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UC 3854 High Power Factor PreregulatorNoviembre 2004

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UC 3854 High Power Factor UC 3854 High Power Factor UC 3854 High Power Factor PreregulatorPreregulatorPreregulator

Hojas de datos

Notas de aplicación

Diseño

Simulación

UC 3854 A

Francisco Javier Azcondo Sánchez


2/39

Hojas de datos


3/39

Tensión de red: 75 – 275 VRMS.

Frecuencia de conmutación típica 100 kHz, puede superar 200kHz.

Control del valor medio de la intensidad de red en cada periodo proporcional a la tensión de red.

Frecuencia de conmutación constante.

Feed-forward con la tensión de alimentación.

Soft start-up.

UC 3854 A tiene limitación de potencia.

Especificaciones


4/39

Gnd (pin 1).

PKLMT (pin 2). Umbral 0,0V.

CA Out (pin 3). Salida del regulador que se compara con el diente de sierra

Isense (pin 4). Entrada (-) del amplificador de corriente. Conectada a GND a través de un a resistencia Rci. El valor medio de tensión en este pin es cero.

Mult Out (pin 5). Salida del multiplicador y entrada (+) del amplificador de corriente. El valor medio de tensión en este pin en régimen permanente es cero.

IVAC (pin 6). Medida de la tensión de red. La corrección de factor de potencia hace que el valor medio en cada periodo de conmutación de corriente de red sea proporcional este valor. La tensión en Iac es 6V y la corriente máxima debe ajustarse a 0.6 mA.

Descripción de pines (I)


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VA Out (pin 7). Salida del regulador de tensión de salida.

VRMS (pin 8). Entrada de la muestra de la tensión de red para realizar la función feed-forward.

VREF (pin 9). Referencia de tensión 7,5V. Sirve para polarizar IVAC (pin 6) y PKLMT (pin 2).

ENA (pin 10). Habilita la salida del PWM, la tensión de referencia y el oscilador.

VSENSE (pin 11). Entrada (-) del amplificador de tensión. Se conecta a una muestra de la tensión de salida. Su tensión en régimen permanente se ajusta a 7,5V.

RSET (pin 12). Conectado a una resistencia que programa la corriente de carga del oscilador y la máxima corriente de salida del multiplicador.

Descripción de pines (II)


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SS (pin 13). Soft Start. Se conecta a un condensador que se carga con 14µA. La tensión en este pin será la tensión de referencia del regulador de tensión cuando su valor sea menor a 7,5V

CT (pin 14). Se conecta una capacidad que junto con RSET fijan la frecuencia del oscilador.

VCC (pin 15). Tensión de alimentación mayor de 17 V y menor de 35 V. Demanda al menos 20mA.

GT Drv (pin 16). Salida PWM con driver para la puerta del MOSFET 200mA.

Descripción de pines (III)


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Ejemplo de aplicación


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Información de las hojas de datos (I)

( )2

1

RMS

ACMULTOut V

VAOutIkI

−×=

Entre VCC y GND condensador cerámico de al menos 0,1µF.

Entre VREF y GND condensador cerámico de al menos 0,1µF.

Entre PKLMT y GND condensador 100 – 1000 pF para filtrar alta frecuencia

PKLMT limita intensidad por el MOSFET. Con un divisor RPK1 – RPK2 entre VREF y la resistencia de muestra de intensidad RS se consigue 0V en pin2 con la máxima intensidad. Intensidad por RPK2 alrededor de 1mA

Entre VSENSE y VA Out ubicamos un polo simple para filtrar la componente de 2 x frecuencia de red.

p

VI

VF

o jRR

VVAOut

ωωδ

δ

+=−

1

1

VFVFp RC

1=ω


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Información de las hojas de datos (II)

IAC (pin 6) es una entrada de corriente se configura con las resistencias RVACentre la salida positiva del rectificador de red y el pin 6, y RB1 entre el pin 6 y el pin 9. IAC variará entre 0 y 400 – 600 µA. La tensión en el pin 6 es 6V.

