la constelación, se determinan los valores RMS del ruido. Basada en una función estadística, es decir, la distribución Gaus-siana (distribución normal), la desviación estándar es determinada de las líne-as I/Q obtenidas en los campos de decisión del diagrama de constelación. Del valor de ruido RMS, el receptor de prueba calcula la relación señal-a-ruido (la

24 - 5

relación S/N) en dB referenciados a la potencia de la señal que es igualmente calculada por el receptor de prueba.

En caso de convulsión de fase, las líneas en los campos de decisión del diagrama de constelación tienen forma de trompeta, es decir su ancho se in-crementan a medida que se alejen de la línea central horizontal (Fig. 24.5.).

Fig. 24.5. Diagrama de constelación 8VSB mostrando convulsión de fase

Umbral de decisión

Vector ideal

Vector real

Vector de error

Q

I

Fig. 24.6 Determinación del MER en una señal 8VSB

El parámetro de la tasa de error de modulación (MER) resume todos los errores que pueden medirse dentro de un diagrama de constelación. Para cada


tipo de error (interferencia), un vector de error es continuamente calculado. La suma de los cuadrados (valores RMS) de todos los vectores de error es calculado. La relación entre el valor RMS del vector del error y la amplitud de la señal proporciona el MER que es normalmente especificado en dB. En caso del puro deterioro por ruido, el MER es igual a la relación S/N.

Lo siguiente aplica: MER[dB] <= S/N[dB]; MERrms[dB] = -10 log(1/n • Σ Іerror_vectorІ2/Pseñal_sin_piloto);

Fig. 24.7. Resultados numéricos de un receptor de prueba 8VSB

Muchos parámetros de prueba también son mostrados como resultados numéricos por el receptor de prueba 8VSB (Fig. 24.7.). Éstos incluyen la amplitud de la señal, la tasa de error de bits (BER), la amplitud del piloto, la tasa de símbolo, la convulsión de fase, la relación S/N y el MER.

24.4 Medición de la Respuesta en Frecuencia y Retardo de Grupo

Aunque la señal ATSC/8VSB no acarrea ninguna señal piloto que pudiera proporcionar información sobre la calidad del canal, pueden determinarse

24 - 7

aproximadamente la respuesta en frecuencia, fase y retardo de grupo - con la ayuda del ecualizador del receptor de prueba - de las secuencias PRBS conte-nidas en la señal 8VSB. Las características de la señal mostradas por el recep-tor de prueba 8VSB, por ejemplo, pueden usarse para alinear un modulador o un transmisor ATSC. El ecualizador de datos también proporciona informa-ción sobre ecos en el canal de transmisión (Fig. 24.8.) y permite el cálculo de la respuesta al impulso (Fig. 24.9.).

Fig. 24.8. Medición de la respuesta de amplitud y fase por medio de un receptor de prueba 8VSB [EFA]

Fig. 24.9. Respuesta al Impulso / Patrón de Fantasma

Bibliografía: [A53], [EFA], [SFQ]

25 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T

25.1 Introducción

La respuesta japonesa a la televisión digital terrestre es el ISDB-T (Inte-

grated Services Digital Broadcasting-Terrestrial / Radiodifusión Digital de Servicios Integrados -Terrestre) norma que se adoptó en 1999, mucho tiempo después del DVB-T y el ATSC. Esta demora hizo posible también tener en cuenta la experiencia ganada con las normas anteriores. A diferencia del ATSC donde se emplea un método de portadora única, se decidió usar un sistema de multi-portadoras COFDM para el ISDB-T, tal como en el DVB-T. El ISDB-T es aun más complejo que el DVB-T; probablemente, también será más robusto debido a un mayor intercalado en el tiempo. La primera estación experimental fue instalada en la torre de Tokio y en conjunto, ISDB-T co-menzó con once estaciones experimentales a través de Japón.

Brasil decidió adaptar el ISDB-T como base de su estándar para la Televi-sión Digital, el denominado SBTVD – Sistema Brasileiro de Televisão Digi-

tal (ISDB-Tb) que fue adoptado en 2006. El SBDTV añade, entre otras ac-tualizaciones, la codificación de video MPEG-4 Parte 10 (AVC o H.264) en vez de la tradicional MPEG-2 adoptada en Japón y un corrimiento positivo de 1/7 de MHz de la frecuencia central del canal para prevenir interferencias en el canal aural de la estación de TV analógica ubicada en el canal adyacente inferior.

Ancho de banda del Canal

∆f

f

6, 7, 8 MHzTasa de datos: 3.7 … 23.4Mb/s

Modo I, II, III:∆f=~4KHz, ~2KHz,

~1KHz

QPSK16QAM64QAMDQPSK

Fig. 25.1. COFDM en ISDB-T

25 - 2 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T

25.1 El Concepto ISDB-T

En ISDB-T, se emplea COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division

Multiplex / Múltiplex por División de Frecuencia Ortogonal Codificado) en modos 2K, 4K y 8K (Fig. 25.1.). El canal de 6MHz de ancho puede subdivi-dirse en 13 sub-bandas (Fig. 25.2.) en las que pueden seleccionarse varios parámetros de modulación y contenidos a transmitirse. El intercalado en el tiempo puede encenderse opcionalmente en varias fases. Con un ancho de banda real de canal de 6MHz, la banda útil tiene sólo un ancho de 5.57MHz, es decir, hay una banda de guarda, de aproximadamente 200KHz, para los canales adyacentes superior e inferior. Una sub-banda del canal ISDB-T tiene un ancho de 430KHz.

Es posible seleccionar diferentes tipos de modulación en ISDB-T:

QPSK con corrección de canal 16-QAM con corrección de canal 64-QAM con corrección de canal DQPSK sin corrección de canal (no requerida con DQPSK).

Hay 3 posibles modos (Canal de 6-MHz):

Modo I, con - 108 portadoras por sub-banda - espaciado entre sub-portadoras de 3.968KHz - 1,404 portadoras dentro del canal - 2,048 puntos IFFT

Modo II, con

- 216 portadoras por sub-banda - espaciado entre sub-portadoras de 1.9841KHz - 2,808 portadoras dentro del canal - 4,196 puntos IFFT

Modo III, con

- 432 portadoras por sub-banda - espaciado entre sub-portadoras de 0.99206KHz - 5,616 portadoras dentro del canal - 8,192 puntos IFFT

Como ya se mencionó, el canal total de 6MHz puede subdividirse en 13 sub-bandas de precisamente 3000/7kHz = 428.7KHz cada una, Fig. 25.2.).

No todas las 2,048, 4,192 u 8,192 portadoras COFDM en los modos I, II o III se usan realmente como portadoras de carga útil.

25 - 3

En ISDB-T, hay

Portadoras nulas, es decir aquéllas que no se usan,

Portadoras de datos, es decir la carga útil real,

Pilotos dispersos (pero no con DQPSK),

Pilotos continuos

Portadoras TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration

Control / Control de Configuración de Transmisión y Multiplexado),

AC (Auxiliary Channels / Canales Auxiliares).

13Subcanales

6, 7, 8 MHzAncho del canal

428.7KHz @ 6MHz

Fig. 25.2. Sub-canales en ISDB-T

AleatorizadorCodificador

RS(188, 204)Intercalador de

TiempoCodificador

convolucionalTS

MPEG-2Salida de

datos

Fig. 25.3. FEC en ISDB-T

Las tasas de datos netas están entre 280.85Kb/s por segmento ó 3.7Mb/s por canal y 1,787.28Kb/s por segmento ó 23.2Mb/s por canal.

Debido al concepto de sub-bandas o segmentos (Fig. 25.2.) es posible construir receptores de banda estrecha que reciban una o varias sub-bandas y receptores de la banda ancha que reciban el canal completo de 6MHz.

En principio, la configuración del modulador ISDB-T es similar a la de un modulador DVB-T. Tiene protección del error exterior, implementada como

25 - 4 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T

un codificador Reed-Solomon RS(204,188) (Fig. 25.3.), una unidad de dis-persión de energía, un intercalador, un codificador interno implementado como un codificador convolutional, un intercalador configurable en el tiempo que puede encenderse o apagarse, un intercalador de frecuencia, el adaptador de cuadro COFDM, el IFFT, etc.

La modulación jerárquica, si se requiere, se maneja vía la codificación de las sub-bandas. Esto posibilita la radiodifusión a dispositivos portátiles como teléfonos celulares (1-seg).

Además del canal de 6MHz normalmente usado en Japón, el ISDB-T tam-bién está definido para canales de 7 y 8MHz.

El ISDB-T es ciertamente el estándar más flexible y, debido a la posibili-dad de intercalado en el tiempo, también la norma más robusta.

Bibliografía: [ISDB-T]

26 Radiodifusión de Audio Digital – DAB

Aunque el DAB (Digital Audio Broadcasting - Radiodifusión de Audio Digital) fue introducido allá en los primeros días de los años noventa, mucho antes que DVB, aún sigue siendo relativamente desconocido para el público en muchos países; y sólo se le encuentra en algunos países como el Reino Unido, donde se puede reconocer un cierto grado de éxito del DAB en el mercado. Este capítulo se ocupa de los principios de la norma de radio digital DAB.

Consideremos primero la historia de la radiodifusión sonora. La era de las transmisiones de señales de audio con propósitos de radiodifusión comenzó en el año 1923 con las transmisiones en onda media (AM). En 1948, el pri-mer transmisor de FM, desarrollado y fabricado por Rohde&Schwarz, fue puesto en operación. Los primeros receptores domésticos también eran des-arrollados y producidos por Rohde&Schwarz. 1983 fue el año cuando todos dimos el paso del audio análogo al audio digital con la introducción del disco compacto, el CD de audio. En 1991, las señales de audio digital, previstas para el gran público, eran transmitidas por primera vez vía satélite en Europa, DSR (Digital Satellite Radio - radio digital vía satélite). Este método, funcio-nando sin compresión, no duró mucho y tampoco fue muy conocido. Luego, en 1993, ADR (Astra Digital Radio) entró en operación basado en la transmi-sión de sub-portadoras en el sistema de satélites ASTRA en el cual también se transmiten programas de TV análoga. El método MUSICAM, usado hasta ahora para la compresión de audio en MPEG-1 y MPEG-2 capa II, que tam-bién se utiliza en DAB o, para ponerlo más claro, fue desarrollado para el DAB como parte del proyecto DAB, fue formulado en 1989. La radiodifusión de audio digital, DAB, fue desarrollada al principio de los años noventa y utilizó las nuevas técnicas revolucionarias de entonces de audio MPEG-1 y MPEG-2 y el método de modulación COFDM (múltiplex por división de frecuencias ortogonales codificado). A mediados de los noventa fueron con-cluidas las normas para la televisión digital DVB-S, DVB-C y DVB-T y es así como la era de la televisión digital también había comenzado.

Desde 2001, hay otro estándar para la radio digital sonora DRM (Digital

Radio Mondiale), prevista para el uso digital de la onda media y corta, que también se basa en COFDM pero emplea codificación de audio MPEG-4 AAC.

El primer experimento piloto del DAB fue realizado en 1991 en Múnich. Alemania tiene actualmente una cobertura de DAB de cerca de 80%, princi-

26 - 2 Radiodifusión de Audio Digital – DAB

palmente en la banda III. Hay también transmisores en la banda L para los programas locales. Como siempre, el DAB es casi desconocido al público en Alemania, una de las razones es que no ha habido receptores disponibles du-rante mucho tiempo, y también que la difusión de contenidos realmente no cubre la variedad obtenible en la radio de FM. Sin embargo, nada de esto tiene que ver con razones técnicas. En el Reino Unido, el DAB fue ampliado considerablemente en 2003/2004, Singapur tiene 100% de cobertura, Bélgica el 90%. Se transmite en DAB en Francia, España, Portugal y Canadá. Activi-dades del DAB se realizan en 27 países y frecuencias para DAB están dispo-nibles en 44 países.

Fig. 26.1. Modos de transferencia síncrono y asíncrono

Fig. 26.2. Enlace de la transmisión DAB

26 - 3

26.1 Comparación entre DAB y DVB

En una comparación entre el DAB y el DVB, primero serán comparadas las características básicas de ambos métodos, precisando las características y diferencias. En principio, es posible transmitir datos sincrónica o asincróni-camente (Fig. 16.1.). En la transmisión síncrona, la tasa de datos es constante para cada canal de datos y las ranuras de tiempo de los canales individuales de datos son fijas. En la transmisión asíncrona, la tasa de datos de los canales individuales de datos puede ser constante o variable. Las ranuras de tiempo no tienen ninguna asignación fija. Se asignan como sea necesario y su orden en los canales individuales puede así ser totalmente aleatorio. Ejemplos de transmisión de datos síncrona son PDH (Plesiochronous Digital Hierarchy - jerarquía digital plesiócrona), SDH (Synchronous Digital Hierarchy - jerarqu-ía digital síncrona) y DAB (Digital Audio Broadcasting - radiodifusión de audio digital). Ejemplos de transmisión asíncrona de datos son ATM (Asynchronous Transfer Mode) y el flujo de transporte MPEG-2 / radiodifu-sión de vídeo digital (DVB).

El DAB es un sistema totalmente síncrono, una secuencia de datos total-mente síncrona que es producida en el centro de playout, es decir, en el punto donde se genera la señal del múltiplex del DAB. Las tasas de datos de conte-nidos individuales son constantes y son siempre un múltiplo de 8Kb/s. Las ranuras de tiempo en las cuales se transmite el contenido de las fuentes indi-viduales se asignan y varían permanentemente solamente cuando hay un cambio completo en el múltiplex, es decir, en la composición del flujo de datos. La señal de datos que viene del multiplexor y que es aplicada al modu-lador y al transmisor DAB se denomina ETI (Ensemble Transport Interface - interfaz de transporte de la trama) (Fig. 26.2.). El flujo de datos multiplexado, o múltiplex, en sí es denominado Ensemble (trama). La señal ETI utiliza las conocidas rutas de transmisión E1 que tienen una tasa de datos física de 2.048Mb/s. E1 corresponde a 30 canales RDSI y a 2 canales de señalización de 64Kb/s cada uno, también llamados Interfaz G.703 y G.704. Físicamente, éstas son interfaces PDH pero DAB emplea un protocolo diferente. Aunque la tasa de datos física es 2,048Kb/s, la tasa neta de datos real de la señal DAB transportada a través de él está entre (0.8) 1.2… 1.73 Mb/s. La señal ETI se transmite ya sea sin protección de error, o con una protección de error Reed-Solomon que, sin embargo, se le retira nuevamente en la entrada del modula-dor DAB. La protección de error del sistema DAB en sí se agrega solamente en el modulador DAB, aunque ésta a menudo se muestra incorrectamente en varias referencias. El método de modulación usado en DAB es COFDM y las sub-portadoras están moduladas en π/4-DQPSK. Después de que se haya agregado la protección de error, la tasa gruesa de datos de la señal DAB es 2.4Mb/s. Una característica especial del DAB consiste en que los diversos contenidos pueden tener una protección de error en diversos grados (FEC disparejo).


MPEG-2, y por consiguiente DVB, es un sistema totalmente asíncrono.

El flujo de transporte MPEG-2 es una señal de banda base que conforma la señal de entrada a un modulador DVB. El flujo de transporte MPEG-2 es generado en el centro de playout codificando y multiplexando los programas individuales (servicios) y después suministrado al modulador vía las variadas rutas de transmisión (Fig. 26.3.). En el modulador DVB, debe decidirse cómo, es decir, por qué trayectoria de transmisión, debe ser emitido el flujo de transporte MPEG-2: terrestre (DVB-T), por cable (DVB-C) o por satélite (DVB-S). Naturalmente, las tasas de transmisión y los métodos de modula-ción difieren por los métodos individuales de transmisión. En DVB-T, se utiliza COFDM conjuntamente con QPSK, 16QAM ó 64QAM. En DVB-C, es 64QAM ó 256QAM dependiendo del tipo de acoplamiento del cable (cable coaxial o fibra óptica). En DVB-S, el método de la modulación de opción ha sido QPSK debido a la pobre relación señal/ruido en el canal.

Fig. 26.3. Enlace de transmisión DVB

En DVB, todo el contenido transmitido lleva el mismo grado de protec-ción de error (FEC parejo).

En general, la tasa de datos en DVB-S es de alrededor de 38Mb/s. Depen-de solamente de la tasa de símbolo seleccionada y de la relación de código, es decir, la protección de error. Usando QPSK pueden ser transmitidos 2 bits por símbolo. La tasa de símbolo es mayormente 27.5MS/s. Si se selecciona 3/4 como relación de código (FEC), la tasa de datos resultante es 38.01Mb/s.

Si, por ejemplo, se selecciona 64QAM (redes coaxiales) en DVB-C, y una tasa de símbolo de 6.9MS/s, la tasa neta de datos resultante es 38.15Mb/s.

En DVB-T, la tasa de datos posible está entre 4Mb/s y cerca de 32Mb/s dependiendo del modo de funcionamiento (tipo de la modulación - QPSK, 16QAM, 64QAM, protección de error, intervalo de guarda, anchura de ban-da). Sin embargo, la tasa de datos generalmente empleada es de aproximada-

26 - 5

mente 15Mb/s para permitir la recepción portátil y aproximadamente 22Mb/s en aplicaciones fijas con una antena aérea. Una red de radiodifusión DVB-T se diseña para recepción portátil o para recepción con la antena de techo, es decir, si se utiliza una antena aérea en una red DVB-T diseñada para recep-ción portátil, ésta no producirá un aumento en la tasa de datos.

El flujo de transporte MPEG-2 es la señal de los datos proveída a los mo-duladores DVB. Consiste en paquetes con una longitud constante de 188 by-tes. El flujo de transporte MPEG-2 representa una transmisión asíncrona, es decir, el contenido individual que se transmitirá es ingresado aleatoriamente en el área de carga útil de los paquetes del flujo de transporte como sea nece-sario. El contenido comprendido en el flujo de transporte también puede tener tasas de datos totalmente diversas que no necesiten ser absolutamente cons-tantes. La única regla referente a la tasa de datos es que la tasa de datos agre-gada proporcionada para el canal no debe ser excedida. Y, naturalmente, la tasa de datos del flujo de transporte MPEG-2 debe corresponder absolutamen-te a la tasa de datos de entrada de los moduladores DVB, resultado de los parámetros de la modulación.

Tabla 26.1. Comparación entre DAB y DVB

DAB Digital Audio Broadcasting

DVB Digital Video Broadcasting

Modo de Transferencia Pre-corrección de error (FEC)

Síncrono disparejo

Asíncrono parejo

Modulación COFDM con π/4-DQPSK Portadora simple QPSK, 64QAM, 256QAM o COFDM con QPSK, 16QAM, 64QAM

Enlace de transmisión terrestre Satélite, cable o terrestre

Resumiendo: El DAB es un sistema de transmisión totalmente síncrono y DVB es totalmente asíncrono. Recordar esto hará más fácil comprender me-jor las características de ambos sistemas. La protección de error en DAB es disparejo, es decir, que puede seleccionarse para que sea diferente para cada contenido, mientras que en DVB es parejo para todo el contenido que es transmitido y, debido al modo asincrónico, no podría incluso ser seleccionado para que sea diferente puesto que no se sabe cuándo se está transmitiendo qué contenido.

El modulador DAB demultiplexa el contenido actual en la señal ETI y lo toma en consideración. El modulador DVB no está interesado en el contenido actual transmitido. En DAB, el método de la modulación es COFDM con π/4-


DQPSK. DVB utiliza transmisión de portadora única o COFDM dependiendo de la ruta de la transmisión. El DAB está intentado para aplicaciones terres-tres mientras que DVB provee normas distintas para la transmisión terrestre, por cable y vía satélite. La transmisión vía satélite se provee en el DAB pero no se utiliza actualmente.

Fig. 26.4. Trama DAB

26.2 Descripción del DAB

Las secciones siguientes proporcionarán una breve descripción del DAB - Digital Audio Broadcasting. La Norma DAB es el estándar ETSI ETS300401. En el estándar se describe la estructura de datos, el FEC y la modulación COFDM de la Norma DAB. Además, se describe la señal fuente del ETI (Ensemble Transport Interface - interfaz de transporte de la trama) en ETS300799; y en ETS300797 se describen las señales fuente para el multi-plexor STI (Service Transport Interface - interfaz de transporte del servicio). Otro documento importante es el TR101496 que contiene las pautas y reglas para la puesta en práctica y la operación del DAB. Además, ETS301234 des-cribe cómo se pueden transmitir los objetos de multimedia (radiodifusión de datos) en DAB.

La Fig. 26.4. muestra un ejemplo de la composición de un flujo de datos multiplexado del DAB. El término “trama” cubre varios programas que se combinan para formar un flujo de datos. En este caso, la trama con el apelati-vo “Radio Digital 1” se compone de 4 programas, los denominados servicios, que aquí tienen las designaciones “P1”, “BR1”, “BR3” y “P2”. Estos servi-cios, a su vez, pueden estar compuestos de un número de componentes de servicio. Un componente de servicio puede ser, por ejemplo, un flujo de au-

26 - 7

dio o uno de datos. En el ejemplo, el servicio “P1” contiene un flujo de audio, “Audio1”.

Este flujo de audio se transmite físicamente en el sub-canal SC1. “BR” se compone de un flujo de audio “Audio2” y de una secuencia de datos “Data1” que son transmitidos en los sub-canales SC2 y SC3. Cada sub-canal tiene una capacidad de n•8 Kb/s. La transmisión en los sub-canales es totalmente síncrona, es decir, el orden de los sub-canales es siempre igual y las tasas de datos en los sub-canales son siempre constantes. Todos los sub-canales juntos - hasta un máximo posible de 64 - dan lugar al denominado Common Inter-

leaved Frame (cuadro intercalado común). Las componentes del servicio se pueden asociar a un número de servicios, como en el ejemplo: “Data2”.

Durante su transmisión en el sistema DAB, los diversos sub-canales pue-den proveerse con diversos grados de protección de error (FEC disparejo).

Fig. 26.5. Modulador DAB

El flujo de datos generado en el multiplexor del DAB se llama ETI (En-

semble Transport Interface - interfaz de transporte de la trama). Comprende todos los programas y el contenido a ser transmitido más adelante vía el transmisor DAB. La señal ETI puede proveerse al modulador desde el centro de playout, ya sea vía enlaces de fibra óptica, vía redes de telecomunicación existentes o por satélite. Un enlace muy conveniente para este propósito es un enlace E1 que tiene una tasa de datos de 2.048Mb/s.

En el modulador DAB se ejecuta el COFDM (Fig. 26.5.). El flujo de datos primero es provisto de la protección de error y en seguida se modula en COFDM. Después del modulador, la potencia de la señal del RF es amplifi-cada y después radiada vía la antena.


En DAB, todos los sub-canales son protegidos contra errores individual-mente y en diversos grados. Son posibles hasta 64 sub-canales. El FEC se provee en el modulador DAB. En muchos diagramas de bloque, el FEC se describe a menudo conjuntamente con el multiplexor del DAB que, aunque no está mal en principio, no corresponde a la realidad. El multiplexor del DAB forma la señal de datos ETI en la cual los sub-canales se transmiten síncrona y sin resguardo.

El ETI, sin embargo, lleva la información sobre cuánta protección debe ser provista para los canales individuales. El flujo de datos ETI se divide luego en el modulador DAB y cada sub-canal es protegido contra errores en diverso grado de acuerdo con la señalización en el ETI. Los sub-canales provistos de FEC pasan luego al modulador COFDM.

Fig. 26.6. Pre-corrección de errores (FEC) en DAB

La protección de error en DAB (Fig. 16.6.) se compone del scrambling seguido por la codificación convolucional. Además, la señal DAB después es sujeta a la intercalación de largo plazo, es decir, los datos se intercalan en el tiempo de modo que sean más resistentes a los errores de bloque durante la transmisión. Cada sub-canal puede ser protegido contra errores en diversos grados (pre-corrección de error dispareja). Los datos de todos los sub-canales se aplican luego al modulador COFDM que primero realiza la intercalación de frecuencia y en seguida los modula sobre una gran cantidad de sub-portadoras COFDM.

Hay 4 diversos modos seleccionables en DAB. Estos modos se proporcio-nan para diversos usos y bandas de frecuencia. El modo I se utiliza en la ban-da de VHF y los modos II al IV se utilizan en la banda L, dependiendo de la frecuencia y la aplicación. El número de portadoras está entre 192 y 1,536 y

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la anchura de banda de la señal DAB es siempre 1.536MHz. La diferencia entre los modos es simplemente la longitud del símbolo y el número de sub-portadoras empleadas.

El Modo I tiene el símbolo más largo y el mayor número de sub-portadoras y por consiguiente el menor espaciamiento entre sub-portadoras. Esto es seguido por el Modo IV, el Modo II y finalmente el Modo III con el período más corto de símbolo y menos portadoras y por lo tanto con el mayor espaciamiento entre sub-portadoras. En principio, sin embargo, es verdad que cuanto más largo sea el símbolo COFDM, mejor es la tolerancia al eco y cuanto más pequeño sea el espaciamiento entre sub-portadoras, menor es la conveniencia para usos móviles.

Los modos realmente usados en la práctica son el Modo I para la banda de VHF y el Modo II para la banda L.

Table 26.2. Modos DAB

Modo Rango de frecuencia

Espaciado de Subportadoras [kHz]

No. de portadoras COFDM

Usado en Duración del Símbolo [μs]

Intervalo de Guarda [μs]

Longitud del Cua-dro

I Band III

VHF 1 1536

Redes iso-frecuencia (SFN)

1000 246 96 ms

76 símbolos

II L band

(<1.5GHz) 4 384

Redes multi-frecuencia (MFN)

250 62 24 ms

76 símbolos

III L band

(<3GHz) 8 192 Satélite 125 31

24 ms 152

símbolos

IV L band

(<1.5GHz) 2 768

Redes iso-frecuencia pequeñas (SFN)

500 123 48 ms

76 símbolos

Las señales de audio en DAB se codifican a MPEG-1 o a MPEG-2 (capa II), es decir, se comprimen de cerca de 1.5Mb/s a 64… 384Kb/s. Durante este proceso, la señal de audio se divide en secciones de 24 ó 48ms de largo que luego se comprimen individualmente, usando un tipo de codificación percep-tiva en la cual se omiten las componentes de la señal audio inaudibles al oído humano.


Estos métodos se basan en el principio de MUSICAM (Masking pattern

adapted Universal Subband Integrated Coding And Multiplexing - codifica-ción y multiplex integrado de sub-bandas del patrón universal de enmascara-miento) descrito en estándares ISO/IEC 11172-3 (MPEG-1) y 13818-3 (MPEG-2) y desarrollado realmente para el DAB como parte del proyecto DAB. En MPEG-1 y -2 es posible transmitir audio en modos mono, estéreo, dual y estéreo común. La longitud del cuadro es 24ms en MPEG-1 y 48ms en MPEG-2. Estas longitudes de cuadro también se encuentran en la Norma DAB y también afectan la longitud de los cuadros COFDM. Se aplica lo an-tedicho: El DAB es un sistema de transmisión totalmente síncrono donde todos los procesos se sincronizan el uno con el otro.

Fig. 26.7. Cuadro de audio DAB

La Fig. 26.7. muestra la estructura de un cuadro de audio de DAB. Un cuadro compatible MPEG-1 tiene una longitud de 24ms. El cuadro comienza con un encabezado que contiene 32 bits de información del sistema. El enca-bezado está protegido por una suma de verificación CRC de 16 bits de largo. Esto es seguido por el bloque con la asignación de bits en las sub-bandas individuales, seguidos por los factores de escala y las muestras de la sub-banda. Además, los datos ancilares pueden ser transmitidos opcionalmente.

