grundlagen der nachrichtentechnik · 2010. 11. 2. · pcm120 120 8,4 mbit/s evst.kvst. 15 km pcm480...
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Grundlagen der Nachrichtentechnik
III Diskretisierung von Quellensignalen
Prof. Dr.-Ing. Armin Dekorsy
III. Diskretisierung von Quellensignalen
University of BremenInstitute for Telecommunications and High Frequency Techniques
Department of Communications Engineeringwww.ant.uni-bremen.de
Inhalt der Vorlesung0. Einführung (Grundbegriffe, Struktur eines Kommunikationssystems)I. Kontinuierliche Signale und Systeme
1. Fouriertransformation2. Tiefpass-Darstellung von Bandpass-Signalen
Ü3. Eigenschaften von ÜbertragungskanälenII. Analoge ÜbertragungIII. Diskretisierung von Quellensignalen
1. Abtasttheorem2. Pulsamplitudenmodulation3. Pulsdauer- und Pulsphasenmodulation, Pulscodemodulation4. Prinzip des Zeitmultiplex
IV. Digitale Übertragung1 Struktur eines Datenübertragungssystems1. Struktur eines Datenübertragungssystems2. Erste und Zweite Nyquistbedingung3. Rauschangepasstes Empfangsfilter4. Bitfehlerwahrscheinlichkeit5. Digitale lineare Modulationsverfahren (inkl. Offset-PSK, DPSK)
V. Codierung
2
3. Diskretisierung von Quellensignalen
1. Abtasttheorem
2 Pulsamplitudenmodulation2. Pulsamplitudenmodulation
3. Pulsdauer- und Pulsphasenmodulation
4. Pulscodemodulation
5. Prinzip des Zeitmultiplexp p
3
III. Diskretisierung von Quellensignalen Seite 4
III. Diskretisierung von Quellensignalen
Signalklassifikationen
1. Merkmal: zeit- kontinuierlich ←→ diskret
amplituden- kontinuierlich ←→ diskret ”digitales Signal”
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1
-0.5
0
0.5
1
t/T0 →
x(t)
→
a) zeit- u. amplitudenkontinuierlich
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1
−0.6
−0.4
−0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
t/T0 →
s q(t
) →
b) zeitkontinuierlich, amplitudendiskret
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1
−0.6
−0.4
−0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
kTA /T0 →
s(kT
A)
→
c) zeitdisk. u. ampl.−kont.
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1
−0.6
−0.4
−0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
kTA /T0 →
s q(k
TA
) →
d) zeit− u. amplitudendiskret
2. Merkmal: Energiesignal:∞∫
−∞
|x(t)|2dt <∞
Leistungssignal: limT→∞
1T
T/2∫
−T/2
|x(t)|2dt <∞
3. Merkmal: deterministisch ←→ stochastisch
Abtasttheorem Seite 5
1. Das Abtasttheorem
Abgetastetes Signal: Folge gewichteter schmaler Impulse im Abstand T = 1/fA;
Mathematisches Modell fur schmale Impulse → Dirac-Impulse δ0(t)
xT (t) =∞∑
k=−∞
x(kT ) · δ0(t− kT ) = x(t) ·∞∑
k=−∞
δ0(t− kT )
Spektrum von xT (t) → Faltung von X(jω) und F{∑∞
k=−∞ δ0(t− kT )}
∑∞k=−∞ δ0(t−kT ) periodisch → Fourierreihe:
∑∞k=−∞ δ0(t−kT ) =
∑∞ν=−∞ aν ·e
jν2πt/T
Fourier-Koeffizienten: aν = 1T
T/2∫
−T/2
[∑∞
k=−∞ δ0(t− kT )]
· e−jν2πt/Tdt
= 1T
∑∞k=−∞
T/2∫
−T/2
δ0(t− kT ) · e−jν2πt/Tdt = 1T
T/2∫
−T/2
δ0(t)dt =1T
∞∑
k=−∞
δ0(t− kT ) =1
T
∞∑
ν=−∞
ejν2πt/T ← ejν2πt/T ◦−• 2π · δ0(ω − ν2π