AC

inVAC I

VR ˆ

ˆ=

41VAC

BR

R =

El amplificador de corriente presentará un ancho de banda suficiente como para que la corriente siga a la tensión

p

z

po

ISENSE j

j

jVVCAOut

ωωωω

ωωδ

δ

+

+=−

1

11

( )CPCZCIpo CCR +

=1

ω

CZCZz CR

1=ω

CPCZCPCZ

CPCZCZp CRCC

CCR

11

≅

+

=−

ω


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Información de las hojas de datos (III)

La función feedforward permite soportar cambios de tensión de alimentación desde 85 a 255 VRMS. Para un valor de tensión, la amplitud de intensidad controla la potencia. La consigna de intensidad se divide por un valor proporcional al cuadrado de la tensión de entrada.

IMULT,max no puede ser mayor que 2 por el mínimo valor posible de la amplitud de IAC.

SETMULT R

VI

75,3max,

−=

La intensidad de red se sensa con RS, su valor máximo es Imax. IMULT circula por RMO.

PKLIMR

RII

S

MOMULTMAX <

−= max,


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Información de las hojas de datos (IV)

La frecuencia del oscilador F se sintoniza con CT.

SETT RF

C×

=25,1


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Información de las notas de aplicación (I)

El ancho banda del bucle de tensión se selecciona menor que la frecuencia de red.

El feedforward mantiene la ganancia del bucle de tensión constante por lo que el ancho de banda se puede aproximar mucho a la frecuencia de red.

El feedforward hace que el bucle de tensión realice un control de potencia.

En el control se introducen segundos armónicos con respecto a la frecuencia de red debido a:

Rizado de la tensión de salida

Rizado del feedforward


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Contribución del rizado de la tensión de salida

( )tVv inin ωsinˆ= ( )tvVv ooo ω2sin∆−=

( ) ( )[ ] ( ) ( )( )ttv

tvtV ooin ωωωω 3coscos

22sinsinˆ +−

∆=∆−×

( ) ( )[ ] ( ) ( )( )ttv

tvtV ooin ωωωω 3sinsin

22cossinˆ +−

∆=∆×

Desplazando el rizado 90º


14/39

0 0.5 1 1.5 2 2.5 30

0.5

1

1.5

2

2.5

3


Contribución del rizado del feedforward

( )tVv inin ωsinˆ= ( )tvVv FFinFF ωπ

2cosˆ2∆−=

2FF

in

vv

0º

90º 180º

vin


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Información de las notas de aplicación (II)

La función de transferencia del convertidor boost controlado en modo corriente media tiene un polo simple.

p

oAOUT

o

jkR

VV

ωωδ

δ

+=

1

1

oop RC

1=ω

Bastaría un regulador proporcional, pero interesa desfasar el rizado de tensión de salida, un buen compromiso MF=45º.

k VAOUT

Co Ro

o

in

VVAOutP

k)1max,( −

=


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Información de las notas de aplicación (III)

Cusp distortion. Se produce porque no es posible generar la derivada de intensidad que requiere el control. Motivos en el paso por cero de tensión la tensión disponible es pequeña para obtener la derivada de intensidad deseada.

Se obtienen mejoras, reduciendo la inductancia (mayor rizado) y aumentando la frecuencia de conmutación lo que permite aumentar el ancho de banda del control de corriente.


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Información de las notas de aplicación (IV)

El circuito posee las funciones under voltage lock-out y enable.

Los diodos que aparecen en el esquema del dispositivo son funcionales y pueden considerarse ideales.

PKLMT deshabilita la señales de mando de salida si cae por debajo de 0V.


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Diseño (I)

Especificaciones:

Po = 250W

Vred = 80 – 270 VRMS

fred = 47 – 65 Hz

Vo = 400 V

fs = 100 kHz

Interesante utilizar turn-on snubbers.

Máxima corriente por la inductancia, depende de la máxima intensidad de línea y del rizado. La máxima intensidad de línea se produce con la mínima tensión de red y el máximo rizado relativo se produce con D=0,5


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Diseño (II)

En este caso se ha seleccionado un valor de ∆IL para limitar el máximo valor de peak inductor current en en punto de Vred mínima.