La tasa de muestreo de la señal de audio es 48KHz en MPEG-1 y por con-siguiente no corresponde a los 44.1KHz del CD de audio. Las tasas de datos están entre 32 y 192Kb/s para un solo canal o entre 64 y 384Kb/s para el sonido estéreo, estéreo común o dual. Las tasas de datos son múlti-plos de 8Kb/s. En MPEG-2, el cuadro MPEG-1 es suplementado por una extensión MPEG-2.

En MPEG-2 capa II, la longitud del cuadro es de 48ms y la tasa de mues-treo de la señal de audio es de 24KHz.

Esta estructura del marco de audio de las Normas MPEG-1 y -2 se repite en DAB. La parte compatible de MPEG-1- y de MPEG-2 es suplementada

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por una extensión del DAB en la cual se transmiten los datos asociados al programa (PAD).

Entre éstos, se utilizan bytes de relleno (padding), en caso de necesidad. En el PAD, se hace una distinción entre el PAD extendido “X-PAD” y el PAD fijo “F-PAD”. Entre otras cosas, el PAD incluye un identificador para la música/voz, el texto relacionado con el programa y la protección de error adicional.

Las tasas de datos de audio del DAB usadas en la práctica son:

Alemania: mayormente 192Kb/s, PL3 60Kb/s ó 192Kb/s en algunos casos, PL4 (un programa adicional)

Reino Unido: 256Kb/s, música clásica 128Kb/s, música popular, 64Kb/s, voz

Fig. 26.8. Canal DAB COFDM

26.3 La Capa Física del DAB

En la sección siguiente, será discutida detalladamente la implementación de COFDM en el DAB. El concepto principal de preocupación son los deta-lles del DAB en el lado de la modulación. COFDM es un método de transmi-sión multi-portadoras en el cual, en el caso de DAB, entre 192 y 1,536 porta-doras se combinan para formar un símbolo. Debido al DQPSK, en DAB cada portadora puede llevar 2 bits. Un símbolo es la superposición de todas estas


portadoras individuales. Un intervalo de guarda con una longitud de cerca de 1/4 de la longitud del símbolo se agrega al símbolo que tiene una longitud de entre 125μs y 1ms. En el intervalo de guarda, se repite el final del símbolo siguiente donde los ecos debido a la recepción multi-trayectoria pueden “des-vanecerse”. Esto previene la interferencia de inter-símbolo mientras un inter-valo máximo del eco no sea excedido.

Fig. 26.9. Espectro DAB

En vez de una portadora, COFDM implica centenares a millares de sub-portadoras en un canal (Fig. 26.8.). Las portadoras son equidistantes entre sí. Todas las portadoras en DAB son moduladas en π/4-DQPSK (Differential

Quadrature Phase Shift Keying). El ancho de banda de una señal DAB es de 1.536MHz, el ancho de banda del canal disponible, en VHF banda 12 (223… 230 MHz) es de 1.75MHz que corresponde a exactamente la cuarta parte de un canal de 7MHz.

En primer lugar, sin embargo, vayamos al fundamento del QPSK diferen-cial: El vector puede tomar cuatro posiciones, que son 45°, 135°, 225° y 315°. Sin embargo, el vector no está mapeado en valores absolutos sino diferen-cialmente. Es decir, la información está contenida en la diferencia entre un símbolo y el siguiente. La ventaja de este tipo de modulación yace en el hecho de que no se necesita corrección de canal. Es también irrelevante cómo el receptor se engancha en fase, el decodificador siempre funcionará correc-tamente. Pero existe también una desventaja, al menos: el arreglo requiere una relación de señal/interferencia que sea mejor por unos 3dB que en el caso del mapeo absoluto (modulación coherente) puesto que en el caso de un símbolo errado, la diferencia con respecto al símbolo precedente y el símbolo

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siguiente es falsa y conducirá a errores de bit. Cualquier interferencia en aquel momento causará 2 errores de bit.

Sin embargo, en realidad el DAB no utiliza DQPSK sino un π/4-DQPSK, que será discutido detalladamente más adelante. Muchas referencias mencio-nan incorrectamente sólo DQPSK en DAB. Sin embargo, si se analiza deta-lladamente el estándar DAB, y especialmente la estructura de cuadro COFDM, este tipo especial de DQPSK se encuentra automáticamente vía el símbolo de referencia de fase (TFPR).

Fig. 26.10. Espectro real de DAB después del filtro de máscara

Las señales de COFDM se generan con la ayuda de una Transformada Rápida Inversa de Fourier (IFFT) (vea el capítulo sobre COFDM) la cual requiere de un número de portadoras que correspondan a una potencia de dos. En el caso del DAB, se realiza un IFFT de 2,048 puntos, un IFFT de 512 pun-tos, un IFFT de 256 puntos o un IFFT de 1,024 puntos. El ancho de banda acumulativo del IFFT de todas estas portadoras es mayor que la anchura de banda del canal pero las portadoras del borde no se utilizan y se fijan a cero (banda de guarda), haciendo el ancho de banda real del DAB de 1.536MHz. El ancho de banda del canal es 1.75MHz. El espaciamiento de las sub-portadoras es 1, 4, 8 ó 2KHz dependiendo del modo de DAB (modo I, II, II o IV) (véase las Fig. 26.8. y 26.9.).

La Fig. 26.10. muestra un espectro verdadero del DAB que fue medido con un analizador de espectro a la salida del transmisor después del filtro de


máscara. La anchura del espectro es 1.536MHz. Hay también componentes de la señal que se extienden a los canales adyacentes, los términos relevantes son los hombros y la atenuación de hombros. Los hombros son reducidos usando los filtros de máscara.

En DAB, un cuadro COFDM (Fig. 26.11.) consiste de 77 símbolos COFDM. La longitud de un símbolo COFDM depende del modo de DAB y está entre 125μs y 1ms, a los cuales se agrega el intervalo de guarda el cual es de alrededor de 1/4 de la longitud del símbolo. La longitud total de un símbo-lo está así entre 156μs y 1.246ms. El símbolo N°0 es denominado símbolo nulo. Durante este tiempo la portadora de RF está totalmente apagada. El símbolo nulo inicia el cuadro del DAB y es seguido por la referencia de fase, frecuencia y tiempo (TFPR - Time Frequency Phase Reference) usada para la sincronización de la frecuencia y de la fase en el receptor. No contiene ningún dato.

Fig. 26.11. Cuadro DAB

Todas las portadoras COFDM se fijan a valores definidos de amplitud y fase en el símbolo de referencia de fase. La transmisión de datos real comien-za con el segundo símbolo. En contraste con DVB, la secuencia de datos en DAB es totalmente síncrona con el cuadro COFDM. En los primeros símbo-los del cuadro DAB se transmite el Canal Rápido de Información (FIC - Fast

Information Channel), la longitud del cual es dependiente del modo de DAB. La tasa de datos del FIC es 96Kb/s. En el FIC se transmite información im-portante para el receptor DAB. Después del FIC comienza la transmisión del canal principal de servicio (MSC - Main Service Channel) en el cuál se en-cuentran los datos reales de la carga útil. La tasa de datos del MSC es cons-tante de 2.304Mb/s y es independiente del modo. Ambos, FIC y MSC, con-

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tienen además un FEC gatillado por el modulador COFDM del DAB. El FEC en DAB es muy flexible y se puede configurar disparejamente para los varios sub-canales, dando por resultado tasas netas de datos de (0.8) 1.2 a 1.73 Mb/s para la carga útil real (audio y datos). El tipo de modulación usado en DAB es QPSK diferencial. La tasa gruesa de datos agregada del FIC y del MSC es 2.4Mb/s. La longitud de un cuadro DAB está entre 24 y 96ms (dependiendo del modo).

En la descripción siguiente será discutida en mayor detalle la implementa-ción del COFDM en DAB. En DAB, un cuadro COFDM comienza con un símbolo nulo. Todas las portadoras se fijan simplemente a cero en este símbo-lo. Sin embargo, la Fig. 26.12. muestra solamente una sola portadora sobre un número de símbolos.

Fig. 26.12. Secuencia DQPSK con símbolo nulo y símbolo de referencia de fase

El primer símbolo mostrado en el borde izquierdo de la figura es el símbo-lo nulo donde el vector tiene una amplitud cero. Esto es seguido por el símbo-lo de la referencia de fase a la cual la fase del primer símbolo de datos (símbolo N° 2) es referida. La diferencia entre el símbolo de referencia de fase y el símbolo N° 2 y, en adelante, la diferencia entre dos símbolos adya-centes proporciona los bits codificados. Es decir, la información está conteni-da en el cambio de fase.

El principio demostrado en la Fig. 26.12. todavía no corresponde exacta-mente a la realidad en el DAB pero, no obstante, nos estamos acercando gra-dualmente.


La Fig. 26.13. muestra el mapeo y las transiciones de estado en el caso de QPSK simple o de DQPSK simple. Se puede ver claramente que son posibles los desfasajes de ±90° y de ±180°. Sin embargo, en el caso de desfasajes de ±180°, la curva de voltaje pasa por cero lo que conduce a que la curva envol-vente sea estrangulada. En métodos de portadora única es común, sin embar-go, ejecutar el denominado π/4-DQPSKen vez de DQPSK, evitando así este problema. En este tipo de modulación, la fase de la portadora es desplazada 45° de fase a fase, es decir, π/4. El receptor es informado sobre esto y se can-cela este proceso. Un ejemplo del π/4-DQPSK es el estándar de radio móvil TETRA. En DAB este método de modulación también fue adoptado, pero en este caso, conjuntamente con el método de multi-portadoras COFDM.

Fig. 26.13. Mapeo de un QPSK “normal” o un DQPSK “normal”, con transiciones de estado que también pasan por el punto cero

Fig. 26.14. Transición de DQPSK a Π/4-DQPSK

Considerando ahora la transición del DQPSK al π/4-DQPSK (Fig. 26.14.). A la izquierda se muestra el patrón de la constelación QPSK simple. A la derecha se puede ver la QPSK rotada 45°, es decir, por π/4. El π/4-DQPSK se compone de ambos. La fase de la portadora es desplazada 45° de símbolo a

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símbolo. Si van a ser representados solamente 2 bits por transición del vector, los desfasajes de 180° pueden ser evitados. Puede demostrarse que los desfa-sajes de ±45° (± π/4) y ±135° (± 3/4 π) son suficientes para transmitir 2 bits por diferencia de símbolo por mapeo diferenciado. El patrón de constelación del π/4-DQPSK (Fig. 26.14., centro) muestra las transiciones de estado usa-das. Puede verse que no hay cambios de 180°.

En DAB, el π/4-DQPSK se utiliza conjuntamente con COFDM. El cuadro COFDM comienza con el símbolo nulo en DAB. Durante este tiempo, todas las portadoras se fijan a cero, es decir, u(t) = 0 para el período de un símbolo COFDM. Esto es seguido por el símbolo de referencia de fase, o más exacta-mente por el símbolo de referencia de fase, frecuencia y tiempo (TFPR) don-de todas las portadoras son mapeadas sobre n•90° que corresponden a la de-nominada secuencia CAZAC (Constant Amplitude Zero Autocorrelation –Autocorrelación constante de amplitud cero). Esto significa que las portado-ras son mapeadas sobre los ejes I o Q desigualmente para cada portadora según un patrón particular, es decir, asumen el espacio de fase de 0°, 90°, 180° y 270°. El símbolo de referencia de fase es la referencia para el π/4-DQPSK del primer símbolo de datos, es decir, el símbolo N°2. Las portadoras en el símbolo N°2 ocupan el espacio de fase de n•45°. El símbolo N°3 consi-gue su referencia de fase del símbolo N°2 y ocupa el espacio de fase de n•90°, etc. Lo mismo se aplica al resto de las portadoras.

Fig. 26.15. Patrón de la constelación DQPSK comparada con π/4-shift DQPSK

La Fig. 26.15. muestra la comparación de un DQPSK con un π/4-DQPSK. Aquí la regla de mapeo se ha seleccionado arbitrariamente y fácilmente se podía haber seleccionado otra diferente.

Si se intenta transmitir la combinación de bits 00 usando DQPSK en el ejemplo, el ángulo de la fase no cambiará. La combinación de bits 01 es seña-lada por un desplazamiento de fase de +45°, la combinación de bits 11 co-


rresponde a – 45° de desplazamiento de fase. Un 10, a su vez, corresponde a 180° de desplazamiento de fase.

En el dibujo derecho de la Fig. 26.15., las transiciones de estado de un π/4-DQPSK se muestran con desfasajes de ±-45° y ±135°. La portadora nunca se queda en una fase constante, ni tampoco hay desfasajes de 180°.

El símbolo cero es el primer símbolo de un marco de DAB, llamado símbolo N°0 por orden numérico. Durante este tiempo, la amplitud de la señal COFDM es cero. La longitud de un símbolo nulo corresponde aproximada-mente a la longitud de un símbolo normal más el intervalo de guarda. En rea-lidad, sin embargo, es levemente más larga porque se utiliza para ajustar la longitud del cuadro DAB a exactamente 14, 48 ó 96 ms para equiparar la longitud del cuadro de audio MPEG-1 o - 2 capa II. El símbolo nulo marca el inicio de un cuadro DAB COFDM. Es el primer símbolo de este cuadro y puede ser reconocido fácilmente puesto que durante este tiempo todas las portadoras se ponen a cero. Se utiliza para la sincronización gruesa del recep-tor. Durante el símbolo cero también puede ser transmitida una ID del trans-misor, la llamada TII (Transmitter Identification Information - información de identificación del transmisor). En el caso de un TII, ciertos pares de porta-doras en el símbolo nulo se fijan y se pueden utilizar para señalizar la ID del transmisor.

Fig. 26.16. Cuadro DAB

Las longitudes del cuadro, las longitudes del símbolo y también las longi-tudes del símbolo cero dependen del modo de DAB y se enumeran en la Ta-bla 26.2.

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El símbolo de referencia de fase o símbolo TFPR (referencia de fase, fre-cuencia y tiempo) es el símbolo que sigue a continuación del símbolo nulo. Dentro de este símbolo, todas las portadoras se establecen a ciertas posiciones fijas de fase según la secuencia CAZAC (Auto-correlación Constante de Am-plitud Cero). Este símbolo se utiliza, por un lado, para el AFC (Control Au-tomático de Frecuencia) del receptor, y, por el otro, como inicio de la referen-cia de fase para el π/4-DQPSK.

El receptor puede también utilizar este símbolo para calcular la respuesta del impulso del canal para realizar la sincronización exacta de tiempo, entre otras cosas para situar la ventana de muestreo de la FFT en el receptor. La respuesta del impulso permite que sean identificadas las trayectorias indivi-duales del eco. Durante el símbolo TFPR, las portadoras se fijan a 0°, 90°, 180° ó 270°, diferentemente para cada portadora. La regla relevante se define en las tablas del estándar (Secuencia CAZAC).

Volviendo ahora a la señal de datos del DAB, la tasa gruesa de datos de un canal DAB es 2.4Mb/s. Restando el FIC (canal de información rápido) que se utiliza para la configuración del receptor, y la protección de error (codifica-ción convolucional), se obtiene una tasa neta de datos de (0.8) 1.2… 1.73Mb/s. En contraste con DVB, el DAB funciona totalmente síncrono. Mientras que en DVB-T no se puede reconocer ninguna estructura de cuadro COFDM en la señal de datos, es decir, el flujo de transporte MPEG-2; la se-ñal de datos DAB también consiste de cuadros. Un cuadro de COFDM DAB (Fig. 26.16.) comienza con un símbolo nulo.

Fig. 26.17. Enlace DAB vía ETI

Durante este tiempo, se pone a cero la señal del RF. Esto es seguido por el símbolo de referencia. No hay transmisión de datos durante el tiempo del símbolo nulo y del símbolo de referencia. La transmisión de datos comienza


con el símbolo N°2 de COFDM con la transmisión del FIC (canal de infor-mación rápido), seguida por el MSC, el canal principal de servicio. El FIC y el MSC ya contienen la protección de error (FEC) insertada por el modulador. La protección de error usada en el FIC es pareja y la usada en el MSC es dis-pareja. Una protección de error pareja significa que todos los datos están pro-vistos de la misma protección de error, mientras que una protección de error dispareja significa que datos más importantes son mejor protegidos que los poco importantes. La tasa de datos del FIC es 96Kb/s, la del MSC es 2.304Mb/s. Juntos obtienen una tasa gruesa de datos de 2.4Mb/s. Un cuadro de DAB tiene 77 símbolos COFDM de longitud en los modos I, II, IV y 153 símbolos COFDM de largo en el modo III. El cuadro consiste en 1,536•2•76 bits = 233,472 bits en el modo I del DAB, de 384•2•76 bits = 58,368 bits en el modo II, 192•2•151 bits = 57,984 bits en el modo III y 768•2•76 bits = 116,736 bits en el modo IV.

Los datos del DAB alimentan desde el multiplexor de la trama al modula-dor DAB y al transmisor vía una señal de datos llamada ETI (Ensemble

Transport Interface - interfaz de transporte de la trama) (Fig. 27.17.). La tasa de datos de la señal ETI es más baja que la del cuadro DAB puesto que todav-ía no contiene la protección de error. La protección de error se agrega sola-mente en el modulador (codificación e interpolación convolucional). Sin em-bargo, la señal ETI ya contiene la estructura del cuadro DAB (Fig. 26.16.). Un cuadro ETI comienza con un encabezado. Este es seguido por los datos del canal de información rápido (FIC). Después viene el flujo principal (MST). El flujo principal se subdivide en sub-canales. Hasta 64 sub-canales son posibles. La información sobre la estructura del flujo principal y de la protección de error que se agregarán en el modulador se encuentra en el canal de información rápido (FIC). El FIC es intentado para la configuración au-tomática del receptor.

Sin embargo, el modulador obtiene su información para la composición y la configuración del flujo de datos multiplexado del encabezado del ETI.

26.4 Pre-Corrección de Errores (FEC) en DAB

En esta sección será discutida en mayor detalle la protección de error, la pre-corrección de errores (FEC) usada en DAB.

En DAB, todos los sub-canales son protegidos contra errores individual-mente y a diversos grados (Fig. 26.5. y 26.6.). Hasta 64 sub-canales son posi-bles. La protección de error (FEC) se realiza en el modulador DAB.

Antes de que el flujo de datos sea provisto de la protección de error, es re-vuelto (Fig. 26.18.). Esto se realiza mezclándose con una secuencia binaria pseudo- aleatoria (PRBS - Pseudo Random Binary Sequence). El PRBS se genera con la ayuda de un registro de desplazamiento con realimentación. El

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flujo de datos luego es mezclado con este PRBS empleando compuertas O-exclusiva. Esto rompe secuencias largas de unos y ceros que podrían presen-tarse en el flujo de datos. Esto se llama dispersión de energía. En métodos de portadora única, se requiere de la dispersión de energía para evitar que el vector de la portadora permanezca en posiciones constantes. Esto conduciría a líneas espectrales discretas. Además, la protección de error sólo funciona correctamente si hay movimiento en la señal de los datos. Ésta es la razón por la que esta mezcolanza (scrambling) se realiza al inicio del FEC también en el método COFDM. Cada 24ms, el arreglo del registro de desplazamiento es cargado con puros unos y después recargado.

Fig. 26.18. Scrambling de datos

Fig. 26.19. Codificación convolucional con picado en DAB

Tal arreglo también se encuentra en el receptor y se debe sincronizar con el transmisor. El mezclarse otra vez con el mismo PRBS en el receptor restau-ra el flujo de datos original.


Esto es seguido por la codificación convolucional. El codificador convolu-cional usado en el DAB (seguido del picado) se muestra en la Fig. 26.19. La señal de datos pasa a través de un registro de desplazamiento de 6 etapas. En paralelo a esto, se realiza la operación O-exclusivo (XOR) con la información almacenada en los registros de desplazamiento en diferentes retardos de tiem-po en tres ramas. El contenido del registro de desplazamiento retrasado por seis ciclos de reloj y las tres señales de datos manipuladas por operaciones XOR se combinan en serie para formar un nuevo flujo de datos que ahora tiene cuatro veces la tasa de datos de la entrada.

A esto se le conoce como relación de código de 1/4. La relación de código es el cociente de la tasa de datos de entrada entre la tasa de datos de salida.

Después de la codificación convolucional, el flujo de datos ha sido am-pliado por un factor de cuatro. Sin embargo, el flujo de datos de salida ahora lleva el 300% de techo, es decir, protección de error. Esto baja la tasa neta de datos disponible. Este techo, y por consiguiente la protección de error, se puede controlar en la unidad de picado. La tasa de datos puede ser rebajada de nuevo omitiendo bits selectivamente.

La omisión, es decir, el picado, se hace de acuerdo con un esquema cono-cido por el transmisor y por el receptor: un esquema de picado. La relación de código describe el picado y proporciona así una medida para la protección de error.

La relación de código se calcula simplemente por el cociente de la tasa de datos de entrada entre la tasa de datos de la salida. En DAB, puede variarse entre 8/9, 8/10, 8/11… 8/32. Donde 8/32 proporciona la mejor protección de error en la tasa neta de datos más baja, mientras que 8/9 proporciona la pro-tección de error más baja en la tasa neta de datos más alta. En DAB, varios contenidos de datos se protegen a diversos grados. Con frecuencia, sin em-bargo, durante una transmisión ocurren errores de ráfaga. Si los errores de ráfaga duran demasiado, la protección de error fallará. Por esta razón, los datos son intercalados en otro paso del funcionamiento, es decir, es distribui-do sobre cierto período de tiempo. La interpolación larga sobre 384ms hace al sistema muy robusto y conveniente para el uso móvil. Durante la des-intercalación en el extremo de recepción, los errores de ráfaga que pudieran estar presentes se rompen y distribuyen más extensamente en el flujo de da-tos. Ahora es más fácil reparar estos errores de ráfaga, que se han convertido en errores simples, y esto sin ningún dato adicional de techo. En DAB se utilizan dos tipos de protección de error, denominados protección de error pareja y protección de error dispareja.

Una protección de error pareja significa que todos los componentes están provistos del mismo techo de FEC. Esto aplica al canal de información rápida (FIC) y al caso de la transmisión pura de datos.

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El contenido de audio, es decir, los componentes de un cuadro de audio MPEG-1 ó -2 llevan protección dispareja. Algunos componentes en el cuadro de audio son más importantes porque los errores de bit causarían allí la mayor interrupción y por lo tanto estas partes se protegen más. Estos diversos com-ponentes en el cuadro de audio están provistos de diversas tasas de código.

En muchos métodos de la transmisión se utiliza la protección de error pa-reja constante. Un ejemplo de esto es DVB. En DAB, solamente partes de la información a ser transmitidas están provistas con protección de error pareja. Esto incluye los datos siguientes: el FIC se protege igualmente con una tasa media de código de 1/3. Los datos del modo de paquete pueden estar provis-tos de una relación de código de 2/8, 3/8, 4/8 ó 6/8.

Los paquetes de audio MPEG se protegen con protección de error dispare-ja que es también controlable en DAB. Algunos componentes del paquete de audio MPEG son más sensibles a los errores de bit que otros.

Los componentes en el cuadro de audio del DAB que están provistos de distinta protección de error son:

Encabezado Factores de escala Muestras de Sub-banda Datos asociados al Programa (PAD) Al encabezado se le debe proteger particularmente bien. Si ocurren errores

en el encabezado, ésto conducirá a problemas serios de sincronización. Los factores de escala deben también ser bien protegidos puesto que los errores de bit en esta área harían la escucha muy desagradable. Las muestras de sub-banda son menos sensibles y su protección de error es correspondientemente más baja.

La Fig. 26.20. muestra un ejemplo de la protección de error dispareja de-ntro de un cuadro de audio DAB. El índice de picado describe la calidad de la protección de error. Del índice de picado, la relación de código (CR – Code

Rate) en la sección relevante se puede calcular fácilmente usando la fórmula siguiente:

code_rate = 8/(8+PI);

donde PI = 1 … 24, índice de picado. El índice de picado, a su vez, se obtiene del nivel de protección, que está

en la gama de 1, 2, 3, 4 ó 5, y de la tasa de bits del audio. La Tabla 26.3. enumera las relaciones medias de código en función del nivel de protección y de las tasas de bit del audio. PL1 ofrece la protección de error más alta y PL5 ofrece la protección de error más baja.


Fig. 26.20. Pre-corrección de error dispareja de un cuadro de audio DAB

Tabla 26.3. Niveles de protección en DAB tasas medias de código

Tasa de bits de Audio [Kb/s]

Relación media de código Nivel de protección 1





32 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75 48 0.35 0.43 0.51 0.62 0.75 56 X 0.40 0.50 0.60 0.72 64 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75 80 0.36 0.43 0.52 0.58 0.75 96 0.35 0.43 0.51 0.62 0.75 112 X 0.40 0.50 0.60 0.72 128 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75 160 0.36 0.43 0.52 0.58 0.75 192 0.35 0.43 0.51 0.62 0.75 224 0.36 0.40 0.50 0.60 0.72 256 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75 320 X 0.43 X 0.58 0.75 384 0.35 X 0.51 X 0.75

La Tabla 26.4. muestra la mínima relación señal/ruido (S/N) necesaria y el número de programas que pueden ser acomodados en un flujo de datos multi-plexados del DAB en base de una tasa de datos de 196Kb/s por programa, en dependencia del nivel de protección. Si, por ejemplo, se utiliza PL3, se pue-den acomodar 6 programas de 196Kb/s cada uno en un flujo de datos multi-

26 - 25

plexado del DAB y la mínima relación de señal/ruido necesaria es de 11dB. La tasa gruesa de datos de la señal DAB (protección de error incluida) es 2.4Mb/s y la tasa neta de datos está entre (0.8) 1.2 y 1.7Mb/s dependiendo de la protección de error seleccionada.

Tabla 26.4. Capacidad del canal DAB y minima relación S/N

Nivel de Protección (FEC)

No. de programas a 196Kb/s

S/N [dB]

PL1 (más alto) 4 7.4 PL2 5 9.0 PL3 6 11.0 PL4 7 12.7 PL5 (más bajo) 8 16.5

Tabla 26.5. Parámetros DAB y calidad

Tipo de Programa

Formato Calidad Tasa de Muestreo [KHz]

Nivel de Protección

Tasa de bits [Kb/s]

música/voz mono broadcast 48 PL2 ó 3 112...160

música/voz 2-canales estéreo

broadcast 48 PL2 ó 3 128...224

música/voz multicanal broadcast 48 PL2 ó 3 384...640 voz mono aceptable 24 ó 48 PL3 64...112 noticias mono inteligible 24 ó 48 PL4 32 ó 64 datos ---- PL4 32 ó 64

La protección de error dispareja en DAB tiene el efecto que la recepción del DAB no se interrumpe precipitadamente cuando la señal cae por debajo de cierta relación S/N mínima. Al principio, se presentan disturbios audibles y la recepción cesa solamente cerca de 2dB después. La Tabla 26.5. muestra los niveles de la protección y las tasas de audio seleccionados con frecuencia en DAB [HOEG_LAUTERBACH].