T)
Abtasttheorem Seite 6
∑∞k=−∞ δ0(t− kT ) = 1
T
∑∞ν=−∞ ejν2πt/T ◦−• 2π
T
∑∞ν=−∞ δ0(ω − ν 2π
T)
Damit Spektrum eines abgetasteten Signals:
XT (jω) =1
2πX(jω) ∗
2π
T
∞∑
ν=−∞
δ0(ω − ν2π
T)
=1
T
∞∑
ν=−∞
X(j(ω − ν2π
T))
Periodische Fortsetzung der
Spektren des kontinuierlichen
Signals,
Abstand fA = 1/T
Abtasttheorem Seite 7
Fallunterscheidung: fA > 2 · fmax → uberlappungsfreie Spektren
fA < 2 · fmax → spektrale Uberlappungen ”Aliasing”
Im ersten Falle: Das Originalspektrum kann durch Tiefpass-Filterung eindeutig wiederge-
wonnen werden. (TP-Grenzfrequenz: fA/2)
Abtasttheorem: Ein auf die Frequenz fmax bandbegrenztes kontinuierliches Signal
kann nach Abtastung mit einer Abtastfrequenz fA > 2 ·fmax durch Tiefpass-Filterung
eindeutig wieder rekonstruiert werden.
Rekonstruktion des analogen Signals
Rekonstruktion des analogen Signals x(t) aus durch TP-FilterungFrequenzbereich:
Zeitbereich: Multiplikation mit rect(ω/2πfA)T Faltung mit sin(πt/T)/ (πt/T) im Zeitbereich
Ein bandbegrenztes analoges Signal x(t) kann aus seinen Abtastwerten x(kT) durch Interpolation g g g ( ) ( ) pmit sin(x)/x-Impulsen si(πt/T) perfekt rekonstruiert werden (si-Interpolationsbeziehung).
8
Pulsamplitudenmodulation Seite 9
2. Pulsamplitudenmodulation (PAM)
Ansatz: Anstelle von si-Funktionen werdenRechteckimpulse verwendet ⇒ Faltung von
x(t) = vT (t) ∗ rect
(
t
∆T
)
=∑
k
v(kT )δ0(t− kT ) ∗ rect
(
t
∆T
)
=∑
k
v(kT )rect
(
t
∆T
)
rect(
t∆T
)
◦−−−• ∆Tsin(ω∆T/2)ω∆T/2
V∆T (jω) =∆TT
sin(ω∆T/2)ω∆T/2
·∞∑
ν=−∞V(
j(
ω − ν 2πT
))
0 2 4 6 8 10
−0.5
0
0.5
1
∆ T/T
t/T →
v ∆ T(t
) →
−2.5 −2 −1.5 −1 −0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5−0.5
0
0.5
1
1.5PSfrag repla ements V T(j2�f)!�T!0
−2.5 −2 −1.5 −1 −0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5−0.5
0
0.5
1
1.5PSfrag repla ements V T(j2�f)!�T = T=4
−2.5 −2 −1.5 −1 −0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5−0.5
0
0.5
1
1.5PSfrag repla ements V T(j2�f)!�T = T=2
−2.5 −2 −1.5 −1 −0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5−0.5
0
0.5
1
1.5PSfrag repla ements V T(j2�f)! f �T!�T = T
⇒ PAM: zeitbegrenzte Impulse ⇒ unendliche Bandbreite (ineffiziente Spektraleigenschaft)
Pulsdauer- und Pulsphasenmodulation Seite 10
3. Pulsdauer- und Pulsphasenmodulation (PDM/PPM)Idee: Feste Pulsamplituden und Umsetzen des Abtastwerts x(kT ) in Pulsdauer bzw. Zeit-versatz gegenber einem Referenztakt
Referenz-takt
v(t)
vmax
−vmax
xPDM(t)
xPPM(t)
t
t
t
t
T
T
2T
2T
3T
3T
4T
4T
5T
5T
6T
6T
∆T (k)
∆τ(k)
PDM:
∆T (k) =T
2
(
1 +v(kT )
vmax
)
PPM:
∆τ (k) =T
2
(
1 +v(kT )
vmax
)
PPM wieder aktuell durch UWB-Technik
Aufbau eines digitalen Systems Seite 11
3. PDM/PPM
Aufbau eines digitalen Systems zur Verarbeitung analoger Signale:
≡PAM
Zeitdiskreten PAM-Signalen werden amplituden-diskrete Werte zugewiesen. ⇒ Puls-Code-
Modulation (PCM)
Puls-Code-Modulation Seite 12
4. Puls-Code-Modulation (PCM)Blockschaltbild zur PCM-Erzeugung:
v(t)1
ℓ
TT/ℓ
PCMPAMAnalog-Digital-Umsetzer
S&HQuanti-sierung
Codierer
Schie
bere
g.
