gerçek zamanlı flyback dönüştürücü tasarımı ve...

Gerçek Zamanlı FLYBACK Dönüştürücü Tasarımı ve Kontrolü

Real Time FLYBACK Converter Design and Control

Tuğçe Yaren1, Volkan Süel

2, Faruk Fırat

3

1Mekatronik Mühendisliği Bölümü

Kocaeli Üniversitesi, Kocaeli [email protected]

2 Akım Metal A.Ş. , İstanbul

Mekatronik Mühendisliği Bölümü


3 Protag Ar-Ge, Kocaeli

Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği Bölümü


Özetçe

Bu çalışmada, belirlenen tasarım kriterleri göz önünde

bulundurularak bir Flyback dönüştürücü tasarlanmış,

tasarlanan dönüştürücünün analizi yapılmış ve STM32F4

kitinden yararlanılarak dönüştürücünün kontrolü gerçek

zamanlı olarak gerçekleştirilmiştir. Dönüştürücünün

kontrolünde “primer taraf algılama (primary side sensing)”

tekniği kullanılmıştır. Tasarım, analiz ve kontrol olmak üzere

3 temel süreç; pratik bir uygulama ile bir arada ele alınmıştır.

Flyback çeviricilerde kullanılan kontrol teknikleri ve

gerçekleştirilen denetleyici yapısı açıklanmıştır. Deneysel

çalışmalar ve sonuçları verilmiştir. STM32F4 kitinin güç

elektroniği alanındaki kullanılabilirliği, kullanım alanı

oldukça geniş olan bir güç elektroniği devresinin

gerçekleştirilebilirliği, tasarlanan denetleyici yapısının

uygulanabilirliğinin açık ve ayrıntılı bir şekilde ortaya

konması hedeflenmiştir.

Abstract

In this paper, a flyback converter was designed considering

the specified design criteria. Analysis of the designed

converter was implemented. And the converter was controlled

in real time using the STM32F4 kit. “Primary side sensing”

technique was used in the control of the converter. The three

basic processes (design, analysis, control) are handled together

with a practical application. The control techniques which

used in flyback converters and the implemented controller

structure are explained. Experimental studies and results are

given. Clear and detailed description of the usability of the

STM32F4 kit in the power electronics field, the feasibility of a

power electronic circuit which with a very wide range of

applications and the applicability controller architecture that

was designed is intended.

1. Giriş

Dönüştürücüler, akım ve gerilim seviyeleri üzerinde gerekli

değişikliklerin yapılması ile giriş geriliminin kullanıcının

isteği doğrultusunda istenilen seviyeye dönüştürülmesi

işlemini gerçekleştirirler. Dönüştürücü uygulamalarının

kullanım alanları giderek genişlemekte dolayısıyla önemi de

her geçen gün artmaktadır. DC – DC dönüştürücüler cep

telefonu, laptop gibi bataryadan beslenen cihazlar, beyaz eşya

vb. gibi evde kullanılan elektronik eşyaların ana kartları,

mekanik sistemlerin panoları gibi daha birçok önemli yerde

kullanılmaktadır.

Anahtarlamalı çalışan dönüştürücü yapılarında giriş

gerilimi bir endüktansın veya trafonun uçları arasına belli bir

zaman diliminde uygulanır. Kaynağın açık – kapalı olduğu

zaman dilimleri ayarlanarak çıkış gerilimi istenen seviyede

tutulabilir. Böylece gücün verimli bir şekilde kullanılması

sağlanmış olur. Burada kritik nokta anahtarlama işlemidir, bu

işlemin hassas ve doğru biçimde yapılması gerekmektedir.

Yapılan istatistiklere göre her yıl oluşturulan yeni

topolojilerle birlikte mevcut 500’den fazla DC/DC çevirici

topolojisi vardır [1]. İstenen DA çıkış değerleri birçok

dönüştürücü topolojisi ile elde edilebilir. Ancak anahtarlama

elemanlarının anma değerleri ile trafonun anma değerleri ve

boyutları nedeniyle her bir topolojinin çalışmasının uygun

olduğu güç sınırları bulunur. Topoloji seçimi çoğunlukla çıkış

güç değerlerine göre yapılır.