Ls

in

IfDV

L∆××

= min,ˆ


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Diseño (III)

Condensador de salida, Co.

Reducción del rizado de Vo (100 Hz), valor de C y valor de ESR

Hold-up time à más restrictivo

2min,

2

2

oo

outo VV

tPC

−∆××

=

Diodo de potencia muy rápido. La mayor parte de las pérdidas se producen en el turn-off del diodo.

Sensor de corriente: Para pequeñas o medianas potencias una resistencia Rs para potencias grandes doble trafo de corriente para sensar corriente por el diodo y por el transistor.


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Diseño (IV)

Para que en MULT OUT (pin 5) la tensión media sea 0V la tensión en Rs se fuerza a que sea igual que en RMO. En esto consiste la función de corrección de factor de potencia.

Una tensión en Rs de alrededor de 1V es adecuada para obtener buena relación señal ruido y baja potencia disipada.

Feedforward: VFF (pin 8) tiene dos límites: el superior 4,5 V, el inferior 1,414V. Es más adecuado superar el superior que llegar a menor tensión que el límite inferior. La muestra del valor medio de la mínima tensión de red rectificada conseguirá en VFF una tensión algo superior a 1,41 y en el divisor superior algo por encima a 7,5V. Nota VAV=0,9VRMS.

IAC (pin 6): Intensidad máxima recomendada por RVAC es 0,6mA


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Diseño (V)

Ganancia a frecuencias intermedias del regulador de corriente GCA=RCZ/RCI.

Rampa negativa de corriente en la inductancia (Vout-Vin)/L.

Rampa más negativa de corriente en la inductancia Vout/L.

Rampa del oscilador Vs/Ts = Vsfs (Vs = 5,2 V es la amplitud del diente de sierra).

La ganancia del amplificador de corriente a frecuencias intermedias, GCA, debe de ser tal que

ssCASout fVGRL

V≤

Vs

-iLRSGCA


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Diseño (VI)

La ganancia del convertidor en modo corriente a medias frecuencias es

LV

Di outL

ωδδ

= +Vin (1-D)Vout

+

(1-D)IL

L

C RL

IL Iout

+

Vout

-

LVRsV

VCAOutV

s

outISENSE

ωδδ

××

=

La ganancia del bucle de corriente y su frecuencia de corte son por tanto

CI

CZ

s

outCL R

RLV

RsVG

ω××

=CI

CZ

s

outci R

RLV

RsVf

π2××

=


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Diseño (VII)

Si se sitúa el cero, ωz, de controlador en modo corriente en fci el margen de fase es 45º. El polo, ωp, es adecuado situarlo entre fs/2 y fs para que no afecte la respuesta en frecuencia y atenúe el rizado.

El controlador de tensión requiere que el ancho de banda sea pequeño y un polo para reducir y desplazar 90º el rizado de la muestra de tensión de salida


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Diseño (VIII)

Rizado de la tensión de salida( )tIVp redininin ω2sinˆˆ=

( )[ ]tIV

p redinin

in ω2cos12

ˆˆ−=

( )tPPp rizininin ωcos−= inout PP =

( ) 22

0

2

21

cos1ˆ

21

oorizinriz

oo VCtdtPvC += ∫π

ωωω

ooriz

ino

CVPv

ω=

∆2

( )riz

inooo

PVvC

ω=− 22ˆ

21

2ov∆ ( )( )

riz

inooooo

PVvVvC

ω=−+ ˆˆ

21

riz

inooo

PvVC

ω=

∆2

221


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Diseño (IX)

El rizado de la tensión de salida entra en el control y produce distorsión

La tensión del controlador de tensión puede variar entre 1V a 5V

La ganancia en tensión del convertidor controlado en modo corriente a medias frecuencias es

( ) oo

in

AOUT

o

CVVAOutP

VV

ωδδ 1

1max, −=

VIVFo RCVVAOut

ωδδ 1

=

La ganancia del controlador de tensión a medias frecuencias es


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Diseño (X)

Se desea que la distorsión en la corriente de entrada debida al rizado de la tensión de salida, que es igual a la mitad distorsión de la salida del controlador de tensión, sea, por ejemplo, 0,75%. La distorsión de la tensión de salida del amplificador de error sería, por tanto 1,5%

