VYSOKE UCENI TECHNICKE V BRNEBRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY

FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKACNICH TECHNOLOGIIUSTAV RADIOELEKTRONIKY

FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATIONDEPARTMENT OF RADIOELECTRONICS

VSTUPNI CAST KVADRATURNIHO PRIJIMACE PRO

PASMO UHF

DIPLOMOVA PRACEMASTER’S THESIS

AUTOR PRACE Bc. JAKUB TILLERAUTHOR

VYSOKE UCENI TECHNICKE V BRNEBRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY

FAKULTA ELEKTROTECHNIKYA KOMUNIKACNICH TECHNOLOGIIUSTAV RADIOELEKTRONIKY

FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING ANDCOMMUNICATIONDEPARTMENT OF RADIOELECTRONICS

VSTUPNI CAST KVADRATURNIHO PRIJIMACE PRO

PASMO UHFUHF BAND FRONT-END OF QUADRATURE RECEIVER

DIPLOMOVA PRACEMASTER’S THESIS

AUTOR PRACE Bc. JAKUB TILLERAUTHOR

VEDOUCI PRACE prof. Ing. MIROSLAV KASAL, CSc.SUPERVISOR

BRNO 2012

VYSOKÉ UČENÍTECHNICKÉ V BRNĚ

Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií

Ústav radioelektroniky

Diplomová prácemagisterský navazující studijní oborElektronika a sdělovací technika

Student: Bc. Jakub Tiller ID: 106832Ročník: 2 Akademický rok: 2011/2012

NÁZEV TÉMATU:

Vstupní část kvadraturního přijímače pro pásmo UHF

POKYNY PRO VYPRACOVÁNÍ:

Seznamte se s návrhem vstupní vf části přijímačů pro pásmo UHF. Navrhněte potřebné obvody vfzesilovače, směšovače a lokálního oscilátoru synchronizovaného kmitočtovým normálem 10 MHz.Vstupní kmitočet předpokládejte v pásmu 432 MHz a mezifrekvenční 28 MHz. Seznamte se sprogramem Ansoft Designer.Na základě provedené studie navrhněte kvadraturní přijímač se vstupy pro signály I a Q se společnýmoscilátorem zavěšeným na kmitočtový normál. Pro modelování obvodů použijte Ansoft Designer. Důraznechť je kladen na symetrii obou větví. Navrhněte odpovídající plošný spoj a konstrukční řešenípřijímače.Navržený vstupní díl realizujte a experimentálně ověřte jeho vlastnosti. V obou kanálech změřtezejména: citlivost (šumové číslo), zisk (symetrii) a potlačení zrcadlových signálů.

DOPORUČENÁ LITERATURA:

[1] DOBEŠ, J., ŽALUD, V. Moderní radiotechnika. Praha: BEN - technická literatura, 2006.

[2] ROHDE, U. L., NEWKIRK, D. P. RF/Microwave Circuit Design for Wireless Applications. New York:John Wiley & Sons, 2000.

Termín zadání: 6.2.2012 Termín odevzdání: 18.5.2012

Vedoucí práce: prof. Ing. Miroslav Kasal, CSc.Konzultanti diplomové práce:

prof. Dr. Ing. Zbyněk RaidaPředseda oborové rady

UPOZORNĚNÍ:

Autor diplomové práce nesmí při vytváření diplomové práce porušit autorská práva třetích osob, zejména nesmízasahovat nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a musí si být plně vědom následkůporušení ustanovení § 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávníchdůsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákoníku č.40/2009 Sb.

Licencnı smlouvaposkytovana k vykonu prava uzıt skolnı dılo

uzavrena mezi smluvnımi stranami:

1. Pan

Jmeno a prıjmenı: Bc. Jakub Tiller

Bytem: Pionyrska 361, Broumov, 550 01

Narozen (datum a mısto): 22.10.1987 v Broumove

(dale jen autor)

a

2. Vysoke ucenı technicke v Brne

Fakulta elektrotechniky a komunikacnıch technologiı

se sıdlem Technicka 3058/10, Brno, 616 00

jejımz jmenem jedna na zaklade pısemneho poverenı dekanem fakulty:

prof. Dr. Ing. Zbynek Raida, predseda rady oboru Elektronika a sdelovacı

technika

(dale jen nabyvatel)

Cl. 1

Specifikace skolnıho dıla

1. Predmetem teto smlouvy je vysokoskolska kvalifikacnı prace (VSKP):

disertacnı prace

× diplomova prace

bakalarska prace

jina prace, jejız druh je specifikovan jako . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

(dale jen VSKP nebo dılo)

Nazev VSKP: Vstupnı cast kvadraturnıho prijımace pro pasmo UHF

Vedoucı/ skolitel VSKP: prof. Ing. Miroslav Kasal, CSc.

Ustav: Ustav radioelektroniky

Datum obhajoby VSKP: neuvedeno

VSKP odevzdal autor nabyvateli v1:

tistene forme — pocet exemplaru 2

elektronicke forme — pocet exemplaru 1

2. Autor prohlasuje, ze vytvoril samostatnou vlastnı tvurcı cinnostı dılo shora

popsane a specifikovane. Autor dale prohlasuje, ze pri zpracovavanı dıla se

sam nedostal do rozporu s autorskym zakonem a predpisy souvisejıcımi a ze

je dılo dılem puvodnım.

1hodıcı se zaskrtnete

3. Dılo je chraneno jako dılo dle autorskeho zakona v platnem znenı.

4. Autor potvrzuje, ze listinna a elektronicka verze dıla je identicka.

Cl. 2

Udelenı licencnıho opravnenı

1. Autor touto smlouvou poskytuje nabyvateli opravnenı (licenci) k vykonu prava

uvedene dılo nevydelecne uzıt, archivovat a zprıstupnit ke studijnım, vyukovym

a vyzkumnym ucelum vcetne porizovanı vypisu, opisu a rozmnozenin.

2. Licence je poskytovana celosvetove, pro celou dobu trvanı autorskych a ma-

jetkovych prav k dılu.

3. Autor souhlası se zverejnenım dıla v databazi prıstupne v mezinarodnı sıti

× ihned po uzavrenı teto smlouvy

1 rok po uzavrenı teto smlouvy

3 roky po uzavrenı teto smlouvy

5 let po uzavrenı teto smlouvy

10 let po uzavrenı teto smlouvy

(z duvodu utajenı v nem obsazenych informacı)

4. Nevydelecne zverejnovanı dıla nabyvatelem v souladu s ustanovenım §47b

zakona c. 111/1998 Sb., v platnem znenı, nevyzaduje licenci a nabyvatel je

k nemu povinen a opravnen ze zakona.

Cl. 3

Zaverecna ustanovenı

1. Smlouva je sepsana ve trech vyhotovenıch s platnostı originalu, pricemz po

jednom vyhotovenı obdrzı autor a nabyvatel, dalsı vyhotovenı je vlozeno do

VSKP.

2. Vztahy mezi smluvnımi stranami vznikle a neupravene touto smlouvou se

rıdı autorskym zakonem, obcanskym zakonıkem, vysokoskolskym zakonem,

zakonem o archivnictvı, v platnem znenı a popr. dalsımi pravnımi predpisy.

3. Licencnı smlouva byla uzavrena na zaklade svobodne a prave vule smluvnıch

stran, s plnym porozumenım jejımu textu i dusledkum, nikoliv v tısni a za

napadne nevyhodnych podmınek.

4. Licencnı smlouva nabyva platnosti a ucinnosti dnem jejıho podpisu obema

smluvnımi stranami.

V Brne dne:

Nabyvatel Autor

ABSTRAKTTato diplomova prace se zabyva studiem a popisem vybranych vysokofrekvencnıch ob-vodu pouzıvany v prijımacı technice. Prace se dale zameruje na navrh techto obvodu ajejich simulaci v programu Ansoft Designer. Duraz pri navrhu je kladen vıcemene shodnys pozadavky na klasickou prijımacı techniku, avsak s malymi rozdıly. V teto praci jepomerne podrobne prezentovan popis navrhu vysokofrekvencnıho zesilovace a jeho op-timalizace z hlediska sumovych parametru. Dale prace obsahuje navrhy kmitoctovychnasobicu.

KLICOVA SLOVA

UHF, vstupnı dıl, kvadratura, pasmova propust, zesilovac, smesovac, nasobic

ABSTRACTThe object of this master’s thessis is study and description of RF circuits, which areused for receiveing. This work is also aimed to design this circuits and their simulationin Ansoft Designer software. Focus is placed to the standard parameters of receivingtechnology. The description of amplifier design is presented in this work. Parametersof this amplifier are optimalized to low noise figure. Frequency multiplier designs areincluded in this project.

KEYWORDS

UHF, front-end, quadrature, band pass, amplifier, mixer, multiplier

TILLER, Jakub. Vstupnı cast kvadraturnıho prijımace pro pasmo UHF. Brno: Vysokeucenı technicke v Brne, Fakulta elektrotechniky a komunikacnıch technologiı, Ustavradioelektroniky, 2012. 83 s. Diplomova prace. Vedoucı prace byl prof. Ing. MiroslavKasal, CSc.

PROHLASENI

Prohlasuji, ze svou diplomovou praci na tema”Vstupnı cast kvadraturnıho prijımace pro

pasmo UHF“ jsem vypracoval samostatne pod vedenım vedoucıho diplomove prace a

s pouzitım odborne literatury a dalsıch informacnıch zdroju, ktere jsou vsechny citovany

v praci a uvedeny v seznamu literatury na konci prace.

Jako autor uvedene diplomove prace dale prohlasuji, ze v souvislosti s vytvorenım

teto diplomove prace jsem neporusil autorska prava tretıch osob, zejmena jsem ne-

zasahl nedovolenym zpusobem do cizıch autorskych prav osobnostnıch a/nebo majet-

kovych a jsem si plne vedom nasledku porusenı ustanovenı § 11 a nasledujıcıch zakona

c. 121/2000 Sb., o pravu autorskem, o pravech souvisejıcıch s pravem autorskym a o

zmene nekterych zakonu (autorsky zakon), ve znenı pozdejsıch predpisu, vcetne moznych

trestnepravnıch dusledku vyplyvajıcıch z ustanovenı casti druhe, hlavy VI. dıl 4 Trestnıho

zakona c. 40/2009 Sb.

Brno . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

(podpis autora)

PODEKOVANI

Dekuji vedoucımu diplomove prace prof. Ing. Miroslavu Kasalovi, CSc. za ucinnou me-

todickou, pedagogickou a odbornou pomoc a dalsı cenne rady pri zpracovanı tohoto

projektu.

V Brne dne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

(podpis autora)

Vyzkum realizovany v ramci teto diplomove prace byl financne podporen

projektem CZ.1.07/2.3.00/20.0007 Wireless Communication Teams

operacnıho programu Vzdelavanı pro konkurenceschopnost.

Financnı podpora byla poskytnuta Evropskym socialnım fondem

a statnım rozpoctem Ceske republiky.

OBSAH

Uvod 6

1 Teoreticky rozbor prace 7

1.1 Uvod . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.1.1 Sumove vlastnosti dvojbranu . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.2 Blokove schema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.1 Nızkosumovy vstupnı predzesilovac a zesilovac . . . . . . . . . 10

1.2.2 Filtr typu pasmova propust . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.2.3 Pasivnı smesovac . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.2.4 Mezifrekvencnı filtr . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.2.5 Nasobice kmitoctu a signal pro brany LO smesovacu . . . . . 11

2 Navrh a simulace obvodu 13

2.1 Navrh nızkosumoveho vstupnıho zesilovace . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.1.1 Vyber pracovnıho bodu tranzistoru ATF-54143 . . . . . . . . 14

2.1.2 Popis vybraneho Helix filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.1.3 Navrh zesilovace v programu Ansoft Designer V2 . . . . . . . 17

2.1.4 Vypocet soucastek pro nastavenı pracovnıho bodu . . . . . . . 23

2.2 Navrh druheho stupne zesilovace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.3 Nelinearnı model zesilovace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.4 Vyber realnych komponent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.5 Vyber a simulace smesovace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.6 Navrh mezifrekvencnıho filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.6.1 Vazane rezonancnı obvody s kapacitnımi odbockami . . . . . . 33

2.6.2 Kaskada filtru typu dolnı a hornı propust . . . . . . . . . . . . 36

2.6.3 Shrnutı a vyber topologie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

2.6.4 Vyber komponent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

2.6.5 Realizace laditelnych cıvek pro potreby IF filtru . . . . . . . . 39

2.7 Realizace prototypu IF filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

2.8 Navrh nasobice kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

2.8.1 Navrh filtru typu pasmova propust . . . . . . . . . . . . . . . 45

2.8.2 Simulace nasobice kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

2.9 Simulace celeho RF retezce . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

3 Dosazene vysledky prace 53

3.1 Vstupnı cast 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

3.2 Vstupnı cast 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

1

3.3 Nasobic kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

3.4 Hodnocenı vysledku . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4 Zaver 62

Literatura 64

Seznam symbolu, velicin a zkratek 66

Seznam prıloh 67

A Vysledky simulacı nelinearnıho a linearnıho modelu 68

A.1 S-parametry obou modelu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

B Predlohy k realizaci prototypu

IF filtru 70

C Podklady a predlohy pro vyrobu RF casti vstupnıho dılu 72

D Podklady a predlohy pro vyrobu kmitoctoveho nasobice 76

E Vysledky merenı realizovaneho

vstupnıho dılu 79

E.1 Sumova cısla vstupnıch castı . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

E.2 Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım . . . . . . . . . . . . . . . 82

F Podpurne aplikace 83

F.1 Kalkulator utlumoveho Π clanku . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

F.2 Kalkulator obvodu pasmove propusti . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

F.3 Kalkulator vzduchovych cıvek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

2

SEZNAM OBRAZKU

1.1 Blokove schema vstupnıho dılu reseneho v tomto projektu . . . . . . 8

1.2 Ilustrace k smesovacım produktum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.1 S parametry modelovaneho filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.2 Schema pro vysetrenı stability . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.3 S parametry zesilovace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2.4 Schema zesilovace se zajistenou stabilitou . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2.5 Smithuv diagram s kruznicı stability pro vstupnı a vystupnı rovinu . 20

2.6 S-parametry a sumove cıslo po pripojenı prizpusobovacıch obvodu . . 21

2.7 Schema prvnıho stupne s obvody pro nastavenı pracovnıho bodu . . . 23

2.8 Zapojenı nastavenı pracovnıho bodu ATF-54143 (prevzato z [4]) . . . 24

2.9 S-parametry vstupnıho dvoustupnoveho selektivnıho zesilovace . . . . 27

2.10 Model vstupnıho dvoustupnoveho selektivnıho zesilovace . . . . . . . 28

2.11 Simulace zavislosti vystupnıho vykonu na vstupnım . . . . . . . . . . 29

2.12 S-parametry zesilovace s modely realnych soucastek . . . . . . . . . . 31

2.13 Vnitrnı zapojenı smesovace RMS-30 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.14 Vystupnı spektrum zesıleneho a smesovaneho signalu . . . . . . . . . 32

2.15 Ke kapacitnı vazbe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

2.16 Schema simulovaneho filtru s vazanymi rezonancnımi obvody . . . . . 35

2.17 S-parametry simulovaneho filtru s vazanymi rezonancnımi obvody . . 36

2.18 S-parametry kaskadnıho zapojenı dolnı a hornı propusti . . . . . . . . 37

2.19 S-parametry kaskady dolnı a hornı propusti s uvazenım realnych prvku 38

2.20 Parametr s11 IF filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

2.21 Parametr s21 IF filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

2.22 Parametr s22 IF filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

2.23 Schema pro vypocet stejnosmerneho pracovnıho bodu tranzistoru . . 45

2.24 Vysledek simulace filtru typu pasmova propust se strednım kmitoctem

404MHz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

2.25 Schema nasobice 4x s jednım stupnem . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

2.26 Vystupnı spektrum nasobice 4x s jednım stupnem . . . . . . . . . . . 48

2.27 Schema pro simulaci nasobice 4x . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

2.28 Vysledek harmonicke balancnı analyzy . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

2.29 Schema simulovaneho retezce . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

2.30 Vysledek simulace RF retezce . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.1 Vystupnı spektrum vstupnıho zesilovace 1 . . . . . . . . . . . . . . . 54

3.2 Vystupnı spektrum mezifrekvencnıho zesilovace 1 . . . . . . . . . . . 55

3.3 Vystupnı spektrum vstupnıho zesilovace 2 . . . . . . . . . . . . . . . 56

3.4 Vystupnı spektrum mezifrekvencnıho zesilovace 2 . . . . . . . . . . . 57

3.5 Charakteristika filtru pouziteho v nasobici kmitoctu . . . . . . . . . . 58

3.6 Vystupnı spektrum nasobice kmitoctu (vystup 1) . . . . . . . . . . . 59

3.7 Vystupnı spektrum nasobice kmitoctu (vystup 2) . . . . . . . . . . . 60

3.8 Vystupnı spektrum vstupnıch castı pro RF 432MHz o urovni -50 dBm 61

A.1 Vysledky simulace linearizovaneho modelu . . . . . . . . . . . . . . . 68

A.2 Vysledky simulace nelinearnıho modelu . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

B.1 Schema IF filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

B.2 Vrstva BOTTOM pro vyrobu DPS (nenı v merıtku) . . . . . . . . . . 71

B.3 Vrstva TOP pro vyrobu DPS (nenı v merıtku) . . . . . . . . . . . . . 71

C.1 Schema zapojenı (1/2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

C.2 Schema zapojenı (2/2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

C.3 Vrstva BOTTOM pro vyrobu DPS (nenı v merıtku) . . . . . . . . . . 73

C.4 Vrstva TOP pro vyrobu DPS (nenı v merıtku) . . . . . . . . . . . . . 73

C.5 Osazovacı vykres obvodu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

D.1 Schema zapojenı nasobice kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