seriellesPCM-Signal
Lineare, symmetrische und begrenzte Quantisierungskennlinien:
Prinzip: Quantisierung des Amplitudenbereichsder Breite Amax = 2 in 2ℓ Stufen (ℓ BitDualcode) der Quantisierungsstufenbreite
Q = 22ℓ−1
= 12ℓ
Lineare Quantisierung - Quantisierungsfehler Seite 13
Lineare Quantisierung - Quantisierungsfehler
Def.: Quantisierungsfehler e(k) = v(kT )− vQ(kT ) mit−Q/2 ≤ e(kT ) ≤ Q/2
Q = 2−(ℓ−1)
Annahme: e(kT ) wird als gleichverteilter, mittelwertfreier Zufallsprozeß modelliert
(stat. unabhangig von v(kT )) ⇒ Quantisierungsrauschen
PE(e) =1Qrect
(
eQ
)
PE(e)
e−Q
2Q2
Leistung des Quantisierungsrauschens:
σ2Q = E
{
|e2(kT )|2}
=
∞∫
−∞
PE(e)e2de =
1
Q
∞∫
−∞
e2de =Q2
12
Lineare Quantisierung - Quantisierungsfehler Seite 14
Lineare Quantisierung
S/N-Verhaltnis in Abhangigkeit von der Quantisierungstiefe ℓ
Annahme: sinusformiges Nutzsignal mit Leistung σ2V = 1/2
σ2Q =
Q2
12=
2−2l
3
(S/N) =σ2V
σ2Q
=12Q2
12
=3
2· 22ℓ
(S/N)dB = 10 lg
(
3
2· 22ℓ
)
= 1, 77 + 2ℓ · 10lg2
= 1, 77 + 6 · ℓ ≈ 6 · ℓ (ℓ groß)
⇒ pro Bit ca. 6 dB Gewinn im Signal-zu-Rausch-Verhaltnis
ℓ/bit 6 8 10 12 14 16
(S/N) dB 37,8 49,8 61,8 73,8 85,8 97,8
Lineare Quantisierung - Quantisierungsfehler Seite 15
Nichtlineare Quantisierung
Codierungsvorschrift entsprechend der 13-Segment-Kennlinie
V = Vorzeichenbit x = beliebiges Binarzeichen
0,1 = log. Null, Eins - = vernachlassigte Stellen
Segment Berei h lineare ni htlineareDualdarstellung Dualdarstellung0 0 � jvj < 2�7 V, 0000000xxxx V,000xxxx0 2�7 � jvj < 2�6 V, 0000001xxxx V,001xxxx1 2�6 � jvj < 2�5 V, 000001xxxx- V,010xxxx2 2�5 � jvj < 2�4 V, 00001xxxx-- V,011xxxx3 2�4 � jvj < 2�3 V, 0001xxxx--- V,100xxxx4 2�3 � jvj < 2�2 V, 001xxxx---- V,101xxxx5 2�2 � jvj < 2�1 V, 01xxxx----- V,110xxxx6 2�1 � jvj < 20 V, 1xxxx------ V,111xxxx
10
0
00
00
1
1
1
1
2
2
3
3
4
4
5
5
6
6
0.5−0.5−1−1 0.25−0.25
v Q
v
Segmente
Differentielle Puls-Code-Modulation (DPCM)Idee: Quantisierung eines Differenzwertes d(k) zwischen Signalwert v(kT) und einem geschätzten SignalwertIdee: Quantisierung eines Differenzwertes d(k) zwischen Signalwert v(kT) und einem geschätzten Signalwert
zum Zeitpunkt kTVorteil: Differenzwert << Signalwert Quantisierung mit weniger Bit möglich
Frage: Ermittlung des Schätzwerts Prädiktor = Schätzwert-Filter, sagt aus bisherigem Signalverlaufvorher, welches der wahrscheinlichste nächste Abtast-wert sein wird (Extrapolation)