26.5 El Modulador y el Transmisor DAB

Ahora consideremos el diagrama de bloque completo de un modulador DAB (Fig. 26.21.) y del transmisor. El ETI (interfaz de transporte de la tra-ma) está presente en el interfaz de entrada donde el modulador se sincroniza a la señal ETI. En el caso de una red iso-frecuencia, la compensación del retar-do se realiza en el modulador controlado vía el TIST (Time Stamp - marca de tiempo) en la señal ETI. Esto es seguido por la protección de error (FEC) que es diferente para cada contenido de la señal. La secuencia de datos protegidas


contra error es luego intercalada en frecuencia, es decir, distribuida. A cada portadora de COFDM se le asigna una parte del flujo de datos que es siempre 2 bits por portadora en DAB. En el mapeador diferenciado se forma la tabla con las partes real y la imaginaria, es decir, la posición actual del vector se determina para cada portadora. Después de esto se forma el cuadro del DAB con el símbolo nulo, el símbolo TFPR y los símbolos de datos; y las tablas completas con las partes real e imaginaria se proveen a la IFFT, transformada inversa rápida de Fourier. Después de esto, estamos de vuelta en el dominio del tiempo donde el intervalo de guarda es agregado al símbolo repitiendo el final del símbolo siguiente.

Fig. 26.21. Diagrama de bloques de un modulador y transmisor DAB

Después del filtrado FIR, la pre-corrección se realiza en el transmisor de potencia para compensar las características no-linealidades de amplitud y de fase del amplificador. El modulador IQ que sigue es generalmente el conver-tidor FI/RF al mismo tiempo. Hoy, se utiliza normalmente la modulación directa, es decir, la conversión directa de la banda base a RF. Esto es seguido por la amplificación de potencia en las etapas transistorizadas de salida. Las no-linealidades restantes y el necesario truncamiento de los picos de voltaje a 13dB dan como resultado los denominados hombros de la señal DAB. Éstos son los componentes fuera de banda que podrían interferir con los canales adyacentes.

26 - 27

Fig. 26.22. Asignación de canales DAB en los canales 11 y 12 como ejemplo

Por esta razón hay otro filtro pasabanda pasivo (filtro de máscara). Sin la pre-corrección una señal DAB tendría una atenuación del hombros de alrede-dor de 30dB. Si la pre-corrección se ha fijado correctamente la atenuación de hombros estará por los 40dB. Esto aún podría interferir con los canales adya-centes y no sería autorizada por las autoridades competentes. Después del filtro de máscara los hombros bajan otros 10dB.

La Fig. 26.22. muestra los bloques DAB usados frecuentemente. Un canal de VHF (7MHz de ancho) se divide en 4 bloques DAB. Los bloques se lla-man, por ejemplo, 12A, 12B, 12C ó 12D.

Las Tablas 26.6. , 26.7. y 26.8. enumera las tablas de canales usadas en DAB. Cada canal del DAB tiene un ancho de 7/4 MHz = 1.75MHz. Sin em-bargo, el ancho de banda de la señal COFDM es solamente 1.536 MHz y hay por consiguiente una banda de guarda para los canales adyacentes.

Tabla 26.6. Canales DAB en la banda III VHF

Canal Frecuencia central [MHz]

5A 174.928 5B 176.640 5C 178.352 5D 180.064 6A 181.936 6B 183.648 6C 185.360 6D 187.072 7A 188.928 7B 190.640 7C 192.352 7D 194.064 8A 195.936


Canal Frecuencia central [MHz]

8B 197.648 8C 199.360 8D 201.072 9A 202.928 9B 204.640 9C 206.352 9D 208.064 10A 209.936 10N 210.096 10B 211.648 10C 213.360 10D 215.072 11A 216.928 11N 217.088 11B 218.640 11C 220.352 11D 222.064 12A 223.936 12N 224.096 12B 225.648 12C 227.360 12D 229.072 13A 230.784 13B 232.496 13C 234.208 13D 235.776 13E 237.488 13F 239.200

Tabla 26.7. Canales DAB en la banda L

Canal Frecuencia central [MHz] LA 1452.960 LB 1454.672 LC 1456.384 LD 1458.096 LF 1461.520 LG 1463.232 LH 1464.944 LI 1466.656 LJ 1468.368 LK 1470.080 LL 1471.792 LM 1473.504 LN 1475.216 LO 1476.928 LP 1478.640 LQ 1480.352 LR 1482.064 LS 1483.776

26 - 29

Canal Frecuencia central [MHz] LT 1485.488 LU 1487.200 LV 1488.912 LW 1490.624

Tabla 26.8. Canales DAB en la banda L, Canadá

Canal Frecuencia central [MHz] 1 1452.816 2 1454.560 3 1456.304 4 1458.048 5 1459.792 6 1461.536 7 1463.280 8 1465.024 9 1466.768 10 1468.512 11 1470.256 12 1472.000 13 1473.744 14 1475.488 15 1477.232 16 1478.976 17 1480.720 18 1482.464 19 1484.464 20 1485.952 21 1487.696 22 1489.440 23 1491.184

26.6 Estructura de Datos DAB

En la sección siguiente serán explicadas las características esenciales de la estructura de datos del DAB. En DAB, un número de señales de audio codifi-cadas en MPEG-1 ó - 2 capa II (MUSICAM) combinadas para formar una trama se transmiten en un canal DAB de 1.75MHz de ancho. La tasa neta de datos máxima del canal DAB es cerca de 1.7Mb/s y la tasa gruesa de datos es 2.4Mb/s. La tasa de datos de un canal audio está entre 32 y 384Kb/s.


Fig. 26.23. Composición del flujo de datos ETI

Los detalles descritos en la sección siguiente pueden encontrarse en los estándares [ETS300401] (DAB), [ETS300799] (ETI) y [ETS300797] (STI)

Fig. 26.24. Estructura de datos DAB

Una señal de datos DAB (ETI) se compone del canal de información rápi-do (FIC) y del canal principal del servicio (MSC). En el canal de información rápido, el modulador y el receptor se informan sobre la composición de la secuencia de datos multiplexada por medio de la información de configura-ción del múltiplex (MCI – Multiplex Configuration Information). El canal principal del servicio contiene hasta 64 sub-canales con un índice de datos de

26 - 31

n•8 Kb/s cada uno. En los sub-canales se transmiten las señales de audio y los datos. El modulador y el receptor obtienen la información sobre la composi-ción del canal principal del servicio de información de configuración del múltiplex (MCI). La transmisión en los sub-canales se puede realizar en mo-do de Flujo y en modo de Paquete. En modo de Flujo, los datos se transmiten continuamente. En modo de Paquete, el sub-canal se subdivide además en paquetes secundarios con una longitud constante. El audio se transmite siem-pre en modo de Flujo. La estructura de datos aquí es predeterminada por la codificación de audio (patrón de 24/48 ms). Los datos se pueden transmitir en modo de Paquete (ej. MOT - Multimedia Object Transfer - Transferencia de objeto multimedia) o en modo de Flujo (ej. T-DMB). En modo de Paquete se pueden transmitir variadas secuencias de datos dentro de un sub-canal.

En modo de Flujo, un sub-canal se utiliza totalmente para una secuencia de datos continua; éste es el caso durante la transmisión de audio. Los datos también se pueden transmitir en modo de Flujo; éste es el caso del método T-DMB (Corea del Sur). En modo de Paquete, un sub-canal se subdivide además en paquetes de una longitud constante de 24, 48, 72 o 92 bytes.

Fig. 26.30. Sincronización de moduladores DAB vía el TIST en el cuadro ETI

26.7 Redes Iso-Frecuencia en DAB

En los párrafos siguientes serán discutidas las redes iso-frecuencia (SFN) en DAB y su sincronización.

COFDM se integra perfectamente a la operación iso-frecuencia. En la ope-ración de frecuencia única, todos los transmisores funcionan en la misma frecuencia por lo que la operación iso-frecuencia resulta muy económica con respecto al uso del espectro. Todos los transmisores transmiten una señal absolutamente idéntica y por esta razón deben funcionar totalmente síncro-


nos. Las señales de transmisores adyacentes lucen como si fueran simples ecos en el receptor DAB.

La condición que puede ser resuelta más fácilmente es la sincronización de frecuencia ya que la exactitud y la estabilidad de frecuencia tuvieron que cumplir con altos requisitos en la radio terrestre análoga. En DAB, la RF del transmisor se engancha a la mejor referencia posible. Dado que la señal de los satélites GPS (sistema de posicionamiento global) están disponibles en todo el mundo, se utilizan como referencia para sincronizar la frecuencia de trans-misión en una red DAB de frecuencia única.

Los satélites del GPS irradian una señal 1pps a la cual se engancha, en los receptores profesionales de GPS, un oscilador de 10MHz que se utiliza como señal de referencia para los transmisores DAB.

Sin embargo, hay también un requisito estricto con respecto al espacia-miento máximo de los transmisores. El espaciamiento máximo posible de los transmisores es un resultado de la longitud del intervalo de guarda, de la ve-locidad de la luz y del tiempo asociado de la propagación. La interferencia inter-símbolo puede ser evitada solamente si en la recepción multidireccional ninguna trayectoria tiene un tiempo de propagación mayor que la longitud del intervalo de guarda. La pregunta sobre qué sucedería si se recibe una señal del transmisor más lejano que viola el intervalo de guarda puede ser contesta-da fácilmente. Se produce interferencia de inter-símbolo que llega a ser senti-da como ruido que perturba al receptor. Las señales de los transmisores más alejados deberán simplemente ser atenuadas lo suficiente. El umbral para la operación virtualmente sin error es fijado por las mismas condiciones que en el caso de ruido puro. Por lo tanto, es de particular importancia que una red iso-frecuencia tenga los niveles correctos. No es la máxima potencia de transmisión la que se requiere en cada sitio, sino la correcta. El planeamiento de la red requiere de la información topográfica.

Con la velocidad de la luz de C=299‟792,458m/s, se obtiene un retardo de la señal de 3.336μs por kilómetro de distancia al transmisor.

Las distancias máximas posibles entre transmisores adyacentes en una red iso-frecuencia DAB se muestran en la tabla 26.9.

Tabla 26.9. Parámetros de una red iso-frecuencia (SFN) en DAB

Modo I Modo IV Modo II Modo III Duración del símbolo 1 ms 500μs 250μs 125μs Intervalo de Guarda 246µs 123μs 62μs 31μs Símbolo+guarda 1246μs 623μs 312μs 156μs Distancia máxima entre transmisores

73.7Km 36.8Km 18.4Km 9.2Km

26 - 33

En una red iso-frecuencia, todos los transmisores individuales deben fun-cionar sincronizados el uno con el otro. Las contribuciones son proveídas por el centro de playout en el cual está instalado el multiplexor DAB, ej.: vía satélite, enlace de fibra óptica o de microonda. Es obvio que debido a las diversas longitudes de la trayectoria, las señales ETI sufrirán diferentes re-trasos.

Sin embargo, en cada modulador DAB en una red iso-frecuencia se deben procesar los mismos paquetes de datos para formar los símbolos COFDM. Cada modulador debe realizar todos los pasos de funcionamiento en sincro-nismo completo con el resto de los moduladores en la red. Los mismos pa-quetes, los mismos bits y los mismos bytes se deben procesar al mismo tiem-po. En cada sitio de transmisión DAB, los símbolos absolutamente idénticos de COFDM se deben irradiar al mismo tiempo.

La modulación DAB está organizada en cuadros.

Para realizar la compensación de retraso en una red SFN de DAB, las marcas de tiempo (TIST – Time Stamps) derivadas de la señal GPS se agre-gan a la señal ETI en el multiplexor. Al final de un cuadro ETI se transmite la TIST que es derivada por el multiplexor de la trama DAB de la recepción GPS y añadido en la señal ETI. Especifica de nuevo el tiempo de la última señal 1pps recibida por el GPS, Fig. 26.30. La información del tiempo en la TIST se compara luego en el modulador con la señal del GPS también recibi-da en el sitio del transmisor y es utilizada para realizar un retardo controlado de la señal ETI.

26.8 Radiodifusión de Datos en DAB

En la sección siguiente será discutida brevemente la posibilidad de trans-misión de datos en DAB. En la radiodifusión de datos en DAB (Fig. 26.31.), se hace una distinción entre el estándar MOT (Multimedia Object Transfer - transferencia de objetos multimedia) según lo definido en el estándar [ETS301234], y la transmisión IP vía DAB. En ambos casos, un sub-canal del DAB opera en modo de paquete, es decir, los paquetes de datos que se trans-mitirán se dividen en paquetes cortos de longitud constante. Cada uno de estos paquetes tiene una identificación de paquete en la sección del encabeza-do por medio de la cual el contenido transmitido puede ser identificado.

En la transferencia de objetos multimedia (MOT) según la [ETS301234], se hace una distinción entre la transmisión de archivos, una presentación de diapositivas y la operación de difusión de una “Página Web”. En la transmi-sión de archivos, solamente los archivos se descargan cíclicamente. Una pre-sentación de diapositivas se puede configurar de acuerdo a su velocidad de exhibición. Es posible transmitir archivos JPEG o GIF.


En la difusión de la “Página Web”, se transmite cíclicamente un directorio de las páginas HTML y puede definirse una página de inicio. La resolución corresponde a 1/4 de VGA.

La Fig. 26.32. muestra la estructura de datos MOT. Los archivos que se transmitirán, la presentación de diapositivas o los datos HTML se transmiten en el segmento de carga útil de un paquete MOT. El paquete MOT más el encabezado se insertan en el segmento de carga útil de un grupo de datos del MSC, el encabezado del MOT viene primero seguido por una suma de verifi-cación CRC. El paquete entero de MOT se divide en paquetes cortos de lon-gitud constante del modo de Paquete. Estos paquetes se transmiten luego en sub-canales.

Fig. 26.31. Radiodifusión de datos sobre DAB

Fig. 26.32. Estructura de datos MOT

26 - 35

La categoría Radiodifusión de Datos DAB debe también incluir a T-DMB (Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting - radiodifusión terrestre de multimedias digital). En este método de Corea del Sur, el DAB opera en el modo de flujo de datos.

Bibliografía: [FISCHER7], [HOEG_LAUTERBACH], [ETS300401], [ETS300799], [ETS300797], [TR101496], [ETS301234]

27 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU

Aparte de DVB-H, hay también otros servicios de datos en DVB. Éstos son la Plataforma Básica de Multimedia, o MHP (Multimedia Home Plat-

form), y la Actualización de Software del Sistema, o SSU (System Software

Update) para los receptores DVB. Paralelamente a éstos, hay también MHEG (Multimedia and Hypermedia Information Coding Experts Group - Grupo de Expertos en Codificación de la Información de Hípermedia y Multimedia) funcionando sobre DVB-T en el Reino Unido. Todos estos servicios de datos tienen en común que son transmitidos vía los denominados carruseles objeto en secciones de DSM-CC. Las aplicaciones se transmiten al receptor vía MHP y MHEG y pueden ser almacenadas y ejecutadas por un receptor equi-pado especialmente para este propósito. En el caso de MHP, éstos son archi-vos HTML y aplicaciones de Java transmitidos al terminal en estructuras completas del directorio. MHEG permite que se transmitan e inicien archivos TML y XML.

Flujo de transporte MPEG-2

Paquetes PESE Secciones

~64kBytes max.

4kBytes max.

tabla_IDPTS

data streamingsíncrono o asíncrono

tablasPSI/SI

datos

seccionesDSM-CC

datos

Copia directa de los datos en la carga útil de un paquete del flujo

de transporte MPEG-2

=data piping

Carrusel objetoIP sobre MPEG(MPE)

Fig. 27.1. Transmisión de datos vía un data piping de un flujo de transporte MPEG-2, data streaming y secciones DSM-CC

27.1 Radiodifusión de Datos en DVB

En MPEG-2/DVB, la transmisión de datos puede ocurrir como (Fig. 27.1.):

27 - 2 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU

data piping

data streaming síncrono o asíncrono vía carrusel objeto en secciones DSM-CC como transmisión de datagramas en secciones DSM-CC como transmisión IP en secciones DSM-CC

En data piping, los datos que se transmitirán se copian directamente en la

parte de la carga útil de los paquetes del flujo de transporte MPEG-2 asíncro-namente al resto del contenido y sin ningún otro protocolo intermedio defini-do. En data streaming, en cambio, se utilizan las estructuras conocidas del paquete PES (Packetized Elementary Stream) que permiten que el contenido sea sincronizado el uno con el otro a través de las marcas de tiempo de la presentación (PTS). Otro mecanismo para la transmisión de datos asincróni-cos, definido en MPEG-2, son las secciones DSM-CC (Digital Storage Media

Command and Control – Control y comandos para el almacenamiento digital de media) (Fig. 27.2.).

table_id (=0x3A …0x3E) 8 Bit section_syntax_indicator 1 private_indicator=1 1 reserved =11 2 section_length 12

table_id_extension 16 reserved 2 version_number 5 current_next_indicator 1 section_number 8 last_section_number 8 switch(table_id)

{ case 0x3A: LLCSNAP(); break;

case 0x3B: userNetworkMessage(); break; case 0x3C: downloadDataMessage(); break; case 0x3D: DSMCC_descriptor_list(); break; case 0x3E: for (i=0; i<dsmcc_section_length-9;i++) private_data_byte; 8 Bit }

CRC 32 Bit Fig. 27.2. Estructura de una sección DSM-CC

27 - 3 27.2 Carruseles Objeto

Las secciones DSM-CC se han discutido ya detalladamente en la sección sobre DVB-H. Las secciones DSM-CC son estructuras como tablas y se con-sideran como secciones privadas según los Sistemas MPEG-2. La estructura básica de una sección DSM-CC (Fig. 27.2.) corresponde a la estructura de una denominada sección larga con una suma de verificación en el extremo. Una sección DSM-CC tiene una longitud de hasta 4 kilobytes y comienza con una tabla_ID en la gama de 0x3A a 0x3E. Esta es seguida por el encabezado de sección con administración de la versión, discutida ya detalladamente en otros capítulos. Los servicios de datos tales como carruseles objeto o data-gramas generales o paquetes IP como en DVB-H (MPE, encapsulación mul-tiprotocolo) se transmiten en el tronco real de la sección. La tabla_ID de-muestra el tipo de servicios de los datos implicados.

Tabla_ID‟s:

0x3A y 0x3C corresponde a la radiodifusión de carruseles obje-to/datos

0x3D corresponde a señalización de los eventos de flujo 0x3E corresponde a la transmisión de datagramas o paquetes IP

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDBDDB

DII

DII

DSI

Secuencia de transmisión

Punto de entrada lógica

DSI = Download Server InitializingDII = Download Info IdentificationDDB = Data Download Block

Fig. 27.3. Principio de un carrusel objeto

Los Carruseles Objeto (Fig. 27.3.) permiten que se transmitan estructuras completas de archivo y de directorio de un servidor al terminal vía el flujo de


transporte MPEG-2. Una restricción impuesta por los carruseles de datos es que permiten solamente una estructura relativamente plana del directorio y una estructura lógica plana. Los carruseles objeto y de datos se describen en el estándar [ISO/IEC 13818-6] (una parte de MPEG-2) y en el documento de radiodifusión de datos DVB [EN301192].

En primer lugar, los carruseles de datos/objeto tienen una estructura lógica que no debe nada al contenido realmente transmitido (árbol del directorio más archivos). El punto de entrada en el carrusel es vía el mensaje DSI (Download

Server Initializing – inicialización del servidor de descarga), o vía un mensaje DII (Download Information Identification - identificación de la información de descarga) en el caso del carrusel de datos. Se retransmite cíclicamente con un tabla_ID=0x3B en una sección DSM-CC. Cíclicamente porque es radiodi-fusión y debe ser posible alcanzar una gran cantidad de terminales repetida-mente y los terminales no pueden solicitar mensajes al servidor. El paquete DSI luego utiliza las IDs para referirse a uno o más mensajes DII (Fig. 27.4.) las cuales también se retransmiten cíclicamente en secciones DSM-CC con un tabla_ID = 0x3B. Los mensajes DII, a su vez, se refieren a los módulos en los cuales los datos reales son luego repetitivamente transmitidos cíclicamente vía muchos bloques de transferencia directa de datos (DDB - Data Download

Blocks) con un tabla_ID=0x3C en secciones DSM-CC.

data_broadcast_desc

PSI/SI

transaction_ID

gi giDSI

transaction_ID

mi miDII

transaction_ID

mi miDII

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

DDB

Súper grupo

Grupo

Bloque

Módulo

DSI: Download Service Initializinggi: bytes de Información de GrupoDII: Download Info Identificationmi: bytes de Información de MóduloDDB: Data Download Blocks

Fig. 27.4. Estructura lógica de un carrusel objeto

27 - 5

La transmisión de un árbol del directorio puede tomar hasta varios minu-tos dependiendo del volumen de datos y de la tasa de datos disponible.

La presencia de un carrusel objeto/de datos se debe anunciar vía las tablas PSI/SI. Tal servicio de datos se asigna a un servicio del programa y se incor-pora a la tabla de mapeo de programa (PMT) respectiva donde han de ser encontrados los PIDs de los carruseles objeto/de datos. En el caso de un ca-rrusel de datos, la entrada ocurre directamente por la DII.

Ítems adicionales tales como una descripción más detallada del contenido en los carruseles son difundidos separadamente en nuevas tablas SI, como la AIT (Application Information Table - tabla de información de la aplicación) y la UNT (Update Notification Table - tabla de notificación de actualización). La AIT pertenece a la Plataforma Básica de Multimedia (MHP) y la UNT pertenece a la actualización de software del sistema (SSU – System Software

Update) y ambos - AIT y UNT - se deben también anunciar vía el PSI/SI. La AIT se incorpora a la PMT del programa asociado y el UNT se incorpora a la NIT.

Carruselobjeto

Carruselobjeto

Carruselobjeto

AIT

PMT

Tabla_ID=0x74

Código binario Java



PID

DSM-CC

DSM-CC

DSM-CC

Archivo de arranque

Archivo de arranque

Archivo de arranque

PMT = Program Map TableAIT = Application Identification Table

PID

PID

PID

Fig. 27.5. Estructura MHP

27.3 Plataforma Básica de Multimedia - MHP

La Plataforma Básica de Multimedia (MHP) ha sido provista en DVB co-mo servicio suplementario para los terminales habilitados con MHP. El


estándar, con cerca de 1000 páginas, es el [ETS101812] y fue lanzado en el año 2000. Hay dos versiones que son MHP 1.1. y MHP 1.2. MHP se utiliza para transmitir archivos HTML (HyperText Multimedia Language - lenguaje multimedia de hípertexto), muy comunes en Internet, y aplicaciones Java. Iniciar aplicaciones HTML y Java requiere de software especial (o middlewa-re) en el receptor. Los receptores MHP son más costosos y no están disponi-bles en grandes cantidades en el mercado. Las aplicaciones MHP son difun-didas en muchos países pero actualmente sólo tienen acogida en Italia.

Fig. 27.6. Estructura de archivos MHP de un carrusel objeto analizado en un analiza-dor MEPG [DVM]

Los contenidos difundidos por MHP son:

Juegos Guías electrónicas de programación Noticias Servicios de programas interactivos asociados Teletexto “moderno”

El punto de entrada a la estructura del directorio de MHP (Fig. 27.5. ,

27.6. , 27.7.), el archivo de arranque y el nombre y tipo de la aplicación MHP se señalizan vía la AIT (Application Information Table - tabla de información

27 - 7 de la aplicación, Fig. 27.5.). La AIT se incorpora a una PMT como PID con el valor de 0x74 como tabla_ID.

27.4 Actualización de Software del Sistema - SSU

Puesto que el software de los receptores DVB está también sujeto a conti-nuas actualizaciones, tiene sentido proporcionárselos al cliente de una manera relativamente simple. Esto se puede hacer “por el aire” en el caso de DVB-S y DVB-T y, por supuesto, vía cable en el caso de DVB-C. Si el software se transmite en los carruseles objeto encajados en el flujo de transporte MPEG-2 según DVB se llama SSU (System Software Update - actualización de softwa-re del sistema) y se define en el estándar [TS102006]. Sin embargo, hoy por hoy se utilizan principalmente actualizaciones propietarias de software.

En SSU, las actualizaciones de software disponibles se anuncian vía otra tabla, la Tabla de Notificación de Actualizaciones (UNT). La PID de la UNT se incorpora a la NIT con una tabla_ID del UNT de 0x4B.

Fig. 27.7. Entrada de un carrusel objeto MHP en una Tabla de Mapeo de Programa (PMT) analizada en un analizador MPEG [DVM]

Bibliografía: [ISO/IEC13818/6], [EN301192], [ETS101812], [TS102006]

28 DMB-T y T-DMB

En este capítulo, serán discutidos dos estándares que al parecer son simila-res, pero en realidad sólo lo son por sus nombres, ya que los métodos, los objetivos y los detalles son totalmente diferentes - denominados DMB-T y T-DMB.

28.1 DMB-T o DTMB

DMB-T (Digital Multimedia Broadcasting – Terrestrial / Radiodifusión de Multimedia Digital - Terrestre) es un estándar chino desarrollado por la universidad de Tsinghua en Pekín que, como DVB-T, está dirigido a la radio-difusión económica de televisión terrestre por medios digitales y con servi-cios suplementarios modernos. DMB-T fue publicado en 2006 - por lo menos en extractos - como “GB20600-2006 - Framing Structure, Channel Coding

and Modulation for Digital Terrestrial Television Broadcasting System” – “Estructura, Codificación de Canal y Modulación para el Sistema de Radiodi-fusión Terrestre de Televisión Digital”.

Sec

uenc

ia P

N

Sec

uenc

ia P

N


Intervalo de guarda

Fig. 28.1. DMB-T: intervalo de guarda rellenado con la secuencia PN

El método de la modulación usado es TD-COFDM (Time Domain Coded

Orthogonal Frequency Division Multiplex - Múltiplex por División de Fre-

28 - 2 DMB-T y T-DMB

cuencias Ortogonales Codificado en el Dominio del Tiempo). El intervalo de guarda aquí no se rellena con el final del símbolo (CP = prefijo cíclico) si-guiente sino con una secuencia PN (Fig. 28.1.). Este símbolo-preámbulo se denomina encabezado de cuadro y tiene una longitud de 56.6μs, 78.7μs ó 125μs en un ancho de banda del canal de 8MHz. En el modo 4K, DMB-T funciona con 3,780 portadoras ocupadas (Fig. 28.3.) espaciadas 3KHz en un canal de 8MHz. El período del símbolo es, por lo tanto, 500μs. 3,744 de estas 3,780 portadoras son portadoras moduladas con datos y 36 son portadoras de señalización, es decir, portadoras TPS. DMB-T soporta anchos de banda de canal de 8, 7 y 6MHz (Fig. 28.3). El espectro útil tiene una anchura de 7.56MHz en el canal de 8MHz. La tasa neta de datos está en la gama de entre 4.813Mb/s y de 32.486Mb/s. El espectro es filtrado con un factor de caída o roll-off de r=0.05 (Fig. 28.4.). El método de transmisión está diseñado para SDTV y HDTV e intentado para funcionar en los modos de operación fijo y móvil. Es posible implementar redes MFN y SFN.

Scr

ambl

er

Cod

ifica

dor

BC

H

Cod

ifica

dor

LDP

C

Inte

rpol

ador

de

tiem

po

Salida de datos

TS

Fig. 28.2. DMB-T: Pre-corrección de error (FEC)


∆f

6, 7, 8 MHz

Modo 4K:3780 portadoras∆f=2KHz

Fig. 28.3. El canal DMB-T

28 - 3

Los métodos de modulación que pueden seleccionarse en las 3,744 porta-

doras son:

64QAM 32QAM 16QAM 4QAM 4QAM-NR (Nordstrom Robinson)

La pre-corrección de error (FEC) consiste de (Fig. 28.2.):

Scrambler

Codificador BCH Codificador LDPC Intercalado de tiempo (Time interleaver)

La estructura de una señal DMB-T consiste de:

Cuadro de Señal (Encabezado de Cuadro + Cuerpo de Cuadro = Guarda + Símbolo)

Súper Cuadro = N1 • Cuadro de Señal Cuadro de Minuto = N2 • Súper Cuadro Cuadro de Día Calendario = N3 • Cuadro de Minuto

Como en otros métodos de transmisión, la señal de entrada para un trans-

misor DMB-T es el flujo de transporte MPEG-2.