D.2 Vrstva BOTTOM pro vyrobu DPS (nenı v merıtku) . . . . . . . . . . 77

D.3 Vrstva TOP pro vyrobu DPS (nenı v merıtku) . . . . . . . . . . . . . 77

D.4 Osazovacı vykres obvodu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

E.1 Vystupnı spektra RF vstupnıch zesilovacu vstupnı casti . . . . . . . . 79

E.2 Vystupnı spektra IF filtru vstupnı casti . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

E.3 Prubeh sumoveho cısla vstupnı casti 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

E.4 Prubeh sumoveho cısla vstupnı casti 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

E.5 Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım vstupnı casti 1 . . . . . . . 82

E.6 Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım vstupnı casti 2 . . . . . . . 82

SEZNAM TABULEK

2.1 Prehled charakteristik tranzistoru ATF-54143 (f= 900MHz) . . . . . 15

2.2 Prehled zakladnıch parametru filtru Helix (prevzato z [7]) . . . . . . 16

2.3 Hodnoty pro vypocet celkoveho sumoveho cısla kaskady . . . . . . . 25

2.4 Hodnoty vysledneho sumoveho cısla pro ruzne razenı bloku . . . . . 26

2.5 Vysledne hodnoty OIP3 pro ruzne razenı bloku . . . . . . . . . . . . 27

2.6 Vysledne hodnoty OIP3 pro ruzne razenı bloku . . . . . . . . . . . . 29

2.7 Parametry simulovane s modely realnych soucastek . . . . . . . . . . 30

2.8 Konstanty pro navrh filtru odectene z [11] . . . . . . . . . . . . . . . 34

2.9 Parametry cıvky 1 s pozadovanou indukcnostı 190 nH . . . . . . . . . 39

2.10 Parametry cıvky 1 s pozadovanou indukcnostı 250 nH . . . . . . . . . 40

2.11 Parametry cıvky s pozadovanou indukcnostı 335 nH . . . . . . . . . . 40

2.12 Parametry cıvky s pozadovanou indukcnostı 350 nH . . . . . . . . . . 40

C.1 Seznam soucastek pro vyrobu vstupnı casti . . . . . . . . . . . . . . . 74

D.1 Seznam soucastek pro vyrobu nasobice kmitoctu . . . . . . . . . . . . 78

UVOD

Tato prace se zabyva prijımacı technikou pracujıcı v oblasti bezdratovych komuni-

kacı v pasmu UHF (Ultra vysoke kmitocty – Ultra High Frequency). Predmetem teto

prace je studium, popis a navrh vybranych bloku vstupnıch dılu vysokofrekvencnıch

zarızenı. Tezistem prace je navrh a simulace jednotlivych dılcıch obvodu, ktere jsou

nakonec propojeny mezi sebou, coz tvorı vstupnı vysokofrekvencnı dıl.

Prvnı kapitola popisuje ramcove funkci jednotlivych bloku obsazenych v blo-

kovem schematu, ktere je v teto kapitole take uvedeno. Dale jsou v dane kapitole

popsany pozadavky na jednotlive bloky obecne a dale jsou uvedeny pozadavky, ktere

jsou kladeny na vstupnı dıl popisovany v teto praci.

Nasledujıcı kapitola popisuje konkretnı navrh a simulaci jednotlivych obvodu.

Diplomova prace se zabyva studiem vysokofrekvencnıch obvodu a jejich navrhem.

Tyto navrhy jsou analyzovany a simulovany programem Ansoft Designer, ktery je

pro tyto ucely urcen. Navrh vysokofrekvencnıch obvodu nenı jednoznacna uloha

a resenı existuje vıce.

6

1 TEORETICKY ROZBOR PRACE

1.1 Uvod

Kazda vstupnı cast prijımacıho retezce je kriticka z hlediska svych sumovych para-

metru, sveho zesılenı a dynamickeho rozsahu. Je tedy treba k navrhu a realizaci

techto castı prijımacıho retezce pristupovat s ohledem na mozna co nejlepsı sumove

pomery, dostatecne zesılenı a patricny dynamicky rozsah. Nejkritictejsı z pohledu

jednotlivych bloku prijımacıho retezce je hlavne prvnı dıl. Ten by mel byt umısten

pokud mozno co nejblıze prijımacı antene, protoze jakykoli spoj mezi antenou a vstup-

nım dılem zpusobuje dalsı, nezadoucı vlozny utlum, ktery take prımo odpovıda

sumovemu cıslu. Pokud je tedy vstupnı dıl k antene pripojen naprıklad koaxialnım

kabelem, ktery dıky sve delce, ma utlum 1dB, znamena to, ze sumove cıslo je rovno

take hodnote 1 dB. Z tohoto duvodu je snaha hlavne prvnı bloky vstupnıho dılu

radit co nejblıze antenam. Az za temito prvnımi stupni, ktere dominantnı merou

urcujı sumove pomery cele vstupnı casti, se radı prenosove medium. To ma za ukol

privadet signal k dalsımu zpracovanı. Ve vetsine aplikacı je uzitecny signal frek-

vencne prelozen do vysokofrekvencnı nebo mikrovlnne oblasti. Z tohoto duvodu je

v prijımacıch castech casto pouzıvan smesovac, ktery uzitecny signal prelozı bud’ do

tzv. mezifrekvencnı oblasti nebo prımo do zakladnıho pasma signalu. Takovy obvod

je v literature casto oznacovan, jako”down-convertor“.

Na nektere prijımace je casto krome pozadavku na co nejlepsı sumove parametry

vstupnı casti take kladen pozadavek na velky dynamicky rozsah. Prıklad takoveho

prijımace je napr. vstupnı dıl televiznıho prijımace. Naproti tomu jinym pozadavkem

muze byt naprıklad nızka spotreba, ktera je jeden ze zakladnıch parametru hlıdanych

napr. v druzicıch umıstenych na obezne draze kolem Zeme, kde veskere napajenı je

zajisteno akumulatory dobıjenymi solarnımi clanky.

1.1.1 Sumove vlastnosti dvojbranu

Podle [1] se popis dvojbranu jako celku jiz nezabyva podstatou vzniku jednot-

livych sumu, ale popisuje dvojbran jako celek. K tomuto ucelu slouzı sumovy faktor

oznacovany, jako F (Sumovy cinitel – Noise Factor). Ten je casto udavan v loga-

ritmicke mıre jako sumove cıslo (v anglicky psane literature oznacovane jako NF -

Noise Figure).

Razenı jednotlivych bloku nenı v zadnem prıpade nahodne. Je optimalizovano

z pohledu sumovych pomeru. Sumove pomery celeho prijımacıho retezce vyjadruje

znamy Friisuv vzorec, ktery je mozne nalezt napr. v [1]. Podle tohoto vzorce je

rozhodujıcım blokem, ktery ovlivnuje sumove parametry celeho prijımace, prave

7

prvnı predzesilovac (obecneji prvnı blok). Z pohledu sumovych parametru je u tohoto

bloku vhodne, aby mel nejnizsı mozne sumove cıslo a velke zesılenı.

1.2 Blokove schema

Ruzne literarnı prameny uvadejı ruzna blokova schemata, ktera si vsak jsou do

znacne mıry navzajem podobna. Na obr. 1.1 je uvedeno blokove schema vstupnıho

dılu navrzene pro tuto praci. Toto schema bude dale popsano blok po bloku a v nas-

ledujıcıch kapitolach bude kazdy z bloku rozebran podrobneji. Projekt je konci-

Obr. 1.1: Blokove schema vstupnıho dılu reseneho v tomto projektu

povan, jako kvadraturnı prijımac, avsak kvadraturnı slozky budou tvoreny polarizacı

prijımacıch anten (anteny na sebe budou kolme).

Na obr. 1.1 jsou nakresleny dve paralelnı vetve zpracovanı obou kvadraturnıch

slozek. Pro vyslednou realizaci je kladen vysoky pozadavek na symetricnost techto

obvodu. Je tedy nutne, aby kazde dva odpovıdajıcı si bloky meli jen velmi male

rozdıly mezi odpovıdajıcımi si parametry. V pasmu UHF je mozne se tomuto stavu

vıce ci mene priblızit, avsak v prubehu navrhu a zaverecne realizace bude i na toto

kladen duraz.

8

Z anten bude signal veden do vstupnıho nızkosumoveho zesilovace, ktery bude

optimalizovan z hlediska sumovych parametru a nenı predmetem tohoto projektu.

Tento projekt zahrnuje pouze vstupnı dıl, ktery se bude nachazet uvnitr budovy.

Z hlediska sumovych parametru je ale nutne vstupnı predzesilovac zaradit co nejblıze

prijımacım antenam.

Prvnım blokem nachazejıcım se na uvedenem blokovem schematu je zesilovac

s nızkym sumem a dostatecnym zesılenım, ktery bude tvoren tranzistory E-pHEMT,

ktere majı pro tuto aplikaci vhodne parametry. Nasleduje zesilovac, ktery signal

dale dodatecne zesılı. Dalsım blokem je filtr typu pasmova propust, ktery musı

maximalnı merou potlacit signal na zrcadlovem kmitoctu. Za tımto filtrem nasleduje

pasivnı smesovac, ktery prelozı pasmovy signal ponekud nıze, do mezifrekvencnı

oblasti. Kmitocet signalu v mezifrekvencnı oblasti je zadan na hodnotu 28 MHz. Za

smesovacem nasleduje filtr typu pasmova propust naladeny na rozdılovy produkt

smesovace. Ukolem tohoto filtru je potlacit ostatnı produkty smesovanı. Nasleduje

zesilovac, ktery kompenzuje vlozny utlum predchozıho filtru a mezifrekvencnı signal

zesiluje na pozadovanou uroven.

Kmitocet vstupnıho signalu se ze zadanı predpoklada 432 MHz. Protoze je kmito-

cet mezifrekvencnıho signalu zadan na hodnotu 28MHz a jeho hodnota je dana roz-

dılovym produktem smesovanı, je mozne z techto hodnot urcit kmitocet na brane LO

pasivnıch smesovacu. Kmitocty, jako produkty smesovanı je mozne podle [2]vyjadrit

jako:

fmf = m · fs + n · fo , (1.1)

kde fmf je produkt smesovanı, fs je kmitocet signalu a fo je kmitocet lokalnıho

oscilatoru. Hodnoty m, n spadajı do oboru celych cısel. Smesovanı do mezifrekvencnı

oblasti vyuzıva rozdılovy kmitocet, pricemz kmitocet oscilatoru muze byt zvolen

vyssı nebo nizsı nez je kmitocet prijımaneho signalu:

fLO1 = 432− 28 = 404 MHz nebo fLO2 = 432 + 28 = 460 MHz. (1.2)

Zvolen bude kmitocet fLO1 = 404MHz a to ze dvou duvodu. Cım nizsı kmitocet,

tım snazsı realizace oscilatoru a dalsıch podpurnych obvodu. Dalsı duvodem je, ze

nedojde k inverzi spektra prijımaneho signalu. Kmitocet zrcadloveho kmitoctu bude

376MHz (404 -28 MHz). Signal na zrcadlovem kmitoctu by mel byt pred smesovanım

pokud mozno co nejvıce potlacen. Zesılenı kaskady bloku pred smesovacem je treba

navrhnout tak, aby tento zisk byl okolo 30 dB. Cela situace je zobrazena na obr. 1.2.

9

Obr. 1.2: Ilustrace k smesovacım produktum

1.2.1 Nızkosumovy vstupnı predzesilovac a zesilovac

Tyto bloky jsou v kaskade prijımacıho retezce zarazeny jako prvnı. Mezi tyto bloky

byva casto zarazen filtr pro definici sırky pasma daneho zesilovace. Tento filtr je

vsak take mozne zaradit az za tuto kaskadu.

Hlavne prvnı blok, tedy vstupnı predzesilovac, nejvıce ovlivnuje sumove pomery

cele prijımacı soustavy. Pro navrh je tedy nutne vybrat vhodny aktivnı prvek s nız-

kym vlastnım sumem. Dale je take nutne vybrat vhodny pracovnı bod s ohledem

na zesılenı, sumove vlastnosti, spotrebu a dynamicky rozsah. Pro navrh je treba

zvolit prioritnı parametry. Dalsı parametry jsou pote v navrhu kontrolovany. Pokud

vyhovujı pozadavkum na zesilovac, je vse v poradku. Pokud ale nevyhovujı, je treba

pristoupit ke zmene pracovnıho bodu nebo zmene zapojenı zesilovace. V krajnıch

prıpadech je treba prejıt k volbe jineho aktivnıho prvku a navrh opakovat.

1.2.2 Filtr typu pasmova propust

Za zesilovacem nasleduje blok, ktery ma za ukol selektivne vybrat pozadovany signal.

Jedna se tedy o filtr typu pasmova propust. Na tento filtr jsou kladeny pomerne velke

naroky, protoze tento filtr ma za ukol potlacit hlavne zrcadlovou frekvenci. V tomto

prıpade je frekvence uzitecneho signalu 432MHz. Jak bylo popsano vyse, kmitocet

zrcadloveho signalu je 376MHz. Tento kmitocet by mel byt potlacen alespon o 35 -

40 dB oproti uzitecnemu signalu na frekvenci 432MHz. Pro toto kmitoctove pasmo

nenı prılis vhodne (avsak mozne) pouzitı mikropaskovych vazanych vedenı. Naproti

tomu se k tomuto ucelu pomerne dobre hodı Helical filtry, ktere dodava naprıklad

firma Neosid.

1.2.3 Pasivnı smesovac

Jak bylo popsano vyse, ukol tohoto bloku je frekvencnı translace uzitecneho signalu

smerem k nizsım kmitoctum. Pozadavky kladene na smesovac jsou nızke konverznı

10

ztraty, nızky vlastnı sum smesovace vysoky dynamicky rozsah. Dale je take vyhodne,

pokud spektrum obsahuje co nejmene smesovacıch produktu, ktere zpusobujı kon-

verznı ztraty. Nektere nechtene smesovacı produkty se dokonce mohou objevit v me-

zifrekvencnım pasmu, kde je uzitecny signal, coz je neprijatelne.

1.2.4 Mezifrekvencnı filtr

Tento filtr je svou podstatou koncipovan, jako filtr typu pasmova propust. Pasmo

propustnosti je naladeno na rozdılovy kmitocet oscilacnıho a RF signalu, tedy na

signal mezifrekvencnı. Ukolem tohoto filtru je vybrat z pomerne bohateho spektra

smesovace prave pozadovany signal na kmitoctu 28MHz. Pritom prenasena sırka

pasma je ocekavana priblizne poblız hodnoty 2 MHz. Na techto kmitoctech je mozne

takovy filtr vyrobit s vyuzitım SMD soucastek.

1.2.5 Nasobice kmitoctu a signal pro brany LO smesovacu

Zakladnı signal generovanym presnym normalem je ocekavan do asi 130MHz. Tedy

pro zıskanı signalu o kmitoctu 404MHz pro brany LO smesovacu je nutny vstupnı

signal o kmitoctu 101MHz, ktery bude vynasoben 4x, vykonove upraven a rozdelen

do obou vetvı.

Realizace nasobice je mozna nekolika zpusoby. Zakladnı rozdelenı nasobicu je

mozne provezt z hlediska pouzitych prvku, ktere nasobenı provadejı, na aktivnı a pa-

sivnı. Aktivnı nasobice jsou realizovany bipolarnımi nebo unipolarnımi tranzistory,

naproti tomu pasivnı jsou realizovany naprıklad diodami.

V principu se jedna o privedenı signalu na prvek s nelinearnı charakteristikou,

ktery zpusobı obohacenı spektra o dalsı harmonicke slozky. Na vystupu takoveho

nelinearnıho prvku je zarazen filtr typu pasmova propust, ktery je naladen na

pozadovanou harmonickou slozku. Cım vyssı harmonicka slozka je pozadovana, cım

obtıznejsı je zıskat tuto slozku bez utlumu oproti urovni vstupnıho signalu. Proto se

casto nasobice realizujı jako vıcestupnove a nasobı se na dvojnasobek, trojnasobek

a mene casto na vyssı harmonicke slozky.

Vyhodou aktivnıch nasobicu oproti pasivnım je jejich zisk. Je tedy mozne v ak-

tivnım nasobici realizovat naprıklad druhou harmonickou, ktera bude navıc vyka-

zovat jisty zisk oproti urovni vstupnıho signalu. Nevyhodou je samozrejme vyssı

obvodova slozitost.

Na obr. 1.1 je uveden nasobic 4x, ktery je nasledovan filtrem pro vyber prave

4. harmonicke slozky vstupnıho signalu. Tento filtr ma za ukol potlacit dalsı pro-

dukty smesovanı vyjma pozadovaneho nasobku. Na tento filtr jsou pomerne vysoke

naroky, protoze harmonicke slozky jine nez pozadovana by meli byt potlaceny co

11

nejvıce. Po filtraci je treba signal rozbocit do dvou separatnıch cest a vykonove upra-

vit podle pozadavku daneho smesovace. Nasobic tedy bude obsahovat dva vystupnı

signaly, ktere by meli byt v idealnım prıpade identicke.