Dönüştürücülerdeki temel sınıflandırma izoleli ve izolesiz

dönüştürücüler şeklinde yapılmaktadır. Flyback ise izoleli

dönüştürücülerden biridir. Flyback, düşük çıkış gücüne sahip

uygulamalarda en yaygın olarak kullanılan izoleli

anahtarlamalı güç elektroniği topolojisidir [2]. Bu topoloji

küçük güçlü güç kaynaklarında (tüplü televizyonların güç

kaynaklarında), telefon şarj aletlerinde, iç aydınlatma

545

Otomatik Kontrol Ulusal Toplantısı, TOK 2017, 21 – 23 Eylül, Yıldız Teknik Üniversitesi, İstanbul

armatürlerinde, yalıtımlı sürücü devrelerinde yaygın olarak

kullanılmaktadır.

Flyback topolojisi ile geniş giriş gerilim aralığında, birden

fazla çıkış elde edilmesi mümkündür. Çıkış gerilimi giriş

gerilim seviyesinden büyük veya küçük olabilir. Ayrıca pozitif

veya negatif çıkış gerilimi elde edilebilir. Yapısı basit ve

maliyeti düşüktür çünkü diğer topolojilere göre kullanılan

eleman sayısı azdır. Çıkış filtresinde bobin yoktur ve devrede

manyetik eleman olarak sadece trafo bulunmaktadır [3]. Giriş

ve çıkış gerilimi arasında yalıtım olması önemli bir avantaj

sağlamaktadır. Bu avantajlardan dolayı flyback dönüştürücü

sık tercih edilen dönüştürücüler arasındadır [4].

Bu çalışmada belirlenen tasarım kriterlerine göre bir

flyback dönüştürücü tasarımı gerçekleştirilmiş ve tasarımın

baskı devresi hazırlanmıştır. Hazırlanan baskı devre üzerinden

dönüştürücünün açık çevrim cevapları osiloskoptan

gözlenmiş, sinyallerin doğruluğu incelenmiştir. Son olarak

devreye kontrol ünitesi eklenmiş ve dönüştürücünün kapalı

çevrim kontrolü gerçekleştirilmiştir.

2. Flyback Dönüştürücünün Analizi

2.1. Çalışma Yapısı

Şekil 1’de temel flyback topolojisi görülmektedir. Görüldüğü

üzere trafo sargıları birbirlerine göre ters polaritededir. Yani

bir sargıdan akım geçerken diğer sargıdan akım geçmeyecek

şekilde ters kutuplanırlar.

Şekil 1: Flyback Dönüştürücü Devresi.

Devrede kontrollü bir anahtarlama elemanı mevcuttur.

Kontrollü anahtarlama elemanına PWM sinyali uygulanarak

istenilen koşullarda anahtarlama yapılması sağlanır. Devrenin

temelinde mosfetin açık ve kapalı konumuna göre çıkışta

ortalama bir gerilim elde edilmesi vardır. Elde edilen gerilim

ise anahtarlama elemanına uygulanan PWM işaretinin doluluk

oranına bağlıdır.

Şekil 2: Örnek PWM Sinyali.

Şekil 2’de örnek bir PWM sinyali görülmektedir. Bu

PWM sinyaline göre anahtarlama elemanı ton süresi boyunca

iletimde toff süresi boyunca kesimde olacaktır. Bu durumda

devrenin iki ayrı modda çalıştığı açıkça görülmektedir.

Anahtarlama elemanının iletim veya kesimde olma durumuna

göre devrenin çalışma yapısı farklılık göstermektedir.

Anahtar iletimde iken giriş gerilimi primer sargısına

uygulanmakta ve endüktans üzerindeki akım lineer olarak

artmaktadır. Sargıların polaritesinden ve diyotun konumundan

dolayı sekonder sargısından akım akmamakta, sekonder

çıkışındaki diyotta ters kutuplanıp, kesime gitmektedir. Bu

durumda yük akımı Şekil 3’de görüldüğü üzere çıkıştaki

kapasite tarafından sağlanmaktadır. Lp (primer endüktansı)

uçlarında sabit bir gerilim olduğundan primer akımının artışı

doğrusal olmaktadır [5].

Şekil 3: Anahtarın İletim Durumu[3].

Anahtar kesime gittiğinde ise trafoda biriken enerji

diyotun iletime girmesi ile sekonder endüktansı üzerinden

çıkış yüküne ve kondansatörüne iletilmektedir. Sekonder

akımı doğrusal olarak azalmaktadır. Şekil 4’ de anahtar kesim

durumunda iken devrenin çalışma yapısı görülmektedir.

Şekil 4: Anahtarın Kesim Durumu[3].

Bir periyot boyunca trafonun primer ve sekonder

sargılarının akım ve gerilimlerinin değişimi Şekil 5’de

görülmektedir.