Fig. 28.4. Espectro DMB-T

Actualmente, para evitar la confusión con la norma coreana DMB hizo que finalmente optaran en China por el nombre DTMB.


28.2 T-DMB

La idea para T-DMB (Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting - Ra-diodifusión Terrestre de Multimedia Digital) viene de Alemania, fue desarro-llada en Corea del Sur, y sus parámetros físicos son idénticos al estándar eu-ropeo DAB (Digital Audio Broadcasting - Radiodifusión de Audio Digital). T-DMB está intentado para la recepción móvil de servicios de radiodifusión similares a DVB-H. T-DMB corresponde enteramente a DAB que en sí mis-mo soporta el mismo modo de flujo de datos usado en T-DMB (Fig. 28.1.). Sin embargo, la “pre-corrección de error dispareja” posible en DAB no la es más en este caso porque todo el sub-canal usado para el canal T-DMB debe ser igualmente protegido.

MPEG-4 parte 1Flujo descriptor

de objeto

PSIMPEG-2

(PAT, PMT)

Generador de sección

PESMPEG-2

PESMPEG-2

SLMPEG-4

MPEG-4Parte 10H.264AVC

SLMPEG-4

MPEG-4Parte 10H.264AVC

RS (204, 188)

Intercalador convolucional

MPEG-2 ISO/IEC 13818-1

Similar al codificador exterior de DVB

Al flujo de datosmodo DAB

MPEG-4 ISO/IEC 14496parte 1, 3, 10

Video

Audio

Mul

tiple

xor

MP

EG

-2

Fig. 28.5. Diagrama de bloques del modulador T-DMB

En T-DMB, los contenidos de vídeo y audio están codificados con MPEG-4-AVC y AAC. La codificación de video utiliza el nuevo método H.264. El vídeo y el audio luego se empaquetan en paquetes PES y después se montan para formar un flujo de transporte MPEG-2 (Fig. 28.5.) el que también con-tiene las conocidas tablas PSI/SI. El flujo de transporte pasa por una protec-ción de errores semejante a la de DVB-C, es decir, con protección de error Reed-Solomon RS (204, 188) más la interpolación Forney, después de la cual la secuencia de datos es direccionada sobre el modo de flujo de datos del DAB (Fig. 28.6.).

28 - 5

Hasta 64 sub-canales

ModoFlujo

ModoPaquete

ModoFlujo

audio Datos

T-DMB

FEC disparejoMPEG-1/2Capa II

FECparejo

Fig. 28.6. Estructura de datos en DAB

Bibliografía: [ETS300401], [T-DMB], [GB20600]

29 IPTV - Televisión por Internet

Gracias a las nuevas tecnologías, las rutas de transmisión tradicional (Fig. 29.1.) para la televisión terrestre, el cable de banda ancha y la transmisión vía satélite han sido irrumpidas por una ruta adicional de propagación, la línea de dos hilos, conocida convencionalmente como cable telefónico. La VDSL (Very-high-bit-rate Digital Subscriber Line - línea digital de suscriptor de muy alta tasa de bits, [ITU-T G.993]) ahora provee en estas líneas una de tasas de datos tal que permiten televisión IPTV (Internet Protocol Television - protocolo de televisión por Internet). IPTV ahora es proporcionado por la alemana TCOM/Deutsche Telekom y Telekom Austria bajo el nuevo lema “Triple Play”. “Triple Play” es teléfono, Internet y televisión en una sola conexión. El término también ha sido aplicado, ya hace algún tiempo, al cable de banda ancha donde están disponibles los 3 medios.

Mat

riz Cb

Cr

Y R

G

B

ITU601

LR

Estudios

SDI Cod

ifica

dor

MP

EG

-2

MUX

TSMPEG-2

TTX.VPS

RFTS

MPEG-2

Red de distribución(microonda,

cable coaxial)

Modulador y transmisor

Receptor

Ruta de transmisión(terrestre, satélite, cable, VDSL/IPTV)

Fig. 29.1. Rutas de distribución para televisión digital

Los contenidos aquí son codificados en MPEG-4 para comprimir óptima-mente el material de la entrada a las tasas de datos más bajas posibles, usando MPEG-4 AVC (o posiblemente VC-1 (Windows Media 9)) y AAC. Existen

actualmente cuatro posibilidades para transmitir DTV sobre IP (Fig. 29.2.). La primera posibilidad es propietaria, donde el vídeo MPEG-4 o posiblemen-te Windows Media 9 (VC-1) simplemente se acomodan, junto con el audio MPEG-4 (AAC), en paquetes UDP (es decir, sin intercambio de señaliza-ción). Los paquetes UDP, a la vez, se colocan en paquetes IP y después se transmiten vía Ethernet, WLAN, WiMAX o xDSL. Otra alternativa, tampoco estandarizada por el momento, es insertar los flujos de video y audio en un flujo de transporte MPEG-2 según lo especificado en las normas MPEG-2 y MPEG-4 y después acarrear este flujo de transporte en los paquetes UDP e IP, también vía xDSL, por ejemplo. En el método especificado como parte de DVB-IP en el estándar ETS 102034, el RTTP (Real Time Transport Protocol - protocolo de transporte en tiempo real) es insertado adicionalmente entre el flujo de transporte y la capa UDP. En ISMA (Internet Streaming Media

Alliance - alianza para streaming de media por Internet) falta la capa del flujo de transporte pero aquí también se utiliza el RTTP. Todos los métodos tienen en común que, en cada caso, sólo un programa se transmite a pedido. En el flujo de transporte MPEG-2, se insertan las tablas PAT y PMT para propósi-tos de señalización.

Ethernet / xDSL / ...

IP

UDPProtocolo de Datagrama de Usuario

RTTPProtocolo de Transporte en tiempo real

TS MPEG-2

Video (MPEG-4 AVC, VC1Audio (MPEG-4 AAC)

propietario propietarioDVBIPETS102034

StreamingISMA

Servicios de TV sobre redes IP basadas en xDSL

Fig. 29.2. Protocolos IPTV

Queda por verse que tan atinada será esta nueva promesa comparada con las otras tres rutas previas para la difusión de la TV.

Bibliografía: [ITU-T G.993], [ETS102034]

30 DRM – Digital Radio Mondiale

En 2000, fue creado otro estándar para radiodifusión digital llamado DRM - Digital Radio Mondiale [ETS 101980]. DRM está intentado para la banda de frecuencia de 30KHz a 30MHz, en la cual se transmite normalmente el servicio de AM. Las bandas de radiodifusión fueron divididas básicamente, de acuerdo con sus características de propagación, como sigue:

LW (Onda Larga) ~30KHz ... 300KHz MW (Onda Media) ~300KHz ... 3MHz SW (Onda Corta) ~3MHz ... 30MHz VHF: ~30MHz ... 300MHz UHF: ~300MHz ... 3GHz

VHF se divide en tres bandas:

VHF I: 47 ... 85MHz VHF II: 87.5 ... 108MHz VHF III: 174 … 230MHz

UHF tiene dos bandas de frecuencia, que son:

UHF IV: 470 ... 606MHz UHF V: 606 ... 826MHz

En la banda de frecuencia debajo de 30MHz es a veces posible la recep-

ción de muy largo alcance que, sin embargo, es muy dependiente de las va-riaciones diurnas (día/noche) y de la actividad solar. Los anchos de banda del canal especificado aquí son 9KHz (ITU-Región 1 (Europa, África) y región 3 (Asia/Pacífico)) y 10KHz (ITU-Región 2 (Norte y Suramérica)).

DRM es la tentativa de substituir cada vez más las bandas de frecuencia en desuso, en las cuales, hasta ahora, se ha utilizado la modulación de amplitud, por métodos digitales modernos de transmisión. El método de modulación aplicado es COFDM, usando MPEG-4 AAC para comprimir las señales de audio. Las tasas de datos netas están generalmente entre 10 y 20Kb/s.

Los anchos de banda del canal especificados para DRM se derivan de las anchuras de banda usadas normalmente en las bandas de frecuencia facilita-das. Los anchos de banda de DRM están entre 4.5KHz y 20KHz (Fig. 30.2.) y se definen vía el parámetro de “ocupación del espectro “. La Tabla 30.1

30 - 2 DRM – Digital Radio Mondiale

muestra los anchos de banda posibles. Como en otros estándares que también definen COFDM como el método de modulación, definiremos los modos aquí. Los modos de DRM están designados como Modos de Robustez A, B, C y D. El modo determina el espaciamiento de las portadoras y la duración del símbolo. Los parámetros físicos de los modos DRM se pueden ver en la tabla 30.2. El número de portadoras en un símbolo de COFDM depende del modo y del ancho de banda del DRM. El número de las portadoras que se pueden acomodar en un símbolo se enumeran en la tabla 30.3.

Codificador de fuente

Pre-codificador

Pre-codificador

Pre-codificador

MUX Dispersor de energía

Codificador de canal

Intercalador de celda

Dispersor de energía


Dispersor de energía


Generador de piloto

Map

eado

r de

cel

da -

CO

FD

M

Mod

ulad

or

CO

FD

M

Canal de descripción del servicio (SDC)

Canal de acceso rápido (FAC)

Canal principal de servicio (MSC)

Info. SDC

Info. FAC

datos

audio

Protección normal

Protección normal

[Protección alta]

[Protección alta]

Protección normal/

[alta]

MSC: 16QAM / 64QAMFAC: QPSKSDC: QPSK / 16QAM

Fig. 30.1. Diagrama de bloques de un modulador DRM

Tabla 30.1. Anchos de banda DRM

Ocupación del espectro

0 1 2 3 4 5

Ancho de banda del canal (KHz)

4.5 5 9 10 18 20

30 - 3

Fig. 30.2. Espectros DRM para anchos de banda de 4.5, 5, 9, 10, 18 y 20KHz con la misma frecuencia de canal en cada caso; nótese que la frecuencia de canal no corres-ponde siempre al centro de la banda del espectro DRM; compare también la tabla 30.3. (Kmin/Kmax).

Tabla 30.2. Modos DRM y sus parámetros físicos

DRM Modo de robustez

Duración del Símbolo [ms]

Espaciado de Portadoras [Hz]

tguard [ms] tguard/tsymbol No. de símbolos por cuadro

A 24 41 2/3 2.66 1/9 15 B 21.33 46 7/8 5.33 1/4 15 C 14.66 68 2/11 5.33 4/11 20 D 9.33 107 1/7 7.33 11/14 24


Tabla 30.3. Número de portadoras por símbolo COFDM (Kmin = N° menor de porta-dora, Kmax = N° mayor de portadora, Kunused = número de portadora no usada, SO = Ocupación del Espectro)

Modo de Robustez

Portadora SO 0 4.5KHz

SO 1 5 KHz

SO 2 9KHz

SO 3 10KHz

SO 4 18KHz

SO 5 20KHz

A Kmin 2 2 -102 -114 -98 -110 A Kmax 102 114 102 114 314 350 A Kunused -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1 B Kmin 1 1 -91 -103 -87 -99 B Kmax 91 103 91 103 279 311 B Kunused 0 0 0 0 0 0 C Kmin - - - -69 - -67 C Kmax - - - 69 - 213 C Kunused - - - 0 - 0 D Kmin - - - -44 - -43 D Kmax - - - 44 - 135 D Kunused - - - 0 - 0

La Fig. 30.1. muestra el diagrama de bloques de un modulador DRM. Has-ta 4 servicios (audio o datos) se pueden combinar para formar un múltiplex de DRM y ser transmitidos en el denominado MSC (Main Service Channel - canal de servicio principal). Una señal DRM contiene los sub-canales si-guientes:

MSC = Main Service Channel (modulación 16QAM/64QAM) FAC = Fast Access Channel (QPSK) SDC = Service Description Channel (QPSK/16QAM) El FAC (Canal de acceso rápido) es utilizado para la señalización de la in-

formación siguiente al receptor:

Modo de Robustez Ocupación del Espectro Profundidad del Intercalado Modo MSC (16QAM/64QAM) Modo SDC (QPSK/16QAM) Número de servicios El SDC (Canal de descripción del servicio) es usado para transmitir in-

formación como: Nivel de protección del MSC

30 - 5

Descripción del flujo Etiqueta del servicio Información de Acceso Condicional Información de la codificación del audio Hora y fecha

30.1 Codificación de la Fuente de Audio

DRM transmite señales de audio codificadas en MPEG-4 que pueden estar comprimidas con los siguientes algoritmos:

MPEG-4 AAC (Advanced Audio Coding), Codificación de voz MPEG-4 CELP (Code Excited Linear Predic-

tion), Codificación de voz MPEG-4 HVXC (Harmonic Vector Excitation

Coding)

30.2 Pre-corrección de Error - FEC

La pre-corrección de errores (FEC) en DRM está compuesta de lo siguien-te:

Un bloque de dispersión de energía Un codificador convolucional Un bloque de picado En DRM, es posible elegir entre:

FEC parejo FEC disparejo Por este medio, partes del cuadro de audio pueden estar protegidas contra

errores en diversos grados. El grado de protección de error se determina vía el nivel de protección y se puede elegir como:

PL = 0 (máxima protección de error) PL = 1 PL = 2 PL = 3 (mínima protección de error)

El PL da lugar a una tasa particular de código.


30.3 Método de Modulación

El Canal del Acceso Rápido (FAC) se modula permanentemente en QPSK (Fig. 30.3.) puesto que es virtualmente el primer “punto de entrada” para el receptor DRM y debe, por lo tanto, ser modulado firme y muy robustamente.

Fig. 30.3. Métodos de modulación en DRM

En el caso del Canal de Descripción del Servicio (SDC) es posible elegir entre QPSK y 16QAM como método de modulación, otra vez señalizados al receptor vía el FAC. Los tipos de modulación posibles en el MSC son 16QAM ó 64QAM (Fig. 30.3.), también señalizados al receptor vía el FAC. Aparte de las portadoras de datos moduladas que transmiten la información del MSC, del FAC y del SDC, existen también pilotos que no son responsa-bles de ningún transporte de información. Tienen tareas especiales y son ma-peados sobre esquemas fijos de la constelación conocidos por el modulador y el receptor. Estos pilotos se utilizan para:

Sincronización de cuadro, frecuencia y tiempo Estimación y corrección de canal Señalización del modo de robustez

30 - 7

En DRM es posible elegir, aparte de la “modulación simple” (SM), tam-bién la “modulación jerárquica” (HM), similar a DVB-T. Se pueden utilizar distintos niveles de protección de error en las dos rutas de la modulación jerárquica.

Cuadro de transmisión

Súper-cuadrode transmisión

Bloque SDC

Símbolos que contienen celdas MSC y FAC

Símbolos que sólo contienen celdas MSC

Fig. 30.4. Estructura de cuadro en DRM

30.4 Estructura del Cuadro

Tal como en otros estándares de transmisión como DVB-T o DAB; el DRM tiene también una estructura de cuadro (Fig. 30.4.) para arreglar los símbolos COFDM que se organizan como sigue:

un cierto número Ns de símbolos resulta en un cuadro de transmisión COFDM

3 cuadros de transmisión producen un súper-cuadro de transmisión

Un cuadro COFDM, a su vez, está compuesto de:

Celdas piloto Celdas de control (FAC, SDC) Celdas de datos (MSC) En este contexto, se entienden las celdas como portadoras destinadas a va-

rios usos. Las celdas del control se utilizan para transmitir el FAC y el SDC. Las células de datos se utilizan para transportar el MSC.


Las celdas piloto son simplemente los pilotos ya mencionados. La Tabla 30.4. muestra cuántos símbolos componen un cuadro de transmisión CODFM.

Tabla 30.4. Número de símbolos Ns por cuadro

Modo de Robustez Número de símbolos Ns por cuadro de transmisión

A 15 B 15 C 20 D 24

Al principio de un súper cuadro de transmisión, se transmite el denomina-do bloque SDC en los símbolos N° 0 y 1 en los modos A y B y en los símbo-los N° 0, 1 y 2 en los modos C y D. Después de eso, solamente se transportan las celdas del MSC y del FAC hasta el principio del súper-cuadro siguiente (Fig. 30.4.).

Las portadoras o celdas piloto se distribuyen sobre toda la gama de porta-doras del COFDM. Dependiendo del modo, están espaciadas por 20, 6, 4 ó 3 portadoras a partir una de otra y saltan adelante, de símbolo a símbolo, cada 4, 2 ó 1 portadoras.

Tabla 30.5. Portadoras Piloto

Modo Espaciado de las portadoras piloto en el símbolo

Salto de portadoras de símbolo a símbolo

A 20 4 B 6 2 C 4 2 D 3 1

30.5 Interferencia en el Enlace de Transmisión

DRM opera en una banda de frecuencia en la cual las perturbaciones at-mosféricas y las fluctuaciones diurnas de las características de la transmisión (onda terrestre y atmosférica) son particularmente pronunciadas. En la banda de frecuencias por debajo de 30MHz existe también a ser considerada, princi-palmente, la presencia de ruido artificial.

Según el estándar, DRM tiene una tasa de error de bits de 1•106 en el MSC después del decodificador de canal con una relación de señal/ruido (S/N) de 14.9dB con 64QAM y una tasa de código (CR) de 0.6. En la práctica, el pun-to de “caída al acantilado” (también conocido como “efecto de pared”) fue observado realmente con una relación S/N aproximada de 16dB con CR=0.5.

30 - 9

Con modulación 16QAM, este efecto ocurrió con una relación S/R de cerca de 5dB (receptor: mezclador DRT1 por Sat Schneider y software DREAM).

Tabla 30.6. “Caída al acantilado” (Receptor: Mezclador DRT1 por Sat Schneider, Alemania y software DREAM de la Universidad Técnica de Darmstadt, Alemania

Parámetros de Transmisión S/N a la “caída al acantilado” MSC=64QAM, CR=0.5 16 dB MSC=16QAM, CR=0.5 5 dB

30.6 Tasa de Datos en DRM

Las tasas de datos en DRM dependen del ancho de banda DRM (ocupa-ción del espectro), del modo, del tipo de modulación seleccionado y de la pre-corrección de error. Están entre 5 y 72Kb/s.

Tabla 30.7. Tasa neta de datos MSC a una tasa de código de CR=0.6 (FEC parejo, modulación simple) con 64QAM

Modo de Robustez

SO 0 4.5 KHz [Kb/s]

SO 1 5 KHz [Kb/s]

SO 2 9 KHz [Kb/s]

SO 3 10 KHz [Kb/s]

SO 4 18 KHz [Kb/s]

SO 5 20 KHz [Kb/s]

A 11.3 12.8 23.6 26.6 49.1 55.0 B 8.7 10.0 18.4 21.0 38.2 43.0 C - - - 16.6 - 34.8 D - - - 11.0 - 23.4

Tabla 30.8. Tasa neta de datos MSC a una tasa de código de CR=0.62 (FEC parejo, modulación simple) con 16QAM

Modo de Robustez

SO 0 4.5 KHz [Kb/s]

SO 1 5 KHz [Kb/s]

SO 2 9 KHz [Kb/s]

SO 3 10 KHz [Kb/s]

SO 4 18 KHz [Kb/s]

SO 5 20 KHz [Kb/s]

A 7.8 8.9 16.4 18.5 34.1 38.2 B 6.0 6.9 12.8 14.6 26.5 29.8 C - - - 11.5 - 24.1 D - - - 7.6 - 16.3

La tasa de datos más baja posible (CR=0.5, 16QAM, modo B, 4.5KHz) es 4.8Kb/s. La tasa de datos más alta posible (CR=0.78, 64QAM, modo A, 20KHz) es 72Kb/s.


30.7 Estaciones Transmisoras DRM y Receptores DRM

Numerosas estaciones transmisoras a través del mundo se han convertido ya de AM a DRM. La información relevante está disponible en Internet. Aparte de los receptores DRM basados en software, están ahora también dis-ponibles los receptores compactos. Las soluciones basadas en software en la mayoría de los casos se basan en una señal DRM convertida a 13KHz que alimenta en línea a una PC. Un ejemplo apropiado que puede ser mencionado es el software DREAM de la Universidad Técnica de Darmstadt (véase tam-bién la Fig. 30.5.).

Fig. 30.5. Diagrama de constelación de una señal DRM (MSC, FAC y SDC sobre-puestos), grabada usando el software DREAM

Bibliografía: [ETS101980], [DREAM]

31 Estructura de Redes y Estaciones Transmiso-ras de DTV

Este capítulo trata de proveer al ingeniero de campo una descripción de la configuración de las estaciones transmisoras de TV y de la estructura de las redes iso-frecuencia (SFN) en DVB-T, usando como ejemplos las redes DVB-T SFN de Alta y Baja Baviera de algunas estaciones transmisoras de TV de Bayerischer Rundfunk (BR) y de T-Systems/Deutsche Telekom. El autor ha intervenido muy de cerca en la puesta en marcha de ambas redes, con el entrenamiento inicial de parte del personal operativo, visitas durante la fase de la instalación y cuando las redes fueron puestas en operación. Incluso, durante la instalación, se le concedió el privilegio de experimentar el “vuelo” en helicóptero de la antena a la Torre Olímpica de Múnich y del transmisor del Monte Wendelstein. Además, ambas redes están situadas en la región donde el autor creció y todavía domicilia. Asimismo, todas estas estaciones transmisoras de TV están totalmente equipadas con “tecnología bávara” por las compañías Rohde&Schwarz, Spinner y Kathrein. Comenzando con el centro de playout, todos los enlaces de las redes iso-frecuencia (SFN) y espe-cialmente las estaciones transmisoras, desde el filtro de máscara y el combi-nador hasta la antena transmisora, serán descritos en este capítulo.

31.1 Las Redes DVB-T SFN en Alta y Baja Baviera

Las redes iso-frecuencia SFN DVB-T usadas como ejemplo son redes en el sur de Alemania, en el estado federal más grande de Alemania que tiene una geografía de montañosa (los Alpes) e incluye colinas apacibles. Esta to-pografía fue de gran trascendencia en el planeamiento de las redes. La red DVB-T de Alta Baviera consiste de dos transmisores, el de la Torre Olímpica de Múnich y el del Monte Wendelstein. La Torre Olímpica es una torre típica de telecomunicaciones que se eleva al noroeste de Múnich con una altura de 292m a aproximadamente 450m sobre nivel del mar. Fue utilizada original-mente como torre de microondas para telefonía y construida en 1968. Ac-tualmente, las microondas han sido substituidas en gran parte por fibra óptica y ya no tiene la misma importancia que antes. Sólo quedan algunos platos de microonda en funcionamiento en la Torre Olímpica. En el extremo superior de la Torre Olímpica se encuentran las antenas transmisoras para radio de FM, DAB y ahora también para DVB-T.

31 - 2 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV

63Km

Monte WendelsteinC. 10, 34, 36, 48, 56, 66, V

Torre Olímpica - MúnichC. 10, 34, 36, 48, 56, 66, V

Fig. 31.1. Red iso-frecuencia DVB-T en Alta Baviera (DTK500; © Landesamt für Vermessung und Geoinformation Bayern, Nr. 4385/07)

El transmisor del Monte Wendelstein está situado aproximadamente a 1,750m sobre nivel del mar en la montaña del mismo nombre que tiene una altura total de 1,850m. Aunque no es la montaña más alta de Baviera, o Ale-mania, en ese aspecto, tiene ciertamente uno de las vistas panorámicas más hermosas en Baviera. Es el transmisor de TV más antiguo de Baviera, y posi-blemente el que está en la ubicación más bella. Cualquiera que haya podido observar allí una salida o una puesta del sol - que es algo no que mucha gente puede hacer debido a la carencia de un hotel en la cima - podrá confirmarlo. El transmisor de Wendelstein pertenece al Bayerischer Rundfunk (Radio Ba-viera). Los dos transmisores de la Torre Olímpica de Múnich y de Wendels-tein forman la SFN de Alta Baviera que fueron puestos en operación la noche del 30 de mayo de 2005. Al mismo tiempo, éste era el final de la televisión terrestre análoga en Alta Baviera. Los transmisores de la Torre Olímpica de Múnich y de Wendelstein transmitían 6 canales DVB-T totalmente síncronos en las mismas frecuencias formando una red de frecuencia única DVB-T. Las tasas de datos son de alrededor de 13Mb/s cada una y llevan 4 programas de TV por flujo de datos. En conjunto, el espectador puede contar con hasta 22

31 - 3

programas de TV digital terrestre por su antena. Estos programas de TV, que son programas de servicio público y programas privados, forman una alterna-tiva viable a los medios satelitales y por cable. Las frecuencias transmitidas están situadas en las bandas de VHF y UHF.

88Km

48Km

54Km

65Km

84Km

97Km

40, 33, 27, HPfarrkirchen

7, 33, 27, V

Brotjacklriegel

7, 33, 28, V

Hoher Bogen

7, 33, 28, V

Hohe Linie

Fig. 31.2. Red iso-frecuencia DVB-T en Baja Baviera (DTK500; © Landesamt für Vermessung und Geoinformation Bayern, Nr. 4385/07)

La red iso-frecuencia DVB-T de Baja Baviera consiste en 4 estaciones transmisoras de TV: Pfarrkirchen (T-Systems/Deutsche Telekom), Brotjackl-riegel (BR), Hoher Bogen (BR) y Hohe Linie (BR). Dos de estos transmisores (Brotjacklriegel y Hoher Bogen) están situados en las partes bajas de la mon-taña de la Foresta Bávara a aprox. 1,000m sobre nivel del mar. Las 4 estacio-nes transmiten 3 flujos de transporte DVB-T, algunos de ellos en las mismas frecuencias. Solamente se distribuyen programas de servicio público. La tasa de datos por flujo de datos es también de aprox. 13Mb/s. En conjunto, se dis-tribuyen 12 programas. La Fig. 31.1. muestra los sitios de los transmisores de las redes iso-frecuencia DVB-T en Alta Baviera y la Fig. 31.2. muestra los sitios de los transmisores en Baja Baviera. Con 63Km, la distancia entre los


transmisores en Alta Baviera de la red iso-frecuencia DVB-T, consistente en la Torre Olímpica y el Monte Wendelstein, está justo dentro de los límites permisibles. En la red iso-frecuencia DVB-T de Baja Baviera, las distancias permitidas entre los transmisores se han excedido demasiado en algunos ca-sos y, sin retardos incorporados, conducirían a violaciones del intervalo de guarda en algunos sitios. Las Tablas 31.1. y 31.2. enumeran los parámetros técnicos de ambas redes.

MUX

MUX

Tx

Tx

Red de Distribución(ATM/SDH)

1+2

1+2

Flujo de TransporteMPEG-2

Enlace de Distribución 1

Enlace de Distribución 2

(respaldo)

Insertador de MIP

Insertador de MIP

(respaldo)

Flujo de TransporteMPEG-2

(respaldo)

Fig. 31.3. Alimentación de un flujo de transporte del centro de playout a los transmisores DVB-T en la red iso-frecuencia

31.2 Centro de Playout y Redes de Distribución

El centro de Playout de Bayerischer Rundfunk está situado en los estudios de televisión de Múnich-Freimann. Aquí se forman dos flujos de datos multi-plexados que consisten en el flujo de ARD (“Das Erste,…”), y el flujo de BR (“Bayrisches Fernsehen” , “Br-Alfa”,…). A través del país, el flujo de ZDF viene directamente de Maguncia y contiene (“ZDF,…”). Los otros flujos de transporte en el centro de Playout son creados directamente en la Torre Olím-pica en Múnich por T-Systems, parcialmente por recepción vía DVB-S. Éstos son 3 flujos de transporte adicionales que contienen programas privados de TV.