12

2 NAVRH A SIMULACE OBVODU

2.1 Navrh nızkosumoveho vstupnıho zesilovace

Pred samotnym navrhem je nutne vybrat vhodny aktivnı prvek. Pozadavky na tento

prvek byly zhruba shrnuty v teoretickem rozboru prace. Pro tuto aplikaci byl vybran

tranzistor rızeny polem ATF-54143 vyrabeny firmou Avago zapouzdreny v plas-

tovem pouzdre typu SOT-343. Je to E-pHEMT (HEMT - tranzistor s vysokou po-

hyblivostı nosicu naboje – High Electron Mobility Tranzistor) tranzistor, ktery dıky

sve technologii vyroby nepotrebuje male zaporne predpetı pro nastavenı pracovnıho

bodu. To je vyhoda oproti obycejnym pHEMT, ktere jsou pri nulovem napetı UGS

protekany saturacnım proudem. Naproti tomu E-pHEMT vykazuje jen minimalnı

vodivost pri UGS = 0 V. Pracovnı bod je zde nastavovan, podobne jako u bipolarnıch

tranzistoru, malym kladnym napetım (v tomto prıpade priblizne 0.59V). Tento

fakt ma nekolik vyhod. Jedna z nich je, ze nenı treba zapojovat rezistor mezi nu-

lovy potencial a elektrodu Source pro nastavenı pracovnıho bodu (dosazenı maleho

zaporneho predpetı) nebo dokonce konstruovat zdroj zaporneho napetı. Tento emi-

torovy rezistor neprıznive ovlivnoval sumove parametry zesilovace. Dalsı nespornou

vyhodou je, ze tranzistor je bez predpetı na hradle Gate nevodivy. Pokud by tedy

doslo z nejakeho duvodu k prerusenı obvodu, ktery nastavuje pracovnı bod, zesilovac

by jednoduse nefungoval. Naproti tomu, pokud by se neco takoveho stalo u tran-

zistoru pHEMT, doslo by k prudkemu narustu proudu tekoucıho elektrodou Drain

a mohlo by dojıt ke znicenı tranzistoru. Vıce informacı o technologii tranzistoru je

uvedeno v [3]. Zakladnı parametry tohoto tranzistoru pro UDS = 3 V, Id = 60 mA,

f= 2 GHz jsou uvedeny nıze.

• Zisk 16.6 dB

• Sumove cıslo 0.5 dB

• Vystupnı vykon pro bod 1dB komprese 20.4 dBm

• Vystupnı vykon pro bod zahrazenı 36.2 dBm

Tyto parametry jsou odecteny z katalogoveho listu tranzistoru [4]. Ocekavane dosa-

zene parametry se budou lisit od vyse zminovanych z duvodu jine pracovnı frekvence.

Naprıklad je ocekavano nizsı sumove cıslo.

Vzhledem k tomu, ze prvnı nızkosumovy zesilovac LNA umısteny na strese

bezprostredne u anten, nenı soucastı tohoto projektu, nenı nutne vstup prvnıho

stupne sumove prizpusobovat. Spıse bude proveden navrh s ohledem na odolnost

proti velkym signalum. Bude tedy navrhovan zesilovac pro velky dynamicky rozsah.

Sumove neprizpusobenı vsak nezpusobı zavaznejsı zvetsenı sumoveho cıslo. Pred

tımto zesilovacem bude zarazen zminovany LNA, dıky kteremu jiz tento zesilovac

13

nenı kriticky z pohledu sumovych vlastnostı.

Na tento predzesilovac bude navazovat zesilovac, ktery bude take zahrnut do

teto kapitoly. Pro realizaci tohoto zesilovace bude pouzit monoliticky integrovany

zesilovac rodiny ERA, vyrabeny firmou Mini-Circuits. Tento zesilovac ma vyhodu

v tom, ze uz z vyroby je jeho vstupnı i vystupnı brana sirokopasmove prizpusobena

k impedanci 50 Ω. Z siroke skaly zesilovacu teto rodiny byl vybran ERA-4SM, ktery

ma dostatecne vysoky bod 1 dB komprese a primerene zesılenı. Zakladnı parametry

tohoto zesilovace pro kmitocet 1GHz jsou:

• Zisk 14.2 dB

• Vystupnı vykon pro bod 1dB komprese 17.3 dBm

• Vystupnı bod IP3 35 dBm

• Sumove cıslo 4.2 dB

Tyto specificke hodnoty jsou prevzaty z katalogoveho listu zesilovace [10]

2.1.1 Vyber pracovnıho bodu tranzistoru ATF-54143

Vyber pracovnıho bodu tranzistoru je optimalizovan z pohledu odolnosti proti vel-

kym signalum. To znamena, ze je treba nalezt takovy pracovnı bod, pro ktery bude

s vybranym tranzistorem co nejvyssı hodnota vystupnıho vykonu pro bod 1dB kom-

prese a soucasne co nejvyssı hodnota OIP3. Oba pozadavky vlastne znamenajı za-

jistit linearitu zesilovace pro co nejsirsı rozmezı vstupnıch vykonu. Dale je treba

pracovnı bod vybırat s ohledem na sumove cıslo, ktere by nemelo byt znatelne

zhorsovano na ukor vysokym hodnot vystupnıho vykonu pro bod 1dB komprese.

Dalsım parametr, ktery je predevsım od zesilovace pozadovan je samozrejme zesılenı.

Na obrazcıch uvedenych v tab. 2.1 jsou uvedeny klıcove grafy prevzate z katalogoveho

listu tranzistoru [4].

Na zaklade techto zavislostı byl zvolen pracovnı bod UDS = 3 V a Id = 60 mA.

Duvodu je hned nekolik. Pri pohledu na obrazek a) v tab. 2.1 je patrne, ze vhodne

rozmezı proudu tekoucıho elektrodou Drain z pohledu sumovych parametru je mezi

20 a 60mA. Na obrazku b) ve stejne tabulce je pri hodnote 60mA dosahovano ma-

ximalnıho zesılenı, pricemz vetsı zesılenı je udavano pro ubytku napetı UDS = 3 V.

Na obrazku c) v tab. 2.1 je potom dobre patrne, ze pri stejnem proudu, tedy 60mA,

je dosazeno maximalnıho vystupnıho vykonu pro bod zahrazenı. Na poslednım

z obrazku, obr. d) v tab. 2.1 je potom zavislost bodu 1dB komprese, pro ktery by

bylo vhodnejsı zvolit UDS = 4 V. Avsak signal o danem vykonu zde nenı ocekavan.

Dalsım faktorem, ktery rozhodl pro UDS = 3 V je duvod, ze zvysenı ubytku napetı

na tranzistoru pri zachovanı proudu zvysuje ztratovy vykon, ktery tranzistor musı

vyzarit ve forme tepla. Tento tepelny vykon pouze zpusobuje zahrıvanı cipu tran-

zistoru a nenı vhodny.

14

Tab. 2.1: Prehled charakteristik tranzistoru ATF-54143 (f= 900MHz)

a) Zavislost Fmin na proudu Ids b) Zavislost zisku na Ids

c) Zavislost OIP3 na Ids d) Zavislost bodu 1dB komprese na Idq

Veskere obrazky uvedene v tab. 2.1 jsou prevzaty z [4].

2.1.2 Popis vybraneho Helix filtru

Pred samotnym navrhem prvnıho stupne bylo vhodne nejprve vybrat vhodny filtr

typu pasmova propust. Tato pasmova propust bude realizovana Helical rezonatorem,

ktery je dodavan firmou Neosid. Pouzitı planarnıho filtru ve forme ladenych va-

zanych vedenı v tomto prıpade je mozne, avsak bohuzel nevhodna. Duvodem je

pomerne nızka frekvence, z cehoz plyne dlouha vlnova delka, na zaklade ktere jsou

tyto filtry navrhovany. Samotna realizace by obsazovala zbytecne velkou plochu,

15

kterou je mozne vyuzıt jinym zpusobem.

Helical filtry dodavane firmou Neosid jsou laditelne rezonatory, ktere jsou pro

vetsı ucinnost filtru elektricky vazany mezi sebou a vznikajı tım naprıklad dvojite

vazane rezonatory. Vhodny filtr pro tento projekt je filtr s katalogovym oznacenım

00 5105 01. Jedna se o trojity vazany rezonator. Jeho zakladnı parametry jsou uve-

deny v tab. 2.2. Tyto parametry byly odecteny z katalogoveho listu firmy NEOSID

[7]. V tabulce vyse je parametr a vlozny utlum filtru. V propustnem pasmu podle

Tab. 2.2: Prehled zakladnıch parametru filtru Helix (prevzato z [7])

fc Frekvencnı rozsah B−3dB ≤a Selektivita [MHz]

[MHz] Min [MHz] Max [MHz] [MHz] [dB] a [dB] −∆f a [dB] +∆f

433 420 446 9.5 4.5 42 40 34 40

tabulky vyrobce slibuje vlozny utlum maximalne 4.5 dB. Protoze tento filtr je do pro-

jektu zarazen hlavne z duvodu potlacenı zrcadlove frekvence, je nutne zkontrolovat

potlacenı zrcadloveho kmitoctu. Zrcadlovy kmitocet je o 56MHz nıze nez uzitecny

signal. Vyrobce filtru udava pouze vlozny utlum pro kmitocet o 40MHz nizsı nebo

vyssı nez je strednı frekvence filtru. Pro kmitocet o 40MHz nizsı je vlozny utlum

minimalne 42 dB. Zrcadlovy kmitocet je od strednı frekvence posunut o 56MHz, coz

by melo zajistit jeste vetsı potlacenı signalu. V tomto smeru byl tento filtr hodnocen,

jako dostacujıcı.

Vyrobce bohuzel nedodava zadna dalsı data s kmitoctovymi prubehy rozpty-

lovych parametru. Proto byl v programu Ansoft Designer V2, ve kterem bude cely

zesilovac navrhovan a simulovan, vytvoren model filtru. Jde o jednoduchy model

filtru s Chebyshevovou aproximacı. Tato aproximace byla vybrana proto, ze vazane

rezonancnı obvody muzou vykazovat v propustnem pasmu jiste zvlnenı, stejne jako

tato aproximace. Tento filtr byl vytvoren tak, aby co nejverneji odpovıdal udajum

uvedenym v tab. 2.2. Vhodnejsı zpusob by bylo zıskanı parametru filtru merenım

vzorku filtru. Avsak pro navrh nejsou presne hodnoty nezbytne dulezite. Na obr. 2.1

je zobrazen parametr s11 a s21 modelovaneho filtru.

Na uvedenem obrazku jsou uvedeny S parametry simulovaneho filtru. Bohuzel

se nepodarilo dosahnout presne stejnych parametru, jako udava vyrobce, avsak

jednotlive hodnoty se prılis nelisı. Sırka propustneho pasma pro pokles o 3 dB je

zadana jako vstupnı parametr filtru a je tedy presna. Vlozny utlum na strednım

kmitoctu a na kmitoctu o 40MHz nizsım nez je strednı kmitocet filtru jsou pouze

priblizne. Vlozny utlum v propustnem pasmu simulovaneho filtru je 4.68 dB, coz

ukazuje Marker 1 na obr. 2.1. Tato hodnota je jen nepatrne rozdılna od hodnoty

16

Obr. 2.1: S parametry modelovaneho filtru

udavane vyrobcem. Hodnota vlozneho utlumu pro kmitocet o 40MHz nizsı nez je

strednı kmitocet filtru je udavana Markerem 2 na stejnem obrazku. Jejı hodnota je

42.17 dB. Dulezite je hlavne potlacenı zrcadlove slozky. O hodnote utlumu na tomto

kmitoctu (376MHz, viz. kapitola 1.2) nenı od vyrobce zadny udaj a je mozne se

o jeho hodnote pouze domnıvat.

2.1.3 Navrh zesilovace v programu Ansoft Designer V2

Pred samotnym navrhem zesilovace byl vytvoren prvek zesilovace ATF-54143, proto-

ze tento prvek v knihovnach programu Ansoft Designer V2 nebyl. Pro zjednodusenı

byl vytvoren pouze linearizovany model, ktery je svymi parametry vazan na pra-

covnı bod. K modelu tedy byla pripojena data S parametru vydavana vyrobcem pro

pracovnı bod urceny v kapitole 2.1.1. Data jsou standardne vydavana v souborech

s prıponou .s2p, kterym se rıka touchstone. Dale bylo pristoupeno k samotnemu

navrhu zesilovace. Prvnım bodem navrhu je vysetrenı stability a prıpadne zajistenı

stabilnıho stavu tranzistoru.

Pri navrhu byly vyuzity poznatky z aplikacnıch poznamek [5] a [6], kde jsou

uvedeny prıklady navrhu nızkosumovych zesilovacu.

17

Obr. 2.2: Schema pro vysetrenı stability

Vysetrenı stability zesilovace

Pro vysetrenı stability zesilovace bylo vychazeno ze schematu, ktere je zobrazeno na

obr. 2.2. Zde jsou uvedeny pouze vstupnı a vystupnı port, tranzistor a simulovany

filtr. Vysledkem simulace jsou S parametry teto kaskady. Pro vysetrenı stability je

mozne pouzıt Rolletovo kriterium, jehoz hodnota musı byt pro absolutne stabilnı ze-

silovac vetsı nez 1 v sirokem kmitoctovem pasmu. To vsak casto nenı nutne. V tomto

prıpade bude vysetrovana stabilita pomocı krivek stability zobrazenych ve Smithove

diagramu. Pro tento ucel je nutne nejprve zjistit oblast kmitoctu, kde se tranzistor

chova nestandardne. To je mozne zjistit z prubehu S parametru, konkretne je treba

se zamerit na s11 a s22. Ty by v sirokem rozmezı kmitoctu nemeli presahnout hod-

notu 0 dB. Ze simulacı, jejichz vysledek je uveden na obr. 2.3, je patrne, ze nestabilnı

oblast zesilovace je zhruba od 380MHz do 430 MHz. Simulace byla provedena pro

kmitocty 100 MHz az 6GHz. Na uvedenem obrazku je uvedena pouze cast vysledku,

ktera je ale podstatna.

Z duvodu stability byl tedy do obvodu u elektrody Drain zarazen podelny rezistor

o velikosti 27 Ω. Po simulaci toto opatrenı vsak nebylo dostatecne. Dalsı moznostı

je zarazenı male zaporne zpetne vazby do obvody elektrody Source. Tato moznost

byla overena napr. v [5]. Tato zpetna vazba je tvorena dvema identickymi cıvkami

(z duvodu dvakrat vyvedene elektrody Source). Nema tedy na stejnosmerne pomery

zadny vliv. Tyto cıvky budou realizovany planarne. Jejich rozmery byly prevzaty

z [5], kde je vyuzit jiny tranzistor GaAs, avsak princip se nezmenı. Tyto rozmery byly

upraveny pomocı Ansoft Designeru na hodnoty vhodne vzhledem k pouzıvanym frek-

vencım v tomto projektu. Vysledna sırka a delka kazde z obou cıvek je 0.5 mm resp.

3.1mm. Oblast impedancı, ktere zpusobı nestabilnı stav zesilovace je mozne vysetrit

pomocı Smithova diagramu, do ktereho se zakreslı tzv. kruznice stability pro vstupnı

a vystupnı rovinu. Tyto kruznice urcujı rozhranı mezi stabilnım a potencialne ne-

stabilnım stavem. Stabilnı jsou vzdy impedance bud’ uvnitr nebo vne kruznice. To

18

Obr. 2.3: S parametry zesilovace

zda jsou impedance zajist’ujıcı stabilnı stav uvnitr nebo vne kruznice stability urcuje

bod 1+0j. Pokud se tento bod nachazı vne kruznice, potom jsou vsechny impedance

vne kruznice stabilnı. Na obr. 2.5 je uveden vysledek pro vysetrovany zesilovac po

zapojenı vyse popisovanych obvodu.

Obr. 2.4: Schema zesilovace se zajistenou stabilitou

19

Z obrazku je patrne, ze kruznice stability pro vstupnı rovinu je vne kladnych

impedancı a to znamena, ze neexistujı zadne kladne impedance, ktere by mohli

zajistit nestabilnı stav zesilovace. Kruznice pro vystupnı rovinu nebyla programem

zobrazena, protoze se v danem merıtku vubec neobjevuje. Stabilnı stav ve vystupnı

rovine je tedy take zajisten. Vysledne schema stabilnıho zesilovace je na obr. 2.4.

Parametry S zde jiz nejsou uvadeny. Vstupnı a vystupnı cinitel odrazu klesly pod

hodnotu 0 dB, coz bylo pozadovano.

Obr. 2.5: Smithuv diagram s kruznicı stability pro vstupnı a vystupnı rovinu

Navrh prizpusobovacıch obvodu

Vzhledem k tomu, ze po zajistenı stability ma tranzistorovy stupen zisk okolo 18 dB

a ocekavane zesılenı druheho stupne (ERA-4) je 14 dB, bude celkove zesılenı jiz

dostatecne vzhledem k dynamickemu rozsahu. Proto budou navrzeny obvody pro

sumove prizpusobenı zesilovace.

Prizpusobenı zesilovace sumove znamena to, ze impedance pripojena na vstup ze-

silovace musı byt transformovana na takovou impedanci, na ktere ma dany tranzistor

minimalnı sumove cıslo. Toho je mozne dosahnout opet pomocı Smith tool obsazene

v programu Ansoft Designer. Po zobrazenı Smithova diagramu byla vybrana frek-

vence 432MHz (strednı frekvence zesilovace). Program vypsal minimalnı sumove

20

cıslo 0.16 dB. Byla tedy zobrazena kruznice sumoveho cısla pro 0.16 dB, coz je

vlastne kruznice s nulovym polomerem. Tento bod odpovıda impedanci, ktera kdyz

je pripojena na vstup tranzistoru, tak ma tento stupen minimalnı sumove cıslo.

Protoze hodnota impedance pripojena na vstup zesilovace je ocekavana na 50 Ω,

je treba tuto impedanci transformovat na impedanci, na ktere tranzistor sumı mi-

nimalne. To je mozne podle Ansoft Designeru zajistit podelne zapojenou cıvkou

14.22 nH a vedenı o elektricke delce 22.5 na kmitoctu 432MHz. Na vstup tranzis-

toru byla tedy zapojena podelna cıvka o nominalnı hodnote 15 nH a vedenı, ktere

odpovıda zminovane delce. Sumove cıslo touto upravou kleslo z hodnoty 0.26 dB na

hodnotu 0.16 dB. Vysledne S-parametry spolecne s sumovych cıslem je mozne videt

na obr. 2.6.

