radio7

8/18/2019 Radio7

1/14

Amplificatorul de radiofrecven ţă

1

6. Amplificatorul de radiofrecven ţă (ARF)

Amplificatorul de radiofrecvenţă (ARF) amplifică semnalul furnizat de circuitul deintrare pe frecvenţa sa. ARF-ul împreună cu circuitul de intrare formează blocul deradiofrecvenţă din receptor.

În receptoarele simple, ARF-ul poate lipsi, semnalul de la circuitul de intrareaplicându-se direct mixerului.

Principalul avantaj al utilizării unui ARF într-un receptor este obţinerea unui factor dezgomot mai redus, rezultând o sensibilitate limitată de zgomot ( SLZ ) mai bună deoareceacelaşi tranzistor are un factor de zgomot mai mic atunci când lucrează liniar ca amplificatordecât când lucrează neliniar, ca mixer. Aceasta deoarece transconductanţa este mai mare decât panta de conversieşi pentru că la mixer intervinşi surse suplimentare de zgomot, de exempluzgomotul oscilatorului local.

ARF-ul îmbunătăţeşte izolarea antenei faţă de oscilatorul local (OL), scăzând câmpul

radiat de antenă pe frecvenţa oscilatorului local.Un alt avantaj al utilizării ARF-ului este dat de faptul că i se poate aplica reglajulautomat al amplificării (RAA), limitând astfel semnalul aplicat mixerului la recepţia unorsemnale foarte puternice.

Principalele cerinţe pe care trebuie să le îndeplinească ARF-ul sunt:1. amplificarea să fie suficient de mare (în jur de 10)şi pe cât posibil constantă cu frecvenţa;2. să aibă o bună stabilitate în toată gama de frecvenţă;3. să nu introducă distorsiuni la semnale mari (de obicei sub 1%);4. să prezinte distorsiuni de intermodulaţie şi de modulaţie încrucişată cât mai mici;5. să contribuie la atenuarea semnalelor perturbatoare, f i şi f imag .

De regulă, ARF-ul are sarcina acordată pe frecvenţa semnalului (obţinându-se astfel oîmbunătăţire a rejecţiei f i şi f imag ), dar uneori se utilizează, pentru simplitate sau pentruasigurarea stabilităţii, şi ARF cu sarcină aperiodică. Această soluţie este frecventă la circuiteleintegrate.

6.1. Alinierea şi originea erorilor de aliniere

În receptoarele superheterodină frecvenţa intermediar ă este fixă, iar selectivitatea blocului de FI este mult mai mare decât a circuitelor de RF. De aceea, indiferent de acordulcircuitelor de RF, frecvenţa recepţionată este:

s h i f f f

( f h = frecvenţa OL, f i = frecvenţa intermediar ă).Pentru ca receptorul să lucreze corect, cu sensibilitate maximă şi f ăr ă distorsiuni, artrebui ca frecvenţa de acord a circuitelor de RF ( f s0) să fie egală cu frecvenţa semnalului ( f s).Această condiţie ar putea fi îndeplinită reglând separat f h (acordul OL)şi f s0 (acordulcircuitelor de RF) la valorile necesare. O astfel de manipulare ar fi însă incomodă.

În practica curentă acordul circuitelor de RFşi OL se efectuează simultan,condensatoarele variabile respective având rotoarele montate pe acelaşi ax. Respectiv, în cazulacordului inductiv, miezurile bobinelor variometrului se deplasează solidar. În felul acesta pentru acordarea receptorului pe frecvenţa dorită se acţionează asupra unui singur buton.Acest mod de acordare este numit monoreglaj.

Realizarea monoreglajului este însoţit

ă de dificult

ăţi de ordin tehnic, diferen

ţa între

frecvenţele de acord ale circuitului OL ( f h) şi a celor de RF ( f s0) neputând fi menţinută

8/18/2019 Radio7

2/14


2

constantă, cu precizie oricât de mare, în toată gama de recepţie. Apare o eroare de aliniere:1 0 0a s s h s i f f f f f f = =

Prin alinierea circuitului OL cu circuitele de RF se înţelege (la proiectare)determinarea elementelor Lşi C ale circuitelor astfel încât diferenţa între frecvenţele lor deacord să fie cât mai apropiată de frecvenţa intermediar ă, în toată gama de recepţie; respectiv,erorile de aliniere să fie cât mai mici.