Actualmente, estos 3 flujos de transporte sólo se difunden en la red DVB-T de Alta Baviera y no en Baja Baviera. La Torre Olímpica está ligada al centro de Playout de BR por fibra óptica, los flujos de transporte del centro de Playout de T-Systems/Deutsche Telekom son proveídos al estudio vía

31 - 5

algunos metros de cable. El flujo de transporte de ZDF llega de Maguncia por fibra óptica. Todos los flujos de transporte son luego enviados por microonda de la Torre Olímpica al Monte Wendelstein vía Schnaitsee-Hochries (T-Systems/Telekom) o vía Freimann-Wendelstein (BR). Los insertadores de MIP para sincronizar los transmisores en la red iso-frecuencia están situados a la salida del respectivo Centro de Playout. Todos los enlaces de distribución y los componentes en el Centro de Playout poseen redundancia. Los flujos de transporte alimentan la red DVB-T SFN de Baja Baviera por microonda (ARD-MUX, BR-MUX) o por fibra óptica (ZDF-MUX) vía una red ATM.

31.3 Configuración de las Plantas Transmisoras

En esta sección se explicará la configuración de una planta de transmisión DVB-T por medio de tres ejemplos. Éstos son la Torre Olímpica de Múnich (T-Systems/Deutsche Telekom) y los transmisores de Wendelstein (BR) y Brotjacklriegel (BR). Según lo descrito en el capítulo anterior, el flujo de transporte MPEG-2 se entrega al interfaz de entrada TS-ASI sobre todo tipo de redes, pero finalmente vía cable coaxial de 75 ohmios. Existe siempre un enlace de respaldo. El factor importante es que, naturalmente, el mismo inser-tador de MIP sea el que alimente siempre el enlace de respaldo. Cada inserta-dor de MIP en sí mismo funciona totalmente asíncrono y sólo crea la infor-mación síncrona en el flujo de transporte MPEG-2 por sí mismo insertando los paquetes MIP. Cada insertador de MIP inserta estos paquetes especiales del flujo de transporte virtualmente totalmente libre en brechas en el flujo de transporte MPEG-2 en vez de en los paquetes nulos (PID=0x1FFF).

Los transmisores DVB-T en los tres sitios son de estado sólido, con en-friamiento líquido, de la serie NX7000 de Rohde&Schwarz construidos en variadas clases de potencias y en varias capacidades de redundancia.

31.3.1 Transmisor del Monte Wendelstein

El transmisor del Monte Wendelstein es la planta de transmisión de televi-sión más antigua de Baviera y bien podría ser la más vieja de toda Alemania. Fue puesta en operación como transmisora de televisión en 1954, se localiza a 1,740m sobre nivel del mar y su antena está a aproximadamente 1,840m. La montaña Wendelstein en sí es muy popular como destino para excursionistas y esquiadores. De allí, seis flujos de transporte DVB-T están siendo transmi-tidos desde el 30 de mayo de 2005. Como los de la Torre Olímpica, éstos son los canales 10, 34, 35, 48, 56 y 66. Además de transmisores de FM y de un transmisor de DAB, un transmisor análogo de TV en el canal 10 de VHF estuvo funcionando allí por muchas décadas.


En el lugar en donde estaba ubicado el transmisor análogo de TV, ahora están instalados los 5 transmisores de UHF. Los componentes fuera de banda de los 5 transmisores de UHF, que no son permitidos y que podrían interferir a los canales adyacentes y/o a otros canales, primero se quitan en cada uno con un filtro de máscara (máscara crítica). La atenuación de hombros requeri-da es generalmente de alrededor de 52dB.

Tabla 31.1. Asignación de canales y potencias de transmisión en el Monte Wendels-tein

Canal Frecuencia Potencia media de salida del transmisor

PIRE

10 212.5 MHz 5Kw 25Kw direccional 34 578 MHz 5Kw 100Kw direccional 35 586 MHz 5Kw 100Kw direccional 48 690 MHz 5Kw 100Kw direccional 56 754 MHz 5Kw 100Kw direccional 66 834 MHz 5Kw 100Kw direccional

Los filtros de máscara son hechos por la compañía Spinner y diseñados como filtros de modo dual y de cavidad. La atenuación pasabanda de estos filtros es de unos 0.6dB. El retardo de grupo de este filtro puede ser fácilmen-te pre-ecualizado, y por tanto compensado, por el transmisor de TV. Como los transmisores en sí, estos filtros de máscara están situados en el mismo cuarto y acoplados a los transmisores “desde arriba” vía líneas rígidas coaxia-les de cobre de 50 ohmios. Es decir, la salida del transmisor está en la parte superior, aunque no es siempre el caso. De los filtros de máscara continúan, en este caso, los combinadores que están situados por debajo de estos y vía los cuales cada transmisor es conectado, desacoplado de los otros, a la línea de la antena.

El combinador también es hecho por Spinner. La configuración de los combinadores para un canal se muestra en la Fig. 31.10. y consiste en dos acopladores de 3dB y dos filtros pasabanda sintonizados al canal correspon-diente. El canal que se acoplará es proveído por separado de los otros.

Así, 5 canales de UHF se acoplan y se conducen hasta la antena de trans-misión vía un cable coaxial. El canal 10 del VHF necesita solamente un filtro de máscara y ningún combinador y está conectado a la antena de transmisión de VHF vía su propio cable. La longitud de la línea a la antena es de unos 280m. Dependiendo de frecuencia, se puede asumir la atenuación del cable en alrededor de 0.5dB por cada 100m.

31 - 7

Tabla 31.2. Programación y parámetros técnicos, Red DVB-T de Alta Baviera

Canal Modula-ción

Relación de

Código

Guarda Tasa de Datos [Mb/s]

Número de programas

Programas

10 16QAM 3/4 1/4 13.06 4

Das Erste, Phoenix, arte, 1plus

34 16QAM 2/3 1/4 13.27 4

RTL, RTL2, VOX, SuperRTL

35 16QAM 2/3 1/4 13.27 3

+ MHP

ZDF, 3sat, Doku/Kika

48 16QAM 2/3 1/4 13.27 4

Sat1, Pro7, Kabel 1, N24

56 16QAM 2/3 1/4 13.27 3

+ DVB-H + MHP

Bayr. Fernsehen, BR alpha, Südwest- BW

66 16QAM 2/3 1/4 13.27 4

Tele5, Eurosport, HSE24, München TV

31.3.1.1 Tecnología empleada en los Transmisores

Los 6 transmisores en el Monte Wendelstein son transistorizados de alta potencia de enfriamiento líquido de la serie NV/NM700 de Rohde&Schwarz. Pueden visualizarse simplemente como un amplificador de alta potencia em-pujado por un excitador e implementado interconectando un gran número de módulos amplificadores de potencia. Cada transistor en estas etapas de ampli-ficación genera una potencia promedio de 25w. Las señales de salida de los amplificadores son sumadas vía acopladores de 3dB. Empleando estos aco-pladores de 3dB se van sumando más y más amplificadores, uno a uno, hasta conseguir alrededor de 450w por módulo amplificador en el caso de la serie NV/NM7000 de Rohde&Schwarz. Las potencias de salida de varios módulos


amplificadores se combinan otra vez vía los acopladores para dar un total de potencia a la salida del transmisor de cerca de 5Kw (potencia promedio) en el caso del transmisor del Monte Wendelstein. Estos acopladores de 3dB pueden ser implementados como un acoplador Wilkinson o como un acoplador híbri-do. Un acoplador Wilkinson es un acoplador de 0°, mientras que el acoplador híbrido es un acoplador de 90°.

λ/4

50Ω50Ω

50Ω

Rcarga

RcargaRfuente

-3dB -90°

-3dB 0°

50Ω

Rterm.

Fig. 31.4. Divisor de 3dB

31.3.1.1.1 Acoplador de 3dB como Divisor y Combinador

En principio, un acoplador direccional consiste en dos líneas cercanas pa-ralelas adyacentes con una longitud de /4. El espaciamiento entre las líneas determina la atenuación del sobre-acoplamiento; si éste es 3dB, se llama un acoplador híbrido. Si se aplica una señal a la entrada de un acoplador híbrido, se tendrá en la salida, frente a la entrada, la señal atenuada 3dB con un des-plazamiento de fase de 0°, y en la otra salida, conectada eléctricamente con la entrada por la sección de línea de /4, la misma señal atenuada 3dB pero con un desplazamiento de fase de 90°.

Un acoplador híbrido se puede utilizar para sumar potencias alimentando una señal en una entrada con desplazamiento de fase de 0° y alimentando con un desplazamiento de fase de 90° la entrada de la sección de línea paralela de /4 (combinador de 3dB). Las señales se cancelan en una de las salidas y la

potencia agregada está presente en la otra salida con 90° de rotación de fase. La salida no usada se termina con 50 ohmios (resistencia de emparejamiento de carga). En el caso de errores de fase o de diferencias de potencia en las señales provistas, parte de la potencia se absorbe en la resistencia de empare-jamiento de carga.

La Fig. 31.6. muestra el símbolo del circuito simplificado de un acoplador híbrido que será utilizado en las secciones siguientes.

31 - 9

λ/4

50Ω50Ω

50Ω

Rcarga

Rfuente

+3dB -90°

0dB 0°

Rterm.

50Ω

Rfuente0dB -90°

P=0

Fig. 31.5. Combinador de 3dB

Fig. 31.6. Símbolo del circuito simplificado de un acoplador híbrido

31.3.1.1.2 Etapa Elemental de Amplificación de Potencia (aprox. 50 W)

En primer lugar será explicado el principio básico de una sola etapa del amplificador de potencia para DVB-T/ATSC/ISDB-T/TV-Análoga de una potencia promedio de 50w. Tales amplificadores de potencia también forman el transmisor de alta potencia para DVB-T/ATSC/ISDB-T/TV-Análoga. La señal de entrada es dividida en dos señales de -3dB de potencia cada una y con 90 grados de diferencia de fase por medio de un acoplador híbrido. Cada trayectoria del amplificador consiste en un amplificador de clase AB que, a la vez, consiste en un transistor dual funcionado en modo push-pull. El punto de operación se fija de manera tal que se alcancen condiciones similares para todos los transistores en clase AB y que la distorsión de transferencia sea mínima. En contraste con los transmisores de FM, los amplificadores usados aquí son transmisores muy lineales pero que todavía deben ser pre-corregidos. En los transmisores de FM, se utilizan amplificadores de clase C que son absolutamente no lineales pero tienen una eficiencia mucho mayor.


50Ω

50Ω

Ver arriba

MOS FETdoble

VccVcc

Vcc ≈ 30V

Fig. 31.7. Principio de una etapa de amplificación de potencia (50 W), empleada en un módulo amplificador de potencia

En el transmisor de FM, la potencia requerida puede incluso ser ajustada controlando el voltaje de la fuente de los amplificadores clase C. En los transmisores de la televisión, donde se requiere una linealidad muy buena, la potencia es controlada vía la potencia a la entrada del amplificador. Esto se aplica especialmente a la televisión análoga, pero también a la televisión digi-tal (DVB-T, ATSC, ISDB-T). Estos amplificadores funcionan con transisto-res VMOS (banda de VHF), o transistores LDMOS (banda de UHF) y son “pre-ecualizados” vía el excitador, es decir, la característica se simula en el ecualizador y es obtenida por comparación.

En principio, un amplificador clase AB consiste en una etapa push-pull cuya corriente de reposo del transistor es fijada de manera tal que la distor-sión de transferencia se reduzca al mínimo. El voltaje de fuente del transistor es de unos 30V.

Para construir un módulo amplificador de potencia, la señal de entrada primero se amplifica de aprox. 0dBm a un orden de magnitud razonable y después se divide, con la potencia y fase correctas, sobre un número de aco-pladores de 3dB y se aplica a los amplificadores individuales respectivos. Las potencias de salida de los amplificadores individuales luego se combinan repetidas veces vía acopladores de 3dB para formar la señal de salida total de un módulo amplificador. La potencia total media de un módulo amplificador de potencia es de alrededor de 450w. Seguidamente los módulos amplificado-

31 - 11

res de potencia se unen para conformar una unidad de amplificación de po-tencia.

Fig. 31.8. Principio de un modulo amplificador de potencia para VHF o UHF

31.3.1.2 Filtro de Máscara

La máscara se puede implementar como máscara crítica o no-crítica, de-pendiendo de los requisitos de las autoridades reguladoras pertinentes. En el caso de los transmisores del Monte Wendelstein y de la Torre Olímpica, son filtros con máscara crítica, es decir, los “hombros” de la señal DVB-T deben estar por debajo de -51dB en el canal adyacente. El fabricante de estos filtros es la compañía Spinner en Múnich. Los filtros son los denominados filtros de modo dual.

Los filtros son resonadores mecánicos pasivos de cavidad, son relativa-mente grandes debido al nivel de potencia y pesan cerca de 100Kg. Los filtros de máscara se utilizan simplemente para bajar o suprimir emisiones adyacen-tes. Los filtros de máscara están sintonizados al canal respectivo y tienen una atenuación de 0.3 a 0.6dB en la banda pasante, que se percibe fácilmente como calor.

31.3.1.3 Combinador

El combinador tiene la tarea de combinar varios canales de TV para for-mar una señal que luego se entregue a la antena de transmisión de TV respec-tiva vía un cable coaxial en la banda de VHF y otro en la banda de UHF. Los


transmisores en sí deben estar bien desacoplados uno del otro, que es justa-mente lo que están haciendo los filtros en el combinador. El combinador tiene una atenuación aproximada de 0.3dB en la banda pasante.

50Ω

50Ω0dB, 0°

-3dB, -90°

-3dB, 0°

0dB, -90°

Fig. 31.9. Conexión en serie de dos acopladores híbridos

50Ω

f1

f1

f1 f2

Salida

Entrada de Banda Ancha

Entrada de Banda Angosta

Fig. 31.10. Principio de una combinador de antena

Cada filtro separador de canal del combinador consiste en dos filtros de canal sintonizados al canal de TV respectivo. Esto es precedido y seguido por un acoplador híbrido. Para entender la operación, consideremos primero dos acopladores híbridos conectados en serie. Si se alimenta una señal en el pri-mer acoplador, se divide en 2 señales de 0° y de 90° de fase. El segundo aco-plador suma estas señales para formar otra vez una señal que ahora está des-fasada 90° comparada con la señal de entrada. En el filtro separador de canal, los filtros pasa-banda están conectados entre los dos acopladores. El filtro separador de canal tiene una entrada de banda estrecha y una entrada de ban-da ancha y se construye básicamente de la misma manera que un diplexor video/sonido en la televisión análoga. El canal suministrado pasa a través de los filtros con 0° y 90° de desplazamiento de fase y la señal de los otros transmisores en la entrada de banda ancha después del acoplador se refleja totalmente en los filtros y sale otra vez sumada con el canal suministrado en la salida de banda ancha. Ambos filtros del filtro separador de canal se deben sintonizar, por lo menos relativamente, idénticos.

31 - 13

La Fig. 31.11. muestra un combinador con dos transmisores, dos filtros de máscara, dos combinadores, y los paneles de conmutación en los cuales el combinador puede ser puenteado y la salida del transmisor puede ser conec-tada a una carga fantasma, si procede, para poder realizar el trabajo de sinto-nización y medición sin aplicar la señal a la antena.

50Ω

f1

f1

f1

50Ω

f2

f2

f2

f1 f2

Transmisor 1f1

Transmisor 2f2

50Ω

Puentes Puentes

A la antena u otros combinadores

De y hacia otros combinadores

Carga de prueba (enfriada por aire o líquido)

Entrada para futuras ampliaciones

Fig. 31.11. Transmisor, filtro de máscara y combinador de antena

31.3.1.4 Antenas y Líneas de Transmisión

Del edificio del transmisor en la montaña Wendelstein a las antenas transmisoras, corren un total de tres líneas que son cables coaxiales “flexi-bles” de 50Ω. La primera línea de transmisión fue izada y desenrollada del carrete en una “acción especial” a inicios de los años '50.

Los nuevos cables volaron por encima de la montaña en helicóptero, entre ellos el último cable de UHF que, con un diámetro de casi 20cm, es el cable más grueso usado hasta ahora en la montaña Wendelstein. Se utiliza un cable para la banda de VHF y otro para la banda de UHF; el tercer cable es de res-paldo para casos de emergencia.

Tales cables coaxiales tienen las atenuaciones siguientes:


Tabla 31.3. Parámetros técnicos de los cables coaxiales HELIFLEX (©RFS)

Diámetro del cable coaxial

Max. potencia promedio a 500 MHz

Atenuación a 200MHz Cada 100m



4-1/8‟‟ 35Kw 0.4 dB 0.7 dB 0.9 dB 5‟‟ 55Kw 0.3 dB 0.5 dB 0.7 dB 6-1/8‟‟ 75Kw 0.3 dB 0.4 dB 0.6 dB 8‟‟ 120Kw 0.2 dB 0.4 dB 0.5 dB

En la cima, donde se encuentran el observatorio solar y el observatorio meteorológico del servicio meteorológico alemán (Deutscher Wetterdienst), está también la llamada casa de la antena desde la cual corren los cables a la antena transmisora en sí. Contiene otro panel de conmutación vía el cual las mitades superior e inferior de la antena transmisora pueden ser alimentadas selectivamente o desconectadas, ya sea en la banda de VHF o en la banda de UHF. En caso de necesidad, esto se hace vía acoplamientos coaxiales en U de 20cm de diámetro.

~ 1.2m

~ 2m

~ 9m

~ 12m

~ 24m

Torre

Adaptador

Antena VHF

Antena UHF

Pararrayos

Absorbente de vibraciones mecánicas (sistema del Prof. Dr. Nonnhoff)

Semi-antena superior

Semi-antena inferior

Semi-antena superior

Semi-antena inferior

(12 niveles con 8 arreglos de antenas de banda IV/V en cada nivel)

(6 niveles con 6 arreglos de antenas de banda III en cada nivel)

Cilindro de FRP,

Grosor de la pared: ~ 1cm,

Diámetro: ~ 1.6m

Fig. 31.12. Estructura de una antena transmisora de VHF/UHF construida en FRP

31 - 15

La antena en sí misma (Fig. 31.12.) consiste de los componentes siguien-tes de Kathrein, Rosenheim, contenidos en un cilindro de FRP (polímero re-forzado con fibra). El cilindro de FRP tiene una altura total de aproximada-mente 24m y la antena en su totalidad está a unos 65m de altura; la punta de la antena está como a 1,900m sobre nivel del mar.

La antena del VHF se compone de 6 niveles con 6 arreglos de antenas di-polo polarizadas verticalmente en la Banda-III. Los 3 niveles inferiores for-man la semi-antena inferior de VHF, los tres niveles superiores forman la semi-antena superior de VHF. Cada semi-antena es alimentada vía su propia línea de transmisión. La antena de UHF consiste en 12 niveles con 8 arreglos de antenas de Banda-IV/V cada uno que, como la antena de VHF, se compo-ne de una semi-antena inferior y otra superior (con 6 niveles cada una en este caso). Aquí, también, cada semi-antena es alimentada por su propio cable coaxial. Sobre la antena de UHF, está montado el amortiguador mecánico de vibraciones diseñado para prevenir oscilaciones en el caso de cargas del vien-to.

31.3.2 Torre Olímpica, Múnich La Torre Olímpica de Múnich fue construida originalmente en 1968 como

una torre de telecomunicaciones. Desde abril de 2005, tiene en su cúspide las antenas transmisoras de DVB-T que, junto con el transmisor del Monte Wen-delstein, forman la red iso-frecuencia DVB-T de Alta Baviera desde el 30 de mayo de 2005. De aquí, también, se transmiten un total de 6 canales en fre-cuencia única totalmente sincronizados con el transmisor del Monte Wendels-tein.

La potencia de salida de los transmisores DVB-T es aproximadamente el doble que la de los transmisores en la montaña Wendelstein. Están sobre 10Kw por canal en la banda de UHF. En contraste con el transmisor del Mon-te Wendelstein, adonde el patrón principal de la antena está dirigido hacia el norte, la Torre Olímpica tiene un patrón omnidireccional. El PIRE desde la Torre Olímpica es de alrededor de 100Kw en la banda de UHF.

Tabla 31.4. Parámetros técnicos de los transmisores de la Torre Olímpica


PIRE

10 212.5 MHz 7.2Kw 20Kw omnidireccional 34 578 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional 35 586 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional 48 690 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional 56 754 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional 66 834 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional


Fig. 31.13. Torre Olímpica de Múnich; instalación de la antena para DVB-T emple-ando un helicóptero (izquierda) y la antena del Monte Wendelstein (derecha)

Fig. 31.14. Sala de transmisores en Wendelstein; combinador de antena (izquierda) y transmisores UHF (derecha)

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Los transmisores de alta potencia son también de estado sólido y de en-friamiento líquido de la serie NV/NM7000 de Rohde&Schwarz, pero con mayor capacidad de potencia. En cuanto a la instalación, el sistema fue acon-dicionado para calentar la cercana piscina olímpica mediante el calor disipado en exceso por los 6 transmisores de alta potencia que, a pesar de ser muy eficientes, es considerable; en vez de disiparlo al ambiente vía intercambiado-res de calor.

El filtro de máscara y el combinador también son hechos por Spinner, pero son de dimensiones mucho más grandes. La antena transmisora es de diseño similar a la de la montaña Wendelstein y también ha sido fabricada por Kath-rein.

31.3.3 Los Transmisores de Brotjacklriegel

La planta transmisora de Brotjacklriegel pertenece a la red DVB-T de Baja Baviera y, como los otros sitios de transmisión en Baja Baviera, tiene 3 transmisores DVB-T. El transmisor DVB es actualmente mucho más pequeño que el de Wendelstein y el de las instalaciones de la Torre Olímpica pero su categoría del funcionamiento corresponde a la del sitio de Wendelstein. Brot-jacklriegel difunde actualmente sólo programas de servicio público por lo que aquí sólo son suficientes 3 frecuencias o flujos de datos. La antena de Brot-jacklriegel es también de construcción similar a la antena de Wendelstein.

Las estaciones transmisoras de Hoher Bogen (Bayerischer Wald, Furth im Wald) y de Hohe Linie (Regensburg) son sitios comparables al Bayerischer Rundfunk en la red DVB-T de Baja Baviera.

El canal 7 de la planta transmisora de “Brotjacklriegel” funciona síncrono en una red iso-frecuencia con el transmisor de “Hohe Linie” a una distancia de 84Km cerca de Regensburg y el transmisor de “Hoher Bogen” a una dis-tancia de 54Km. Sin embargo, la distancia a “Hohe Linie” violaría el reque-rimiento del intervalo de guarda (77Km en la banda de VHF), por esta razón la señal de “Brotjacklriegel” en el canal 7 se irradia 20μs adelantada, lo que mueve efectivamente el transmisor hacia “Hohe Linie” y también hacia “Hoher Bogen” por 84Km. Debido a que se interpone la cadena montañosa de la Foresta bávara, los transmisores de “Brotjacklriegel” y de “Hoher Bo-gen” están ya bastante desacoplados el uno del otro.

Tabla 31.5. Parámetros técnicos de los transmisores de Brotjacklriegel


PIRE

7 191.5 MHz 4.6Kw 25Kw 33 570 MHz 5Kw 50Kw 28 522 MHz 3.4Kw 100Kw


Tabla 31.6. Programas distribuidos por los transmisores de Brotjacklriegel

Canal Modula-ción

Relación de

Código

Guarda Tasa de Datos [Mb/s]

Número de programas

Programas

7 16QAM 3/4 1/4 13.06 4

Das Erste, Phoenix, arte, 1plus

33 16QAM 2/3 1/4 13.27 3

+ DVB-H + MHP

Bayr. Fernsehen, BR alpha, Südwest- BW

28 16QAM 2/3 1/4 13.27 3

+ MHP

ZDF, 3sat, Doku/Kika

Fig. 31.15. Filtro de mascara con enfriamiento líquido (8Kw) para DTV (DVB/ATSC); foto del fabricante, Spinner.

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Fig. 31.16. Combinador de antena de la Torre Olímpica de Múnich, vista posterior; foto del fabricante, Spinner.

Fig. 31.17. Transmisores DVB-T en la Torre Olímpica de Múnich; foto del fabrican-te, Rohde&Schwarz.


Bibliografía: [NX7000], [KATHREIN1], [LVGB], [RFS]

32 La Televisión Digital a lo Largo del Mundo - Una Apreciación Global

Hasta ahora se han discutido los numerosos detalles técnicos de las varias normas de la televisión digital. Lo único que todavía falta es un informe sobre el desarrollo actual, la difusión de estas tecnologías y una mirada al futuro. La televisión digital vía satélite (DVB-S) está disponible en Europa a través de los numerosos transponedores de los satélites ASTRA y Eutelsat. Pueden recibirse muchos programas no encriptados. Los sistemas receptores comple-tos para DVB-S están disponibles en muchos grandes almacenes por alrede-dor 100 - 200 Euros. En Alemania, pueden recibirse aproximadamente 15 flujos de datos como canales DVB-C en la amplia red de cable. Sin embargo, dado que la mayoría de éstos sólo está ocupado por canales de TV paga, su aceptación y familiaridad son correspondientemente bajas.

Entretanto, la televisión digital terrestre también se ha establecido en mu-chos países y sobre toda la Gran Bretaña dónde el DVB-T empezó en 1998. El DVB-T primero se extendió en Escandinavia, dónde Suecia está cubierta completamente por DVB-T. Australia, también es uno de los primeros países en haber introducido el DVB-T. En Australia, el DVB-T está principalmente disponible en los centros poblados a lo largo de la costa Oriental y septentrio-nal. El DVB-T también está difundiéndose en Sudáfrica e India.

En Europa, el estado actual está como sigue: En el otoño de 2002 se vio el comienzo de la DVB-T en Berlín y en agosto de 2003, 7 flujos de datos con más de 20 programas estaban ya en el aire; la televisión análoga siguió fun-cionando en paralelo por solamente un breve período en el modo de simulcast

(en simultáneo) y después fue apagada totalmente en agosto de 2003, lo que representó ciertamente una revolución de menor importancia. DVB-T fue diseñado para implementar la recepción portátil en interiores. La recepción es posible con antenas de interior simples desde el corazón de Berlín hasta los suburbios externos, en algunos casos. Naturalmente, hay restricciones en la recepción en interiores debido a la atenuación de los edificios u otras obstruc-ciones. En los años 2003, 2004 y 2005, este tipo de recepción conocidos co-mo “AnywhereTelevision – TV en todas partes” se difundió también a las regiones de Renania del Norte-Westfalia, Hamburgo, Bremen, Hannover y Fráncfort y desde el 30 de mayo de 2005 también a áreas de la conurbación de Múnich y de Núremberg en Alemania. La tasa de datos por canal DVB-T es de 13 a 15 Mb/s, proporcionando el espacio para unos 4 programas por el

32 - 2 La Televisión Digital a lo Largo del Mundo - Una Apreciación Global

canal. En la mayoría de los casos hay cerca de 4 - 6 frecuencias en el aire simultáneamente.