La atenuación requerida a la frecuencia del rizado es, por tanto, Gva

%5,11max,

ˆ, =

−VAOUT

V rizAOUT mVV rizAOUT 60ˆ, =

aco

rizAOUTva v

VG

,

,

ˆ

ˆ=


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Diseño (XI)

La ganancia del bucle de tensión y su frecuencia de corte son por tanto

( ) VIVFoo

inVL RCCVVAOut

PG

ωω11

1max, −=

( ) ( )22

21

1max, πVIVFoo

invi RCCVVAOut

Pf

−=

RVF se calcula de forma que tenga la misma impedancia que CVF a la frecuencia fvi con objeto de obtener el mínimo valor de RVF.

VFviVF Cf

Rπ2

1=


29/39

Diseño (XII)La tensión feedforward tiene un segundo armónico del 66.2%

( ) ( ) tdttVV in ωωωπ

π

∫=0

2 2cossinˆ2ˆ 662,02̂ =inV

V

Se desea que la distorsión en la corriente de entrada debida al feedforward, que es igual a la distorsión de la tensión feedforward sea, por ejemplo 1,5%. La ganancia requerida es por tanto Gff=1,5/66,2

El polo doble se realiza con dos polos simples sintonizados a la misma frecuencia cada sección tendrá una ganancia Gff1/2

( )1

321

321321

321

1

1

FFFFFFFF

FFFFFFFFFFFF

FFFFff

CRRR

RRRjRRRRR

G

++++++

+=

ω

232

3232

32

1

1

FFFFFF

FFFFFFFF

FFff

CRR

RRjRR

RG

+++

=ω


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Simulación (I)

Modelo de interruptor

1

v1

D

i1 i2

v2

+ +

- -1’

2

2’

Conducción continua

( )DVV o −= 11

DII L=1

DVV o=2

( )DII L −= 12

i2 v1v1

++

--

i1+

-

v2

i2

D1-D

D1-D

1

1’

2

2’


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Simulación (II)

Conducción discontinua

( )221 1 DDVDVV io −−+=

LTDV

I i

2

2

1 =

( )( )22 1 DDVVDVV ioo −−−+=

LTDDV

I i

22

2 =

io

i

VVV

DD−

=2

iVV =1

io VVV −=2

LTD

VVV

Iio

i

2

22

2 −=

Re p1v1

+

-

i1+

-

v2

i21

1’

2

2’

TDL

Re 2

2=


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Simulación (III)

Modelo válido para conducción continua y discontinua

11 IRV e=TD

LRe 2

2=

µµ−

=112 VV

µµ−

=112 IRV e

21

2

VIRV

e +=µ

2

2

1

2

2D

VILfD

s +=µ

D≥µD≤µD=µ

Conducción continua à

Conducción discontinua à

Límite entre conducción continua y discontinua à


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Simulación (IV)

Modelo válido para conducción continua y discontinua

1

v1

D

i1 i2

v2

+ +

- -2

3

45

.subckt CCMDCM1 1 2 3 4 5 params: L=100u fs=1E5Et 1 2 value={(1-v(u)*v(3,4)/v(u)}Gd 4 3 value={(1-v(u)*i(Et)/v(u)}Ga 0 a value={MAX(I(Et),0)}Va a b 0Ra b 0 1kEu u 0 table{MAX(v(5), v(5)* v(5)/(v(5)*v(5)+2*L*fs*i(Va)/v(3,4))} (0 0) (1 1)


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Simulación (V)