Din punct de vedere practic prin aliniere se înţelege operaţia prin care, cu ajutorulelementelor ajustabile din circuitele de RF, se anulează eroarea de aliniere la una, două saumai multe frecvenţe din gamă. Cu ajutorul elementelor ajustabile din circuitul OL se asigur ă încadrarea frecvenţei recepţionate în limitele dorite (frecvenţele de capăt ale gamei).Importanţa alinierii este dependentă de raportul între banda de trecere a circuitelor de RFşi acelor de FI.Dacă banda circuitelor de RF este apropiată de cea a filtrului FI, eroarea de aliniere are caefect scăderea amplificării globaleşi, ceea ce este mai supăr ător, deformarea caracteristiciiglobale de selectivitate. Ca rezultat al caracteristicii asimetrice de selectivitate, benzile laterale

ale unui semnal MA vor fi amplificate diferitşi apar distorsiuni la recepţie. Acest caz seîntâlneşte în gama UL.Dacă banda circuitelor de RF este mult mai mare decât a filtrului FI, efectul erorii de

aliniere se rezumă la micşorarea amplificării; caracteristica globală de selectivitate nu esteafectată. Acest caz se întâlneşte în gamele US, unde cu un factor de calitate de ordinul lui 100(cât se poate realiza curent practic), rezultă o bandă pentru circuitul de intrare mult mai maredecât banda AFI. De exemplu, la f s = 10 MHz , rezultă B RF = f s/Q = 100 kHz , în timp ce banda filtrului FI este de6 - 8 kHz .

Limita admisă pentru erorile de aliniere este corelată cu banda circuitelor de RF:1 0, 2 0,5a RF f B< ÷

6.2. Amplificarea în tensiune

Intrareaşi ieşirea tranzistoarelor din ARF, nu se cuplează, de regulă, direct în paralel pe circuitele acordate, ci la prize sau mutual, cu coeficient de cuplaj în tensiune subunitar.Acest lucru este impus de limitarea dezacorduluişi a amortizării circuitelor acordate de cătrerezistenţele de intrareşi ieşire ale tranzistoarelor,şi, după cum se va vedea, pentru asigurareastabilităţii.

Topologia circuitului acordat ce constituie sarcina ARF-ului trebuie să fie identică saucât mai apropiată cu putinţă de topologia circuitului de intrare, astfel încât frecvenţele deacord ale celor două circuite să fie egale în toată gama de acord. Cele două elemente variabiledin circuitul de intrareşi ARF trebuie să fie identice, ele reglându-se în tandem (monoreglaj).

Deoarece la studiul circuitelor de intrare, transferul în tensiune s-a definit de la antenă până la intrarea în dispozitiv, vom definiamplificarea ARF între intrarea saşi intrareadispozitivului următor din lanţul de amplificare(intrarea în mixer).

Pentru tranzistor se va utiliza un circuitechivalent cu parametrii de cuadripol Y, aşa cum seilustrează în schema simplificată din Fig. 6.1.

Pentru schema echivalentă simplificată a

tranzistorului bipolar din Fig. 6.1, se poate scrie:

Fig. 6.1. Schema echivalentă simplificată a tranzistorului bipolar cu parametrii Y

C22

.

.

y11 gmUin g22U in

8/18/2019 Radio7

3/14


3

11 11 11

21 m

y g j C

y g

ω ⎨ ≈ ;

12

22 22 22

0 y

y g j C

≈⎨ = (6.1)

În Fig. 6.2 se prezintă o schemă de ARF. Rezistoarele R b1, R b2, R e se utilizează pentru polarizare, condensatoarele C1,C2, Ce sunt scurcircuit pentru semnal, iar R f , Cf formează un

filtru pe alimentare.

Pornind de la această schemă se obţin schemele echivalente din Fig. 6.3.

6.2.1. Calculul elementelor reflectate

În urma eliminării prizei pe inductanţa L din secundarul transformatorului X2,conductanţa de intrare în tranzistorul Q2, G in , din Fig. 6.2, se transformă într-o conductanţă echivalentă notată G rs în schema echivalentă din Fig. 6.3.c). Din considerente energetice,impunându-se ca puterea pe această conductanţă să nu se modifice în urma eliminării prizeiinductive, se poate scrie:

2rs s inG P G (6.2)

unde P s reprezintă coeficientul de cuplaj în tensiune dintre inductanţele din secundar cunumerele de spiren 1 şi n 2, de forma:

U in

U out

G in

Rb2

Pg

Ce

Rb1X1

Q1

X2Ec

L

Q2

.