Mecklemburgo siguió en el otoño de 2005 y Stuttgart en 2006. Las redes implementadas en Alemania son todas diseñadas como pequeñas regiones aisladas de SFN con pocos transmisores. En Italia, DVB-T fue ampliado con-siderablemente en 2004. El MHP no sólo está “en el aire” sino que es am-pliamente aceptado allí. Suiza siguió en 2004/2005 y en Austria, DVB-T co-menzó en 2006.

En Groenlandia, por ejemplo, DVB-T es una alternativa barata para ofre-cer TV a la población en ciudades pequeñas, cada una de las cuales es una comunidad autónoma aislada. La recepción satelital es muy difícil en Groen-landia debido a su localización y requiere de antenas muy grandes, haciéndole una opción lógica el retransmitir los canales recibidos económicamente por vía terrestre por medio de DVB-T, usando potencias de transmisión de alre-dedor de 100w.

DVB-T también se transmite en Bélgica y Holanda y será ampliado consi-derablemente en los próximos años, especialmente en Holanda. En los EE.UU., Canadá, México y Corea del Sur, ATSC se está difundiendo, acom-pañado por algunos problemas técnicos debido al método de portadora única utilizado. Probablemente ATSC permanecerá restringido a estos países ya que Japón tiene su propio estándar ISDB-T, que también ha sido adoptado por Brasil.

Mientras tanto, otra área en la cual la televisión digital se ha establecido son los estándares DVD y Mini-DV. Ambos métodos han dado lugar a una mejora sustancial en la calidad de la reproducción comparada con VHS. Las películas ahora también se están vendiendo cada vez más en DVD que en cinta VHS. Los reproductores de DVD ahora sólo cuestan alrededor de 100 euros y, en todo caso, cada nueva PC está equipada con uno. Y en el campo de las cámaras de vídeo caseras, las cámaras Mini-DV están disponibles aho-ra por alrededor de 500 euros y producen imágenes de muy buena calidad.

Actualmente en Europa se están realizando ensayos prácticos en el campo referentes a DVB-H. Sigue siendo incierto cómo el DVB-H será aceptado y qué sucederá con respecto al sistema rival T-DMB.

Europa está actualmente también en las etapas iniciales de introducir la HDTV (televisión de alta definición). Basada en nuevas tecnologías como MPEG-4 AVC/H.264, y el nuevo estándar satelital DVB-S2.

Existen otros estándares para TV o TV móvil y extensiones a los estánda-res que se deberán mencionar pero no se pueden describir más detalladamente debido a la carencia de información publicada. Éstos incluyen MediaFLO y AVSB. MediaFLO es otro estándar de TV móvil de la compañía Qualcomm

32 - 3

en los EE.UU. Se conocen pocos detalles de los parámetros técnicos ó que hayan sido publicados. MediaFLO viene de Media Forward Link Only.

El método de modulación usado es COFDM. La modulación AVSB (Ad-

vanced Vestigial Sideband - banda lateral vestigial avanzada) es un cambio pretendido al estándar ATSC, donde las secuencias PRBS se han cambiado para hacer ATSC compatible con SFN. Aquí tampoco se han divulgado deta-lles.

Acatando las sugerencias de muchos participantes de seminarios sobre te-levisión digital en el mundo, este libro fue creado para proporcionar a la per-sona en el campo, ya sea el proyectista de una red de transmisión, el técnico de servicio en el sitio del transmisor, el técnico responsable de los codificado-res y multiplexores MPEG-2 en el estudio o el centro de contribución, el in-geniero que trabaja en un laboratorio de desarrollo o incluso un estudiante, con una visión en la tecnología y técnicas de medición de la televisión digital. Se concentra deliberadamente en las cosas prácticas de importancia e intenta incluir tan pocas matemáticas como sea posible.

El autor de este libro pudo participar personalmente en la introducción de la televisión digital en su trabajo en el departamento de desarrollo de instru-mentación de prueba de TV de Rohde&Schwarz y especialmente también más adelante en sus muchos viajes por seminarios, incluyendo nueve viajes a Australia solamente. La participación directa en comisionar la red DVB-T de Alta Baviera con el transmisor en la Torre Olímpica en Múnich y la del transmisor de Wendelstein desde el comienzo hasta su puesta al aire el 30 de mayo de 2005 a la una de la madrugada, que también me dejó una profunda impresión. Muchas mediciones y experiencias subsecuentes en el terreno de los viajes que se extendían desde Australia a Groenlandia han plasmado su huella en este libro.

Los saludo cordialmente y agradezco de corazón, a los muchos miles de participantes en estos cursos a lo largo del mundo, por las discusiones y suge-rencias en los seminarios y por el vivo interés mostrado en este trabajo. Sus resultados también podrían servir para estimular y beneficiar a sus futuros lectores.

32 - 4 La Televisión Digital a lo Largo del Mundo - Una Apreciación Global

Bibliografía

[A53] ATSC Doc. A53, ATSC Digital Television Standard, Septiembre 1995

[A65] ATSC Doc. A65, Program and System Information Protocol for Terrestrial Broadcast and Cable, Diciembre 1997

[BEST] Best, R.: Handbuch der analogen und digitalen Filterungstechnik. AT Verlag, Aarau, 1982

[BOSSERT] Bossert, M.: Kanalcodierung. Teubner, Stuttgart, 1998

[BRIGHAM] Brigham, E. O.: FFT, Schnelle Fouriertransformation. Oldenbourg, Múnich 1987

[BRINKLEY] Brinkley, J.: Defining Vision - The Battle for the Future of Television. Harcourt Brace, New York, 1997

[BUROW] Burow, R., Mühlbauer, O., Progrzeba, P.: Feld- und Labormessungen zum Mobilempfang von DVB-T. Fernseh- und Kinotechnik 54, Jahrgang Nr. 3/2000

[CHANG] Robert W. Chang, Orthogonal Frequency Data Transmission System, United States Patent Office, 1970

[COOLEY] Cooley, J. W., and Tukey J. W., An Algorithm for Machine Calculation of Complex Fourier Series, Math. Computation, Vol. 19, pp. 297-301, April 1965

[DAMBACHER] Dambacher, P.: Digitale Technik für Hörfunk und Fernsehen. R. v. Decker, 1995

[DAVIDSON] Davidson, G., Fielder, L., Antill, M.: High-Quality Audio Transform Coding at 128 kBit/s, IEEE, 1990

[DREAM] DREAM; Version 1.5 cvs, Open-Source Software Implementation of a DRM Receiver, Darmstadt University of Technology, 2005

[DVM] MPEG-2 Analyzer DVM, Documentation, Rohde&Schwarz, Múnich, 2005

[DVMD] Digital Measurement Decoder DVMD, Gerätehandbuch, Rohde& Schwarz, Múnich, 2001

[DVQ] Digital Picture Quality Analyzer DVQ, Gerätehandbuch, Rohde& Schwarz, Múnich, 2001

[DVG] Digital Video Generator DVG, Gerätehandbuch, Rohde&Schwarz, Múnich, 2001

33 - 2 Bibliografía

[EFA] TV Test Receiver EFA, Gerätehandbuch, Rohde&Schwarz, Múnich, 2001

[ETS101812] Digital Video Broadcasting (DVB); Multimedia Home Platform (MHP) Specification 1.1.1., ETSI 2003

[ETS101980] Digital Radio Mondiale (DRM); System Specification, ETSI, 2001

[ETS102006] ETSI TS 102 006, Digital Video Broadcasting (DVB); Specifications for System Software Update in DVB Systems, ETSI, 2004

[ETR290] ETSI Technical Report ETR 290, Digital Video Broadcasting (DVB), Measurement Guidelines for DVB systems, Sophia Antipolis, 2000

[ETS300401] Radio Broadcasting Systems ; Digital Audio Broadcasting (DAB) to mobile, portable and fixed receivers, ETSI Mayo 2001

[ETS300472] ETS 300472 Digital broadcasting systems for television, sound and data services; Specification for conveying ITU-R System B Teletext in Digital Video Broadcasting (DVB) bitstreams, ETSI, 1995

[ETS301192] ETSI EN 301 192, Digital Video Broadcasting (DVB); DVB specification for data broadcasting

[ETS301234] Digital Audio Broadcasting (DAB) ; Multimedia Object Transfer (MOT) protocol, ETSI 1999

[ETS300421] ETS 300421, Digital broadcasting systems for television, sound and data services; Framing structure, channel coding and modulation for 11/12 GHz satellite systems, ETSI, 1994

[ETS300429] ETS 300429, Digital Video Broadcasting; Framing structure, channel coding and modulation for cable systems, ETSI, 1998

[ETS300468] ETS 300468 Specification for Service Information (SI) in Digital Video Broadcasting (DVB) Systems, ETSI, March 1997

[ETS300744] ETS 300744, Digital Video Broadcasting; Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television (DVB-T), ETSI, 1997

[ETS300797] Digital Audio Broadcasting (DAB) ; Distribution Interfaces ; Service Transport Interface (STI), ETSI 1999

[ETS300799] Digital Audio Broadcasting (DAB) ; Distribution Interfaces ; Ensemble Transport Interface (ETI), ETSI, Sept. 1997

[EN301210] ETSI EN 301 210 ; Digital Video Broadcasting (DVB), Framing Structure, Channel Coding and Modulation for Digital Satellite News Gathering (DSNG) and other Contribution Applications by Satellite, ETSI, 1999

33 - 3

[ETS302304] Digital Video Broadcasting (DVB); Transmission Systems for Handheld Terminals (DVB-H), ETSI 2004

[ETS302307] ETSI EN 301 307; Digital Video Broadcasting (DVB), Second Generation of Framing Structure, Channel Coding and Modulation for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other Broadcast Satellite Operations, ETSI, 2006

[ETS302307] Digital Video Broadcasting (DVB), Second generation framing structure, channel coding and modulation, systems for Broadcasting, interactive services, News Gathering and other broadband satellite applications, ETSI 2004

[FISCHER1] Fischer, W.: Die Fast Fourier Transformation - für die Videomesstechnik wiederentdeckt. Vortrag und Aufsatz Fernseh- und Kinotechnische Gesellschaft, FKTG, Mayo 1988

[FISCHER2] Fischer, W.: Digital Terrestrial Television: DVB-T in Theory and Practice, Seminar Documentaion, Rohde&Schwarz, Múnich, 2001

[FISCHER3] Fischer, W.: DVB Measurement Guidelines in Theory and Practice, Seminar Documentation, Rohde&Schwarz, Múnich, 2001

[FISCHER4] Fischer, W.: MPEG-2 Transport Stream Syntax and Elementary Stream Encoding, Seminar Documentation, Rohde&Schwarz, Múnich, 2001

[FISCHER5] Fischer, W.: Picture Quality Analysis on Digital Video Signals, Seminar Documentation, Rohde&Schwarz, Múnich, 2001

[FISCHER6] Fischer, W.: Digital Television, A Practical Guide for Engineers, Springer, Berlin, Heidelberg, 2004

[FISCHER7] Fischer, W.: Einführung in DAB, Seminardokumentation, Rohde&Schwarz Múnich, 2004

[GB20600] GB20600-2006, Framing Structure, Channel Coding and Modulation for Digital Television Terrestrial Broadcasting System, China, 2006

[GIROD] Girod, B., Rabenstein, R., Stenger, A.: Einführung in die Systemtheorie. Teubner, Stuttgart, 1997

[GRUNWALD] Grunwald, S.: DVB, Seminar Documentation, Rohde& Schwarz, Múnich, 2001

[HARRIS] Harris, Fredrik J.: On the Use of Windows for Harmonic Analysis with the Discrete Fourier Transform, Proceedings of the IEEE, Vol. 66, Enero 1978

[HOEG_LAUTERBACH] Hoeg W., Lauterbach T.: Digital Audio Broadcasting, Principles and Applications of Digital Radio, Wiley, Chichester, UK, 2003


[HOFMEISTER] Hofmeister, M.: Messung der Übertragungsparameter bei DVB-T, Diplomarbeit Fachhochschule München, 1999

[H.264] ITU-T H.264 Advanced video coding for generic audiovisual services, International Telecommunication Union, 2005

[ISO/IEC13522.5] Information technology – Coding of multimedia and hypermedia information – part 5: Support of base-level interactive applications. ISO/IEC 13522-5, 1997

[ISO13818-1] ISO/IEC 13818-1 Generic Coding of Moving Pictures and Associated Audio: Systems, ISO/IEC, Noviembre 1994

[ISO13818-2] ISO/IEC 13818-2 MPEG-2 Video Coding

[ISO13181-3] ISO/IEC 13818-3 MPEG-2 Audio Coding

[ISO/IEC13818-6] Digital Storage Media Command and Control (DSMCC), ISO/IEC 13818-6, 1996

[ISO14496-2] ISO/IEC 14496-10 AVC

[ITU205] ITU-R 205/11, Channel Coding, Frame Structure and Modulation Scheme for Terrestrial Integrated Services Digital Broadcasting (ISDB-T), ITU, Marzo 1999

[ITU500] ITU-R BT.500 Methology for Subjective Assessment of Quality of Television Signals

[ITU601] ITU-R BT.601

[ITU709] ITU-R BT.709-5, Parameter values for the HDTV standards for production and interactive programme exchange, ITU, 2002

[ITU1120] ITU-R BT.1120-3, Digital interfaces for HDTV studio signals, ITU, 2000

[ITUJ83] ITU-T J83: Transmission of Television, Sound Programme and other Multimedia Signals; Digital Transmission of Television Signals, Abril 1997

[JACK] Jack, K.: Video Demystified, A Handbook for the Digital Engineer, Elsevier, Oxford, UK, 2005

[JAEGER] Jaeger, D.: Übertragung von hochratigen Datensignalen in Breitbandkommunikationsnetzen, Dissertation. Selbstverlag, Braunschweig, 1998

[KAMMEYER] Kammeyer, K.D.: Nachrichtenübertragung. Teubner, Stuttgart, 1996

[KATHREIN1] Kathrein, Broadcast Antennas for FM, TV, MMDS, DAB and DVB, Cathalogue, Rosenheim, 2005

33 - 5

[KORIES] Kories, R., Schmidt-Walter, H.: Taschenbuch der Elektrotechnik. Verlag Harri Deutsch, Frankfurt, 2000

[KUEPF] Küpfmueller, K.: Einführung in die theoretische Elektrotechnik. Springer, Berlin, 1973

[LASS] Lassalle, R., Alard, M.: Principles of Modulation and Channel Coding for Digital Broadcasting for Mobile Receivers. EBU Review no. 224, Agosto 1987

[LEFLOCH] Le Floch, B., Halbert-Lassalle, R., Castelain, D.: Digital Sound Broadcasting to Mobile Receivers. IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. 35, No. 3, Agosto 1989

[LOCHMANN] Lochmann, D.: Digitale Nachrichtentechnik, Signale, Codierung, Übertragungssysteme, Netze. Verlag Technik, Berlin, 1997

[LVGB] Landesamt für Vermessung und Geoinformation Bayern, TOP50 and DTK500 Maps, 2006

[MAEUSL1] Mäusl, R.: Digitale Modulationsverfahren. Hüthig, Heidelberg, 1985

[MAEUSL2] Mäusl, R.: Modulationsverfahren in der Nachrichtentechnik. Huethig, Heidelberg, 1981

[MAEUSL3] Mäusl, R.: Refresher Topics - Television Technology, Rohde&Schwarz, Múnich, 2000

[MAEUSL4] Mäusl, R.: Von analogen Videoquellensignal zum digitalen DVB-Sendesignal, Seminar Dokumentation, Múnich, 2001

[MAEUSL5] Mäusl, R.:Fernsehtechnik, Von der Kamera bis zum Bildschirm. Pflaum Verlag, Múnich, 1981

[MAEUSL6] Mäusl R.: Fernsehtechnik, Vom Studiosignal zum DVBSendesignal, Hüthig, Heidelberg, 2003

[NELSON] Nelson, M.: Datenkomprimierung, Effiziente Algorithmen in C. Heise, Hannover, 1993

[NEUMANN] Neumann, J.: Lärmmeßpraxis. Expert Verlag, Grafenau, 1980

[NX7000] Rohde&Schwarz, High Power Transmitters, Documentation, Múnich, 2007

[PRESS] Press, H. W., Teukolsky, S. A., Vetterling, W. T., Flannery, B. P.: Numerical Recipes in C. Cambridge University Press, Cambridge, 1992

[RAUSCHER] Rauscher, C.: Grundlagen der Spektrumanalyse. Rohde& Schwarz, Múnich, 2000


[REIMERS] Reimers, U.: Digitale Fernsehtechnik, Datenkompression und Übertragung für DVB. Springer, Berlin, 1997

[REIMERS1] Reimers U.: DVB, The Family of International Standards for Digital Video Broadcasting, Springer, Berlin, Heidelberg, New York, 2004

[R&S_APPL_1MA91] Test of DVB-H Capable Mobile Phones in Development and Production, Application Note, Rohde&Schwarz, Abril 2005

[SIGMUND] Sigmund, G.: ATM - Die Technik. Hüthig, Heidelberg, 1997

[STEINBUCH] Steinbuch K., Rupprecht, W.: Nachrichtentechnik. Springer, Berlin, 1982

[SFN1] System Monitoring and Measurement for DVB-T Single Frequency Networks with DVMD, DVRM and Stream Explorer®, Rohde&Schwarz, Abril 2000

[T-DMB] Levi, S.: DMB-S/DMB-T Receiver Solutions on TI DM342, Mayo 2004

[TEICHNER] Teichner, D.: Digitale Videocodierung. Seminarunterlagen, 1994

[THIELE] Thiele, A.N.: Digital Audio for Digital Video, Journal of Electrical and Electronics Engineering, Australia, Septiembre 1993

[TODD] Todd, C. C.: AC-3 The Multi-Channel Digital Audio Coding Technology. NCTA Technical Papers, 1994

[TOZER] Tozer E.P.J.: Broadcast Engineer‟s Reference Book, Elsevier, Oxford, UK, 2004

[TR101190] TR101190, Implementation Guidelines for DVB Terrestrial Services, ETSI, 1997

[TR101496] Digital Audio Broadcasting (DAB) ; Guidelines and rules for implementation and operation, ETSI 2000

[RFS] RFS, Documentation, Heliflex Cable, www.rfsworld.com, 2007

[SFQ] TV Test Transmitter SFQ, Gerätehandbuch, Rohde&Schwarz, Múnich, 2001

[WATKINSON] Watkinson, J.: The MPEG Handbook, Elsevier, Oxford, UK, 2004

[WEINSTEIN] Weinstein, S. B., Ebert, P. M.: Data Transmission by Frequency- Division Multiplexing Using the Discrete Fourier Transform. IEEE Transactions and Communication Technology, Vol. Com. 19, No. 5, Octubre 1971

33 - 7

[WOOTTON] Wootton C.:, A Practical Guide to Video and Audio Compression, From Sprockets and Rasters to Macro Blocks, Elsevier, Oxford, UK, 2005

[ZEIDLER] Zeidler, E., Bronstein, I.N., Semendjajew K. A.: Teubner- Taschenbuch der Mathematik, Teubner, Stuttgart, 1996

[ZIEMER] Ziemer, A.: Digitales Fernsehen, Eine neue Dimension der Medienvielfalt. R. v. Decker, Heidelberg, 1994

[ZWICKER] Zwicker, E.: Psychoakustik. Springer, Berlin 1982

Definición de Términos

Acrónimo Inglés Español

A

A Ampere Amperio

AAL0 ATM Adaptation Layer 0 ATM Capa de Adaptación 0



ADSL Asymmetric Digital Subscri-ber Line

Línea de Abonado Digital Asimétrica

AES/EBU Audio Engineering Socie-ty/European Broadcasting Union

Sociedad de Ingenieros de Au-dio/Unión Europea de Radiodifusión

AF Adaptation Field Campo de Adaptación

AFC Automatic Frequency Control Control Automático de Frecuencia

AFV Audio Follow Video Audio que sigue al Video

Aliasing Aliasing

Antialiasing Antialiasing

ADPCM Adaptive Differential Pulse Code Modulation

Modulación por Código de Pulsos Diferencial Adaptivo

AIT Application Information Table

Tabla de Información de la Aplicación

AM Amplitude Modulation Amplitud Modulada

APL Average Picture Level Nivel de Imagen Promedio

Artifact Artificio

ARIB Association of Radio Indus-tries and Business

Asociación de Industrias y Negocios de Radiodifusión

ASI Asynchronous Serial Inter-face

Interfaz Serial Asíncrona

ASK Amplitude Shift Keying Modulación por Desplazamiento de Amplitud

ATM Asynchronous Transfer Mode Modo de Transferencia Asincrónico

ATSC Advanced Television System Committee

Comité de Sistemas de Televisión Avanzada

AVC Advanced Video Coding Codificación de Video Avanzada

AWGN Additive White Gaussian Noise

Ruido Gaussiano Blanco Aditivo

34 - 2 Definición de Términos


B

BAT Bouquet Association Table Tabla de Asociación de Ramillete

BCH Bose, Chaudhuri and Hoc-quenghem code

Código Bose, Chaudhuri and Hoc-quenghem

BER Bit Error Rate Tasa de Error de Bits

Bit Rate Tasa de Bits

BRR Bit Rate Reduction Reducción de Tasa de Bits

BNC Bayonet Neill Concelman

Bps Bits Per Second Bits por segundo

BTSC Broadcast Television Systems Comitee

Comité de Sistemas de Radiodifusión por Televisión

BW Bandwidth Ancho de Banda

C

CA Conditional Access Acceso Condicional

CAT Conditional Access Table Tabla de Acceso Condicional

CATV Cable TV TV por Cable

CAV Component Analogue Video Video Análogo por Componentes

CAZAC Constant Amplitude Zero Autocorrelation

Autocorrelación Constante de Ampli-tud Cero

CCD Charge Coupled Device Dispositivo de cargas [eléctricas] interconectadas

CCIR International Radio Consul-tive Committee

Comité Consultivo Internacional de Radio

CCVS Composite Color Video Sig-nal

Señal de Video Compuesta de Color

CDMA Code Division Multiple Access

Acceso Múltiple por División de Código

CELP Code Excited Linear Predic-tion

Predicción Lineal Iniciada por Código

CI Common Interface Interfaz Común

CIF Common Interchange Format Formato de Intercambio Común

C/N Carrier to Noise Relación Portadora a Ruido

CR Code Rate Relación de Código

COFDM Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing

Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado

Color burst Ráfaga de Color

Compression Rate Relación de Compresión

CRC Cyclic Redundancy Check Verificación Cíclica de Redundancia

CVCT Cable Virtual Channel Table Tabla de Canal Virtual de Cable

34 - 3


D

D/A Digital to Analog Convertidor Digital a Análogo

Data Segment Segmento de Datos

DAB Digital Audio Broadcasting Radiodifusión de Audio Digital

dBm 0dBm = 1mw

DBPSK Differential Binary Phase Shift Keying

Modulación por Desplazamiento de Fase Binaria Diferencial

DQPSK Differential Quaternary Phase Shift Keying

Modulación por Desplazamiento de Fase Cuaternaria Diferencial

DCT Discrete Cosine Trasform Transformada Discreta de Coseno

DDB Data Download Blocks Bloques de Descarga de Datos

DFT Discrete Fourier Transform Transformada Discreta de Fourier

DIBEG Digital Broadcasting Experts Group

Grupo de Expertos en Radiodifusión Digital

DII Download Information Iden-tification

Identificación de la Información de Descarga

DMB-T Digital Multimedia Broad-casting Terrestrial

Radiodifusión de Multimedia Digital Terrestre

DPCM Differential Pulse Code Modulation

Modulación Diferencial Codificada de Pulsos

DRM Digital Radio Mondiale

DSCQS Double Stimulus Continual Quality Scale

Escala de Calidad Perenne de Estímu-lo Doble

DSM-CC Digital Storage Media Com-mand and Control

Control y Comando de Medios de Almacenamiento Digital

DSI Download Server Initializing Inicialización del Servidor de Transfe-rencia

DST Discrete Sine Transform Transformada Discreta de Seno

DTMB = DMB-T

DTS Decoding Time Stamps Marcas de Tiempo de Decodificación

DTV Digital Television Televisión Digital

DVB Digital Video Broadcasting Radiodifusión de Video Digital

DVD Digital Versatile Disk Disco Digital Versátil

DVQL-U Digital Video Quality Level - Unweighted

Nivel de Calidad de Video Digital No-ponderado

DVQL-W Digital Video Quality Level - Weighted

Nivel de Calidad de Video Digital Ponderado

E

EAV End of Active Video Fin del Video Activo


Acrónimo Inglés Español EBU European Broadcasting Un-

ion Unión Europea de Radiodifusión

ECM Entitlement Control Message Mensaje de Control de Suscripción

EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution

Tasas de Datos Realzadas para la Evolución del GSM

EDH Error Detection and Handling Manejo y Detección de Errores

EDTV Enhanced Definition Televi-sion

Televisión de Definición Realzada

EIT Event Information Table Tabla de Información de Eventos

Embedded Incorporado

EMM Entitlement Management Message

Mensaje de Manejo de Suscripción

Encoder Codificador

Encription Cifrado

END Equivalent Noise Degrada-tion

Degradación Equivalente de Ruido

EOB End of Block Fin de Bloque

EPG Electronic Program Guide Guía Electrónica de Programación

ES Elementary Stream Flujo Elemental

ETI Ensemble Transport Interface Interfaz de Transporte de la Trama

ETSI European Telecommunica-tions Standards Institute

Instituto Europeo de Estándares en Telecomunicaciones

ETT Extended Text Table Tabla de Texto Extendida

F

FAC Fast Access Channel Canal de Acceso Rápido

FEC Forward Error Correction Pre-corrección de Error

FDM Frequency Division Multip-lex

Múltiplex por División de Frecuencia

FFT Fast Fourier Transform Transformada Rápida de Fourier

FIC Fast Information Channel Canal Rápido de Información

FM Frequency Modulation Frecuencia Modulada

Fps Frames per second Cuadros por segundo

Frame Cuadro

FSK Frequency Shift Keying Modulación por Salto de Frecuencia

G

g gram gramo

GHz Gigahertz Gigahercio

34 - 5

Acrónimo Inglés Español GMT Greenwich Mean Time Tiempo Medio de Greenwich

GOP Group of Pictures Grupo de Imágenes

GPRS General Packed Radio Sys-tem

Sistema General de Radio en Paquetes

GPS Global Positioning System Sistema de Posicionamiento Global

GSM Groupe Spécial Mobile Grupo Especial para comunicaciones Móviles

GMSK Gaussian Minimum Shift Keying

H

HP High Priority Alta Prioridad

HPS High Priority Stream Flujo de Alta Prioridad

HVXC Harmonic Vector Excitation Coding

Codificación por Excitación Vectorial Armónica

HyperText Multimedia Lan-guage

Lenguaje Multimedia de Híper-Texto

Hz Hertz Hercio

I

ICPM Incidental Carrier Phase Modulation

Modulación de Fase Incidental

IDCT Inverse DCT Transformada Discreta Inversa de Coseno

IDFT Inverse Discrete Fourier Transform

Transformada Discreta Inversa de Fourier

Interleaving Intercalado

IFFT Inverse Fast Fourier Trans-form

Transformada Inversa Rápida de Fou-rier

I/O Input / Output Entrada / Salida

IPTV Internet Protocol Television Protocolo de Televisión por Internet

IRD Integrated Receiver Decoder Decodificador y Receptor Digital Integrado

ISDB-T Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial

Radiodifusión Digital de Servicios Integrados Terrestre

ISDN Integrated Services Digital Netwoks

RDSI - Red Digital de Servicios Inte-grados

ISMA Internet Streaming Media Alliance

Alianza para Streaming de Media por Internet

ISO International Organization for Standarization

Organización Internacional para la Estandarización

ITU International Telecommuni- UIT - Unión Internacional de Teleco-


Acrónimo Inglés Español cation Union municaciones

J

Jitter Convulsión

J83 ITU-T J83

JPEG Joint Photographic Experts Group

Grupo de Expertos en Fotografía Común

K

K Kelvin Kelvin

Kb/s Kilo-bits per second Kilo-bits por segundo

KB/s Kilo-bytes per second Kilo-bytes por segundo

kg kilogram kilogramo

KHz Kilohertz Kilohercio

Km Kilometer Kilómetro

kV kilovolt kilovoltio

kW kilowatt kilovatio

L

LAN Local Area Network Red Local

LCD Liquid Crystal Display Pantalla de Cristal Líquido

LFE Low Frequency Effects Efectos de Baja Frecuencia

LL Low Level Nivel Bajo

LPF Low Pass Filter Filtro Pasa Bajos

LP Low Priority Baja Prioridad

LDPC Low-Density Parity-Check code

Código de Verificación de Paridad de Baja Densidad

LPS Low Priority Stream Flujo de Baja Prioridad

LSB Least Significant Bit

LVDS Low Voltage Differential Signaling

Señalización Diferencial de Bajo Vol-taje

M

m meter metro

MAC Media Access Command Comando de Acceso a la Media

Macroblock Macro-bloque

34 - 7

Acrónimo Inglés Español Mapper Mapeador

Mb/s Mega-bits per second Mega-bits por segundo

MB/s Mega-bytes per second Meg- bytes por segundo

MCI Multiplex Configuration Information

Información de Configuración del Múltiplex

MFN Multiple Frequency Network Red Multi-Frecuencia

MGT Master Guide Table Tabla Guía Maestra

MHEG Multimedia and Hypermedia Information Coding Experts Group

Grupo de Expertos en Codificación de la Información de Híper-media y Mul-timedia

MHP Multimedia Home Platform Plataforma Básica de Multimedia

MHz Megahertz Megahercio

MIP Megaframe Initializing Pack-et

Paquete de Inicialización de Mega-cuadro

ML Main Level Nivel Principal

MMDS Microwave Multipoint Dis-tribution System

Sistema de Distribución Multipunto por Microondas

MOT Multimedia Object Transfer Transferencia de Objeto Multimedia

MP Main Profile Perfil Principal

MPE Multi-Protocol Encapsulation Encapsulación Multi-Protocolo

MPEG Moving Pictures Expert Group

Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento

MP@ML Main Profile@Main Level Perfil Principal a Nivel Principal

MPTS Multiprogram Transport Stream

Flujo de Transporte Multi-programa

Multipath reception Recepción multi-trayectoria

MSB Most Significant Bit Bit de mayor peso

MSC Main Service Channel Canal de Servicio Principal

MUSICAM Masking pattern adapted Universal Subband Integrated Coding And Multiplexing