Şekil 5: Primer, Sekonder Akım – Gerilim Dalga Şekilleri.

Bir anahtarlama periyodunda, bobin üzerindeki ortalama

gerilim sıfıra eşit olmaktadır. Primer bobin gerilimi için bu

durum esas alındığında giriş ve çıkış gerilimi arasındaki ilişki

denklem 1’deki gibi elde edilmektedir.

D

D

N

N

V

V

DTT

DT

N

N

T

T

N

N

V

V

TN

NVTV

p

s

in

out

swsw

sw

p

s

off

on

p

s

in

out

off

s

p

outonin

1

(1)

546


İdeal durumda devrede herhangi bir kayıp olmadığından

verim % 100’dür. Yani giriş gücü ile çıkış gücü eşittir. Bu

eşitlikten yola çıkıldığında ise denklem 2’deki giriş ve çıkış

akımı arasındaki ilişki elde edilmektedir.

D

D

N

N

I

I

V

V

IVIV

PP

p

s

out

in

in

out

outoutinin

outin

1

(2)

Anahtar iletime geçtiğinde primer akımında gerçekleşen

doğrusal artış denklem 3’deki eşitlik ile ifade edilmektedir.

p

inp

L

V

dt

di (3)

İletim süresi sonunda primer sargı bobinindeki akım,

on

p

inp T

L

VI (4)

Primer bobin akımının tepeden tepeye dalgalanma akım

miktarı ise denklem 5’deki gibi bulunmaktadır.

msw

in

p

oninp

on

p

pin

Lf

DV

L

TVI

T

ILV

(5)

Çıkış kondansatör geriliminin tepeden tepeye dalgalanma

gerilim miktarı denklem 6’ da verilmiştir.

outsw

out

out

onout

T

out

out

cCf

DI

C

TIdtI

CV

on

0

)(1

(6)

Depolanan enerji,

2

2

ppILE (7)

Bir periyot sonunda primer sargı bobininde depolanan

enerji,

T

ILP

pp

2

2

(8)

2.2. Çalışma Modları

DC – DC çeviricilerin sürekli, süreksiz, sınır çalışma modları

bulunmaktadır. Aynı devre yapısına rağmen manyetik

endüktansa ve çıkıştaki yüke göre çalışma modları

belirlenmektedir [6]. Anahtarlama elemanın kesimde olduğu

sürede çıkış sargı endüktans akımı sıfır seviyesine kadar düşer

ise süreksiz akım modu (discontinuous current mode-DCM),

düşmez ise sürekli akım modu (continuous current mode-

CCM) oluşmaktadır. Bu iki çalışma modunun verdiği frekans

domeni cevapları çok farklı olduğundan, çeviricinin bu

modlardan sadece birinde çalışması istenmektedir.

Şekil 6’da sürekli ve süreksiz çalışma modlarındaki dalga

şekilleri görülmektedir. Her iki moddaki dalga şekillerine

bakıldığında temel farkın ölü zamandan (td) kaynaklandığı

görülmektedir. Sürekli modda td gibi bir zaman dilimi yoktur.

Sekonder akımı sıfır seviyesine düşmemektedir. Süreksiz

modda ise anahtarın kesim (toff) ve iletimde (ton) olduğu

sürelerin toplamı bir anahtarlama periyodunun % 80’i

kadardır, %20’lik süre ise ölü zamandır [5]. Sekonder akımı

anahtar kesime girdiğinde azalmaya başlamakta, toff süresi

sonunda sıfıra düşmekte ve td kadar sıfırda kalmaktadır.

Her bir çalışma modunun avantaj ve dezavantajları

bulunmaktadır. Anahtar kesime gittiğinde çıkış geriliminde

yüksek frekanslı tepe gerilimi görülmektedir ve her iki modda

da bu gerilimin giderilmesi için LC filtresine ihtiyaç

duyulmaktadır. Uygulamalarda sağladıkları avantajlar

bakımından her iki çalışma modunun karşılaştırması ayrıca

Tablo 1’de verilmiştir.

Şekil 6: DCM ve CCM Dalga Şekilleri.

DCM etkin akım değeri CCM çalışmasına göre daha

yüksek olduğundan, trafoda kullanılacak kablo kesitleri ve

kullanılan nüve daha büyük olmalıdır. DCM çalışmasında

birincil tarafta daha yüksek etkin akımlar

oluştuğundan mosfetin sıcaklığında daha yüksek bir artış

meydana gelmektedir [7]. Süreksiz çalışma modunun

bahsedilen dezavantajları olmasına rağmen Flyback

dönüştürücülerde bu çalışma modu sürekli çalışma moduna

göre daha çok tercih edilmektedir. Çıkış yük akımı ile giriş

gerilimindeki değişimlere çok hızlı cevap vermesi ve anahtar

iletime geçerken akımın sıfır olmasından kaynaklı anahtarlama

kayıplarının olmaması tercih sebepleridir.