Re

Ps

Rf

C1

L C2

Cf

Cv1

Cv2

Fig. 6.2. Schemă de ARF (exemplu)

Fig. 6.3. Schemele echivalente ale ARF din Fig. 6.2

out

s

U

P Ig=gmUin

L1

Pg

M

C

L

Grsg22

n1+n2n

U 1L GrsG0Gr2

CIe=IgPgout

s

U

P 1

g

U

P

U outGinC

L

M

Ps

Q1

Pg

U in

a) b)

c) d)

U in U out

. ML1 L

Ps

n2

Pg Cg22

n1

GingmUiny11 U 2

8/18/2019 Radio7

4/14


4

2

2 1 2

out s

U n P

U n n= =

(6.3)

Considerând că factorul de calitate al reactorului disipativ paralel format dininductanţa din secundar cu numărul de spiren 2 şi conductanţa G in , ilustrate în schemaechivalentă din Fig. 6.3.b) este foarte mare, atunci în urma eliminării prizei inductive din Fig.6.3.b), valoarea inductanţei L nu se modifică.

Coeficientul de cuplaj în tensiune între inductanţele din primar ( L1) şi secundar ( L) dinschema echivalentă din Fig. 6.3.c), se scrie:

11 1 1

2 1 2 g

k LLU L L M n P

U L M L L n n= = = = ≈ =

(6.4)

unden reprezintă numărul de spire al bobinei de inductanţă L din primar.În Fig. 6.3.d) se prezintă schema echivalentă cu primarul raportat la secundar. Astfel,

admitanţa Y 1 din primar se reflectă în secundar cu valoarea notată Y r 2, prin următoarea relaţiematematică:

2

21

mr

Y Y Y

= (6.5)

în timp ce conductanţa reflectată din secundar,G r 2, se scrie:1

2 22 21

r G

G M Y

= (6.6)

unde1

mY M = (6.7)

reprezintă admitanţa mutuală, ce caracterizează cuplajul dintre L1 şi L,

1 221

1Y g L

= ;22 2

1 1 22 2 21

1Y Y g L

= = (6.8)

reprezintă admitanţa din primar, iar1 22G g (6.9)

conductanţa din primar.Înlocuind (6.7), (6.8)şi (6.9) în (6.6) se obţine:

222 22 1

2 2 2 2 22 2 2 22 1

22 2 21

1 1r

g g LG

M g L M g

Lω

ωω

= =⎛ ⎞

⎟

⎝ ⎠

(6.10)

Ţinând cont de (6.4), relaţia (6.10) devine:2

222 2 2 2

22 11 g

r

g P G

L=

(6.11)

Factorul de calitate al circuitului din primar,

122 0 1

1Q

g L= (6.12)

fiind de valoare foarte mare, conductanţa reflectată (6.11), devine:2

2 22r g G g P (6.13)

În schema echivalentă din Fig. 6.3.c), generatorul de curent de la intrare, se scrie: g m inG U (6.14)

8/18/2019 Radio7

5/14


5

În urma reflectării primarului în secundar, generatorul de curent I g , din considerenteenergetice, devine:

11 g e

g

U U I I

P = ; e g g g m in I P P G U = (6.15)

Toate elementele care intervin la ieşire au fost aduse în paralel pe circuitul acordat dinschema echivalentă din Fig. 6.3.d). Toate capacităţile reflectate dinspre intrarea în mixer sauieşirea tranzistorului din ARF precumşi capacităţile parazite au fost înglobate într-ocapacitate echivalentă C.

Circuitul acordat LC, din colectorul tranzistorului are un factor de calitate propriu, deforma:

00

0 0 0

1C Q

G LG ω

ω= = (6.16)

În schema echivalentă din Fig. 6.3.d), conductanţa totală de pierderi a circuitului,notată cu G se exprimă astfel:

0 2r rsG G G G (6.17)Utilizând (6.2)şi (6.13) în (6.17) se obţine:

2 20 22 g s inG G P g P G (6.18)

Prin urmare, factorul de calitate în sarcină al circuitului acordat de la ieşireatranzistorului Q1 scade de la valoareaQ0 la valoareaQ:

0 0 002 2 2 2

0 0 22 22

0

1

1 g s in g s in

C C QQ Q

G L G G P g P G P g P G

G

ω ω

ω= = = = <

(6.19)