Obr. 2.6: S-parametry a sumove cıslo po pripojenı prizpusobovacıch obvodu

Navrh napajecıch obvodu z pohledu vf signalu

Po sumovem prizpusobenı je mozne pristoupit k navrhu napajecıch obvodu pro na-

stavenı pracovnıho bodu. Napajecı obvody vsak nenı mozne pripojit prımo k danym

elektrodam tranzistoru, ale je nutne tyto obvody vhodne oddelit. Jednou moznostı

je vyuzıt transformacnıch vlastnostı ctvrtvlnneho vedenı. To ale nenı pro tento zesi-

lovac, vzhledem k provozovanym kmitoctum, optimalnı. Je ale mozne vyuzıt cıvku,

21

ktera bude mıt na pracovnım kmitoctu vysokou impedanci. Zvolena byla cıvka o in-

dukcnosti 220 nH, ktery ma na kmitoctu 432 MHz reaktanci

XL = 2πf · L = 2π · 432 · 106 · 220 · 10−9 = 597 Ω. (2.1)

Velikost cıvky byla zvolena na zaklade [6], kde je uveden navrh podobneho zesi-

lovace. Aby bylo potlacenı pracovnı frekvence dostatecne ucinne, byla cıvka vy-

sokofrekvencne zkratovana kondenzatorem o kapacite 22 nF, ktera ma na stejnem

kmitoctu reaktanci

XC =1

2πf · C =1

2π · 432 · 106 · 22 · 10−9= 0.0167 Ω. (2.2)

Tento obvod zajistı potlacenı signalu na pracovnı frekvenci. Aby byly potlaceny vy-

sokofrekvencnı signaly jinych kmitoctu, je zde v kaskade zapojena jeste dolnı propust

tvorena RC clankem. Velikost odporu byla zvolena 50 Ω, aby byly dodrzeny impe-

dancnı pomery. Velikost kondenzatoru byla zvolena o neco vyssı, nez kondenzator

uvedeny vyse. V tomto prıpade 68 nF. Tento obvod byl pripojen k elektrode Gate

a to konkretne do bodu nejnizsı impedance. To z duvodu, aby co nejmene ovlivnoval

signal na pracovnı frekvenci, protoze tento obvod ma pomerne velkou impedanci

ve srovnanı s 50 Ω. Odsimulovanım obvodu bylo overeno, ze na pracovnıch frek-

vencıch pridany obvod nema temer vliv. Dale byl jeste do tohoto obvodu zapojen

rezistor o hodnote 10 kΩ, ktery ma za ukol omezit proud tekoucı do elektrody Gate

v prıpade vysokeho vybuzenı tranzistoru. Tento proud by jinak mohl dany tranzis-

tor poskodit. Zarazenı tohoto odporu je v souladu s katalogovym listem[4], kde je

vyrobci pro aplikace doporucovan.

Dale bylo pristoupeno k navrhu obvodu pro elektrodu Drain. Na teto elektrode je

prakticky shodny signal, jako na elektrode Gate, jen je zesılen. Je tedy mozne pouzıt

velmi podobny obvod i zde. Protoze byl zvolen pracovnı bod tranzistoru UDS = 3 V

a Id = 60 mA, je treba vyradit rezistor 10 kΩ a zbyly rezistor prepocıtat. Cely ze-

silovac bude napajen stabilizovanym napetım 5 V. Velikost rezistoru pripojeneho

k elektrode Drain je tedy

Rc =UCC − UDS

Id

=5− 3

0.06= 33.3 Ω. (2.3)

S vyuzitım jiz zapojeneho rezistoru 27 Ω je treba rezistor jen 6.3 Ω. Tato hodnota

vsak bude v nasledujıcı casti definovana presneji.

Nasledne po tomto navrhu je nutne stejnosmerne oddelit vstup a vystup zesi-

lovace, aby stejnosmerny signal nebyl jinymi obvody zkratovan nebo aby jine obvody

neposkodil. K tomuto ucelu byly do cesty signalu na vstupu zesilovace a vystupu

zarazeny kondenzatory o kapacite 220 pF, ktere majı na pracovnım kmitoctu reak-

tanci

XC =1

2πf · C =1

2π · 432 · 106 · 220 · 10−12= 1.6746 Ω. (2.4)

22

Vysledny obvod je uveden na obr. 2.7.

Obr. 2.7: Schema prvnıho stupne s obvody pro nastavenı pracovnıho bodu

2.1.4 Vypocet soucastek pro nastavenı pracovnıho bodu

Pri navrhu bude cerpano z doporuceneho a vyzkouseneho zapojenı, uvedeneho v ka-

talogovem listu tranzistoru ATF-54143 ([4]). Preciznost teplotnı stabilizace pra-

covnıho bodu zde nenı tolik dulezita, protoze se predpoklada umıstenı zarızenı

v prostredı s pomerne stalou okolnı teplotou. Proto bylo vybrano schema pouze

s pasivnımi soucastkami, tedy rezistory. Konkretnı zapojenı je uvedeno na obr. 2.8.

Vstupnı parametry pro vypocet zbylych soucastek jsou:

• VDD = 5 V

• Uds = 3 V

• Uds = 60 mA

• Vgs = 0.59 V

• Ig = 2 mA

Hodnoty vybrane pro pracovnı bod jsou popsany vyse, v casti 2.1.1. Napetı

Ugs = 0.59 V je urceno z katalogoveho listu tranzistoru ([4]) z typickych voltampe-

rovych charakteristik. Hodnota proudu Ig = 2 mA je hodnota tekoucı odpory R1

a R2. Proud tekoucı do elektrody Gate je zanedbatelny a odporovy delic R1, R2

je mozne povazovat za nezatızeny. S temito vstupnımi parametry je jiz mozne

pristoupit k vlastnımu vypoctu zbylych hodnot odporu.

Nejprve je nutne vycıslit ubytek na rezistoru zapojenem na elektrodu Drain,

ktery ma hodnotu 27Ω:

UR = R · Ids = 27 · 60 · 10−3 = 1.62 V (2.5)

23

Obr. 2.8: Zapojenı nastavenı pracovnıho bodu ATF-54143 (prevzato z [4])

Hodnota odporu R3 je tedy:

R3 =VDD − Vds − UR

Ids + Ig

=5− 3− 1.62

(60 + 2) · 10−3= 6.12 Ω (2.6)

Tuto hodnotu je treba zaokrouhlit do rady, vysledna hodnota R3 je 5.6Ω. Pro

staly ubytek napetı na tomto rezistoru musı nutne stoupnout proud jım protekajıcı

na hodnotu:

IR3 =VDD − Vds − V R

R3=

5− 3− 1.62

5.6= 67.86 mA (2.7)

Pozadovana velikost klidoveho proudu tekoucıho do elektrody Drain je 60mA,

proto zbyly proud musı tect odporovym delicem nastavujıcım predpetı elektrody

Gate tranzistoru. Pritom pozadovany ubytek na rezistoru R1 je 0.59V. Proud te-

koucı vetvı do elektrody Gate je mozne podle vyse zminovaneho zanedbat a proto

odpor R1 je:

R1 =Ugs

IR3 − Ids

=0.59

(67.86− 60) · 10−3= 75 Ω (2.8)

Ubytek na rezistoru R2 a odpor tohoto rezistoru potom je:

UR2 = Uds + UR − UR3 = 3 + 1.62− 0.59 = 4.03 V (2.9)

24

R2 =UR2

IR3 − Ids

=4.03

(67.86− 60) · 10−3= 512 Ω (2.10)

Hodnota R2 byla zaokrouhlena do rady vyrabenych rezistoru na hodnotu 560 Ω,

hodnota R1 je nezaokrouhlena, protoze tento rezistor bude nahrazen odporovym

trimrem, pro presne nastavenı pracovnıho bodu.

2.2 Navrh druheho stupne zesilovace

V dalsı fazi navrhu byl vytvoren linearizovany model zesilovace ERA-4, jehoz zak-

ladnı parametry byly popsany vyse v kapitole 2.1. Pro potreby navrhu byly zıskany,

stejne jako pro tranzistor ATF-54143, S-parametry ve forme souboru pro dany pra-

covnı bod. Pracovnı bod je zde nastavovan pouze klidovym pracovnım proudem.

Klidovy pracovnı proud byl zvolen na 78mA z duvodu nızkeho sumoveho cısla pri

tomto proudu. Typicky ubytek napetı na tomto zesilovaci je 4.6V. Pro napajecı

napetı 8V je vyrobci v katalogovem listu [10] doporucen rezistor 52.3 Ω. Blokovacı

kondenzator bude zvolen, stejne jako pro tranzistor, 22 nF. Pro lepsı potlacenı vyso-

kofrekvencnıch slozek v napajecıch obvodech je dale vyrobcem doporucovano seriove

s rezistorem zapojit jeste cıvku. Jejı hodnota byla zvolena na hodnotu 680 nH.

Poradı jednotlivych bloku je mozne urcit pomocı vypoctu celkoveho sumoveho

cısla s vyuzitım Friisova vztahu, ktery je uveden naprıklad v [1] a take s ohledem na

odolnost proti velkym signalum. Prave kriterium odolnosti proti velkym signalum

je povazovano jako prioritnı. Proto byla odectena sumova cısla, dosazitelna zesılenı

z programu Ansoft a z katalogovych listu byly odecteny hodnoty vykonu pro bod

OIP3. Vsechny tyto hodnoty jsou uvedeny v tab. 2.3. Jednotlive hodnoty byly z dB

prepocıtany na absolutnı hodnoty.

Tab. 2.3: Hodnoty pro vypocet celkoveho sumoveho cısla kaskady

ATF-54143 ERA-4 filtr

Apa[dB] 23.27 13.89 -4.62

Apa[−] 212.32 24.49 0.345

F[dB] 0.17 4.16 4.30

F[−] 1.04 2.61 2.69

OIP3[dBm] 35 32.96 -

Jako prvnı bude zcela jiste zarazen zesilovac s ATF-54143, ktery ma mnohem

mensı sumove cıslo nez dalsı dva bloky pri nejvyssım zesılenı. Nıze je vypocteno

sumove cıslo pro razenı bloku ATF-54143 – filtr – ERA-4 a ATF-54143 – ERA-4 –

25

filtr.

F = F1 +F2 − 1

Apa1

+F3 − 1

Apa1 · Apa2

+ · · · , (2.11)

kde Apa1, Apa2 jsou dosazitelna vykonova zesılenı a F1, F2, F3 jsou sumova cısla

jednotlivych bloku.

Razenı bloku ATF-54143 – filtr – ERA-4

F = 1.04 +2.69− 1

212.32+

2.61− 1

212.32 · 0.345= 1.07 → 0.296 dB (2.12)

Razenı bloku ATF-54143 – ERA-4 – filtr

F = 1.04 +2.61− 1

212.32+

2.69− 1

212.32 · 24.49= 1.038 → 0.16 dB (2.13)

V tab. 2.4 jsou uvedeny vysledky vypoctu provedenych vyse spolecne s vysledky

zıskanymi programem Ansoft Designer. Je patrne, ze bloky je treba radit v poradı

ATF-54143 – ERA-4 – filtr. Spolecne s temito hodnotami jsou v tabulce hodnoty

zıskane programem AppCAD. Jako spravne hodnoty jsou vsak povazovany hodnoty

urcene programem Ansoft Designer, protoze hodnoty urcene Friisovym vztahem platı

pouze pro kaskadu bloku, ktere jsou prizpusobene na danou impedanci (v tom-

to prıpade 50 Ω). Hodnoty jednotlivych bloku vsak nejsou dokonale prizpusobeny

a proto jsou hodnoty urcene Friisovym vztahem zatızeny chybou.

Tab. 2.4: Hodnoty vysledneho sumoveho cısla pro ruzne razenı bloku

ATF-54143 – ERA-4 – filtr ATF-54143 – filtr – ERA-4

Vypocet 0.16 0.296

Ansoft Designer 0.19 0.27

AppCAD 0.22 0.31

Dale bylo pomocı programu AppCAD hodnota OIP3 celeho retezce techto trı

bloku pri ruznem razenı. Pritom zesilovac s tranzistorem ATF-54143 zustal sa-

mozrejme jako prvnı blok. Vysledky jsou uvedeny v tab. 2.5. Z vysledku je patrne,

ze razenı bloku, kdy filtr je zarazen mezi zesilovaci je vhodnejsı z pohledu odol-

nosti proti signalum s velkym vykonem a to o hodnotu 4.42 dB. Spolecne s temito

hodnotami je v uvedene tabulce vypsan parametr SFDR (Dynamicky rozsah bez

intermodulacnıch slozek – Single Frequency Dynamic Range ), ktery potvrzuje vyse

popsane.

Vzhledem k tomu, ze navrhovany zesilovac nebude zarazen bezprostredne za

antenu, ale tento vstupnı dıl bude predchazet antennı predzesilovac, bude dana

prednost odolnosti proti velkym signalum na ukor sumoveho cısla. Razenı bloku

26

Tab. 2.5: Vysledne hodnoty OIP3 pro ruzne razenı bloku

ATF-54143 – ERA-4 – filtr ATF-54143 – filtr – ERA-4

OIP3 [dBm] 28.23 32.65

SFDR [dB] 66.30 69.18

Obr. 2.9: S-parametry vstupnıho dvoustupnoveho selektivnıho zesilovace

tedy bude v poradı ATF-54143 – filtr – ERA-4. Vysledne S-parametry teto kaskady

spolecne s sumovym cıslem jsou uvedeny na obr. 2.9. Z obrazku je patrne, ze dosazene

zesılenı v dane konfiguraci je 32.31 dB pri sumovem cısle 0.27 dB. Na obr. 2.10 je po-

tom uvedeno schema dane kaskady.

Ve vyse uvedenem byly obvody simulovany pouze s S-parametry tranzistoru a ze-

silovace a jako takovy byl model tedy pouze linearizovany.

2.3 Nelinearnı model zesilovace

Pro overenı funkcnosti a take pro dalsı simulace byly vytvoreny nelinearnı modely

obou aktivnıch prvku. Na zaklade techto nelinearnıch modelu bylo vytvoreno schema

27

Obr. 2.10: Model vstupnıho dvoustupnoveho selektivnıho zesilovace

shodne s obr. 2.10. Na toto schema jiz bylo nutne dodat stejnosmerny zdroj, dıky

kteremu se vhodne nastavil pracovnı bod tranzistoru. Vysledne S-parametry obou

modelu je mozne shlednout v prıloze (A.1).

Hodnota zesılenı na kmitoctu 432MHz se lisila o 1.17 dB, coz je pomerne nızka

hodnota. Proto i pres maly nedostatek ve forme nemoznosti zobrazenı sumoveho

cısla u nelinearnıho modelu je povazovan tento model jako vhodny pro dalsı praci.

Jakekoli dalsı upravy, zmeny hodnot soucastek aj., byly dale provadeny na obou

schematech a vysledky konfrontovany.

Navıc s nelinearnım modelem bylo mozne simulovat zavislost vystupnıho vykonu

na vstupnım. Na obr. 2.11 je uvedena zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım vyse

zminovane kaskady. Na tomto obrazku je patrna znacna vyhoda oproti linearizo-

vanemu modelu, protoze tuto zavislost az do stavu nasycenı nenı mozne s linearizo-

vanym modelem zıskat.

Dale byla vyuzita vyhoda vytvoreneho nelinearnıho modelu aktivnıch prvku

a dale byly overeny zavery ze stati 2.2. V tab. 2.6 jsou zopakovany vysledky bodu

OIP3 vypocteneho programem AppCAD a spolecne s temito hodnotami jsou v teto

tabulce uvedeny hodnoty simulovane s nelinearnım modelem zesilovace v programu

Ansoft Designer V2. Hodnoty se bohuzel pomerne lisı, ale to je s velkou pravde-

podobnostı dano tım, ze program AppCAD pocıta s bloky, ktere nemajı ztratove

prvky a take jsou dokonale prizpusobeny, coz nenı v simulovanem obvodu zajisteno.

Dalsım zdrojem teto nesrovnalosti je take fakt, ze hodnoty OIP3 jednotlivych bloku

28

Obr. 2.11: Simulace zavislosti vystupnıho vykonu na vstupnım

byly odecteny z grafu uvedenych v katalogovych listech a vlozeny do programu App-

CAD. Naproti tomu v simulovanem obvodu jiz zalezı na nastavenem pracovnım bodu

aktivnıch prvku.

V tento moment vsak nenı dulezita absolutnı hodnota bodu OIP3, ktery je pouze

imaginarnım bodem, ktereho nelze dosahnout, ale rozdıl hodnot pri ruznem razenı

bloku. Rozdıl v prıpade vypoctu programem AppCAD je 4.42 dB reps. 4.24 dB pro

simulovany obvod programem Ansoft Designer. Tyto hodnoty jsou temer totozne

a potvrzujı zavery z kapitoly o navrhu druheho stupne zesilovace.

Tab. 2.6: Vysledne hodnoty OIP3 pro ruzne razenı bloku

OIP3 [dBm]

ATF-54143 – ERA-4 – filtr ATF-54143 – filtr – ERA-4

AppCAD 28.23 32.65

Ansoft Designer 25.36 29.60

29

2.4 Vyber realnych komponent

Prvnı stupen je kritickym mıstem z pohledu sumoveho cısla celeho zesilovace a proto

hlavne zde je treba vyber komponent provadet obezretne. Idealnı cıvka zarazena na

elektrodu Gate tranzistoru ATF-54143 (schema obr. 2.6) je jednou z techto kritickych

soucastek. Pri pokusu vlozit zde neidealnı cıvku se sumove cıslo velmi zvysovalo,

coz je nezadoucı. Nejlepsıch vysledku bylo dosazeno tvorbou male planarnı cıvky ve

forme podkovy, ktera sumove cıslo zvedla o 0.02 dB. Vyber dalsıch komponent jako

jsou vazebnı kondenzatory atd. byl provaden na zaklade nabıdky firem GM Electro-

nics a GES. Dale byl upraven model pasmove propusti Helix filtru tak, aby verneji

simuloval chovanı realneho filtru vyrabeneho firmou Neosid. Kondenzatory byly mo-

delovany idealnımi kondenzatory se ztratovym cinitelem tg(δ) a cıvky idealnımi

induktory se ztratovym cinitelem. Vlastnosti obvodu se podle ocekavanı zhorsily.