Tablo 1: DCM – CCM Karşılaştırması.

Uygulama Avantajı

D

C

M

C

C

M

Daha küçük boyutlu trafo Daha hızlı geçici yanıt Geri besleme devre tasarım kolaylığı Sekonder diyot ters toparlanma akımı Düşük iletime geçiş kaybı Çok çıkışlı uygulamalardaki regülasyon problemi Mosfet, diyot düşük tepe akım değeri Daha düşük akım dalgalanması Daha küçük çıkış kondansatörü

3. Kontrol

3.1. Genel Kontrol Yapısı

Kontrolün amacı, sistem çıkışının istenen davranış biçimini

göstermesini sağlamaktır. İncelenen sistemin çıkışı devrenin

çıkış gerilimidir. Çalışmada, sistem çıkışının değişen giriş

koşullarına karşılık sabit bir değerde kalması istenmektedir.

Yani değişen giriş gerilimine karşılık sabit çıkış gerilimi

alınarak kontrolün gerçekleşmesi hedeflenmektedir.

Kontrol sistemleri çıkışın ya da kontrol edilen büyüklüğün

kumanda edilmesi bakımından açık çevrim ve kapalı çevrim

olmak üzere iki türe ayrılmaktadır [8]. Açık çevrimde çıkışın

giriş üzerinde herhangi bir etkisi yoktur. Kapalı çevrim

kontrol sisteminde ise sistem çıkışı ölçme elemanı ile ölçülür,

547


geri beslenerek referans giriş ile karşılaştırılır. Karşılaştırma

sonucu hata sinyali elde edilir. Hata sinyalinin yapısına göre

de çıkış değişkenine uygun bir kontrol sinyali kontrolör

tarafından üretilir.

Bu çalışmada gerçekleştirilen kontrol yapısı da kapalı

çevrim kontrol yapısıdır. Çıkış değişkeni olan çıkış gerilimi

ölçülüp, geri beslenecek ve referans giriş ile

karşılaştırılacaktır. Tasarlanan kontrol algoritması

karşılaştırma sonucu üretilen hata sinyaline göre uygun

kontrol sinyalini üretecektir.

3.2. DA – DA Çeviricilerde Kontrol Teknikleri

3.2.1. Gerilim – Akım Durumlu Kontrol

Sabit anahtarlama frekansında çalışan Flyback tipi SMPS

sistemlerinde kullanılan kontrol teknikleri ikiye ayrılmaktadır

[9]. Bu yöntemler gerilim ve akım durumlu kontroldür.

Gerilim durumlu kontrol ana çıkış sargısından alınan

gerilim bilgisine dayanmaktadır. Akım durumlu kontrolde ise

gerilim bilgisinin yanında anahtar veya bobin üzerinden geçen

akım bilgisi de dahil edilmektedir.

Şekil 7: Gerilim Kontrolü Blok Diyagramı.

DA – DA çevirici devresinde bulunan anahtar, darbe

genişlikli sinyal (PWM) ile sürülmektedir. PWM doluluk

oranına göre çıkış gerilimin büyüklüğü ayarlanmaktadır. Giriş

gerilimi değişirse çıkış gerilimi de değişir böylece çıkış

geriliminde bir hata meydana gelir. Kontrol algoritmasının

amacı da bu hatayı yok etmektir.

Şekil 7’deki blok diyagramından görüldüğü üzere

öncelikle çıkış geriliminin referans gerilim ile karşılaştırılıp

yükseltilmesi ile bir gerilim değeri elde edilmektedir. Bu

gerilimin testere dişli dalga ile karşılaştırılması sonucunda

anahtarın sürülmesi için gerekli olan PWM sinyalleri

üretilmektedir. Hatanın değeri artarsa doluluk oranı yani

sinyalin darbe genişlikleri artmakta, hata değeri azalır ise

doluluk oranı azalmaktadır. Böylelikle değişen doluluk oranı

ile referans çıkış gerilimi elde edilmektedir.