Din schema echivalentă din Fig. 6.3.d) se poate scrie:out e

s

U I P G

= (6.20)

Utilizând (6.15) în (6.20) se obţine:1

1out

g m ins

U P g U

P G j C L

ωω

= (6.21)

Din (6.21) rezultă amplificarea în tensiune:

1 1 g s m g s mout

U in

P P G P P G U A

U G jx G j C j Lω ω

= = = (6.22)

unde x Q reprezintă dezacordul generalizat normat.La frecvenţa de rezonanţă f 0, se obţine o amplificare de forma:

0 0 g s m

U U

P P G A A f f

G = = = (6.23)

Prin urmare, în cazul acordului capacitiv când L = constant, se poate scrie:0 0U g s m A P P G Q L (6.24)

iar pentru acord inductiv (C = constant):

0 0U g s m

Q A P P G

C = (6.25)

unde s-au utilizat expresiile (6.19) pentru exprimarea conductanţei G din relaţia (6.23).

8/18/2019 Radio7

6/14


6

Pentru a avea o imagine asupra variaţiei lui A U 0 cu frecvenţa de acord trebuie să se ţină seamaşi de variaţia luiQ. Conform cu relaţia (6.19), în ipotezaQ0 = constant, rezultă pentruQ o scădere cu frecvenţa în cazul acordului capacitiv:

02 2

22 0 01

g s in

QQ

P g P G Q L==

(6.26)

şi o creştere în cazul acordului inductiv:0

2 2 022

0

1 g s in

QQ

Q P g P G

C

==

(6.27)

În deducerea relaţiilor (6.26)şi (6.27) s-au utilizat expresiile (6.16) pentru conductanţaG 0 din relaţia (6.16).

În ambele cazuri variaţia lui Q compensează par ţial variaţia lui A U 0 cufrecvenţa, ce rezultă direct din relaţiile

(6.24) şi (6.25). Global, amplificareacreşte cu frecvenţa în cazul acorduluicapacitiv şi scade pentru cel inductiv(Fig. 6.4).

Alura variaţiei A U 0( f 0) trebuiecorelată cu alura variaţiei coeficientuluide transfer al circuitului de intrare (T 0),astfel ca produsul 0 0 0 0( ) ( )U T f A f să prezinte o variaţie cât mai redusă.

Menţinerea constantă a produsului 0 0U T A se poate realiza alegând adecvat cuplajele în

circuitul de intrareşi ARF. Spre exemplu, cuplând tranzistorul următor capacitiv interior, caîn Fig. 6.5.a), s p P C C C scade cu frecvenţa de acordşi se poate obţine, în cazulacordului capacitiv, chiar o caracteristică căzătoare A U 0( f 0). Combinând două tipuri de cuplaj(ca în Fig. 6.5.b)) se poate obţine o amplificare aproape constantă cu frecvenţa.

Acord inductiv

f s min

AU 0

Acord capacitiv

Acord aperiodic

Q = constant

f s max

f 0

Fig. 6.4. Variaţia amplificării cu frecvenţa de acord

Fig. 6.5. Variante de cuplaj cu sarcina pentru corectarea variaţiei AU 0( f 0)

L

Cp

Ec

C

Q2Q1

L

Cp

Q1

C

Ec

Q2

a) b)

8/18/2019 Radio7

7/14


7

6.3. Caracteristica de selectivitate (sau de frecven ţă )

Caracteristica de selectivitate a ARF-ului este determinată de circuitul acordat.Procedând ca la circuitele de intrareşi normând în raport cu A U 0 rezultă aceeaşi expresie ca lacircuitele de intrare:

2 2 20

1 1

1 1

U

U

A

A x Q= =

(6.28)

unde0

0 0 0

2 2 f f

ω ω

ω ω ω= ≈ = (6.29)

Banda la 3 dB a ARF-ului este dată de relaţia:0

ARF f

BQ

= (6.30)

Caracteristica de frecvenţă normată a întregului bloc de RF (CIn + ARF) este dată de:

2 2 2 20 0 1 2

1

1 1

U

U

A T

A T Q Q ⋅ =

(6.31)

S-a presupus că cele două circuite acordate au factori de calitate diferiţi (Q1, Q2) şi suntacordate pe aceeaşi frecvenţă,

Q1 este factorul de calitate al circuitului CIn;Q2 este factorul de calitate al circuitului acordat din ARF.