Vysledne s-parametry zesilovace s modely realnych soucastek je uveden na obr. 2.12.

Na kmitoctu bylo po zavedenım soucastek se zakladnımi parazitnımi velicinami

dosazeno vysledku, ktere jsou uvedeny v tab. 2.7.

Tab. 2.7: Parametry simulovane s modely realnych soucastek

s11[dB] -7.04

s21[dB] 30.72

NF[dB] 0.30

2.5 Vyber a simulace smesovace

Z velkeho spektra vyrabenych smesovacu, byl vedoucım prace doporucen smesovac

RMS-30, ktery je vyraben firmou Mini-Circuits. Jedna se o obvod dvojite vyvazeneho

smesovace a jeho vnitrnı zapojenı je mozne videt na obr. 2.13 (prevzato z [12]). Jeho

pouzitı vyrobce udava v pasmu 200–3000MHz. Jeho zakladnı parametry jsou:

• Konverznı ztraty 4.94 dB

• Vstupnı vykon na brane RF pro bod 1dB komprese 1 dBm

• PSV na brane RF 1.63

• PSV na brane LO 3.34

• Izolace mezi branami LO–RF 45.55 dB

• Izolace mezi branami LO–IF 22.74 dB

Veskere parametry vyse popisovaneho smesovace jsou uvedeny pro RF = 400 MHz

a LO = 430 MHz. Injekce na brane LO je +7 dBm. Dale byly na strankach firmy

Mini-Circuits zıskany parametry tohoto smesovace, ktere je mozne nalezt v [13].

30

Obr. 2.12: S-parametry zesilovace s modely realnych soucastek

Obr. 2.13: Vnitrnı zapojenı smesovace RMS-30

Na zaklade techto parametru byla zvolena injekce do brany LO na +7dBm. Dıky

temto parametrum byl vytvoren v programu Ansoft Designer nelinearnı model to-

hoto smesovace a byl zarazen do kaskady vyse popisovane. Dıky temto datum bylo

mozne simulovat i vystupnı spektrum signalu zesıleneho a smesovaneho dolu, do me-

zifrekvencnı oblasti. Ve vyse jmenovanem souboru jsou uvedeny i kombinacnı slozky

produkovane na brane IF. Tato data byla zahrnuta do modelu. Na obr. 2.14 je uve-

deno vystupnı spektrum signalu s kmitoctem 432MHz. Vstupnı vykon byl nastaven

na -50 dBm, tento signal byl zesılen navrzenym zesilovacem a priveden na RF branu

smesovace. Na branu LO byl priveden signal o vykonu +7dBm a kmitoctu 404MHz,

jak je uvedeno v casti 1.1. Kombinacnı slozka na kmitoctu 28MHz je chtenym pro-

31

Obr. 2.14: Vystupnı spektrum zesıleneho a smesovaneho signalu

duktem smesovanı (rozdılovy kmitocet). Ostatnı spektralnı cary jsou nezadoucı,

avsak nenı mozne se jich zbavit uplne. Proto je treba za smesovac zaradit mezifrek-

vencnı filtr (dale IF filtr). Vykon spektralnı cary na kmitoctu 28 MHz je -24.82 dBm,

coz dobre odpovıda teoreticke hodnote, kterou je mozne vycıslit jako

Pout = Pin + Gc + Am = −50 + 30.72− 5.33 = −24.5 dBm , (2.14)

kde Pout je vykon spektralnı cary na vystupu smesovace na kmitoctu 28MHz, Pin

je vykon, kterym je buzen zesilovac, Gc je zisk kaskady ATF-54143 – filtr –ERA-

4 a konecne Am je konverznı zisk smesovace. Tato hodnota konverznıho zisku je

uvedena v pdf soubory s daty, ktery je dodavan vyrobcem [13] pro kmitocet RF

400MHz, a kmitocet LO 430MHz. U brany LO je predpokladan vykon +7 dBm.

Hodnota -5.33 dB se bohuzel rozchazı s katalogovym listem, avsak nepodstatne. Je

videt, ze hodnoty se lisı o mene nez 1 dB. To je zpusobeno hlavne neprizpusobenım

jednotlivych bloku zesilovace, kde se cast energie odrazı zpet ke zdroji. Proto je

teoreticka hodnota vykonu vyssı nez simulovana.

32

2.6 Navrh mezifrekvencnıho filtru

Mezifrekvencnı filtr by mel by pomerne selektivnı pro prıpadne odstranenı neza-

doucıch produktu smesovanı. Proto je na tento blok kladen duraz a nıze jsou uve-

deny navrhy dvou typu mezifrekvencnıch filtru, tedy filtru typu pasmova propust.

Prvnı z navrhu vyuzıva vazanych rezonancnıch obvodu. Naproti tomu druhy filtr

jsou kaskadne zapojene dva filtry. Prvnı z nich je filtr typu dolnı propust naladeny

ponekud vyse nez je ocekavany mezifrekvencnı signal. Druhy filtr je typu hornı pro-

pust a tento je naladen nıze nez je mezifrekvencnı signal. Spojenım techto filtru do

kaskady vznika opet filtr typu pasmova propust.

2.6.1 Vazane rezonancnı obvody s kapacitnımi odbockami

Jak bylo uvedeno ve stati 1.2.4, tento obvod je filtr typu pasmova propust, od ktereho

je pozadovana sırka pasma B = 2 MHz. Mezifrekvencnı signal je pritom ocekavam na

kmitoctu 28MHz. Z techto hodnot je tedy mozne vycıslit vyslednou jakost daneho

filtru, jako:

Q =fc

B=

28 · 106

2 · 106= 14 [−] (2.15)

Topologie filtru byla zvolena jako paralelnı rezonancnı obvody, ktere spolu budou

vazany kapacitne. A to hned z nekolika duvodu. Cinitel jakosti kondenzatoru je

ve vetsine prıpadu mnohem vetsı nez cinitel jakosti cıvek. Proto je zvolena vazba

kondenzatory. V prıpade volby vazby induktivnı by mel filtr zbytecne velky vlozny

utlum, coz je nezadoucı. Dale je vhodnejsı pro pasmove propusti (prıpadne i zadrze)

vyssıch radu podle [11] zvolit topologii s vazanymi rezonancnımi obvody pro velky

rozptyl a extremnı hodnoty nekterych soucastek. Nıze jsou uvedeny vztahy 2.16,

2.17, 2.18, kde f0 je strednı kmitocet filtru, R je impedance filtru, ∆f je sırka pasma

filtru, ai je i-ty koeficient odecteny z katalogu filtru. Tento katalog filtru je uveden

naprıklad v [11]. Konstanta m je rovna 1 pro krajnı rezonancnı obvod a hodnoty 2

pro vnitrnı rezonancnı obvod.

Cv =1

2π · f0 ·R (2.16)

Li =∆f ·R

2π · f 20 · ai

(2.17)

Ci =1

4π2 · f 20 · Li

−m · Cv (2.18)

Pro navrh filtru se strednım kmitoctem f0 = 28 MHz a sırkou pasma B = 2 MHz

byla zvolena Cebysevova aproximace se zvlnenım 0.1 dB v propustnem pasmu. Pocet

33

Tab. 2.8: Konstanty pro navrh filtru odectene z [11]

a1 1.0316

a2 1.1474

a3 1.0316

Obr. 2.15: Ke kapacitnı vazbe

rezonancnıch obvodu byl zvolen na 3. Konstanty odectene z katalogu filtru [11] jsou

uvedeny v tab. 2.8. Impedance filtru byla zvolena na hodnotu 600 Ω.

Navrh filtru:

Cv =1

2π · 28 · 106 · 600= 9.47 pF (2.19)

L1 =28 · 106 · 600

2π · (28 · 106)2 · 1.0316= 236.14 nH (2.20)

L2 =28 · 106 · 600

2π · (28 · 106)2 · 1.1474= 212.31 nH (2.21)

L3 = L1 = 236.14 nH (2.22)

C1 =1

4π2 · (28 · 106)2 · 236.14 · 10−9− 1 · 9.47 · 10−12 = 127.35 pF (2.23)

C2 =1

4π2 · (28 · 106)2 · 212.31 · 10−9− 2 · 9.47 · 10−12 = 133.23 pF (2.24)

C3 = C1 = 127.35 pF (2.25)

Protoze byl ale filtr navrzen na 600 Ω je nutne tento filtr impedancne prizpusobit.

Zde je mozne s vyhodou pouzıt kapacitnı vazbu. Podle [1] je mozne krajnı kon-

denzatory rozdelit a vytvorit tak vhodnou odbocku. Na obr. 2.15 je uvedeno ilustra-

tivnı schema, pro ktere zde budou uvedeny vzorce.

34

Pokud pomer mezi napetımi U2 a U1 oznacıme p, je mozne psat nasledujıcı:

p =U2

U1

=Ca

Ca + Cb

(2.26)

Z2 = p2 · Z1, (2.27)

kde Z2 je impedance na odbocce a Z1 je impedance celeho obvodu. Spojenım rovnic

2.26 a 2.27 spolecne se vztahem pro seriovou kombinaci kondenzatoru zıskame

Cb = C ·√

Z1

Z2(2.28)

Ca =C · Cb

Cb − C(2.29)

Obr. 2.16: Schema simulovaneho filtru s vazanymi rezonancnımi obvody

Po dosazenı je mozne psat

Cb = 127.35 · 10−12 ·√

600

50= 441.14 pF, (2.30)

Ca =127.35 · 10−12 · 441.14 · 10−12

441.14 · 10−12 − 127.35 · 10−12= 179.03 pF. (2.31)

Tento obvod byl modelovan v programu Ansoft Designer. Schema tohoto filtru

je na obr. 2.16 a na obr. 2.17 jsou uvedeny S-parametry tohoto filtru. Jak je patrne

i ze schematu, nebyl obvod simulovan s idealnımi soucastkami, ale cinitel jakosti

kondenzatoru byl nastaven na 300 a cinitel jakosti cıvek byl nastaven na 55.

35

Obr. 2.17: S-parametry simulovaneho filtru s vazanymi rezonancnımi obvody

2.6.2 Kaskada filtru typu dolnı a hornı propust

Tento filtr predstavuje, tak jak nazev napovıda, kaskadnı zarazenı dvou nezavislych

filtru vyssıho radu. A to konkretne filtru typu dolnı propust a hornı propust. Navrh

jednotlivych filtru byl ponechan vestavenemu kalkulatoru programu Ansoft Designer

V2. Tento navrhovy system je velmi robustnı. Proto byla zvolena prave tato cesta

a dıky snadnemu navrhu bylo simulovano pomerne velke mnozstvı filtru. Pro oba

filtry byla zvolena aproximace Cebysevova, ktera slibuje vyssı strmost prechodu

z propustneho pasma do nepropustneho oproti Butterworthove aproximaci. To je

ale vyrovnano faktem, ze Cebysevova aproximace ma jiste zvlnenı v propustnem

pasmu. To v tomto prıpade prılis nevadı, protoze propustne pasmo nenı nijak siroke.

Navıc hodnotu tohoto zvlnenı je mozne zadat do navrhoveho prostredı Ansoft De-

signer na pozadovanou hodnotu. Hodnota tohoto zvlnenı byla zvolena na hodnotu

0.5 dB a to jako kompromis mezi dostatecne strmym prechodem mezi propustnym

a nepropustnym pasmem a velikostı zvlnenı v propustnem pasmu.

Rad obou filtru byl zvolen na hodnotu 5, zminovana aproximace tedy Cebysevova

se zvlnenım 0.5 dB v propustnem pasmu. Meznı kmitocet dolnı propusti byl zadan

36

na hodnotu 29MHz. Tato hodnota byla urcena jako hodnota strednıho kmitoctu

pasmove propusti a poloviny sırky jejıho pasma:

fm,DP = fs +B

2= 28 · 106 +

2 · 106

2= 29 · 106 = 29 MHz (2.32)

Meznı kmitocet hornı propusti byl naopak zvolen jako strednı kmitocet pasmove

propusti minus polovina sırky pasma tohoto filtru:

fm,HP = fs − B

2= 28 · 106 − 2 · 106

2= 27 · 106 = 27 MHz (2.33)

Obr. 2.18: S-parametry kaskadnıho zapojenı dolnı a hornı propusti

Kmitoctova charakteristika parametru s11 a s21 po propojenı obou navrzenych

filtru je uvedena na obr. 2.18. Je treba doplnit, ze uvedene charakteristiky jsou

vypocteny pro kondenzatory s cinitelem jakosti Q=5000 a cıvky s cinitelem jakosti

Q=200.

2.6.3 Shrnutı a vyber topologie

Z duvodu snazsı realizace z podhledu nizsıho poctu soucastek a take lepsıch elek-

trickych vlastnostı IF filtru byla vybrana topologie kaskadnıho razenı dolnı propusti

a hornı propusti. Tato topologie ma take tu vyhodu, ze nepatrne lepsıho prubehu

cinitele odrazu na vstupu (parametr s11).

37

2.6.4 Vyber komponent

Protoze soucastky s hodnotami jakosti uvedenymi v casti 2.6.2 nenı snadne zajistit,

bylo nutne hodnoty upravit. Hodnoty jednotlivych soucastek bylo nutne zaokrouhlit

na hodnoty, ktere je mozne zakoupit (rada E12 prıp. E24). Kondenzatory s jejich

ciniteli jakosti byly nahrazeny modely kondenzatoru a ztratoveho cinitele a cinitele

jakosti cıvek byly snızeny na hodnotu 50. Avsak po shlednutı nekolika katalogovych

listu SMD cıvek bylo zjisteno, ze i hodnotu cinitele jakosti Q= 50 je velmi obtızne

splnit. Proto bylo hledano jine resenı realizace cıvek. Jako mozne resenı se pro dane

hodnoty (stovky nH) jevila moznost realizace vlastnıch vzduchovych cıvek. Toto

resenı ma ale tu nevyhodu, ze vzduchove cıvky pouzıvajı jako jako magneticky ma-

terial vzduch, ktery sice zajistı vysoky cinitel jakosti, ale tyto cıvky by se navzajem

ovlivnovaly. Dalsım moznym resenım je realizace vlastnıch cıvek realizovanych na za-

koupene kostricce se sroubovacım jadrem. Tım je mozne zıskat cıvku, jejız hodnotu

je mozne nastavit pomocı zasunutı jadra do kostricky. Nıze, na obr. 2.19, jsou uve-

deny S-parametry popsaneho IF filtru. Hodnota cinitele jakosti cıvek byla nastavena

na hodnotu 50.

Obr. 2.19: S-parametry kaskady dolnı a hornı propusti s uvazenım realnych prvku

38

2.6.5 Realizace laditelnych cıvek pro potreby IF filtru

Dle vyse popsaneho byly zakoupeny sady pro vyrobu cıvek. Nıze jsou uvedeny

namerene hodnoty jednotlivych realizovanych cıvek. Veskere nıze uvedene hodnoty

byly urceny pomocı mericıho prıstroje TESLA BM409. Na prvnım radku tabulek je

uveden rezonancnı kmitocet merene cıvky, na kterem rezonuje s externe pripojenou

kapacitou. Na druhem radku je potom nastavena hodnota kapacity a konecne na

tretım radku je uvedena vypoctena indukcnost dane cıvky na danem kmitoctu. Uve-

dene hodnoty indukcnostı jsou jiz zmenseny o L0 = 2.9 nH, coz je hodnota, kterou

udava vyrobce mericıho prıstroje jako vnitrnı parazitnı indukcnost mericı soustavy.

Hodnota indukcnosti prıvodu k cıvkam byla zanedbana vzhledem k predpokladanym

hodnotam jednotek nH. Vysledne cıvky totiz budou finalne doladeny prımo v IF fil-

tru. Spolecne s tabulkami je take uveden prıklad vypoctu indukcnosti cıvky.

Hodnoty indukcnostı nejsou prılis kriticke vzhledem k faktu, ze budou doladeny

pomocı sroubovacıch jader. Proto nebyla vyvinuta snaha priblızit se maximalne

k pozadovane hodnote, ale pouze se k teto hodnote priblızit. Dulezitym faktorem

bylo zjistenı cinitele jakosti jednotlivych cıvek. Zjistene hodnoty byly zaneseny do

schematu v Ansoft Designeru, kde byl obvod znovu odsimulovan.

Kazda cıvka byla realizovana ve dvou samostatnych exemplarıch. Duvodem je

realizace dvou shodnych vstupnıch castı, kde kazda z nich musı obsahovat mezifrek-

vencnı filtr.

Cıvka 190 nH

f0 =1

2 · π · √LC⇒ L =

1

(2 · π · f)2 · C (2.34)

Lx =1

(2π · f)2 · C − L0 =1

(2π · 35 · 106)2 · 108 · 10−12− 2.9 · 10−9 = 188.56 nH

(2.35)

Tab. 2.9: Parametry cıvky 1 s pozadovanou indukcnostı 190 nH

f0[MHz] 35 36 37 38 39

C [pF] 108 102.3 97 91.6 87

Lx [nH] 188.56 188.16 187.85 188.71 188.52

Strednı hodnota indukcnosti dane cıvky je 188.36 nH, zmerena hodnota cinitele

jakosti Q je 61. Parametry druhe cıvky jsou obdobne, indukcnost 187.5 nH a cinitel

jakosti Q je 64.

39

Cıvka 250 nH

Tab. 2.10: Parametry cıvky 1 s pozadovanou indukcnostı 250 nH

f0[MHz] 35 36 37 38 39

C [pF] 80 85 75 71.5 67.6

Lx [nH] 254.89 255.57 257.70 255.88 256.59

Strednı hodnota indukcnosti dane cıvky je 256.13 nH, zmerena hodnota cinitele

jakosti Q je 68. Parametry druhe cıvky jsou obdobne, indukcnost 251.02 nH a cinitel

jakosti Q je 69.