Vorwärtsprädiktion: Emittlung des Schätzwerts aus vergangen Signalwerten v(lT) mit l<k, undanschließender Quantisierung des berechneten Differenzwertes
Rückwärtsprädiktion: Ermittlung des Schätzwerts aus vergangenen, quantisierten Differenzwertend(lT) mit l<k; (besseres Rauschverhalten alsd(lT) mit l<k; (besseres Rauschverhalten alsVorwärtsprädiktion)
Differentielle Puls-Code-Modulation: Übertragung eines DifferenzwertesEmpfänger
Sender
Rückwärtsprädiktion
D/A-Umsetzer: Umsetzung des dis-kreten Werts auf Rechteckt-Signal
16
üc ä tsp äd t o
Delta-ModulationFunktion: Sonderform der DPCM mit 1-Bit QuantisierungIdee: Ist die Veränderung des Signals dv/dt gegenüber der Abtastfrequenz fA=1/T gering Prädiktion kann dem Signalverlauf schnell folgen
Differenzwert ist klein 1 Bit ausreichend DPCM erfordert hohe Abtastfrequenz
Prädiktor: Verzögerung um einen TaktVorteile
Problem: kann sich schnell änderndem Signal nicht v(kT) nicht folgen (Steigungsüberlastung) oder schwingt bei ruhigem Vorteile
Geringer RealisierungsaufwandWegen hoher Abtastfrequenz wird Quantisierungsrauschen auf großen Frequenzbereich verteilt Geringer Rauschanteil im Nutzband
LösungenErhöhung der Abtastfrequenz Erhöhung der Bitrate über Kanal
Signal über (Granulares Rauschen)
Erhöhung der Abtastfrequenz Erhöhung der Bitrate über KanalAdaptive PCM: Anpassung der Stufenhöhe 2-l+1, d.h. Anpassung an l
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Puls-Code-Modulation Seite 18
5. PCM Zeitmultiplex
TDMA : Time Division Multiple Access
Schema eines Zeitmultiplexsystems
v1(t)
v2(t)
vN (t)
v1(t)
v2(t)
vN (t)TP
TP
TP
A/D P/S S/P D/A
8 bit
8 bit
8 bit
8 bit
SynchronisationSynchronisationkTA
kTA
kTA
DigitalerKanal
Rahmenaufbau eines PCM 30-Systems
10 2 15 16 17 18 30 31
15 Fernsprechkanale15 Fernsprechkanale
8 bit Rahmensynchronisations-8 bit Vermittlungs-
(8 bit pro Abtastwert)(8 bit pro Abtastwert)
InformationInformation
PCM-Hierarchie Seite 19
Hierarchie des PCM-Systems im Fernsprechbereich
Sprachkanale Bitrate Ebene Entfernung
PCM30 30 2 Mbit/s EVSt.
PCM120 120 8,4 Mbit/s EVSt.KVSt. 15 km
PCM480 480 34 Mbit/s KVSt.HVSt 45 km
PCM1920 1920 140 Mbit/s HVSt.ZVSt 150 km
PCM7680 7680 565 Mbit/s ZVSt. >150 km
(EVST, KVSt, HVSt, ZVSt = End-, Knoten-, Haupt-, Zentralvermittlungsstellen)