Punând condiţia ca la

2 f B= , transferul global normat să scadă la 1 2 (-3dB), rezultă:

2 2 2 21 2

1 1

21 1Q Q =

(6.32)

Înlocuind0

B f

= în relaţia

(6.32), după efectuarea calculelor, seobţine:

2

2 2 2 2 2 20 1 2 1 2 1 2

1 1 1 1 1 1 14 2

B f Q Q Q Q Q Q

⎛ ⎞ ⎛ ⎞= ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠

(6.33)

În cazul particular 1 2Q Q Q= ,

0 02 1 f f

BQ Q

= < (6.34)

Deci banda de trecere este mai îngustă decât banda unui circuit separat.Relaţia (6.34) poate fi utilizată şi în cazul cândQ1 şi Q2 sunt apropiaţi, luând1 2Q Q Q .

0

[dB]

-3

B ARF

B

f 0 f

0

U

U

A

A0 0

U

U

A T

A T ⋅

Fig. 6.6. Caracteristicile de frecvenţă ale ARFşi ARF+CIn

8/18/2019 Radio7

8/14


8

În practică, pentru asigurarea benzii detrecere, este necesar ă, de regulă, amortizareacircuitului acordat ce constituie sarcina ARF-ului,amortizare ce se realizează de preferinţă cu orezistenţă serie.

6.4. Stabilitatea amplificatoarelor acordate

6.4.1. Condi ţiile de stabilitate

Consider ăm un amplificator echipat cu un dispozitiv activ oarecare (TB, TEC, etc.)având conectate la intrareşi la ieşire circuite LC acordate. De asemenea, consider ăm pentruînceput, că intrareaşi ieşirea dispozitivului sunt conectate în paralel pe circuitele acordate.

Dispozitivul activ primeşte semnal de la circuitul LC de intrare, îl amplifică şi îltransmite circuitului de ieşire. Dispozitivele active prezintă întotdeauna o anumită reacţieinternă, datorită căreia semnalul de la ieşire este adus la intrare. Din acest motiv rezultă necesitatea de verificare a stabilităţii amplificatorului.

Vom studia stabilitatea analizând admitanţa prezentată de dispozitiv la intrare. Aceastafiind conectată în paralel cu circuitul acordat de la intrare, pericolul autooscilaţiei apare atuncicând admitanţa echivalentă are partea reală (conductanţa) negativă.

În Fig. 6.8 s-a reprezentat modelul de semnal mic al unui amplificator acordat,folosind pentru tranzistor circuitul echivalent „Y”.Făcând notaţiile:

1 1 11

1Y G j C

Lω

ω= (6.35)

2 2 22

1Y G j C

Lω

ω= (6.36)

ecuaţiile în noduri (la intrareşi ieşire) ale circuitului se scriu:1 11 1 12 2 y U y U (6.37)

21 1 22 2 20 y U y Y U (6.38)

f s min f s max f 0

B

Q scade cu f 0

Q creşte cu f 0

Q = const.

Fig. 6.7. Variaţia benzii de trecere cu frecvenţa

C1 y11 G2y12U2

C2y22

y21U1L2Ig L1 G1

Dispozitiv amplificator

U 1 U 2

I 1 I 2

yin

Fig. 6.8. Circuitul echivalent al unui amplificator acordat

8/18/2019 Radio7

9/14


9

După efectuarea calculelor din ecuaţiile (6.37)şi (6.38), rezultă:1 2 12 21

11 12 111 1 22 2

in

I U y yY y y y

U U y Y = = = (6.39)

Admitanţa de intrare constă deci dintr-o parte fixă - admitanţa de intrare cu ieşirea

dispozitivului în scurtcircuit ( y11) şi o parte reflectată, care depinde de sarcină (Y 2). Dacă dispozitivul ar fi lipsit de reacţie internă ( y12=0), partea reflectată ar fi nulă.În domeniul frecvenţelor normale de lucru pentru dispozitiv avem:

21

12

22 22 22

m

r

y g

y j C

y g j C

ω

ω

⎧ ≅⎪⎪

≅

⎪ =⎪

(6.40)

unde g m reprezintă transconductanţa, iarC r – capacitatea de reacţie internă.Utilizând ecuaţiile (6.36)şi (6.40) în (6.39), rezultă:

11 110222 2 2 22 22 2 2

2 02

11

r m r m

in

j C g j C g

Y y y g G j C C g G jQ j L

ω ω

ωωω ω ω

= =⎡ ⎤⎞

⎥⎟⎝ ⎠⎦

(6.41)

11in ref ref Y y j C G (6.42)în care:

022 2 22

1

L C C ω =

(6.43)

0 2 222

2 22

C C Q

G g

ω =

(6.44)

2202

22 2 202

1

r mref

C g C

G Qω ω

=⎡ ⎤⎛ ⎞⎢ ⎥ ⎟⎢ ⎥⎠⎣ ⎦

(6.45)

022

022

20222 2 2

02

1

r m

ref

C g Q

G

G Q

ωω

ω ω

ω

ω ω

⎛ ⎞ ⎟

⎝ ⎠=⎡ ⎤⎛ ⎞⎢ ⎥ ⎟⎢ ⎥⎠⎣ ⎦

(6.46)

Din relaţia (6.46) rezultă că pentru frecvenţe mai mici decât cea de rezonanţă acircuitului de la ieşire ( 02ω ), conductanţa 0ref G < . Apare astfel, pericolul intr ări înautooscilaţie. Pentru evitarea intr ării în autooscilaţie, trebuie îndeplinită condiţia:

1 11ref G G g (6.47)Valoarea absolută maximă se obţine din relaţia (6.46):

max22 22

r mref

C g G

g G ω=

(6.48)

Astfel, condiţia de stabilitate devine:1 11 2 222r mC g G g G g < (6.49)

8/18/2019 Radio7

10/14


10

Al doilea efect nedorit al reacţiei interne a dispozitivului constă în reflectarea uneicapacităţi (C ref ) în paralel cu circuitul de intrare. Această capacitate variază puternic cufrecvenţa, prezentând un maxim la frecvenţa de rezonanţă ω 02:

max22 2

mref r

g C C

g G =

(6.50)

Observa ţie: Dacă L2 sau C 2 se schimbă (de exemplu la reglaj), prin intermediul variaţiei luiω 02 se schimbă C ref . Deci circuitul de la intrare se va dezacorda. Fenomenul are locşi în sensinvers: când se modifică L1 sau C 1, se dezacordează circuitul de ieşire. Această interacţiuneîntre acordul celor două circuite face dificilă (uneori chiar imposibilă) alinierea acorduluicircuitelor (acordul le aceeaşi frecvenţă).

Efectul reacţiei interne asupra caracteristicii de frecvenţă este ilustrat în Fig. 6.9.Pornind de la o caracteristică de frecvenţă

simetrică sub formă de clopot pentruC r =0 şiambele circuite acordate pe aceeaşi frecvenţă, pemăsura creşterii luiC r , caracteristica de frecvenţă se deformează mult la frecvenţe sub cea derezonanţă. Apare un maxim ascuţit, cu atât mai pronunţat cu cât C r este mai mare; la o anumită valoare a luiC r amplificatorul autooscilează. Denotat că la valori mari ale luiC r circuitele nu mai pot fi acordate prin metodele obişnuite (reglaj pemaxim sau cu semnal vobulat). Pentru evitareadeformării caracteristicii de frecvenţă şi pentru a se putea realiza acordul circuitelor, se impune ocondiţie mult mai sever ă decât (6.49).

6.4.2. Necesitatea cupl ării la prize pe circuitele acordate

În practică, circuitele acordate rezultă cu capacitate foarte mareşi inductanţă foartemică. Este foarte greu de realizat practic circuite cu raportC / L mare şi cu factor de calitatecorespunzător. Rezolvarea acestei probleme se realizează prin conectarea tranzistorului la prize pe circuitele acordate (Fig. 6.10).

U A

C r creşte

f 0 f

C r = 0

frecvenţa deautooscilaţie

Fig. 6.9. Influenţa reacţiei asupracaracteristicii de frecvenţă

L2PgL1 PsC1 C2Ig

1cU 2cU

1U 2U

a)

b)

y22

y12U2

y11y21U1

Ig 12

s

C

P 2

1s P L 12

s

G

P 22

g

C

P 2

2 g P L 22

g

G

P 1U 2U

Fig. 6.10. Efectul utilizării prizelor pe circuite în amplificatoarele acordate

8/18/2019 Radio7

11/14


11

În schema echivalentă din Fig. 6.10.b),G / p2 este conductanţa echivalentă la priză, C / p2 este capacitatea echivalentă la priză, iar p2 L este inductanţa echivalentă la priză. Rezultă că pentru circuitul echivalent conectat la priză raportulC / L creşte de 1/ p4 ori faţă de circuitulfizic.