Cıvka 335 nH

Tab. 2.11: Parametry cıvky s pozadovanou indukcnostı 335 nH

f0[MHz] 34 35 36 37 38

C [pF] 65.0 61.9 58.2 54.2 51.6

Lx [nH] 334.21 331.42 333.21 338.35 337.32

Strednı hodnota indukcnosti dane cıvky je 334.90 nH, zmerena hodnota cinitele

jakosti Q je 82. Parametry druhe cıvky jsou obdobne, indukcnost 333.62 nH a cinitel

jakosti Q je 76.

Cıvka 350 nH

Tab. 2.12: Parametry cıvky s pozadovanou indukcnostı 350 nH

f0[MHz] 34 35 36 37 38

C [pF] 61.85 58.16 54.80 51.85 49.18

Lx [nH] 351.38 352.63 353.76 353.95 353.78

Strednı hodnota indukcnosti dane cıvky je 353.10 nH, zmerena hodnota cinitele

jakosti Q je 63. Parametry druhe cıvky jsou obdobne, indukcnost 345.54 nH a cinitel

jakosti Q je 73.

40

2.7 Realizace prototypu IF filtru

Na zaklade vyse realizovanych a zmerenych cıvek byla vytvorena predloha pro

vyrobu DPS (Deska plosnych spoju ). Schema realizovaneho prototypu IF filtru je

uvedeno v prıloze na obr. B.1. Predlohy pro vyrobu DPS jsou uvedeny take v prıloze

na obr. B.2 a obr. B.3. Predlohy vsak nejsou v merıtku 1:1 a nelze je tedy prımo

pouzıt jako predlohu k vyrobe. Predlohy v merıtku 1:1 jsou soucastı doprovodneho

CD prilozeneho k diplomove praci.

Obr. 2.20: Parametr s11 IF filtru

Na nasledujıcıch obrazcıch (obr. 2.20, 2.21 a 2.22) jsou uvedeny spolecne name-

rene a simulovane charakteristiky IF filtru. Realizovany filtr ma ponekud kvalita-

tivne horsı parametr s11, coz muze byt zpusobeno nepresnym doladenım ladıcıch

cıvek filtru spolu s realnymi soucastkami osazenymi na DPS. Naproti tomu Ansoft

Designer simuluje tyto soucastky s jejich ztratovymi ciniteli. Tito ztratovı cinitele

jsou odecteny v katalogovych listech, kde jsou uvedeny typicke hodnoty. V prıpade

charakteristik s21 a s22 jsou hodnoty prakticky totozne. Parametry odectene z na-

merenych hodnot jsou nasledujıcı:

• vlozny utlum na kmitoctu MHz je 2.2 dB

• sırka pasma pro pokles o 3 dB je 2.5MHz

• cinitel odrazu na vstupu pro 28MHz je -35.8 dB

• cinitel odrazu na vystupu pro 28 MHz je -11.6 dB

41

Za tımto filtrem bude jeste zarazen trıbodovy zesilovac ERA-2, jehoz parametry

je mozne nalezt napr. v [8].

Obr. 2.21: Parametr s21 IF filtru

42

Obr. 2.22: Parametr s22 IF filtru

43

2.8 Navrh nasobice kmitoctu

Jak je uvedeno v teoreticke casti, kmitoctovy nasobic je mozne realizovat mnoha

rozlicnymi konstrukcemi. V ramci diplomove prace byly provedeny navrhy s vyuzitım

bipolarnıch tranzistoru (nekolikastupnove i jednostupnove), unipolarnıch tranzis-

toru a take s vyuzitım integrovanych nasobicu kmitoctu. Z jednotlivych navrhu byl

vybran navrh s bipolarnım tranzistorem realizovany jedinym stupnem. Tento navrh

je dale popsan.

Vstupnı kmitocet 101MHz je nutne vynasobit 4x. Takovy nasobic je z principu

mozne realizovat jedinym nelinealnım prvkem. S tımto prıstupem bylo pristoupeno

k navrhu nasobice kmitoctu. Pro samotny navrh byl vybran bipolarnı tranzistor

BFR92. Jeho parametry jsou uvedeny v katalogovem listu [14]. Mezi jeho hlavnı

parametry odectene ve zminovanem katalogovem listu patrı:

• tranzitnı kmitocet 5GHz

• maximalnı unilaterizovany zisk 18 dB

• stejnosmerny kolektorovy proud az 25mA

• hFE je 90

Nasobice s bipolarnımi tranzistory vynikajı nızkou cenou a pomerne jednodu-

chym navrhem. Vypocet stejnosmerneho pracovnıho bodu je uveden nıze. Pro tento

vypocet je predpokladano schema uvedene na obr. 2.23. Zvoleny pracovnı bod tran-

zistoru bude mıt nasledujıcı parametry:

• Uce = 3.5 V

• Ic = 15 mA

• Ube = 0.8 V

• Ucc = 5 V

Hodnota rezistoru Rc bude:

Rc =Ucc − Uce

Ic

=5− 3.5

0.015= 100 Ω (2.36)

Proud tekoucı do baze tranzistoru:

Ib =Ic

hFE

=0.015

90= 167 µA (2.37)

Hodnota Rb pro zajistenı vypocteneho bazoveho proudu:

Rb =Uce − Ube

Ib

=3.5− 0.8

167 · 10−6= 16 168Ω (2.38)

Dale je pristoupeno k navrhu dalsıch castı nasobice a jeho simulace v programu

Ansoft Designer V2.

44

Obr. 2.23: Schema pro vypocet stejnosmerneho pracovnıho bodu tranzistoru

2.8.1 Navrh filtru typu pasmova propust

Tento filtr je resen jako mikropaskovy planarnı filtr. K jeho navrhu bylo vyuzito

prostredı Ansoft Designeru, ve kterem byl doladen na pozadovany strednı kmitocet

propustneho pasma 404MHz. Vysledna simulace tohoto filtru je uvedena na obr. 2.24.

Tento filtr je tvoren mikropasky, ktere jsou dlouhe ctvrt vlnove delky. Tedy na

substratu FR4 (εr = 4.4):

λ =c√

εr · f → d =λ

4=

c

4 · √εr · f (2.39)

d =3 · 108

4 · √4.4 · 404 · 106= 8.85 cm (2.40)

Tato delka vsak nenı konecna a byla zkracena dıky kapacitnım trimrum, dıky

kterym je mozne filtr fyzicky zmensit a doladit na pozadovany kmitocet. Vysledna

delka mikropasku je 4 cm.

2.8.2 Simulace nasobice kmitoctu

Takto navrzeny filtr byl pripojen k tranzistoru s nastavenym pracovnım bodem podle

vyse uvedenych vypoctu. Vstupnı signal bude 101MHz a jeho uroven byla nastavena

na +10 dBm. Tento signal ma pomerne vysokou uroven, proto byl na vstup prvnıho

stupne zarazen utlumovy clanek s utlumem priblizne 7 dB. Tento utlumovy clanek

45

Obr. 2.24: Vysledek simulace filtru typu pasmova propust se strednım kmitoctem

404MHz

ma tu vyhodu, ze prakticky prizpusobı vstupnı branu nasobice. To proto, ze vstupnı

signal je tlumen o 7 dB a odrazeny signal je tlumen o dalsıch 7 dB. To znamena, ze

v prıpade uplneho odrazu (tento prıpad nenastane) by se na vstup generatoru vracel

signal utlumeny o 14 dB. Popisovane zapojenı je uvedeno na obr. 2.25.

Jak je popsano vyse, obvod byl buzen signalem o kmitoctu 101MHz a urovni

+10 dBm. Vystupnı spektrum je potom uvedeno na obr. 2.26. Jak je z tohoto obrazku

patrne, vykon vystupnıho signalu na kmitoctu 404MHz je priblizne -3 dBm. Ostatnı

harmonicke slozky vstupnıho signalu jsou podle uvedeneho obrazku potlaceny vzdy

nejmene o 40 dB.

Toto schema bylo dale upraveno a to tak, ze vystupnı signal nasobice byl rozdelen

do dvou symetrickych vetvı, kde byl dale zesılen. Pro zesılenı byly vybrany zesilovace

ERA-3 pro jeho vhodne parametry, ktere je mozne nalezt v [9]. Popisovane schema

je uvedeno na obr. 2.27.

S tımto schematem byly v programu Ansoft Designer V2 provedeny simulace,

tedy krome linearnı obvodove analyzy take harmonicka balancnı analyza. Linearnı

analyza byla s vyhodou pouzita pro kontrolu, zda jsou parametry s11 a s22 pod hod-

notou 0 dB. Tato kontrola nezajistı stabilitu, ale odhalila by prıpadnou nestabilitu.

Stejnosmerny pracovnı bod byl dale optimalizovan pro maximalnı nasobıcı ucinek,

kdy byl hledan nejlepsı vysledek pro nasobenı prave ctvrte harmonicke s ohledem na

maximalnı potlacenı ostatnıch harmonickych slozek. Vysledek harmonicke balancnı

46

Obr. 2.25: Schema nasobice 4x s jednım stupnem

analyzy je uveden na obr. 2.28.

Z obrazku je patrne ze dominantnı harmonicka slozka na kmitoctu 404MHz ma

uroven 7.72 dBm, coz je hodnota nepatrne vyssı nez pozadovana, avsak schema je

takto ponechano a uroven vystupnıho signalu je mozne ve vysledku castecne dosta-

vit nastavenım pracovnıho bodu tranzistoru. Prıpadne, pokud by byly treba dalsı

zmeny a nastavenı pracovnıho bodu by neprıznive ovlivnovalo vystupnı spektrum,

je mozne upravit hodnoty delice vykonu na vystupu filtru. Dale je take patrne,

ze potlacenı ostatnıch harmonickych slozek od teto, ctvrte, harmonicke slozky je

pomerne dobra. Nejvyssı uroven ma podle obr. 2.28 pata harmonicka slozka, ktera

ma uroven -33.5 dBm. Potlacenı teto slozky proti pozadovane ctvrte harmonicke je

tedy

a = Pout4 − Pout5 = 7.72− (−33.5) = 41.22 dB. (2.41)

Poklady pro vyrobu tohoto nasobice jsou uvedeny spolu se schematem a sezna-

mem soucastek v prıloze D. Do schematu bylo treba pridat napajecı obvody pro

stabilizaci napetı a napajenı integrovanych zesilovacu ERA-3.

47

Obr. 2.26: Vystupnı spektrum nasobice 4x s jednım stupnem

Obr. 2.27: Schema pro simulaci nasobice 4x

48

Obr. 2.28: Vysledek harmonicke balancnı analyzy

49

2.9 Simulace celeho RF retezce

Jednotlive navrzene bloky byly vzajemne spojeny a byla provedena harmonicka ba-

lancnı analyza celeho obvodu. Schema simulovaneho retezce je uvedeno na obr. 2.29.

Jak je ze schematu patrne, byl simulovan vyse popisovany zesilovac, na nej navazuje

model smesovace RMS-30. Za tımto smesovacem je mezifrekvencnı filtr nasledovany

zesilovacem ERA-2.

Obr. 2.29: Schema simulovaneho retezce

Vysledky simulace jsou na obr. 2.30. Obvod byl buzen signalem o kmitoctu

432MHz a vykonu -50 dBm. Na branu LO smesovace byl priveden signal o kmitoctu

404MHz a urovni +7 dBm. Tento signal simuluje vystup vyse uvedeneho kmitoc-

toveho nasobice. Na vystupnım spektru je markantnı spektralnı cara na kmitoctu

28MHz. Toto je uzitecny signal. Z vystupnıho spektra je patrne potlacenı ostatnıch

spektralnıch car, ktere je ponekud idealizovane a v realnem obvodu jsou ocekavany

ponekud horsı vysledky. Spektralnı cara na kmitoctu 28 MHz ma vykon priblizne

-10.65 dBm. Teoreticky konverznı zisk je tedy

Gk = Pout − Pin = −10.65− (−50) = 39.35 dB. (2.42)

Tento retezec byl vyhotoven ve dvou exemplarıch, protoze je pozadovana ma-

ximalnı symetricnost pro obe casti vstupnıch dılu. Oba kanaly potom budou oddeleny

a koncipovany jako samostatne DPS. Jako tretı DPS potom bude vyhotoven nasobic

kmitoctu, ktery bude privadet signal na brany LO smesovacu obou RF retezcu.

50

Obr. 2.30: Vysledek simulace RF retezce

Napajenı je predpokladano z externıho zdroje +12V. Navrh obsahuje dva stabi-

lizatory napetı. Prvnı z nich ma vystupnı napetı +5V a je urcen pro napajenı tranzis-

toru ATF-54143. Vystupnı napetı druheho stabilizatoru je +8V a je urcen k napajenı

integrovanych trıbodovych zesilovacu ERA-2 za mezifrekvencnım filtrem a zesilovace

ERA-4 ve vysokofrekvencnım zesilovaci. Toto resenı bylo zvoleno protoze maximalnı

klidove napetı mezi elektrodami Drain a Source tranzistoru ATF-54143 je 5V a lehce

by tedy mohlo dojıt pri pouzitı 8 V stabilizatoru k poskozenı v prıpade, kdy by byl

tranzistor zavren. Potom by se objevilo cele napetı stabilizatoru mezi zminovanymi

elektrodami. Naproti tomu 5V je prılis malo pro ucely napajenı trıbodovych zesi-

lovacu ERA-2 a ERA-4. ERA-2 vyzaduje na vystupnı brane stejnosmerne napetı

priblizne 3.4V. Pritom odpor nastavujı pracovnı bod zesilovace byl vybran podle

katalogoveho listu zesilovace ERA-2 [8] a jeho velikost je 110 Ω. Tento odpor ma

jeste dalsı funkci a to takovou, ze zamezuje RF vykonu prochazet do napajenı. K to-

muto dopomaha seriove zarazena cıvka, ktera je v tomto prıpade prakticky nutna.

Tyto obvody bylo tedy nutne pridat do schematu, ktere bylo simulovano v programu

Ansoft Designer. V prıpade zesilovace ERA-4 je pracovnı napetı podle [10] 4.6V.

Pro napajecı napetı 8V je vyrobcem doporucovana hodnota odporu nastavujıcıho

stejnosmerny pracovnı bod o hodnote 51 Ω.

51

Pro tento obvod byla vyhotovena predloha pro vyrobu DPS. Tato predloha je

uvedena v prıloze C spolecne se schematem zapojenı. Schema je rozdeleno na dve

casti. Obe casti jsou uvedeny na obr. C.1 a obr. C.2.

52

3 DOSAZENE VYSLEDKY PRACE

Vyse uvedene navrhy byly realizovany a v teto casti jsou popsany dosazene vysledky.

Pro jednotlive DPS byly realizovany krabicky z pocınovaneho plechu s odnımatel-

nymi vıky. Rozmery krabicek byly realizovany podle rozmeru DPS, pricemz vyska

krabicek byla zvolena 35 mm a to z duvodu cıvkovych sad, ktere jsou pomerne vy-

soke. Konektory pro vysokofrekvencnı signal byly vybrany konektory SMA panelove

prırubove, ktere se dobre hodily pro montaz na pocınovane krabicky. Pro prıvod

napajenı byl na kazdou krabicku pripajen pruchodkovy kondenzator pro privedenı

kladneho polu zdroje. Jako zaporny pol zdroje funguje krabicka, ktera je spojena se

zemı celeho obvodu. Veskere napajecı napetı je 12V.

Vzhledem k tomu, ze byly realizovany 3 ruzne bloky, jsou nıze tri kapitoly. Kazda

z kapitol se zabyva popisem vysledku daneho bloku. Poslednı, ctvrta kapitola potom

shrnuje dosazene vysledky a je zde uvedeno hodnocenı parametru a vysledku.

Vzhledem k pozadavku na podobnost obou signalovych cest (viz. blokove schema

1.1), byla cela vstupnı cast rozdelena na tri samostatne DPS. Jedna z DPS obsahuje

nasobic kmitoctu. Zbyle dve jsou naprosto identicke a tvorı je vstupnı zesilovac,

smesovac a mezifrekvencnı zesilovac s filtrem. Blizsı informace jsou uvedeny v kapi-

tolach o navrhu jednotlivych bloku, prıpadne v prıloze jsou uvedeny podklady pro

vyrobu jednotlivych bloku.

Pokud nebude uvedeno jinak, jsou parametry mereny pomocı spektralnıho ana-

lyzatoru R&S FSL3. Dalsım prıstrojem, ktery byl k merenı parametru vyuzit byl

generator Agilent N9310A.

3.1 Vstupnı cast 1

Jedna se o jednu z identickych DPS signalove cesty. Pro overenı funkcnosti jed-

notlivych castı nebyl pro prvnı merenı osazen smesovac a plosky urcene prave pro

tento smesovac byly vyuzity pro napajenı koaxialnıch kabelu. Konkretne se jednalo

o vystup nızkosumoveho zesilovace (viz. schema C.1). Dalsım bodem, kam byl ko-

axialnı kabel pripojen byl vstup mezifrekvencnıho filtru se zesilovacem. Jedna se

tedy o vystup IF smesovace. Schema teto casti je uvedeno na obr. C.2.

Na obr. 3.1 je uvedena kmitoctova zavislost parametru s21 vstupnıho nızkosu-

moveho zesilovace. Uroven vstupnıho signalu byla -50 dBm. Kmitocet byl rozmıtan

v rozmezı 200MHz az 650MHz. Sırka pasma mezifrekvencnıho filtru spektralnıho

analyzatoru (RBW)byla 3KHz, sırka videofiltru (VBW) potom 10KHz.

Z uvedeneho grafu je mozne odecıst naprıklad zisk na kmitoctu 432MHz. Tato

hodnota je 30.25 dB a od predpokladane hodnoty priblizne 32 dB (simulovana hod-

53

Obr. 3.1: Vystupnı spektrum vstupnıho zesilovace 1

nota) se rozchazı o priblizne 2 dB. Avsak dulezita je vysledna symetricnost kon-

verznıch zisku celych vstupnıch dılu.