R6

3.9k

0

L1 1000uH

R1640

0

R7

20k

E7

abs(V(line))EVALUE

OUT+OUT-

IN+IN-

C3 620pR2

3.9k

G1

(V(Vvea)-1)*I(V3)/(pwr(V(ff),2))GVALUE

OUT+OUT-

IN+IN-

V27.5Vdc

V30Vdc

0

1

5.8

0.5

I

0R111E6

Vvea

R4910k

R12910k

-++

-

E1

E1E5

R30.3

R8511k

Vac

D

C2 62p

R910k

0

1

16

0.5

R13

91k

0

R5

0.25

-++

-

E2

E

3E5

U11

CCM-DCM1FS = 1E5L = 1000U

0

1

2

3

4

1

2

3

45

0R1420k

R10

174k

C4

0.047u

ff

FREQ = 50VAMPL = 325VOFF = 0

E8

(V(Vc)-1.1)/5.4ETABLE

OUT+OUT-

IN+IN-

0Vc

C50.1u

D

C60.47u

line

0

C1450u

Vac

<Doc> <RevCode>

PFC Boost Converter controlled by the UC3854

A

1 1Tuesday, April 06, 2004

Title

Size Document Number Rev

Date: Sheet of


35/39

Simulación (VI)

Ti me

100ms 105ms 110ms 115ms 120ms 125ms 130ms 135ms 140msI ( L 1 )

- 1 . 0 A

0 A

1 . 0 A

2 . 0 AV( VAC)

0 V

2 0 0 V

4 0 0 V

SEL>>


36/39

UC 3854 A (I)

SETMULT R

VI

75,3max,

−=

En el UC 3854 la máxima corriente de salida del multiplicador depende de RSET.

En el UC 3854 A la máxima corriente de salida del multiplicador es 2 IAC.

( )2

1

RMS

ACMULTOut V

VAOutIkI

−×=En el UC 3854 la relación de intensidades es

( )2

5,1

RMS

ACMULTOut Vk

VAOutII

×−

=En el UC 3854 A la relación de intensidades es


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UC 3854 A (II)

2

5,1

RMSAC

MULTOut

VkVAOut

II

×−

=En el UC 3854 A la relación de intensidades es

Esta relación debe hacerse igual a 2 para la mínima tensión de entrada, VRMS,min

( )( )2

min,

5,1

5,1ˆˆ

××

−=

kR

VAOutVI

AC

inMULTOut

En estas condiciones la máxima intensidad de entrada es

ηmin,ˆ2ˆin

LIMITin V

PI =

s

MOMULTOutin R

RII ˆˆ =


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UC 3854 A (III)En el UC 3854 IAC variará IAC entre 0 y 400 – 600 µA. La tensión en el pin 6 es 6V.

En el UC 3854 A IAC variará IAC entre 0 y 250 µA (en la nota de aplicación 600µA). La tensión en el pin 6 es 500mV. No se necesita RB1 entre pin 6 y Vref (pin 9)

En el UC 3854 VFF (pin 8) tiene dos límites: el superior 4,5 V, el inferior 1,414V. Es más adecuado superar el superior que llegar a menor tensión que el límite inferior.

En el UC 3854 A VFF (pin 8) tiene como límites 0 – 5,5V. Ajustando 1,5V para Vin=85V se obtiene 4,77V para Vin=270V.

En el UC 3854 La muestra de tensión de salida en régimen permanente se ajusta a 7,5V.

En el UC 3854 A La muestra de tensión de salida en régimen permanente se ajusta a 3V.


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Referencias

1. Unitrode High Power Factor Preregulator. Application information UC1854 / UC2854 / UC 3854.

2. Philip C. Todd. Unitrode UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design. Application note U-134.

3. Bill Andreycak. Optimizing performance in UC3854 power factor correction applications. Unitrode design note DN-39E.

4. Texas Instruments. UC2854A / UC3854A / UC1854B / UC2854B / UC3854B. Advanced high-power factor preregulator. Rev. Aug. 2003

5. Laszlo Balogh. Unitrode – UC3854 A/B and UC 3855 A/B provide power limiting with sinusoudal input current for PFC front ends. Unitrode design note DN-66. Rev. Nov. 2001.

6. Lloyd Dixon Switching power supply control loop design. Unitrode power supply design seminar SEM 800. 1991

7. Lloyd Dixon Average current mode control of switching power supplies. Unitrode power supply design seminar SEM 800. 1991

8. R.W. Erickson, D. Maksimovic. Fundamentals of Power Electronics 2nd edition. Kluwer Academic Publishers. 2001

uc 3854 high power factor uc 3854 high power factor...

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