Condiţia de stabilitate pentru circuitul din Fig. 6.10 se scrie (din (6.49)):1 22 20,1 0, 3r m

s g

G G C g

P P ω ≤ ÷ (6.51)

Alegând coeficienţii de priză de valori convenabile (subunitare) se poate asigurastabilitatea cu valori uzuale pentru componentele circuitelor.

Stabilitatea ARF-ului poate fi îmbunătăţită suplimentar prin înscrierea unei rezistenţe R ≅ 50÷300 Ω între terminalul de ieşire al dispozitivului activşi circuitul acordat. Această rezistenţă amortizează şi circuitul LC parazit ce se formează la ieşire.

Stabilitatea amplificatoarelor cu un singur circuit acordat , conectat fie la intrareafie la ieşirea dispozitivului, este mult mai uşor de realizat. De exemplu în cazulcând nuavem circuit acordat la sarcin ă (amplificator aperiodic ), singurul pericol de instabilitate îlconstituie circuitele LC parazite de la intrareşi ieşire.

Reac ţii externe: Pe lângă reacţia inversă din tranzistor, în ARF mai pot să apar ă reacţii inductive şi capacitive între componenteşi traseele de conexiuni, o reacţie princircuitele comune de alimentare, etc. Toate acestea constituie reacţii externe. Acestea trebuiereduse cât mai mult posibil prin ecranare, prin dispunerea raţională a componentelor, proiectarea minuţioasă a cablajelor, utilizarea filtrelor de decuplare pe circuitele dealimentare, prin tratarea corectă a punctelor de masă.

6.4.3. Neutrodinarea

Pentru schema din Fig. 6.10, puterile de intrareşi de ieşire, la frecvenţa de rezonanţă,se scriu:

2

1 11

1in g P I G g

= ⋅ (6.52)

2

211 11 2 22

1 1out g P y I G g G g

⎛ ⎞= ⋅ ⎟ ⎠

(6.53)

Astfel, amplificarea în putere, rezultă:2

211 11 2 22

out pin

y P A P G g G g = = (6.54)

Din condiţia (6.51) rezultă:

21

12

0,1 0, 3 0,1 0, 3 m p y

AC y ω

≤ ÷ = ÷ (6.55)

Pentru obţinerea unor amplificări mari la frecvenţe înalte sunt necesare dispozitive cu y12 (respectivC r ) foarte mic.

În principiu, reacţia internă a dispozitivului poate fi neutralizată printr-o reacţiesuplimentar ă, care să asigure o admitanţă de transfer invers:

12n y y (6.56)

8/18/2019 Radio7

12/14


12

La tranzistoare, y12 este echivalent cu un grup paralelC r , G r , conectat între intrareşiieşire. Unilateralizarea ar cere, conform relaţiei (6.56) o capacitate negativă. În schimb, dacă în montaj este disponibilă o tensiune în antifază cu tensiunea de ieşire, se poate faceneutralizarea cu o reţea analogă celei ce modelează pe y12. Procedeul este numitneutralizare sau neutrodinare .

Din condiţia ca cei doi curenţi de reacţie ( I r , I n) să se neutralizeze, se poatedimensiona condensatorul de neutrodinareC n.

Pentru schema din Fig. 6.11.a) avem: 0r n I I = , de unde rezultă:

2

1n r

C C C

C = (6.57)

Pentru schema din Fig. 6.11.b) avem:1

2n r

nC C

n

= (6.58)

Prin neutrodinare se poate obţine, în practică, o scădere a capacităţii de reacţie cu unordin de mărime.

6.5. ARF cu reac ţie redus ă

Parametrul y12 este foarte mic în conexiunile BC pentru TBşi GC pentru TEC.Conductanţa de intrare ( g 11) la aceste conexiuni este mare, astfel încât stabilitatea lor este uşorde asigurat. În schimb, faptul că rezistenţa de intrare este mică (≅100ohmi) creează dificultăţide adaptare la frecvenţe mici. La frecvenţe peste 30 MHz acest fapt nu mai constituiedezavantaj deoarece intr ările şi ieşirile se fac pe impedanţă de mică (75Ω).