Dalsım nemene dulezitym parametrem je potlacenı kmitoctu zrcadloveho signalu,

tedy signalu, ktery by byl po smesovanı prelozen na stejny kmitocet, jako pozadovany

signal. Zde se bohuzel simulace a skutecnost znacne rozchazejı. Zatımco simulace

udavala hodnotu lepsı nez 45 dB, z namerenych hodnot je patrne, ze potlacenı je

pouze 33.4 dB. Bohuzel tato hodnota je dana primarne Helical filtrem, u ktereho

vyrobce slibuje potlacenı alespon o 42 dB oproti propustnemu pasmu na kmitoctu

o 40 MHz nıze, nez je strednı kmitocet filtru.

Prubeh filtru byl takto naladen z duvodu maximalnıho potlacenı zrcadloveho

kmitoctu. Propustna sırka pasma je priblizne 5MHz, coz vsak nenı na zavadu. Totiz

mezifrekvencnı filtr ma sırku propustneho pasma jeste uzsı.

Druhou castı, ktera byla merena, byl mezifrekvencnı filtr spolecne se zesilovacem.

Vysledek merenı je uveden na obr. 3.2. Uroven vstupnıho signalu byla opet -50 dBm.

Sırka pasma mezifrekvencnıho filtru spektralnıho analyzatoru byla v tomto prıpade

nastavena na 3 KHz, videofiltr potom na 10 kHz. Zde byla odectena uroven vystup-

nıho signalu na kmitoctu 28MHz (kmitocet mezifrekvencnıho signalu) -41.03 dBm.

Zisk mezifrekvencnıho zesilovace je tedy:

AIF1 = Pout − Pin = −41.03− (−50) = 8.98 dB (3.1)

54

Obr. 3.2: Vystupnı spektrum mezifrekvencnıho zesilovace 1

Tato hodnota sice neodpovıda simulacım, avsak zde bylo nutne udelat malou ko-

rekci ve forme odebranı cıvky v napajecıch obvodech mezifrekvencnıho zesilovace. Ta

byla nahrazena zkratem z duvodu vyssı stability zesilovace. To ale melo za nasledek

snızenı zisku zesilovace. Sırka propustneho pasma mezifrekvencnıho filtru pro po-

kles prenosu o 3 dB byla 2.35MHz. To priblizne odpovıda simulacım a namerenym

hodnotam u experimentalnı realizace tohoto filtru (obr. 2.21).

Dalsı urcenym parametrem je sumove cıslo NF, ktere bylo urceno pomocı prı-

stroje Agilent N8975A. Zde bylo sumove cıslo rovno 1.5 dB, coz je pomerne dobry

vysledek. Prubeh sumoveho cısla v zavislosti na kmitoctu je uveden v prıloze E.1

na obr. E.3. Z tohoto grafu je mozne take urcit konverznı zisk vstupnı casti, ktery

je pro mezifrekvencnı kmitocet 28MHz roven 33.2 dB.

Dale byl zjisten bod 1dB komprese, tedy bod, kdy se vykon vystupnıho signalu

odchylı o 1 dB od teoreticke hodnoty. Pro tuto vstupnı cast je to hodnota -1.4 dBm,

ktera je vztazena k vystupu vstupnı casti. Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım

teto casti je uvedena v prıloze E.2 na obr. E.5.

55

3.2 Vstupnı cast 2

V teto casti jsou uvedeny namerene vysledky pro druhou DPS RF casti vstupnıho

dılu. Merenı probıhalo za stejnych podmınek, jako v prıpade prvnı DPS (viz. 3.1).

Na obr. 3.3 je uveden prubeh parametru s21 ve frekvencnım rozsahu 200MHz az

650MHz. Prubeh je podobny vstupnımu zesilovaci na DPS 1, coz je zadoucı. Vstupnı

vykon RF signalu byl opet -50 dBm. Zisk tohoto zesilovace na kmitoctu 432 MHz je

32.5 dB. Tento vysledek pomerne dobre odrazı vysledky simulacı, hlavne simulaci

obvodu s nelinearnımi prvky, kde byl zisk urcen na hodnotu 31.89 dB (obr. A.2).

Dale sırka pasma pro pokles zesılenı o 3 dB byl urcen na hodnotu priblizne 6MHz.

Potlacenı zrcadloveho kmitoctu je pro tento prıpad rovno hodnote 32.07 dB. Vznikly

rozdıl mezi ziskem obou vstupnıch zesilovacu je

XV F = Gvf2 −Gvf1 = 32.5− 30.25 = 2.25 dB, (3.2)

kde XVF je hodnota rozdılu v zisku zesilovacu, G1 a G2 jsou zisky vstupnıho

zesilovace 1 resp. vstupnıho zesilovace 2.

Obr. 3.3: Vystupnı spektrum vstupnıho zesilovace 2

Dale byly urceny parametry mezifrekvencnıho filtru se zesilovacem. Nastavenı

spektralnıho analyzatoru bylo shodne s nastavenım pro merenı mezifrekvencnıho

filtru na DPS 1. Vstupnı vykon byl tedy znovu -50 dBm. Vystupnı vykon na kmitoctu

56

mezifrekvencnıho signalu, tedy na kmitoctu 28MHz, byl -38.99 dBm. Zisk tohoto

filtru se zesilovacem je

GIF2 = Pout − Pin = −38.99− (−50) = 11.01 dB. (3.3)

Sırka propustneho pasma mezifrekvencnıho filtru byla z namerenych dat urcena na

hodnotu 2.5MHz. Rozdıl v ziscıch mezifrekvencnıch bloku je tedy

XMF = GIF2 −GIF2 = 11.01− 8.98 = 2.03 dB, (3.4)

kde XMF je rozdıl v zisku mezifrekvencnıch bloku.

Obr. 3.4: Vystupnı spektrum mezifrekvencnıho zesilovace 2

Nasledujıcım urcenym parametrem je sumove cıslo NF. Zde bylo sumove cıslo

rovno 1.3 dB. Prubeh sumoveho cısla v zavislosti na kmitoctu je uveden v prıloze E.1

na obr. E.4. Z tohoto grafu je mozne take urcit konverznı zisk vstupnı casti, ktery je

pro mezifrekvencnı kmitocet 28 MHz roven 37.5 dB. Na prubehu je take patrne, ze

filtry nejsou naladeny uplne optimalne a na zaklade tohoto grafu doslo jeste k jejich

dodatecnemu ladenı.

Dale byl zjisten take bod 1dB komprese pro tuto vstupnı cast, jehoz hodnota

odpovıda 1.1 dBm, ktera je vztazena k vystupu vstupnı casti. Zavislost vystupnıho

vykonu na vstupnım teto casti je uvedena v prıloze E.2 na obr. E.6.

57

3.3 Nasobic kmitoctu

Po privedenı napajecıho napetı bylo bohuzel zjisteno, ze jeden z vystupu nasobice

samocinne kmita a bylo tedy treba najıt prıcinu vzniku kmitu. Ta byla objevena

v cıvkach zapojenych v napajecıch obvodech obou zesilovacu. Po nahrazenı teto

cıvky dratovou propojkou samovolne kmity ustaly. Vyjmutı cıvky z napajecıch ob-

vodu vsak zpusobilo pokles zisku zesilovacu.

Obr. 3.5: Charakteristika filtru pouziteho v nasobici kmitoctu

Po teto korekci byla naladena pasmova propust tvorena planarnım filtrem na

kmitocet 404 MHz. To bylo mozne provest pri nızke hodnote vstupnıho signalu.

Konkretne byla nastavena uroven vystupnıho generatoru spektralnıho analyzatoru

na -50 dBm. Vysledna charakteristika pasmove propusti je uvedena na obr. 3.5.

Po overenı a naladenı pasmove propusti byl na vstup nasobice priveden signal

o kmitoctu 101 MHz a urovni 10 dBm. Toto je totiz jmenovity signal, se kterym

bude nasobic dale pracovat, tak jak je uvedeno v casti o navrhu nasobice 2.8. Merenı

bylo provedeno pro oba vystupy. V prıpade merenı jednoho z vystupu nasobice byl

druhy vystup zatızen vstupnı impedancı brany LO smesovace. Takto byly simu-

lovany podmınky, pro ktere je nasobic urcen. Na obr. 3.6, reps. obr. 3.7 jsou uvedeny

vystupnı signaly obou vystupu kmitoctoveho nasobice.

Na obr. 3.6 je spektrum jednoho z vystupu nasobice. Zde jsou krome domi-

nantnı harmonicke slozky patrne take dalsı harmonicke slozky. Z nich nejvyssı je

58

tretı harmonicka slozka na kmitoctu 303MHz. Jejı uroven je -32.1 dBm, coz je proti

pozadovane ctvrte harmonicke o urovni 5.97 dBm potlacenı o

A1 = P4 − P3 = 5.97− (−32.1) = 38.07 dB, (3.5)

Obr. 3.6: Vystupnı spektrum nasobice kmitoctu (vystup 1)

kde A v [dB] je potlacenı a Pi je vykon i-te harmonicke slozky vystupnıho spek-

tra. Dale je treba vzıt na vedomı, ze veskere simulace provadene programem Ansoft

Designer byly provadeny pro vystupnı vykon nasobice +7 dBm. Avsak podle dat

udavanych vyrobcem jsou konverznı ztraty pri injekci +7 dBm do brany LO 5.22 dB,

zatımco pro injekci +4 dBm je to 5.59 dB, coz je zanedbatelny rozdıl. Protoze se

namereny vystupnı vykon nachazı mezi uvedenymi hodnotami, lze usoudit, ze kon-

verznı ztraty budou lezet nekde mezi temito hodnotami.

Dale je na obr. 3.7 uvedeno spektrum druheho z vystupu nasobice. Zde je uroven

ctvrte harmonicke slozky vstupnıho signalu 5.49 dBm, zatımco dalsı nejvyssı har-

monicka slozka (opet tretı harmonicka slozka) ma uroven -38.63 dBm. Zde je tedy

potlacenı dalsıch harmonickych oproti pozadovane mozno vycıslit

A2 = P4 − P3 = 5.49− (−38.63) = 44.12 dB, (3.6)

kde jednotlive veliciny majı stejny vyznam, jako ve vyse uvedenem prıpade.

U druheho z vystupu je tedy potlacenı dalsıch harmonickych slozek o 6.05 dB vyssı.

59

Stejne tak je zde rozdıl mezi urovnemi vystupnıho signalu na kmitoctu 404MHz,

kde v prıpade vystupu 1 byla zmerena uroven 5.97 dBm, zatımco v prıpade druhem

uroven 5.49 dBm. Rozdıl vystupnıch urovnı je tedy 0.48 dB.

Obr. 3.7: Vystupnı spektrum nasobice kmitoctu (vystup 2)

Uvedene rozdıly mohou byt zpusobeny rozptylem pouzitych soucastek v jed-

notlivych vetvıch zesilovacu, prıpadne motivem plosneho spoje, kde muze dochazet

k ruznym vazbam, ktere se navzajem ovlivnujı.

3.4 Hodnocenı vysledku

Vzhledem k tomu, ze mezi jednotlivymi vstupnımi castmi je jisty rozdıl, je treba

hledat jeho puvod. Jak je z namerenych hodnot patrne, jisty rozdıl je v ziscıch

vstupnıch vysokofrekvencnıch zesilovacu a take mezifrekvencnı bloky vykazujı rozdıl

v zisku. Cıselne jsou to hodnoty rozdılu zisku vysokofrekvencnıch zesilovacu

XV F = 2.25 dB, (3.7)

a rozdıl v zisku mezifrekvencnıch bloku

XMF = 2.03 dB. (3.8)

Tyto rozdıly byly dale analyzovany a byly hledany prıciny vzniku techto rozdılu.

Podstatneho zlepsenı bylo dosazeno vymenou integrovaneho zesilovace ERA-2 ve

60

vstupnı casti 1 v mezifrekvencnım bloku. Po teto vymene stoupl konverznı zisk

vstupnı casti 1. Na obr. 3.8 jsou uvedena vystupnı spektra vstupnıch castı pri vstup-

nım signalu o urovni -50 dBm a kmitoctu 432 MHz. Na vstup nasobice byl priveden

signal o urovni +10 dBm a kmitoctu 101MHz. Namerene hodnoty konverznıho zisku

byly pri tomto merenı 35.39 dB pro vstupnı cast 1 a 37.35 dB pro vstupnı cast 2.

Vysledny rozdıl mezi konverznım ziskem jednotlivych vstupnıch castı je tedy

Obr. 3.8: Vystupnı spektrum vstupnıch castı pro RF 432MHz o urovni -50 dBm

Xconv = Gconv2 −Gconv1 = 37.35− 35.39 = 1.96 dB. (3.9)

Bylo vynalozeno nemale usilı pri hledanı rozdılu v obvodech, ktere zpusobujı dany

rozdıl mezi zisky vstupnıch castı. Bohuzel v dobe psanı teto prace nebyly prozatım

dalsı duvody rozdılu nalezeny a jsou predmetem dalsıho zkoumanı.

V prıpade nasobice kmitoctu bylo take treba, aby uroven signalu na obou vys-

tupech byla pokud mozno shodna. Rozdıl v techto urovnıch, tak jak je uvedeno

v casti 3.3, je 0.48 dB. Navıc vystupnı urovne nejsou na pozadovane urovni 7 dBm,

ale ponekud nıze. Po prozkoumanı datovych listu [13] vsak byl zaver takovy, ze tento

rozdıl neznamena podstatne zhorsenı parametru vstupnıch castı, protoze konverznı

ztraty smesovacu se prakticky nezmenı. Toto tvrzenı bylo potvrzeno pri merenı

vstupnıch castı, kdy byl nasobic vyuzit.

61

4 ZAVER

V teto praci bylo navrzeno blokove schema cele vstupnı casti prijımace. Nejprve

byly strucne popsany a dale byly strucne charakterizovany jednotlive bloky na

tomto schematu uvedene. Prace dale pokracuje rozborem a navrhem vstupnıho

nızkosumoveho zesilovace, ktery sestava ze dvou stupnu a pasmoveho filtru v kaska-

de. Dale prace pokracuje tvorbou modelu smesovace podle vybraneho typu. Pro tuto

praci byl vybran smesovac RMS-30. V programu Ansoft Designer V2 byl vytvoren

model tohoto smesovace a byla provedena jeho analyza. Dalsım obvodem, ktery bylo

treba navrhnout byl mezifrekvencnı filtr. Tento filtr byl navrzen, simulovan a posleze

byl realizovan pro experimentalnı overenı funkcnosti.

Cast prace byla koncipovana jinak, nez je uvedeno v zadanı a to na zadost

vedoucıho prace. Jako generator signalu pro brany LO smesovacu bude vyuzita jina

diplomova prace, jejız cılem je realizace prımeho digitalnıho syntezatoru (DDS).

Vystup tohoto syntezatoru je kmitoctove omezen na 150MHz a bylo treba navıc

navrhnout nasobic kmitoctu 4x. Velka pozornost byla venovana studiu nasobicu

kmitoctu a na zaklade teto studie bylo navrzeno nekolik ruznych nasobicu. Navrzeny

byly nasobice kmitoctu s vyuzitım bipolarnıch tranzistoru, unipolarnıch tranzistoru,

dale potom take s vyuzitım integrovanych nasobicu kmitoctu. Veskere navrhy byly

brany jako studie. Pro realizaci byl vybran navrh vyuzıvajıcı bipolarnı tranzistor,

ktery funguje jako nasobic 4x v jedinem stupni.

Veskere zminovane dılcı obvody byly simulovany programem Ansoft Designer

V2. Vysledky jednotlivych simulacı jsou uvedeny v praci spolecne se zhodnocenım

parametru. Prace dale pokracuje spojenım jednotlivych funkcnıch bloku a simu-

lace parametru vstupnıho dılu. Tato simulace byla provadena prımo s generovanım

potrebneho signalu pro brany LO a nebyl tedy do teto simulace zapojen nasobic

kmitoctu. Vysledky teto simulace jsou rovnez uvedeny v praci.

Krome simulace s linearizovanymi modely se podarilo definovat nelinearnı model

tranzistoru ATF-54143 a zesilovace ERA-4, ktere umoznovaly odsimulovat vstupnı

zesilovac z pohledu jeho nelinearnıch vlastnostı. Vysledky simulacı obvodu s ne-

linearnımi modely byly porovnany s vysledky pro linearizovane modely. Zjistene

rozdıly mezi uvedenymi simulacemi byly zanedbatelne a proto je povazovan ne-

linearnı model za funkcnı. Dıky tomuto nelinearnımi modelu bylo mozne simulovat

dalsı velice dulezite parametry, jako je naprıklad bod 1dB komprese a dalsı parame-

try. Na zaklade techto modelu bylo take vybrano razenı jednotlivych castı vstupnıho

zesilovace, kdy bylo analyzovano, razenı obvodu z pohledu odolnosti proti signalum

o vysoke urovni.

Prace dale pokracovala navrhem DPS pro jednotlive casti, jejich realizacı a ove-

renım parametru. U kmitoctoveho nasobice bylo treba z napajecıch obvodu vyradit

62

tlumivky, ktere zpusobovaly nestabilitu tohoto nasobice. Tım ponekud klesla uroven

vystupnıho signalu obou vystupu, avsak tento pokles nevedl k potrebe upravy ob-

vodu. Vystupnı urovne jednotlivych vystupu nasobice kmitoctu jsou 5.97 dBm a

5.49 dBm. Pozadovany signal na branach LO smesovacu je 7 dBm. Uvedene zmerene

urovne byly srovnany s parametry uvedenymi v typickych namerenych hodnotach

vyrobce [13]. Z tohoto porovnanı bylo usouzeno, ze uvedeny rozdıl mezi pozadovanou

hodnotou a hodnotou namerenou nenı podstatny. Blıze je toto hodnocenı popsano

v kapitole o vysledcıch nasobice 3.3.