Gerilim durumlu kontrol yapısı yalnızca çıkış gerilim

bilgisine dayandığından tasarımı ve analizi kolaydır. Üretilen

çıkış sinyali gürültülere karşı kararlıdır. Sabit yüklü çalışma

durumlarında iyi sonuçlar vermektedir. Bu avantajların yanı

sıra çıkış gerilimindeki değişimlere karşı cevabının yavaş

olması gibi bir dezavantajı da bulunmaktadır [2, 9].

Blok diyagramı Şekil – 8’de verilen akım durumlu

kontrolde, kontrol yapısına iç kontrol çevrimi de dahil

edilmektedir. Bu çevrim anahtar veya endüktans akımını

kontrol etmektedir. Dolayısıyla hem akım hem gerilim

bilgisine dayalı bir çıkış gerilim kontrolü

gerçekleştirilmektedir. Kontrol gerilimi, en hızlı yanıt için

doğrudan endüktans akımının ortalama değerine etki

etmektedir.

Şekil 8: Akım Kontrolü Blok Diyagramı.

Akım kontrol yöntemi, giriş gerilim değişimlerine karşı

hızlı cevap vermektedir. Ayrıca bu yöntemde anahtarlama

periyodu için akım sınırlaması yapılabilmektedir. Ancak

doluluk oranının % 50’yi aşması durumunda sistemin kararsız

hale gelmesi, anahtarın iletime geçişlerinde oluşan ani akım

değişimlerinin kontrol çevriminde gürültüye sebep olması ve

sistemi kararsızlığa götürme olasılığı bu yöntemin

dezavantajlarındandır.

Bu çalışmada giriş gerilimi değişken, yük sabit iken çıkış

gerilimi kontrol edilmektedir. Yük sabit olduğu için akım

bilgisinin kontrol algoritmasına dahil edilmesine gerek

duyulmamış ve gerilim durumlu kontrol tekniği kullanılmıştır.

3.2.2. Geri Besleme Devresi

Bu çalışmada geri besleme yapısı oldukça önem taşımaktadır.

Anahtarlamalı dönüştürücülerin geri beslemeleri, sistemlerin

çıkış gerilimlerinin istenen değerde tutulmasını sağlamaktadır

[6]. Dolayısıyla geri besleme devresinden alınan gerilim

bilgisi ne kadar gürültüsüz, doğruluğu yüksek bir bilgi ise

dönüştürücünün kontrolü de o kadar kararlı yapıda olacaktır.

Flyback dönüştürücülerde çıkış gerilim bilgisi genellikle

trafonun sekonder tarafından bir geri besleme devresi ile elde

edilmektedir. Çoğunlukla optik yalıtıcılı geri besleme devresi

kullanılmaktadır. Burada kullanılan optik bağlayıcı sayesinde

devrenin giriş katı ile çıkış katı arasında elektriksel bir yalıtım

sağlanmaktadır. Fakat bahsedilen sekonder taraflı kontrol

yapısında bekleme modunda (standby mode) güç kaybı

oluşmaktadır. Yani boşta harcanan güç fazladır ve % 10-20

civarında bir güç kaybı meydana gelmektedir. Son zamanlarda

ise primer taraflı kontrol tekniği sekonder taraflı kontrole göre

daha düşük maliyet ve güç kayıpları nedeniyle önem

kazanmıştır.

Anahtar kesimde iken çıkış gerilim bilgisi trafonun primer

tarafında mevcuttur. Bu nedenle primer tarafına eklenen

yardımcı bir sargı ile çıkış gerilim-akım bilgisini elde etmek

mümkündür. Buna primer taraflı kontrol tekniği

denilmektedir.

Primer taraflı kontrol, sekonder taraflı kontrole göre daha

basit ve anlaşılır yapıdadır. Bu kontrol tekniği ile PCB

üzerinde yerden tasarruf sağlanır, maliyet düşürülür ve

sistemin güvenilirliği artar. En önemli avantajı ise izolasyon

problemi ortadan kalktığı için optik yalıtıcı kullanımına gerek

kalmamasıdır. Bu avantajlardan dolayı primer taraflı kontrol

edilen Flyback dönüştürücüler, cep telefonu şarj cihazı veya

LED aydınlatma gibi küçük ve orta güçteki uygulamalarda

yaygın olarak kullanılmaktadır [10].

Bu çalışmada trafonun primer tarafına yardımcı sargı

eklenmiş ve çıkış gerilim bilgisi bu sargıdan sağlanmıştır.

548


Böylelikle Flyback dönüştürücüde primer taraflı kontrol yapısı

oluşturulmuştur.