Codificación y Múltiplex Integrado de sub-bandas del Patrón Universal de Enmascaramiento

MUX Multiplex Múltiplex

mV milivolt milivoltio

N

NCO Numerically Controlled Osci-lator

Oscilador Controlado Numéricamente

NICAM Netherlands Institute for the Classification of Audiovisual Media

Instituto Holandés para la Clasifica-ción de Medios Audiovisuales

NIT Network Information Table Tabla de Información de Red


Acrónimo Inglés Español NRZ Non-Return to Zero No Retorno a Cero

NRZI Non-Return to Zero Invert No Retorno a Cero Invertido

NTSC National Television System Committee

Comisión Nacional de Sistemas de Televisión

O

Object Carousel Carrusel Objeto

OFDM Orthogonal Frequency Divi-sion Multiplexing

Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales

P

PAL Phase Alternating Line Líneas alternadas en fase

PAT Program Association Table Tabla de Asociación de Programa

Patch Panel Panel de Conmutación

PCM Pulse Code Modulation Modulación Codificada de Pulsos

PCMCIA Personal Computer Memory Card International Associa-tion

Tarjeta para PCs

PCR Program Clock Reference Referencia de Reloj de Programa

PDH Plesiochronous Digital Hie-rarchy

Jerarquía Digital Plesiocrónica

PES Packet Elementary Stream Flujo Elemental Empaquetado

PI Puncturing Index ïndice de Picado

PID Packet Identifier Identificador de Paquete

PLL Phase Lock Loop Lazo de Enganche de Fase

PMT Program Map Table Tabla de Mapeo de Programas

PRSB Pseudo Random Binary Se-quence

Secuencia Binaria Pseudo Aleatoria

PS Program Stream Flujo de Programa

PSI Program Specific Information Información Específica de Programa

Profile Perfil

PSIP Program and System Infor-mation Protocol

Protocolo de Información del Sistema y Programa

PSK Phase Shift Keying Modulación por Salto de Fase

PSM Program Stream Multiplexer Multiplexor del Flujo de Programa

PTS Presentation Time Stamps Marcas de Tiempo de Presentación

Puncturing Picado

34 - 9


Q

QAM Quadrature Amplitude Mod-ulation

Modulación de Amplitud en Cuadratu-ra

QPSK Quaternary Phase Shift Key Modulación por Desplazamiento de Fase Cuaternaria

R

RBW Resolution Bandwidth Resolución del Ancho de Banda

Rise time Tiempo de subida

RLC Run Lenght Coding Codificación de Longitud Variable

RRT Rating Region Table Tabla de Valuación de Región

RS Reed-Solomon

RST Running Status Table Tabla de Estado de Funcionamiento

RTTP Real Time Transport Protocol Protocolo de Transporte en Tiempo Real

S

s second segundo

SAV Start Active Video Inicio del Video Activo

Scrambling

SDC Service Description Channel Canal de Descripción de Servicio

SDI Serial Digital Interfase Interfaz Digital Serie

SDH Synchronous Digital Hie-rarchy

Jerarquía Digital Síncrona

SDT Service Description Table Tabla de Descripción de Servicios

SDTV Standard Definition Televi-sion

Televisión de Definición Estándar

SECAM Séquentiel Couleur à Mémoire

Color secuencial con memoria

SER Symbol Error Rate Tasa de Error de Símbolo

SFN Single Frequency Network Red Iso-frecuencia

SI Service Information Información de Servicio

Simulcast Transmisión simultánea

Smearing Desparrame

SMPTE Society of Motion Picture and Television Engineers

Sociedad de Ingenieros de TV e Imá-genes en Movimiento

SMS Short Message Service Servicio de Mensajería Abreviada

S/N Signal to Noise ratio Relación Señal a Ruido

SONET Synchronous Optical Net- Red Óptica Sincrónica


Acrónimo Inglés Español work

SPTS Single Program Transport Stream

Flujo de Transporte de Programa Úni-co

SSB Single Side Band Banda Lateral Única

SSCQE Single Stimulus Continual Quality Evaluation

Evaluación de Calidad Perenne de Estímulo Único

SSU System Software Update Actualización de Software del Sistema

Statistical multiplexing Múltiplex Estadístico

Streaming Difusión de datos

Sub-band coding Codificación sub-banda

ST Stuffing Table Tabla de Relleno

STB Set Top Box Caja decodificadora (“caja”) STC System Time Clock Reloj del Sistema

STD System Target Decoder Decodificador Designado del Sistema

STT System Time Table Tabla de Tiempo del Sistema

T

TDM Time Division Multiplexing Múltiplex por División de Tiempo

TDMA Time Division Multiple Access

Acceso Múltiple por División de Tiempo

T-DMB Terrestrial Digital Multime-dia Broadcasting

Radiodifusión Terrestre de Multimedia Digital

TDT Time & Date Table Tabla de Hora y Fecha

Test Signal Señal de Prueba

TFPR Time Frequency and Phase Reference

Referencia de Tiempo Frecuencia y Fase

TII Transmitter Identification Information

Información de Identificación del Transmisor

TIST Time Stamp Marca de Tiempo

TMCC Transmission and Multiplex-ing Configuration Control

Control de Configuración de Transmi-sión y Multiplexado

TOT Time Offset Table Tabla de Zona Horaria

TOV Threshold of Visibility Umbral de Visibilidad

TPS Transmission Parameter Signaling

Señalización de Parámetros de Trans-misión

TS Transport Stream Flujo de Transporte

TSP Transport Stream Packet Paquete del Flujo de Transporte

TV Television Televisión

TVCT Terrestrial Virtual Channel Table

Tabla de Canal Virtual Terrestre

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U

Up Converter Convertidor Ascendente

UDP User Datagram Protocol Protocolo de Datagrama de Usuario

UMTS Universal Mobile Telecom-munications System (3GSM)

Sistema Universal de Comunicaciones Móviles

UNT Update Notification Table Tabla de Notificación de Actualiza-ción

UHF Ultra High Frequency Frecuencia Ultra Alta

UTC Coordinated Universal Time Tiempo Universal Coordinado

V

V Volt Voltio

VBI Vertical Blanking Interval Intervalo de Borrado Vertical

VBR Variable Bit Rate Tasa de Bits Variable

VDSL Very-high-bit-rate Digital Subscriber Line

Línea Digital de Suscriptor de muy alta tasa de bits

VHF Very High Frequency Frecuencia Muy Alta

VITS Vertical Interval Test Signals Señales de Prueba en el Intervalo Vertical

VLC Variable Lenght Coding Codificación de Longitud Variable

VOD Video on Demand Video sobre Demanda

VQEG Video Quality Experts Group Grupo de Expertos en Calidad de Video

VSB Vestigial Sideband Banda Lateral Vestigial

VTR Video Tape Recorder Videograbadora

W

W watt vatio

WCDMA Wideband Code Division Multiple Access

Acceso Múltiple por División de Código de Banda Ancha

Wide Screen Pantalla Ancha

WiMAX Worldwide Interoperability for Microwave Access

Interoperabilidad Mundial para Acce-so por Microondas

WLAN Wireless LAN LAN Inalámbrica

Y

Y/C Luminancia (Y) + Crominancia (C)



Z

Zig-Zag Zigzag

AF - Campo de Adaptación

El campo de adaptación es una extensión del encabezado del TS y contie-ne los datos auxiliares para un programa. La referencia de reloj de programa (PCR) tiene especial importancia. El campo de adaptación nunca debe trans-figurarse cuando vaya a ser transmitido (vea Acceso Condicional).

ATSC - Comité de Sistemas de Televisión Avanzada

El Comité de Normas norteamericano determinó la norma del mismo nombre para la transmisión digital de señales de TV. Tal como en DVB, el ATSC también es basado en sistemas MPEG-2 hasta donde el multiplexado del flujo de transporte se refiere y en compresión MPEG-2 para el video. Sin embargo, se usa la norma AC-3 en lugar de MPEG-2 para la compresión de audio. El ATSC especifica transmisión terrestre y transmisión vía cable mien-tras que la transmisión vía satélite no es tomada en cuenta.

ASI - Interfaz Serial Asíncrona

El ASI es una interfaz para el flujo de transporte. Cada byte del flujo de transporte se expande a 10 bits (dispersión de energía) y se transmite con un reloj de bits fijo de 270 MHz (asíncrono) independiente de la tasa de datos del flujo de transporte. La tasa de datos fija se obtiene agregando datos ambiguos sin contenido de información. Datos útiles se integran al flujo serial de datos como bytes individuales o como paquetes completos en el TS. Esto es necesa-rio para evitar la convulsión en el PCR. Consecuentemente, una memoria buffer variable en el lado del transmisor no es admisible.

ATM – Modo de Transferencia Asíncrono

Conexión orientada al método de transmisión de banda ancha con celdas de longitud fija de 53 bytes. Se transmiten la carga útil e información de seña-lización.

Adaptación de ATM Capa 0 (AAL0)

La capa AAL0 de ATM es una interfaz de ATM transparente. Las células de ATM se remiten aquí directamente sin haber sido repartidas por la capa de adaptación ATM.


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La capa AAL1 de ATM se usa para MPEG-2 con y sin la corrección de error adelantada (FEC). La carga útil es 47 bytes, los 8 bytes restantes se usan para el encabezado con el FEC y el número de secuencia. Esto hace posible verificar el orden de llegada de las unidades de datos entrantes y la transmi-sión. El FEC puede usarse para corregir los errores de la transmisión.


La capa AAL5 de ATM se usa siempre sin la corrección del error adelan-tada para MPEG-2. La carga útil es 48 bytes, los 7 bytes restantes se usan para el encabezado. Datos erróneos transmitidos no pueden corregirse en la recepción.

BAT - Tabla de Asociación de Ramillete

La BAT es una tabla SI (DVB). Contiene la información sobre los diferen-tes programas (ramillete) de una programadora. Se transmite en los paquetes del TS con la PID 0x11 e indicado por el table_ID 0x4A.

BCH – Código Bose-Chaudhuri-Hocquenghem

Código cíclico de bloque empleado en la FEC de una transmisión por saté-lite en DVB-S2, DVB-T2 y DVB-SH.

Byte de Sincronización

El byte de la sincronización es el primer byte en el encabezado de los TS y también el primer byte de cada paquete de los TS. Su valor es 0x47.

Carga Útil

Carga útil constituye datos útiles en general. Con referencia al flujo de transporte todos los datos salvo el encabezado de los TS y el campo de adap-tación son la carga útil. Con referencia a un flujo elemental (ES) sólo los da-tos útiles del ES sin el encabezado del PES son la carga útil.

CVCT - Tabla de Canales Virtuales de Cable

CVCT es una tabla PSIP (ATSC) qué comprende los datos característicos (ej. Número de canal, frecuencia, tipo de modulación) de un programa (= canal virtual) en el cable (transmisión terrestre → TVCT). TVCT se transmite con la PID 0x1FFB en los paquetes del TS e indicado por el table_id 0xC9.

Codificación del Canal

La codificación del canal se ejecuta antes de la modulación y transmisión de un flujo de transporte. La codificación del canal es principalmente usada para la corrección de error adelantada (FEC) permitiendo corregir errores de bit que ocurren en el receptor durante la transmisión.


COFDM - Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codifi-cado

COFDM es el Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM) con pre-corrección de error. El OFDM siempre es COFDM dado que el OFDM no trabajaría sin protección de error.

CI - Interfaz Común

El CI está una interfaz en el lado del receptor para una programadora es-pecífica, mediante una tarjeta desmontable de CA. Esta interfaz permite que los programas cifrados de diferentes programadoras sean restaurados con el mismo equipo a pesar de las diferencias en los sistemas de CA.

CA - Acceso Condicional

El CA es un sistema que permite cifrar los programas y proporcionar el acceso a estos programas sólo a los usuarios autorizados a recibirlos. Las programadoras pueden así cobrar cuotas por programas o por transmisiones individuales. El cifrado puede realizarse en uno de los dos niveles proporcio-nado por un flujo multiplexado MPEG-2, es decir, a nivel del flujo de trans-porte o del flujo de empaquetado elemental. Los encabezados pertinentes permanecen no-cifrados. Las tablas PSI y SI también permanecen no-cifradas salvo por el EIT.

CAT - Tabla de Acceso Condicional

CAT es una tabla PSI (MPEG-2) y comprende información requerida para los programas de descifrado. Se transmite en los paquetes TS con la PID 0x0002 e indicada por el table_ID 0x0.

Código de Verificación de Prioridad de Baja Densidad

Código de bloque usado en la FEC del estándar DVB-S2 de transmisión por satélite.

Código Fuente

El objetivo del código fuente es la reducción de datos eliminando la re-dundancia al mayor grado posible y afectando la relevancia en una señal de video o de audio tan poco como sea posible. Los métodos a ser aplicados están definidos en MPEG-2. Como condición previa, el ancho de banda para la transmisión de señales digitales debe ser más angosto que el requerido para la transmisión de señales analógicas.


Se proporciona un contador de continuidad para cada flujo elemental (ES) como un contador de 4 bits en el cuarto y último byte de cada encabezado de los TS. Cuenta los paquetes de los TS de un PES, determina el orden correcto y chequea si los paquetes de un PES están completos. El contador (15 seguido

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por cero) se incrementa con cada nuevo paquete del PES. Excepciones son permitidas bajo ciertas circunstancias.

CRC - Chequeo de Redundancia Cíclico

El CRC sirve por verificar si la transmisión de datos está libre de errores. A este efecto, un patrón de bits es calculado en el transmisor basado en los datos a ser supervisados. Este patrón de bits se agrega a los datos de tal forma que un cómputo equivalente en el receptor rinda un patrón de bits fijo en caso de que la transmisión esté libre de errores después de procesar los datos. Cada flujo de transporte contiene un CRC para las tablas PSI (PAT, PMT, CAT, NIT) así como para algunas tablas SI (EIT, BAT, SDT, TOT).

DAB – Radiodifusión Digital de Audio

Es la norma para radio digital en la Banda III de VHF y en la Banda L, de-finida como parte del Proyecto EUREKA 147. El audio está codificado en MPEG-1 o en MPEG-2 Capa II. El método de modulación usado es COFDM.

DDB – Bloque de Transferencia de Datos

Bloques de transmisión de datos de un carrusel objeto, organizada lógica-mente en módulos.

DII – Identificación de Información de Descarga

Punto de entrada lógico en un carrusel objeto.

DMB-T - Radiodifusión Digital de Multimedia-Terrestre

Norma china para la televisión digital terrestre.

DRM – Digital Radio Mondiale

Norma para la radiodifusión de audio digital en las bandas de onda media y corta. Las señales se codifican en MPEG-4 AAC. El método de modulación usado es COFDM.

DSM-CC Control y Comando de medios de Grabación Digital

Secciones privadas según MPEG-2 que se emplean para la transmisión de servicios de datos en carruseles objeto o por datagramas como paquetes IP en el flujo de transportes MPEG-2.

DTS – Marca de Tiempo de Decodificación

El DTS es un valor de 33 bits en el encabezado del PES y representa el tiempo de decodificación del paquete PES asociado. El valor se refiere a los 33 bits más significativos del reloj de referencia del programa asociado. Un DTS sólo está disponible si difiere de la señal de tiempo de presentación (PTS). Para flujos de video éste es el caso si se transmiten imágenes diferen-ciales y si el orden de decodificación no corresponde a la de la salida.


DVB - Radiodifusión de Video Digital

El proyecto DVB europeo estipula métodos y regulaciones para la trans-misión digital de señales de TV. También se usan abreviaciones como DVB-C (para la transmisión vía cable), DVB-S (para la transmisión vía satélite) y DVB-T (para la transmisión terrestre).

ES - Flujo Elemental

El flujo elemental es un flujo de datos “continuo” para el video, sonido o datos para un usuario específico. Los datos que originan la digitalización del video y el audio son comprimidos por medio de métodos definidos en MPEG-2-Video y MPEG-2-Audio.

ECM – Mensajes de Control de Suscripción

Los ECM comprenden la información para el descifrado en el receptor de un sistema con CA (acceso condicional) que proporciona todos los detalles sobre el método de descifrado.

EMM – Mensajes de Manejo de Suscripción

Los EMM comprenden la información para el descifrado en el receptor de un sistema de CA que proporciona todos los detalles sobre los derechos de acceso del cliente a programas o transmisiones cifradas específicas.

EIT - Tabla de Información de Evento

La EIT está definida ya sea como una tabla SI (DVB) o como una tabla PSIP (ATSC). Proporciona la información sobre los contenidos de programa como una Guía de TV.

En DVB la EIT se transmite en los paquetes TS con la PID 0x0012 e indi-cada por un tabla_ID de 0x4E a 0x6F. Diferente información es contenida dependiendo de la tabla_id:

Tabla_ID 0x4E Tabla_ID 0x4E

TS actual / presente + siguiente TS actual / presente + siguiente

Tabla_ID 0x4F otro TS / presente + siguiente Tabla_ID 0x50... 0x5F TS actual / itinerario Tabla_ID 0x60... 0x6F Otro TS / itinerario EIT-0 a EIT-127 están definidos en ATSC. Cada EIT-xxx comprende la

información sobre los contenidos del programa de una sección de tres horas dónde EIT-0 es la ventana de tiempo actual. EIT-4 a EIT-127 son optativos. Cada EIT puede transmitirse en un PID definido por el MGT con la tabla_id 0xCB.

ETT - Tabla de Texto Extendida

La ETT es una tabla PSIP (ATSC) y comprende la información sobre un

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programa (el canal ETT) o sobre transmisiones individuales (ETT-0 a ETT-127) en formato de texto. Se asignan ETT-0 a ETT-127 a las tablas ATSC EIT-0 a EIT-127 y proporcionan información sobre los contenidos del pro-grama de una sección de tres horas. ETT-0 está referenciada a la ventana de tiempo actual, los otros ETTs a las secciones de tiempo posteriores. Todos los ETTs son optativos. Cada ETT puede transmitirse en un PID definido por la MGT con la tabla_id 0xCC.

Encabezado del TS

El encabezado del TS se coloca al principio de cada paquete del TS y tiene una longitud de cuatro bytes. El encabezado del TS siempre empieza con el byte de sincronización 0x47. Otros elementos importantes son la PID y el contador de continuidad. El encabezado del TS nunca debe cifrarse cuando vaya a ser transmitido (vea Acceso Condicional).

FEC – Pre-corrección de Errores

Protección de errores en transmisión de datos, codificación de canal.

Indicador de Inicio de Unidad de Carga Útil

El indicador de inicio de unidad de carga útil es una marca de un bit en el segundo byte de un encabezado de los TS. Indica el principio de un paquete del PES o de una sección de PSI o tablas de SI en el paquete de los TS co-rrespondientes.

Indicador de Error de Transporte

El indicador de error de transporte está contenido en el encabezado de los TS y es el primer bit después del byte de sincronización (MSB del segundo byte). Es fijado durante la decodificación del canal si la decodificación del canal no pudiera corregir todos los errores de bit generados en el paquete del TS correspondiente en el camino de la transmisión. Como no es básicamente posible encontrar los bits incorrectos (por ejemplo, la PID también podría afectarse), el paquete erróneo no debe seguir procesándose. La frecuencia de la ocurrencia de un indicador de error de transporte fijado no es ninguna me-dida de la tasa de error de bit en el camino de la transmisión. El indicador de error de transporte fijado muestra que la calidad del camino de la transmisión no es suficiente para una transmisión libre de errores a pesar de la codifica-ción con control de error. Una caída ligera en la calidad de la transmisión aumentará rápidamente la frecuencia de la ocurrencia de un indicador de error de transporte fijado y la transmisión no será posible.

IRD - Receptor Decodificador Integrado

El IRD es un receptor con el decodificador MPEG2 integrado. Una expre-sión más familiar sería la “caja” o “set-up box”.

ISDB-T Radiodifusión Digital de Servicios Integrados - Terrestre


Norma japonesa para la televisión digital terrestre. El método de modula-ción empleado es OFDM y la señal de banda base es un flujo de transporte MPEG-2.

ITU-T J83

Ésta es una colección de varias normas para la transmisión de televisión digital vía cable de banda ancha.

J83A = DVB-C

J83B = Norma americana para la televisión de cable digital (64QAM, 256QAM)

J83C = Norma japonesa para la televisión de cable digital (6-MHz, varian-te de DVB-C)

J83D = Variante de ATSC para la televisión de cable digital (16VSB); no se emplea.

LVDS - Señalización Diferencial de Bajo Voltaje

LVDS se usa para la interfaz paralela del flujo de transporte. Es una lógica diferencial positiva. La diferencia de voltaje es de 330 mV en 100Ω.

MGT - Tabla Guía Principal

La MGT es una tabla de referencia para todas las otras tablas PSIP (ATSC). Lista el número de versión, la longitud de la tabla y la PID para cada tabla PSIP con la excepción de la STT. La MGT siempre se transmite con una Sección en la PID 0x1FFB e indicada por la tabla_id 0xC7.

MIP - Paquete de Inicialización de Megacuadro

Un MIP se usa por sincronizar las redes de frecuencia única. Un MIP es un paquete de flujo de transporte especial MPEG-2 con señales de tiempo derivadas de un receptor GPS. El PID de un MIP es 0x15

MP@ML - Perfil Principal a Nivel Principal

MP@ML representa Perfil Principal a Nivel Principal y es un tipo de código fuente para las señales de video. El perfil determina los métodos del código fuente que pueden usarse mientras que el nivel define la resolución de la imagen.

MPEG - Moving Pictures Experts Group

El MPEG (Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento) es un comité de estandarización internacional que trabaja en la codificación, transmisión y grabación de imágenes (en movimiento) y sonido.

MPEG-2

MPEG-2 es una norma que consta de tres partes principales y escrito por

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el Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento (ISO/IEC 13818). Descri-be la codificación y la compresión del video (Parte 2) y audio (Parte 3) para obtener un flujo elemental así como el multiplexado de flujos elementales a un flujo de transporte (Parte 1).

MHEG – Grupo de Información de Multimedia e Hípermedia

Servicio de datos asociado a programa en flujos de transporte MPEG-2, basado en carruseles objeto y aplicaciones HTML. Difundido en el Reino Unido como parte de DVB-T.

MHP – Plataforma Básica de Multimedia

Servicio de datos asociado a programa en DVB. Archivos HTML y apli-caciones en Java se transmiten vía carruseles objeto a receptores habilitados para MHP que pueden ser ejecutados posteriormente.

NIT - Tabla de Información de Red

La NIT es una tabla PSI (MPEG-2/DVB). Comprende los datos técnicos sobre la red de transmisión (por ejemplo la posición de la órbita de los satéli-tes y el número transponedores). La NIT se transmite en los paquetes TS con la PID 0x0010 e indicada por la tabla_id 0x40 o 0x41.

OFDM - Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales

Este método de modulación se emplea en los sistemas DVB para emitir el flujo de transporte con transmisores terrestres. Es un método de portadoras múltiples y es conveniente para el funcionamiento de redes de frecuencia única.

Paquete Nulo

Los paquetes nulos son paquetes del TS donde el flujo de de transporte se rellena para obtener una tasa de datos específica. Los paquetes nulos no con-tienen ninguna carga útil y tienen la identidad de paquete 0x1FFF. El conta-dor de continuidad es indefinido.

PID - Identidad del Paquete

El PID es un valor de 13 bits en el encabezado de los TS. Muestra que un paquete de un TS pertenece a un subflujo del flujo de transporte. Un subflujo puede contener un flujo elemental empaquetado (PES), datos de usuario es-pecífico, información específica de programa (PSI) o información de servicio (SI). Para algunas tablas PSI y SI los valores de PID asociados están predefi-nidos. Todos los otros valores de PID están definidos en las tablas PSI del flujo de transporte.


PES - Flujo Elemental Empaquetado

Para la transmisión, el flujo elemental “continuo” se subdivide en paque-tes. En caso de flujos de video una imagen constituye el PES, considerando que con los flujos de audio un cuadro de audio que puede representar una señal de audio entre 16 ms y 72 ms es el PES. Cada paquete de PES es prece-dido por un encabezado de PES.

PCMCIA (Tarjeta para PC)

PCMCIA es una interfaz física estandarizada por la Asociación Interna-cional de Tarjetas de Memoria de Computadoras Personales (Personal Com-

puter Memory Card International Association) para el intercambio de datos entre computadoras y periféricos. Un modelo de esta interfaz se usa para la interfaz común.

PCR Jitter

El valor de un PCR se refiere exactamente al principio de un paquete de los TS en el que se localiza. El reloj de referencia de 27 MHz del sistema provee una exactitud aproximada de ±20 ns. Si la diferencia de los valores transferidos se desvía de la diferencia real del principio de los paquetes invo-lucrados, a esto se llama jitter (convulsión) del PCR. Puede ser causado, por ejemplo, por un error en el cálculo del PCR durante la multiplexación del flujo de transporte o por la integración subsecuente de paquetes nulos en el camino de la transmisión sin la corrección de PCR.