Dale byly realizovany jednotlive vstupnı casti jako samostatne DPS. Samostatne

byla vzdy u kazde vstupnı casti overena zakladnı funkce vstupnıho nızkosumoveho

zesilovace a take mezifrekvencnıho filtru se zesilovacem. Samozrejmostı bylo na-

merenı kmitoctovych charakteristik, ktere jsou pro jednotlive casti uvedeny v 3.1

a 3.2, kde jsou take dosazene vysledky popsany. V prıloze E jsou uvedeny frekvencnı

charakteristiky vstupnıch zesilovacu a mezifrekvencnıch bloku vzdy v jednom grafu

pro moznost srovnanı. Rozdıl mezi zisky vstupnıch zesilovacu je vypocten v casti

3.2 a jeho hodnota je 2.25 dB. Rozdıl mezi zisky mezifrekvencnıch castı je uveden

ve stejne casti a jeho hodnota je 2.03 dB. Pri dalsım hledanı resenı problemu byl

snızen rozdıl mezi konverznım ziskem obou castı na hodnotu 1.96 dB. Blizsı popis je

uveden v casti 3.4.

Sumove cıslo kazde ze vstupnıch castı je uvedeno vzdy v kapitole s vysledky (3.1

a 3.2) a frekvencnı prubeh sumoveho cısla je uveden v prıloze E.1. Hodnota pro

vstupnı cast 1 je 1.5 dB a pro vstupnı cast 2 je to hodnota 1.3 dB. V prıloze E.1 je

krome kmitoctoveho prubehu sumoveho cısla take vyjadren kmitoctovy prubeh kon-

verznıho zisku. Hodnota konverznıho zisku pro vstupnı cast 1 na kmitoctu 28MHz

je 33.2 dB a pro vstupnı cast 2 na stejnem kmitoctu je to hodnota 37.5 dB. Kon-

verznı zisk vstupnı casti 1 byl ale zvysen na hodnotu 35.39 dB. Tım byl rozdıl mezi

konverznımi zisky vstupnıch castı snızen. V casti 3.4 jsou potom popsany klıcove

dosazene vysledky a rozdıly mezi zisky jednotlivych bloku. V prıloze E.2 jsou dale

uvedeny zavislosti vystupnıho vykonu na vstupnım pro obe vstupnı casti. Z techto

zavislostı byly urceny hodnoty bodu 1dB komprese, ktere majı hodnoty -1.4 dBm

reps. 1.1 dBm.

63

LITERATURA

[1] HANUS, S., SVACINA, J. Vysokofrekvencnı a mikrovlnna technika. Skriptum

VUT v Brne, 2004

[2] DOBES, D., ZALUD, V. Modernı radiotechnika. 1.vyd. Praha: BEN-technicka

literatura, 2006. 768 s. ISBN 80-7300-132-2 BEN, technicka literatura, Praha,

2006.

[3] AVAGO Technologies. Development of E-pHEMT Technology [online]. Avago

Technologies, 2003 [cit. 23.3.2011].

Dostupne z URL: <http://www.avagotech.com/docs/AV02-2026EN>.

[4] AVAGO Technologies ATF-54143 Data Sheet [online]. United States, 2008 [cit.

23.3.2011].

Dostupne z URL: <http://www.avagotech.com/docs/AV02-0488EN>.

[5] AVAGO Technologies Low Noise 2300 MHz Amplifier [online]. Application Note

5294, Avago Technologies, 2010 [cit. 30.3.2011].

Dostupne z URL: <http://www.avagotech.com/docs/AV01-0376EN>.

[6] AVAGO Technologies A 100MHz to 500MHz Low Noise Feedback Amplifier

[online]. Application Note 5057, Avago Technologies, 2010 [cit. 11.4.2011].

Dostupne z URL: <http://www.avagotech.com/docs/5989-0852EN>.

[7] Neosid Filters/Coil Assemlies/Thermoplastic Parts [online]. [cit. 23.3.2011].

Dostupne z URL: <http://www.neosid.de/DWL/Teil3/Teil 3.pdf>.

[8] Mini-Curcuits ERA-2 Data Sheet [online]. 2009 [cit. 11.4.2011].

Dostupne z URL: <http://www.minicircuits.com/pdfs/ERA-2+.pdf>.

[9] Mini-Curcuits ERA-3 Data Sheet [online]. 2009 [cit. 11.4.2011].

Dostupne z URL: <http://www.minicircuits.com/pdfs/ERA-3+.pdf>.

[10] Mini-Curcuits ERA-4 Data Sheet [online]. 2009 [cit. 11.4.2011].

Dostupne z URL: <http://www.minicircuits.com/pdfs/ERA-4+.pdf>.

[11] Dostal, T., Axman, V. Elekrtricke filtry Elektronicke sktriptum VUT v Brne

[12] Mini-Circuits RMS-30 Datasheet [online]. Mini-Circuits [cit. 19.4.2011].

Dostupne z URL: <http://www.minicircuits.com/pdfs/RMS-30.pdf>.

[13] Mini-Circuits RMS-30 Typical Performance Data [online]. Mini-Circuits [cit.

16.4.2012].

64

Dostupne z URL: <http://www.minicircuits.com/pages/s-params/RMS-

30 VIEW.pdf>.

[14] Philips Semiconductor Katalogovy list tranzistoru BFR92 [online]. [cit.

17.12.2011].

Dostupne z URL: <http://www.gme.cz/ dokumentace/dokumenty/914/914-

006/dsh.914-006.1.pdf>.

65

SEZNAM SYMBOLU, VELICIN A ZKRATEK

f kmitocet, frekvence [Hz]

C Kapacita [F]

L Indukcnost [H]

Uds Napetı mezi elektrodami Drain a Source [V]

SPS Pocet vzorku za sekundu – Samples per second

Id Proud tekoucı elektrodou Drain [A]

B-3dB Sırka pasma pro pokles o 3 dB [Hz]

a Potlacenı signalu, utlum [dB]

UHF Ultra vysoke kmitocty – Ultra High Frequency

LNA Nızkosumovy zesilovac – Low Noise Amplifier

F Sumovy cinitel – Noise Factor

NF Noise Figure

OIP3 Bod zahrazenı – Output Intercept Point 3rd order

HEMT tranzistor s vysokou pohyblivostı nosicu naboje – High Electron Mobility

Tranzistor

DDS Prımı digitalnı syntetizer – Direct Digital Synthesizer

RF Radiove frekvence – Radio Frequency

SMD Soucastka pro povrchovou montaz – Surface Mount Devices

SFDR Dynamicky rozsah bez intermodulacnıch slozek – Single Frequency

Dynamic Range

LO Lokalnı oscilator – Local Oscilator

IF Mezifrekvencnı vystup – Intermediate frequency

DPS Deska plosnych spoju

RBW Resolution BandWidth - Sırka pasma mezifrekvencnıho filtru spektralnıho

analyzatoru

VBW Video BandWidth - Sırka pasma filtru pro zobrazovanı na obrazovce

66

SEZNAM PRILOH

A Vysledky simulacı nelinearnıho a linearnıho modelu 68

A.1 S-parametry obou modelu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

B Predlohy k realizaci prototypu

IF filtru 70

C Podklady a predlohy pro vyrobu RF casti vstupnıho dılu 72

D Podklady a predlohy pro vyrobu kmitoctoveho nasobice 76

E Vysledky merenı realizovaneho

vstupnıho dılu 79

E.1 Sumova cısla vstupnıch castı . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

E.2 Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım . . . . . . . . . . . . . . . 82

F Podpurne aplikace 83

F.1 Kalkulator utlumoveho Π clanku . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

F.2 Kalkulator obvodu pasmove propusti . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

F.3 Kalkulator vzduchovych cıvek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

67

A VYSLEDKY SIMULACI NELINEARNIHO A

LINEARNIHO MODELU

A.1 S-parametry obou modelu

Obr. A.1: Vysledky simulace linearizovaneho modelu

Obr. A.2: Vysledky simulace nelinearnıho modelu

68

Bohuzel v prıpade nelinearnıho modelu byl zesilovac ERA-4 zarazen az v simulaci

systemovych prvku. Do systemovych prvku se vsak nepodarilo prenest vstupnı data

pro vypocet sumoveho cısla a proto na vysledcıch nelinearnıho modelu nenı krivka

sumoveho cısla vubec znazornena. Tato simulace byla ale provedena hlavne z duvodu

overenı nelinearnıho modelu a potvrzenı vysledku simulace S-parametru.

69

B PREDLOHY K REALIZACI PROTOTYPU

IF FILTRU

Obr. B.1: Schema IF filtru

70

Obr. B.2: Vrstva BOTTOM pro vyrobu DPS (nenı v merıtku)

Obr. B.3: Vrstva TOP pro vyrobu DPS (nenı v merıtku)

71

C PODKLADY A PREDLOHY PRO VYROBU

RF CASTI VSTUPNIHO DILU

Zde jsou uvedeny predlohy pro vyrobu RF retezce popisovaneho v casti 2.9. Nıze

je uvedeno schema zapojenı a dale jsou zde uvedeny predlohy vrstvy BOTTOM a

TOP a take osazovacı vykres obvodu.

Obr. C.1: Schema zapojenı (1/2)

72

Obr. C.2: Schema zapojenı (2/2)

Obr. C.3: Vrstva BOTTOM pro vyrobu DPS (nenı v merıtku)

Obr. C.4: Vrstva TOP pro vyrobu DPS (nenı v merıtku)

Obr. C.5: Osazovacı vykres obvodu

73

Dale je zde uveden seznam soucastek pouzity pro konstrukci obou vstupnıch

castı, ktere jsou identicke.

Tab. C.1: Seznam soucastek pro vyrobu vstupnı casti

Oznacenı Hodnota Poznamka

na schematu

C1 220pF SMD 0805

C2 10nF SMD 0805

C3 68nF SMD 0805

C4 220pF SMD 0805

C5 100nF SMD 0805

C6 100nF SMD 0805

C7 100nF SMD 0805

C8 100nF SMD 0805

C9 10nF SMD 0805

C10 220pF SMD 0805

C11 220pF SMD 0805

C12 10nF SMD 0805

C13 207pF SMD 0805

C14 270pF SMD 0805

C15 180pF SMD 0805

C16 56pF SMD 0805

C17 47pF SMD 0805

C18 68pF SMD 0805

C19 470pF SMD 0805

C20 10nF SMD 0805

IC1 ERA-4 -

IC2 ERA-2 -

IO1 7805 DPAK

IO2 7808 DPAK

L1 680nH SMD 0805

L2 - planarnı provedenı

L3 NEOSID filtr o. c. 00510501

L4 680nH SMD 0805

L5 680nH SMD 0805

L6 335nH cıvkova sada NEOSID

L7 340nH cıvkova sada NEOSID

Pokracovanı na nasledujıcı strance

74

Pokracovanı z predchozı stranky

L8 190nH cıvkova sada NEOSID

L9 260nH cıvkova sada NEOSID

L10 680nH SMD 0805

P1 500R SMD 0805

Q1 ATF-54143 -

R1 51R SMD 0805

R2 10k SMD 0805

R3 2k2 SMD 0805

R4 27R SMD 0805

R5 5R6 SMD 0805

R6 56R SMD 0805

R7 110R SMD 0805

U1 RMS30 -

75

D PODKLADY A PREDLOHY PRO VYROBU

KMITOCTOVEHO NASOBICE

Zde jsou uvedeny predlohy pro vyrobu kmitoctoveho nasobice. Nıze je uvedeno

schema zapojenı a dale jsou zde uvedeny predlohy vrstvy BOTTOM a TOP. Dale

potom take osazovacı vykres obvodu a seznam soucastek.

Obr. D.1: Schema zapojenı nasobice kmitoctu

76

Obr. D.2: Vrstva BOTTOM pro vyrobu DPS (nenı v merıtku)

Obr. D.3: Vrstva TOP pro vyrobu DPS (nenı v merıtku)

Obr. D.4: Osazovacı vykres obvodu

77

Tab. D.1: Seznam soucastek pro vyrobu nasobice kmitoctu

Oznacenı na schematu Hodnota Poznamka

na schematu

C1 470pF SMD 0805

C2 3-33pF trimr

C3 1nF SMD 0805

C4 3-33pF trimr

C5 470pF SMD 0805

C6 10nF SMD 0805

C7 470pF SMD 0805

C8 470pF SMD 0805

C9 100nF SMD 0805

C10 100nF SMD 0805

C11 10nF SMD 0805

C12 10nF SMD 0805

C13 470pF SMD 0805

C14 470pF SMD 0805

IC1 ERA-3 -

IC2 ERA-3 -

IO1 7805 DPAK

L1 680nH cıvkova sada NEOSID

L2 680nH cıvkova sada NEOSID

P1 10k trimr

R1 47R SMD 0805

R2 130R SMD 0805

R3 130R SMD 0805

R4 4k3 SMD 0805

R5 160R SMD 0805

R6 560R SMD 0805

R7 35R SMD 0805

R8 35R SMD 0805

R9 560R SMD 0805

R10 560R SMD 0805

R11 51R SMD 0805

R12 51R SMD 0805

T1 BFR92 -

78

E VYSLEDKY MERENI REALIZOVANEHO

VSTUPNIHO DILU

V teto prıloze jsou uvedeny namerene prubehy na jednotlivych castech. Hlavnım

cılem teto prılohy je uvest jednotlive zmerene zavislosti pro obe RF casti vstupnıho

dılu v jednom grafu. Zde je tedy mozne prıme srovnanı parametru dosazenych na

jednotlivych castech a jejich vzajemne porovnanı.

Na obr. E.1 je uvedena kmitoctova zavislost parametru s21 obou vstupnıch ze-

silovacu RF castı celeho vstupnıho dılu. Vstupnı vykon byl nastaven na hodnotu

-50 dBm, dalsı nastavenı spektralnıho analyzatoru je shodne, jako v prıpade kapitol

3.1 a 3.2.

Obr. E.1: Vystupnı spektra RF vstupnıch zesilovacu vstupnı casti

Dale jsou na obr. E.2 uvedeny spektra kaskady mezifrekvencnıch filtru a me-

zifrekvencnıch zesilovacu obou RF castı vstupnıho dılu. I zde byl vystupnı vykon

nastaveny na spektralnım analyzatoru -50 dBm.

Na obou obrazcıch jsou dobre patrne rozdıly v zisku, ktere jsou nezadoucı. Popis

dosazenych vysledku a jejich rozdılu je uveden v zaveru prace.

79

Obr. E.2: Vystupnı spektra IF filtru vstupnı casti

E.1 Sumova cısla vstupnıch castı

Zde jsou uvedeny prubehy sumoveho cısla pro obe vstupnı casti. Tyto prubehy byly

mereny prıstrojem Agilent N8975A. Hodnota sumoveho cısla pro vstupnı cast 1 je

1.5 dB a pro vstupnı cast 2 je sumove cıslo 1.3 dB. Na uvedenych obrazcıch je mozne

take odecıst konverznı zisk jednotlivych castı. Tyto konverznı zisky jsou uvedeny

v kapitole popisujıcı vysledky prace (3.1 a 3.2). Jejich hodnoty pro mezifrekvencnı

kmitocet 28MHz jsou 33.2 dB pro vstupnı cast 1 a 37.5 dB pro vstupnı cast 2.

80

Obr. E.3: Prubeh sumoveho cısla vstupnı casti 1

Obr. E.4: Prubeh sumoveho cısla vstupnı casti 2

81

E.2 Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım

V teto casti jsou uvedeny grafy zavislosti vystupnıho vykonu na vstupnım signalu

obou vstupnıch castı. Jejich popis je uveden v casti s vysledky jednotlivych vstupnıch

castı 3.1 a 3.2.

Obr. E.5: Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım vstupnı casti 1

Obr. E.6: Zavislost vystupnıho vykonu na vstupnım vstupnı casti 2

82

F PODPURNE APLIKACE

Nıze jsou uvedeny obrazky prostredı skriptu a kalkulatoru vytvorenych pro snazsı

zpracovanı diplomove prace.

F.1 Kalkulator utlumoveho Π clanku

Tento kalkulator byl vytvoren z duvodu potreby vytvorit utlumovy clen pro upravu

urovne signalu. Kalkulator je napsan jako m-file pro program Matlab a byl overen

programem Ansoft Designer V2. Tento kalkulator byl hojne vyuzıvan naprıklad pri

navrhu kmitoctoveho nasobice. Zdrojovy kod je uveden na doprovodnem cd ve slozce

Kalkulatory. Soubor nese jmeno utlum_clanek.m.

F.2 Kalkulator obvodu pasmove propusti

Tento kalkulator byl take vytvoren jako skript ve forme m-file pro Matlab. Byl

vyuzit k navrhu filtru typu pasmova propust s vazanymi rezonancnımi obvody ve

stati 2.6.1. Jeho zdrojovy kod opet nenı uveden zde a to proto, ze prace se prımo

nezabyva tvorbou kalkulatoru. Proto je zdrojovy kod uveden pouze na doprovodnem

cd ve slozce Kalkulatory. Jmeno popisovaneho souboru je Vaz_Rez_filtr.m.

F.3 Kalkulator vzduchovych cıvek

Tento kalkulator byl vytvoren v programu MS Excel, presneji v jazyce Visual Basic

for Application (VBA). Jde vlastne o jazyk Visual Basic, jehoz editor je soucastı MS

Excel. Z uspornych duvodu zde nenı uveden zdrojovy kod. Ten je ale mozne nalezt na

doprovodnem cd ve slozce Kalkulatory. Jedna se o soubor vzduchova_civka.bas,

kalkulator potom VypocetVzduchoveCivky.xlsm. Tento kalkulator je schopen vycıslit

pocet zavitu a prumer dratu a indukcnost pri maximalnım ciniteli jakosti Q, dale

potom pocet zavitu pro danou indukcnost a prumer dratu a naopak hodnotu in-

dukcnosti cıvky o znamych rozmerech.

83