3.3. STM32F4 Geliştirme Kiti

STMicroelectronics firmasının ürünü olan STM32F4

geliştirme kitinin günümüzde kullanımı oldukça yaygındır.

Düşük maliyetli olması, ARM tabanlı yüksek performans

sergilemesi, kolaylıkla programlanabilmesi tercih

sebeplerindendir [11].

STM32F4’ün programlanabilmesi için Matlab –

SIMULINK, Keil, IAR, Attolic, COOCOX gibi birçok yazılım

geliştirme ortamı mevcuttur. Bu çalışmada “Keil” kullanılarak

kitin programlanması gerçekleştirilmiştir. Keil, Cortex-M ve

Cortex-R tabanlı mikroişlemci cihazlar için bir yazılım

geliştirme ortamıdır.

Kontrol yapısı devrenin çıkış gerilim bilgisine

dayanmaktadır. Dolayısıyla bu bilgiye erişim sağlanması

gerekmektedir. Bu erişim de ADC yapısı ile mümkündür.

ADC (Analog to Digital Converter) ile analog bir veri alınıp,

dijital bir veriye dönüştürülür. Yani bu dönüşümden sonra

analog çıkış gerilim bilgisi, işlemcinin anlayabileceği dijital

bir veri haline gelmektedir. Sonuç olarak donanımdan alınan

çıkış bilgisi yazılımsal olarak işleme hazır haldedir.

Çıkış gerilimi, referans gerilim ile karşılaştırılarak, hata

bilgisi elde edilir. Hata bilgisi Şekil 9’da görüldüğü gibi PID

denetleyici yapısında işlenerek sistem için gerekli olan kontrol

sinyali üretilir. Üretilen kontrol sinyali çıkış geriliminin

istenen değere gelmesini sağlayarak, hata bilgisini yok eder.

Şekil 9: PID Denetleyici Yapısı.

Gerçekleştirilen çalışmada kontrol sinyali, mosfetin

anahtarlanması için gerekli olan PWM sinyalidir. Kontrol

algoritması çıkıştan aldığı geri beslemeye göre PWM

sinyalinin doluluk oranını artırıp, azaltarak çıkış gerilimindeki

hatayı yok etmeye çalışır.

Kontrol sinyalinin devreye uygulanması, STM32F4 kitinin

“TIMER” modülü ile gerçekleştirilir. Bu modül ile istenen

frekans ve doluluk oranında PWM sinyali üretilebilir. Kontrol

algoritmasının belirlediği doluluk oranı “TIMER” modülüne

atanır ve bu modülün çıkışı devredeki anahtarlama elemanına

uygulanır.

4. Tasarım ve Analiz

4.1. Devre Tasarımı

Devre tasarımının ilk aşamasında sistem parametrelerinin

belirlenmesi gerekmektedir. Tablo 2’de belirlenen tasarım

kriterleri görülmektedir.

Tablo 2: Tasarım Kriterleri.

Kriter Değer

Giriş gerilim aralığı (Vin) [20-30] V Çıkış gerilimi (Vout) 5 V

Maksimum çıkış akımı (Iout,max) 0.5 A Anahtarlama frekansı (fsw) 65 kHz

Çalışma modu DCM Verim (µ) % 75

Verilen kriterlerden maksimum çıkış gücü hesaplanır. Güç

dönüşüm verimliliğinden de maksimum giriş gücü bulunur.

Bu bilgi de girişten çekilecek maksimum akım değerini

bulmamızı sağlar.

Uygun anahtar seçimi için giriş sargılarından tepe

akımının hesaplanması gerekmektedir. Girişten çekilen

maksimum akım değeri primer akım değerinin DC ortalama

değeridir. Primer akımının tepe değeri ise denklem 9 ile

hesaplanmaktadır.

TDI

Ipeakpr

dcpr max

2

,

,2

(9)

Yukarıdaki denklemden görüldüğü üzere akımın tepe

değerinin hesaplanabilmesi için anahtarın maksimum iletimde

kalma süresinin belirlenmesi gerekmektedir. Dönüştürücü

DCM modda çalışacağı için doluluk oranı 0,5’in altında

olmalıdır. Dolayısıyla maksimum iletimde kalma süresi

0.5’dir. Güvenlik sebebiyle yazılımda üst sınır 0.49 olarak

belirlenmiştir.

Trafonun giriş sargı endüktansı aşağıdaki gibi hesaplanır.

max

min,)(dt

diLV min (10)

Sarım sayıları, tel çapları hesaplanarak kriterlere uygun

trafo tasarımı gerçekleştirilir. Uygun diyot ve kondansatör

seçiminden sonra geri besleme devre elemanları belirlenir ve

tasarım tamamlanır.