PDH - Jerarquía Digital Plesiocrónica

La Jerarquía Digital Plesiocrónica se desarrolló originalmente para la transmisión de llamadas de voz digitalizadas. Los sistemas de gran velocidad son generados entrelazando las señales digitales de subsistemas de baja velo-cidad en el tiempo. En la PDH se permite fluctuar la tasa de reloj de los sub-sistemas individuales, siendo, estas fluctuaciones, compensadas por los méto-dos de relleno apropiados. La PDH incluye, entre otros métodos de la trans-misión, el E3 y el DS3.

PES, Encabezado del

Cada paquete de PES en el flujo de transporte se inicia con un encabezado del PES. El encabezado del PES contiene la información para decodificar el flujo elemental (ES). La marca de tiempo de presentación (PTS) y la marca de tiempo de decodificación (DTS) son de importancia vital. Tanto el inicio de un encabezado del PES como el inicio de un paquete PES se indican en el paquete del TS asociado por medio del indicador de inicio de carga útil. Si el encabezado del PES va a ser cifrado, es cifrado a nivel de flujo de transporte. No es afectado cifrando a nivel del flujo elemental.

PES, Paquete

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El paquete PES (no confundirlo con el paquete del TS) contiene un flujo elemental empaquetado (PES) como la unidad de transmisión. En un flujo de video, por ejemplo, éste es una imagen de código fuente. Normalmente se reduce la longitud de un paquete de PES a 64 Kbytes. Sólo si una imagen de video requiere de más capacidad puede un paquete de PES ser más largo que 64 Kbytes. Un encabezado de PES precede cada paquete de PES.

PTS - Marca de Tiempo de Presentación

El PTS es un valor de 33 bits en el encabezado del PES y representa el tiempo de salida del contenido de un paquete del PES. El valor se refiere a los 3 bits más significativos del reloj de referencia del programa asociado. Si el orden de salida no corresponde al orden de decodificación, se transmite adi-cionalmente una marca de tiempo de decodificación (DTS). Éste es el caso para flujos de video que contienen imágenes diferenciales.

PSIP - Protocolo de Información de Sistema y Programa

El PSIP es el resumen de tablas definido por ATSC para la emisión de los parámetros de transmisión, descripciones del programa, etc. Contienen la estructura definida por los sistemas MPEG-2 para las secciones „privadas‟. Existen las siguientes tablas:

Tabla Guía Principal (MGT) Tabla de Canal Virtual Terrestre (TVCT) Tabla de Canal Virtual por Cable (CVCT) Tabla de Evaluación de Región (RRT) Tabla de Información de Evento (EIT) Tabla de Texto Extendida (ETT) Tabla de Tiempo del Sistema (STT)

PAT - Tabla de Asociación de Programa

La PAT es una Tabla PSI (MPEG-2). Lista todos los programas conteni-dos en un flujo de transporte y se refiere a los PMTs asociados que contienen amplia información sobre los programas. La PAT se transmite en los paquetes de los TS con la PID 0x0000 e indicado por la tabla_id 0x00.

PCR - Reloj de Referencia de Programa

El PCR es un valor de 42 bits contenido en un campo de adaptación y ayuda al decodificador para sincronizar su reloj del sistema (27 MHz) al reloj del codificador o multiplexor de los TS por medio de un PLL. En este caso, los 33 bits más significativos se refieren a un reloj de 90 kHz mientras los 9 bits menos significativos cuentan de 0 a 299 y así representan un reloj de 300 x 90 kHz (= 27 MHz). Cada programa de un flujo de transporte se relaciona a un PCR que se transmite en el campo de adaptación por los paquetes de los TS con una PID específica. Las marcas de tiempo de presentación (PTS) y las marcas de tiempo de decodificación (DTS) de todos los flujos elementales de


un programa se refieren a los 33 bits más significativos del PCR. Según MPEG-2 los PCRs deben ser transmitidos a intervalos máximos de 100 ms, según las regulaciones de DVB a intervalos máximos de 40 ms.

PMT - Tabla de Mapeo de Programa

La PMT es una tabla PSI (MPEG-2). Los flujos elementales (video, audio, datos) pertenecientes a los programas individuales se describen en una PMT. Una PMT consiste en una o varias secciones, cada una conteniendo la infor-mación sobre un programa. La PMT se transmite en los paquetes de los TS con una PID de 0x0020 al 0x1FFE (referenciados en la PAT) e indicado con una tabla_id 0x02.

PS - Flujo de Programa

Tal como el flujo de transporte, el flujo del programa es un flujo multi-plexado que sólo contiene los flujos elementales para un programa y sólo es conveniente para la transmisión de canales „inalterados‟ (ej.: la grabación en medios del almacenamiento).

PSI - Información Específica de Programa

Las cuatro tablas siguientes, definidas por MPEG-2, resumen la informa-ción específica de programa:

Tabla de Asociación de Programa (PAT), Tabla de Mapeo de Programa (PMT), Tabla de Acceso Condicional (CAT), Tabla de Información de Red (NIT).

QAM - Modulación de Amplitud en Cuadratura

QAM es el método de modulación usado por transmitir un flujo de trans-porte vía cable. La codificación del canal es realizada antes de la QAM.

QPSK - Modulación por Desplazamiento Cuaternario de Fase

QPSK es el método de modulación usado por transmitir un flujo de trans-porte vía satélite. La codificación del canal se realiza antes de la QPSK.

RRT - Tabla de Evaluación de Región

La RRT es una tabla PSIP (ATSC). Comprende los valores de referencia para las diferentes regiones geográficas para la clasificación de las transmi-siones (por ejemplo „conveniente para los niños mayores de X años‟). La RRT se transmite con una sección en la PID 0x1FFB e indicado por la ta-bla_id 0xCA.

RST - Tabla de Estado de Ejecución

La RST es una tabla SI (DVB) y contiene la información de estado sobre las transmisiones individuales. Se transmite en los paquetes TS con la PID

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0x0013 e indicado por la tabla_id 0x71.

Sección

Cada tabla (PSI y SI) puede comprender una o varias secciones. Una sec-ción puede tener una longitud de hasta 1 Kbyte (para EIT y ST hasta 4 Kby-tes). Para la mayoría de las tablas, están disponibles 4 bytes para el CRC al final de cada sección.

SDT - Tabla de Descripción de Servicio

La SDT es una tabla SI (DVB) y contiene los nombres de programas y programadoras. Se transmite en los paquetes TS con la PID 0x0011 e indica-do por la tabla_id 0x42 ó 0x46.

SI - Información de Servicio

Las tablas siguientes, definidas por DVB, se denominan de información de servicio. Ellas comprenden la estructura para secciones „privadas‟ definidas por los sistemas MPEG-2:

Tabla de Asociación de Ramillete (BAT), Tabla de Descripción de Servicio (SDT), Tabla de Información de Eventos (EIT), Tabla de Estado de Ejecución (RST), Tabla de Hora y Fecha (TDT), Tabla de Zona Horaria (TOT).

A veces también se incluye la información específica de programa (PSI).

ST - Tabla de Relleno

La ST es una tabla SI (DVB). No tiene ningún contenido relevante y se obtiene tachando las tablas que ya no son válidas en la ruta de la transmisión (por ejemplo, cabeceras de cable). Se transmite en los paquetes TS con un PID de 0x0010 al 0x0014 e indicado por la tabla_id 0x72.

SDH - Jerarquía Digital Síncrona

La Jerarquía Digital Síncrona (SDH) es una norma internacional para la transmisión digital de datos dentro de una estructura de cuadro uniforme (contenedores). La SDH puede usarse por transmitir todas las velocidades de tráfico binario de PDH y ATM. Aunque la SDH difiere debido al manejo del puntero, es compatible con los PDH americanos y las normas SONET.

SONET - Red Óptica Síncrona

La Red Óptica Síncrona (SONET) es una norma americana para la trans-misión digital de datos dentro de una estructura de cuadro uniforme (contene-dores). SONET puede usarse por transmitir todas las velocidades de tráfico binario de PDH y ATM. SONET difiere en el manejo del puntero y es, por tanto, incompatible con la norma SDH europea.


STD - Decodificador Designado del Sistema

El decodificador designado del sistema describe el modelo (teórico) de un decodificador de flujos de transporte MPEG-2. Un decodificador „real‟ tiene que cumplir todas las condiciones basadas en el STD para poder garantizar que los contenidos de todos los flujos de transporte creados en MPEG-2 se decodifiquen sin errores.

STT - Tabla de Tiempo del Sistema

La STT es una tabla PSIP (ATSC). Comprende la fecha y el tiempo (UTC) así como la diferencia horaria local. La STT se transmite en los paquetes TS con la PID 0x1FFB e indicado por la tabla_id 0xCD.

Tabla_ID

La IDentidad de la Tabla define el tipo de tabla (por ejemplo PAT, NIT, SDT, etc.) y siempre se localiza al principio de una sección de la tabla. La tabla_id es necesaria sobre todo porque pueden transmitirse las diferentes tablas con un PID (ej.: BAT y SDT con la PID 0x0011), en un sub-flujo.

TDT - Tabla de Hora y Fecha

La TDT es una tabla SI (DVB) y contiene la fecha y la hora (UTC). Se transmite en los paquetes de los TS con la PID 0x0014 e indicado por la ta-bla_id 0x70.

T-DMB Radiodifusión Terrestre de Multimedia Digital

Norma surcoreana para la recepción de TV en receptores móviles basada en DAB, MPEG-4 AVC y AAC.

TVCT - Tabla de Canal Virtual Terrestre

La TVCT es una tabla PSIP (ATSC) que comprende los datos característi-cos de un programa (ej.: número del canal, frecuencia, método de la modula-ción) para emisión terrestre (transmisión en cable → CVCT). La TVCT se transmite en los paquetes de los TS con la PID 0x1FFB e indicado por la ta-bla_id 0xC8.

TOT - Tabla de Zona Horaria

La TOT es una tabla SI (DVB) y contiene la información acerca de la dife-rencia horaria además de la fecha y hora (UTC). Se transmite en los paquetes de los TS con la PID 0x0014 e indicado por la tabla_id 0x73.

TS - Flujo de Transporte

El flujo de transporte es un flujo de datos multiplexados definido por MPEG-2 que puede contener varios programas que pueden consistir en varios flujos elementales. Un reloj de referencia de programa (PCR) se acarrea a lo largo de cada programa. El multiplexado se hace formando paquetes de los

34 - 25

TS para cada flujo elemental y atando estos paquetes de los TS que se origi-nan de los diferentes flujos elementales.

TS, Paquete del

El flujo de transporte se transmite en paquetes de 188 bytes (204 bytes después de la codificación del canal). Los primeros cuatro bytes forman el encabezado del TS que son seguidos por los 184 bytes de la carga útil.

VSB - Modulación de Banda Lateral Vestigial

El método de modulación de amplitud de banda lateral vestigial se usa en los sistemas ATSC. Para la transmisión terrestre, se emplea 8-VSB con 8 niveles de amplitud; mientras que 16-VSB es principalmente aplicado para la transmisión por cable.

Tablas de Canales de TV

Los canales listados en las tablas siguientes son ejemplos posibles para televisión análoga, ATSC, DVB-C, DVB-T e ISDB-T.

TV Análoga:

Portadora de video a 6MHz de ancho de banda: 1.75MHz abajo de la frecuencia central.



Tabla 35.1. Ubicación de los canales de TV, Europa

Canal Banda Frecuencia

Central [MHz]

Ancho de

Banda [MHz]

Observaciones

2 VHF I 50.5 7 3 VHF I 57.5 7 4 VHF I 64.5 7

VHF II FM 87.5-108MHz

5 VHF III 177.5 7 6 VHF III 184.5 7 7 VHF III 191.5 7 8 VHF III 198.5 7 9 VHF III 205.5 7

10 VHF III 212.5 7 11 VHF III 219.5 7 12 VHF III 226.5 7 S 1 canal especial 107.5 7 no usado (FM)

S 2 canal especial 114.5 7 cable, banda media









S 11 canal especial 233.5 7 cable, súper-banda

35 - 2 Tablas de Canales de TV


Central [MHz]

Ancho de

Banda [MHz]

Observaciones










S 21 canal especial 306 8 cable, híper-banda



















S40 canal especial 458 8 cable, híper-banda

S41 canal especial 466 8 cable, híper-banda

22 UHF IV 482 8 23 UHF IV 490 8 24 UHF IV 498 8 25 UHF IV 506 8 26 UHF IV 514 8 27 UHF IV 522 8 28 UHF IV 530 8 29 UHF IV 538 8 30 UHF IV 546 8 31 UHF IV 554 8 32 UHF IV 562 8 33 UHF IV 570 8 34 UHF IV 578 8

35 - 3


Central [MHz]

Ancho de

Banda [MHz]

Observaciones

35 UHF IV 586 8 36 UHF IV 594 8 37 UHF IV 602 8 38 UHF V 610 8

39 UHF V 618 8

40 UHF V 626 8

41 UHF V 634 8

42 UHF V 642 8

43 UHF V 650 8

44 UHF V 658 8

45 UHF V 666 8

46 UHF V 674 8

47 UHF V 682 8

48 UHF V 690 8

49 UHF V 698 8

50 UHF V 706 8

51 UHF V 714 8

52 UHF V 722 8

53 UHF V 730 8

54 UHF V 738 8

55 UHF V 746 8

56 UHF V 754 8

57 UHF V 762 8

58 UHF V 770 8

59 UHF V 778 8

60 UHF V 786 8

61 UHF V 794 8

62 UHF V 802 8

63 UHF V 810 8

64 UHF V 818 8

65 UHF V 826 8

66 UHF V 834 8

67 UHF V 842 8

68 UHF V 850 8

69 UHF V 858 8

Tabla 35.2. Ubicación de los canales de TV, Australia (terrestre)


Central [MHz]

Ancho de

Banda [MHz]

Observaciones

0 VHF I 48.5 7 1 VHF I 59.5 7 2 VHF I 66.5 7 ”ABC Análogo“ Sídney



Central [MHz]

Ancho de

Banda [MHz]

Observaciones

3 VHF II 88.5 7 4 VHF II 97.5 7 5 VHF II 104.5 7

5A VHF II 140.5 7 6 VHF III 177.5 7 “Seven Digital“ 7 VHF III 184.5 7 ”Seven Análogo“

8 VHF III 191.5 7 ”Nine Digital“

9 VHF III 198.5 7 ”Nine Analog“

9A VHF III 205.5 7

10 VHF III 211.5 7 “Ten Análogo“

11 VHF III 219.5 7 “Ten Digital“

12 VHF III 226.5 7 “ABC Digital“

28 UHF IV 529.5 7 “ SBS Análogo“ Sídney

29 UHF IV 536.5 7

30 UHF IV 543.5 7 31 UHF IV 550.5 7 32 UHF IV 557.5 7 33 UHF IV 564.5 7 34 UHF IV 571.5 7 “SBS Digital“ Sídney

35 UHF IV 578.5 7

36 UHF V 585.5 7 37 UHF V 592.5 7 38 UHF V 599.5 7 39 UHF V 606.5 7 40 UHF V 613.5 7 41 UHF V 620.5 7 42 UHF V 627.5 7 43 UHF V 634.5 7 44 UHF V 641.5 7 45 UHF V 648.5 7 46 UHF V 655.5 7 47 UHF V 662.5 7 48 UHF V 669.5 7 49 UHF V 676.5 7 50 UHF V 683.5 7 51 UHF V 690.5 7 52 UHF V 697.5 7 53 UHF V 704.5 7 54 UHF V 711.5 7 55 UHF V 718.4 7

35 - 5


Central [MHz]

Ancho de

Banda [MHz]

Observaciones

56 UHF V 725.5 7 57 UHF V 732.5 7 58 UHF V 739.5 7 59 UHF V 746.5 7 60 UHF V 753.5 7 61 UHF V 760.5 7

62 UHF V 767.5 7

63 UHF V 774.5 7

64 UHF V 781.5 7

65 UHF V 788.5 7

66 UHF V 795.5 7

67 UHF V 802.5 7

68 UHF V 809.5 7

69 UHF V 816.5 7

La Fig. 35.1. muestra la ubicación de la banda Ku para la recepción de radiodifusión directa de TV por satélite.

Banda FSS Banda BSS Banda SMS

Banda Baja Banda Alta

Banda Ku

∆f

B

10.95GHz 11.7GHz 12.5GHz 12.75GHz

V

H

∆f = 29.5MHz / 39MHz;B = 26MHz / 33MHz;

Fig. 35.1. Banda Ku para recepción de radiodifusión directa de TV por satélite


Tabla 35.3. Ubicación de los canales de CATV – América (ancho de banda: 6MHz)

Canal Ancho de Banda [MHz]

Frecuencia Central [MHz]

Observaciones CATV TV T7 5.75-11.75 8.75 T8 11.75-17.75 14.75 T9 17.75-23.75 20.75 T10 23.75-29.75 26.75 T11 29.75-35.75 32.75 T12 35.75-41.75 38.75 T13 41.75-47.75 43.75 TV – FI 40-46 43 2 2 54-60 57 3 3 60-66 63 4 4 66-72 69 5 5 76-82 79 6 6 82-88 85 A5 95 90-96 93 A4 96 96-102 99 A3 97 102-108 105 A2 98 108-114 111 A1 99 114-120 117 A 14 120-126 123 B 15 126-132 129 C 16 132-138 135 D 17 138-144 141 E 18 144-150 147 F 19 150-156 153 G 20 156-162 159 H 21 162-168 165 I 22 168-174 171 7 7 174-180 177 8 8 180-186 183 9 9 186-192 189 10 10 192-198 195 11 11 198-204 201 12 12 204-210 207 13 13 210-216 213 J 23 216-222 219 K 24 222-228 225 L 25 228-234 231 M 26 234-240 237 N 27 240-246 243 O 28 246-252 249 P 29 252-258 255 Q 30 258-264 261 R 31 264-270 267

35 - 7

Canal Ancho de Banda

[MHz] Frecuencia Central [MHz]

Observaciones CATV TV S 32 270-276 273 T 33 276-282 279 U 34 282-288 285 V 35 288-294 291 W 36 294-300 297 A A 37 300-306 303 B B 38 306-312 309 C C 39 312-318 315 D D 40 318-324 321 E E 41 324-330 327 F F 42 330-336 333 G G 43 336-342 339 H H 44 342-348 345 I I 45 348-354 351 J J 46 354-360 357 K K 47 360-366 363 L L 48 366-372 369 M M 49 372-378 375 N N 50 378-384 381 O O 51 384-390 387 P P 52 390-396 393 Q Q 53 396-402 399 R R 54 402-408 405 S S 55 408-414 411 T T 56 414-420 417 U U 57 420-426 423 V V 58 426-432 429 W W 59 432-438 435 X X 60 438-444 441 Y Y 61 444-450 447 Z Z 62 450-456 453 AAA 63 456-462 459 BBB 64 462-468 465 CCC 65 468-474 471 DDD 66 474-480 477 EEE 67 480-486 483 FFF 68 486-492 489 GGG 69 492-498 495 HHH 70 498-504 501 III 71 504-510 507 JJJ 72 510-516 513 KKK 73 516-522 519 LLL 74 522-528 525 MMM 75 528-534 531




Observaciones CATV TV NNN 76 534-540 537 OOO 77 540-546 543 PPP 78 546-552 549 QQQ 79 552-558 555 RRR 80 558-564 561 SSS 81 564-570 567 TTT 82 570-576 573 UUU 83 576-582 579 VVV 84 582-588 585 WWW 85 588-594 591 XXX 86 594-600 597 YYY 87 600-606 603 ZZZ 88 606-612 609 89 89 612-618 615 90 90 618-624 621 91 91 624-630 627 92 92 630-636 633 93 93 636-642 639 94 94 642-648 645 100 100 648-654 651 101 101 654-660 657 102 102 660-666 663 103 103 666-672 669 104 104 672-678 675 105 105 678-684 681 106 106 684-690 687 107 107 690-696 693 108 108 696-702 699 109 109 702-708 705 110 110 708-714 711 111 111 714-720 717 112 112 720-726 723 113 113 726-732 729 114 114 732-738 735 115 115 738-744 741 116 116 744-750 747 117 117 750-756 753 118 118 756-762 759 119 119 762-768 765 120 120 768-774 771 121 121 774-780 777

35 - 9



Observaciones CATV TV 122 122 780-786 783 123 123 786-792 789 124 124 792-798 795 125 125 798-804 801 126 126 804-810 807 127 127 810-816 813 128 128 816-822 819 129 129 822-828 825 130 130 828-834 831 131 131 834-840 837 132 132 840-846 843 133 133 846-852 849 134 134 852-858 855 135 135 858-864 861 136 136 864-870 867 137 137 870-876 873 138 138 876-882 879 139 139 882-888 885 140 140 888-894 891 141 141 894-900 897 142 142 900-906 903 143 143 906-912 909 144 144 912-918 915 145 145 918-924 921 146 146 924-930 927 147 147 930-936 933 148 148 936-942 939 149 149 942-948 945 150 150 948-954 951 151 151 954-960 957 152 152 960-966 963 153 153 966-972 969 154 154 972-978 975 155 155 978-984 981 156 156 984-990 987 157 157 990-906 993 158 158 906-1002 999


Tabla 35.4. Ubicación de los canales de TV (terrestre M y N) – América


Central [MHz] Ancho de Banda

[MHz] Observaciones

2 VHF I 57 54 - 60 3 VHF I 63 60 - 66 4 VHF I 69 66 - 72 5 VHF I 79 76 - 82 6 VHF I 85 82 - 88 FM VHF II

88 - 108

7 VHF III 177 174 - 180 8 VHF III 183 180 - 186 9 VHF III 189 186 - 192 10 VHF III 195 192 - 198 11 VHF III 201 198 - 204 12 VHF III 207 204 - 210 13 VHF III 213 210 - 216 14 VHF IV 473 470 - 476 15 VHF IV 479 476 - 482 16 VHF IV 485 482 - 488 17 VHF IV 491 488 - 494 18 VHF IV 497 494 - 500 19 VHF IV 503 500 - 506 20 VHF IV 509 506 - 512 21 VHF IV 515 512 - 518 22 VHF IV 521 518 - 524 23 VHF IV 527 524 - 530 24 VHF IV 533 530 - 536 25 VHF IV 539 536 - 542 26 VHF IV 545 542 - 548 27 VHF IV 551 548 - 554 28 VHF IV 557 554 - 560 29 VHF IV 563 560 - 566 30 VHF IV 569 566 - 572 31 VHF IV 575 572 - 578 32 VHF IV 581 578 - 584 33 VHF IV 587 584 - 590 34 VHF IV 593 590 - 596

35 - 11


Central [MHz] Ancho de Banda

[MHz] Observaciones

35 VHF V 599 596 - 602 36 VHF V 605 602 - 608 37 VHF V 611 608 - 614 Reservado

38 VHF V 617 614 - 620 39 VHF V 623 620 - 626 40 VHF V 629 626 - 632 41 VHF V 635 632 - 638 42 VHF V 641 638 - 644 43 VHF V 647 644 - 650 44 VHF V 653 650 - 656 45 VHF V 659 656 - 662 46 VHF V 665 662 - 668 47 VHF V 671 668 - 674 48 VHF V 677 674 - 680 49 VHF V 683 680 - 686 50 VHF V 689 686 - 692 51 VHF V 695 692 - 698 52 VHF V 701 698 - 704 53 VHF V 707 704 - 710 54 VHF V 713 710 - 716 55 VHF V 719 716 - 722 56 VHF V 725 722 - 728 57 VHF V 731 728 - 734 58 VHF V 737 734 - 740 59 VHF V 743 740 - 746 60 VHF V 749 746 - 752 61 VHF V 755 752 - 758 62 VHF V 761 758 - 764 63 VHF V 767 764 - 770 64 VHF V 773 770 - 776 65 VHF V 779 776 - 782 66 VHF V 785 782 - 788 67 VHF V 791 788 - 794 68 VHF V 797 794 - 800 69 VHF V 803 800 - 806


El canal 37 está reservado para radio-astronomía Desde el 17 de Febrero de 2009, los canales 52 al 69 no están

asignados para uso de TV Digital en los EE.UU. y otros países.

Instrumentos Típicos de Prueba y Sistemas de Ra-diodifusión para Señales de TV Digital

R&S®SFU y R&S®SFE – Transmisores de Prueba

Los transmisores de prueba proporcionan las señales de RF de referencia para probar receptores digitales. La degradación intencional de la señal ideal por ruido sobrepuesto así como la simulación de las condiciones de recepción móvil ayuda a hacer receptores operacionales bajo cualquier condición y a asegurar la recepción libre de interferencia de los programas de TV.

36 - 2 Instrumentos de Prueba Típicos y Sistemas de Radiodifusión

R&S®DVRG DTV Recorder Generator

Los flujos de transporte MPEG-2 consisten en vídeo, audio, y señales co-dificadas de datos. Los generadores MPEG-2 proporcionan estas señales en una forma bien definida, libre de errores y de manera reproducible para propósitos de prueba, por ejemplo, como señales de entrada para los modula-dores.

36 - 3

R&S®EFA Receptor de Prueba, R&S®ETL y R&S®FSH3-TV Analizadores de TV

Los receptores de prueba de TV y los analizadores de TV miden con alta precisión las señales de RF de los sistemas análogos y digitales de TV. Las medidas realizadas directamente en una antena, un transmisor de TV, o la cabecera del cable permiten determinar claramente la calidad de la transmi-sión digital. Las fuentes de error pueden ser identificadas y eliminadas especí-ficamente.


Monitoreo, Análisis, Grabación y Generación de Flujos de Transporte MPEG con la Familia R&S® DVM

Un flujo de transporte MPEG-2 se modifica en muchos lugares de la cade-na de transmisión. Por ejemplo, después de que una señal satelital haya llega-do a la cabecera de cable se quitan varios programas del múltiplex del flujo de transporte y son substituidos por programas locales. Esta es una interven-ción profunda en la estructura del flujo de transporte. Los analizadores MPEG-2 comprueban la sintaxis completa del protocolo MPEG-2 e indican cualquier error o discrepancia, asegurando así una transmisión segura de las señales.

36 - 5

Transmisores, Repetidores y Gap Fillers para ATV, DTV y TV Móvil de 1w a 12Kw

Los transmisores de TV Digital terrestre son uno de los componentes más importantes de las redes de transmisión terrestres. Convierten la señal del flujo de transporte MPEG-2 en señales de RF de alta calidad de diversas cla-ses de potencia, desde baja potencia hasta alta potencia. Estas señales se dis-tribuyen después vía la antena. La confiabilidad, el reducido espacio y la alta eficiencia son parámetros clave para proveer con seguridad a los espectadores las señales de TV digital vía antena.


DVB-H Sistema de Playout

El sistema de playout es generalmente el subsistema para la transmisión de radio o canales de TV del radiodifusor a las varias redes que entregan los canales a la audiencia. La entrada del sistema de playout de DVB-H es audio y video sin comprimir. La salida es un flujo digital de transporte (MPEG-2) con información comprimida de vídeo (H.264) y audio (HE AAC) e informa-ción sobre la estructura del contenido entregado (ESG, PSI, SI). Especialmen-te la estructura de las ranuras de tiempo introducida con DVB-H y una pre-corrección de error adicional. Las redes de DVB-H consisten de transmisores terrestres.

El Playout se realiza en un área de playout en las salas de control. Esta área se puede situar en el edificio del radiodifusor pero se encuentra cada vez más en los “centros de playout” construidos específicamente para este propó-sito.

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