La frecvenţe sub 30 MHz se utilizează ARF de tip cascodă ce are la intrare un etaj cuimpedanţă mare (EC) care este urmat de un etaj cu reacţie internă redusă (BC) (Fig. 6.12).

Rezistoarele R 1÷ R 4 stabilesc punctele statice ale tranzistoarelor. Pe semnal Q1, este înconexiune EC, iar Q2 în BC. Se poate ar ăta că cele două tranzistoare (a căror circuit echivalentde semnal mic este prezentat în Fig. 6.14 sunt echivalente cu diportul din Fig. 6.15.

Cascoda prezintă atât avantajul rezistenţei de intrare mari al conexiunii EC, câtşiavantajul reacţiei inverse reduse al conexiunii BC. Amplificarea realizată de cascodă esteaproape egală cu a unui tranzistor în conexiune EC. Conexiunea cascodă este mai des folosită în circuitele integrate.

Rezistenţa de ieşire pentru configuraţia EC se calculează cu ajutorul schemei de testdin Fig. 6.13şi este de forma:

C2

Cn

Cr

C1

r I

n I 1U 1

22

C U

C

2U Cr

n1

n2

Cn

C

22

1

nU

n

2U r I

n I

a) b)

Fig. 6.11. Exemple de amplificatoare neutrodinate

8/18/2019 Radio7

13/14


13

0 0|| 1 ||t E m E t

v R r R r g r R

i π π⎤=

⎣ ⎦ (59)

Faţă de conexiunea EC, în cazul etajului BC, impedanţa de intrare este mai mică cu unfactor β 0, iar câştigul în curent, ieşire/intrare, este subunitar.

Utilizarea etajelor cu BC se justifică din două motive:1) Absenţa la înaltă frecvenţă a reacţiei de la ieşire spre intrare, pe care în etajul cu EC

o introducea capacitatea colector – bază.2) Etajul cu BC poate atinge în cazul limită în care c R → ∞ , o valoare mult mai mare

a rezistenţei de ieşire în comparaţie cu etajul cu EC.

Din Fig. 6.14 rezultă direct că rezistenţa de intrare este dată chiar de rezistenţa r π atranzistorului Q1 ( 1i R r π ). Deoarece câştigul în curent din emitorul tranzistorului Q2 sprecolectorul său este aproape egal cu unitatea, transconductanţa circuitului de la intrare la ieşireeste aproximativ egală cu transconductanţa tranzistorului Q1 ( 1m m mG g g = ). Rezistenţa deieşire se calculează prin scurtcircuitarea intr ării la masă şi aplicarea apoi a unui semnal de testla ieşire. Se observă că 1 0v = , deci generatorul 1 1m g v este inactiv. Ca urmare circuitul esteidentic cu acela pentru tranzistorul bipolar în EC cu degenerare în emitor. Pentru acesta,conform cu (6.59), rezistenţa de ieşire este de forma:

0 0 0|| 1 || 1 ||t

E m E m E t

v R r R r g r R r g r Ri π π π

⎤ ⎡ ⎤= ≈⎣ ⎦ ⎣ ⎦ (6.60)

+

-

+

-v1

v2

r π 1

r π 2

g m1v1

g m2v2

r 01

r 02

Fig. 6.14. Circuitul echivalent de semnal mic alcascodei bipolare

Fig. 6.15. Diportul echivalent de semnal mic alcircuitului cascodă

-

+

-

+

v1 G mv1 R0 R i

+Ec

Cb1

R1

R4

R3

Cb2

Q2

C

R2

Ce

L

Cf

Rf

Q1

CL

Fig. 6.12

r π

v x R E

- g mv x r 0 vt

i t

Fig. 6.13

8/18/2019 Radio7

14/14


14

00 0

0

1

1

E mm E

E m

R g g R

R r R g

=

(6.61)

în care R E şi r 0 din schema de test din Fig. 6.13 sunt 01 E R r şi 0 02r r în schema din Fig.6.14.Deoarece pentru cascodă, 01 0m g r , din (6.61) se obţine:

0 0 0 02 0 R r r = (6.62)Cascodele cu TEC pot fi realizate cu scheme echivalente ca cea din Fig. 6.12. Se

utilizează mai rar pentru ARF (mai des la oscilatoare). Mai uzual sunt schemele în care primultranzistor este TEC (în conexiune SC), iar cel de-al doilea este TB (în conexiune BC).

radio7

Documents