4.2. Açık Çevrim Analizi

Tasarlanan Flyback devresi Altium Designer programında

çizilmiş ve baskı devresi hazırlanmıştır.

Şekil 10: Giriş – Çıkış Gerilimi.

549


Giriş gerilimi 24 V, doluluk oranı % 15 iken devrenin açık

çevrim cevabı incelenmiştir. Bahsedilen koşullarda elde edilen

giriş ve çıkış gerilimi Şekil 10’da görülmektedir. Grafikten

görüleceği üzere birinci kanalın Volts/Div değeri 10.0 V,

dördüncü kanalın ise 500 mV’dur. Bu durumda osiloskop

çıktısından giriş gerilim değerinin 24 V, çıkış gerilim

değerinin ise 1.70 V civarında olduğu görülmektedir.

Şekil 11’de verilen grafikte osiloskobun birinci kanalında

PWM, ikinci kanalında primer akımı, üçüncü kanalında

sekonder akımı, dördüncü kanalında ise mosfet drain-source

gerilimi görülmektedir. Görüldüğü üzere primer akımı anahtar

iletimde iken lineer olarak artmakta, sekonder akımı ise

anahtar kesimde iken lineer olarak azalmaktadır.

Şekil 11: Flyback Açık Çevrim Dalga Şekilleri.

Mosfet kesime gittiği zaman trafonun hava aralığında

depolanan enerji çıkışa aktarılmaktadır. İlk olarak mosfet

kesime girdiğinde mosfet üzerinde giriş gerilimi (Vin),

sekonderden primere yansıyan gerilim (n*Vout) ve kaçak

endüktansta biriken enerjiden kaynaklı aşım gerilimi (Vsn)

görülmektedir. Belli bir süre sonra ise enerjinin tamamı çıkışa

iletilmekte ve mosfet üzerindeki gerilim düşümü giriş

gerilimine eşit olmaktadır. Gerilimin düşmesi ile primer

endüktansı ile mosfet çıkış kapasitansı arasında rezonans

oluşmaktadır. Şekil 11’de mosfet drain-source geriliminde

bahsedilen aşım ve rezonans görülmektedir.

Tablo 3: Örnek Açık Çevrim Sonuçları.

VİN

%

Doluluk

Oranı

VOUT

(Hesaplama)

VOUT

(Ölçüm)

Hata

20V %20 1.625 Vdc 1.77 Vdc + 0.145 V

20V %40 4.330 Vdc 3.85 Vdc - 0.480 V

24V %15 1.560 Vdc 1.68 Vdc + 0.120 V

24V %30 3.350 Vdc 3.56 Vdc + 0.210 V

28V %10 1.100 Vdc 1.31 Vdc + 0.210 V

28V %45 7.445 Vdc 6.27 Vdc - 1.175 V

Tablo 3’de farklı giriş gerilim değeri ve doluluk oranına

göre hesaplanan ve ölçülen çıkış gerilimleri verilmiştir.

Gerçek zamanlı uygulanan Flyback dönüştürücülerde trafonun

giriş ve çıkış sargılarında oluşan kaçak endüktans, mosfet ve

trafo sargılarının oluşturduğu parazitik kapasiteler vardır.

Devrede oluşan bu parazitik etkiler dönüştürücünün açık

çevrim performansını etkilemektedir [12]. Ayrıca sekonder

diyotu üzerinde, çıkış filtrelerinde gerilim düşümü

oluşmaktadır. Bu sebeplerden dolayı açık çevrim cevabında

hesaplanan ve ölçülen çıkış gerilim değerleri arasında hata

meydana gelmektedir. Oluşan hata oranları kabul edilebilir

sınırdadır.

5. Deneysel Sonuçlar

Kontrolörden beklenen belirlenen giriş gerilim aralığında

devre çıkış geriliminin her zaman referans değerde kalmasını

sağlamasıdır. Yani giriş gerilimi değişse bile kontrolörün

devreye girmesi ile çıkış gerilimi sabit kalacaktır.

Şekil 12: Deney Düzeneği.

Kontrolörün algoritmasında işlemesi için gerekli olan

bilgi, devrenin çıkış gerilim bilgisidir. Bu bilgi trafonun

primer tarafına eklenen yardımcı bir sargı tarafından

sağlanmaktadır. Elde edilen çıkış gerilim bilgisi, yapısı daha

önce açıklanan kapalı çevrim kontrol algoritmasında işleme

sokulur. İşlenen bilgiye göre referans değerin elde

edilebilmesi için gerekli olan doluluk oranı belirlenir. Yani

kontrolör, devrenin anahtarlanması için devreye uygulanan

PWM sinyalinin doluluk oranını değiştirerek referans değeri

sağlar. Tasarım kriterlerine göre devrenin DCM modda

çalışması istendiğinden doluluk oranının 0,5’i geçmemesi

gerekmektedir. Yazılımsal olarak da doluluk oranına alt ve üst

limit eklenmiştir.

Devre ile kontrolör arasındaki iletişimi kit sağlamaktadır.

Dolayısıyla STM32F4 kiti ile baskı devre arasında gerekli

bağlantılar sağlanmış ve kontrolör devreye uygulanmıştır.

Kontrolör yapısındaki PI katsayıları Ziegler-Nichols yöntemi

ile elde edilmiştir.

Tablo 4: Kapalı Çevrim Kontrol Sonuçları.

VİN

%

Doluluk

Oranı

VOUT

(Referans)

VOUT

(Ölçüm)

Hata

20V % 48.70 5 Vdc 4.70 Vdc - 0.30 V

21V % 46.70 5 Vdc 4.95 Vdc - 0.05 V

22V % 46.60 5 Vdc 5.00 Vdc 0.00 V

23V % 44.75 5 Vdc 5.02 Vdc + 0.02 V

24V % 42.10 5 Vdc 4.99 Vdc - 0.01 V

25V % 41.00 5 Vdc 5.03 Vdc + 0.03 V

26V % 38.50 5 Vdc 5.02 Vdc + 0.02 V

27V % 37.50 5 Vdc 5.02 Vdc + 0.02 V

28V % 36.85 5 Vdc 4.99 Vdc - 0.01 V

29V % 34.20 5 Vdc 5.05 Vdc + 0.05 V

30V % 33.30 5 Vdc 5.03 Vdc + 0.03 V

Şekil 12’de görülen deney düzeneğine giriş gerilim

aralığındaki tüm değerler sırası ile uygulanmış ve kontrolörün

performansı incelenmiştir. Tablo 4’de elde edilen sonuçlar

verilmiştir. Görüldüğü üzere çıkış gerilimi yaklaşık 5 V

550


civarında sabitlenmiştir. Referans ve ölçülen gerilim

arasındaki hata değerleri oldukça düşüktür. Doluluk

oranlarının değişimi de tablodan açıkça görülmektedir. Yani

kontrolör, doluluk oranlarını değiştirerek referans değerin elde

edilmesini başarıyla sağlamıştır. Ayrıca devreye 10 ayrı giriş

geriliminin uygulanması ile elde edilen çıkış bilgilerine

dayanarak kontrol yapısının kararlı olduğu da söylenebilir.

Kontrolör performansının daha da anlaşılır olması

açısından 24 ve 28 V olmak üzere iki farklı giriş geriliminde

devrenin çıkışı ve PWM sinyali osiloskop aracılığıyla

gözlenmiş ve çıktılar verilmiştir. Şekil 13’de giriş gerilimi 24

V iken alınan sonuçlar görülmektedir. Birinci kanal giriş

gerilim sinyalini göstermektedir ve görüldüğü üzere değeri

yaklaşık 24’dür. İkinci kanal PWM sinyalini göstermektedir,

doluluk oranı % 42.10’dur. Üçüncü kanal ise çıkış gerilimini

göstermektedir, değeri 4.99’dur. Verilen sonuçlar Tablo

4’deki sonuçlarla eşleşmektedir.

Şekil 13: Vin=24 V iken giriş-çıkış gerilimi, PWM.

Şekil 14’de ise giriş gerilimi 28 V iken elde edilen

sonuçlar görülmektedir. Birinci kanal giriş gerilim sinyalini

göstermektedir ve görüldüğü üzere değeri 28’dir. İkinci kanal

PWM sinyalini göstermektedir, doluluk oranı % 36.84’dür.

Üçüncü kanal ise çıkış gerilimini göstermektedir, değeri

4.99’dur. Verilen sonuçlar Tablo 4’deki sonuçlarla

eşleşmektedir.

Şekil 14: Vin=28 V iken giriş-çıkış gerilimi, PWM.

6. Sonuçlar

Bu çalışmada, düşük çıkış güç uygulamalarında en yaygın

olarak kullanılan izoleli anahtarlamalı güç kaynaklarından

Flyback devresinin tasarımı ve kontrolü gerçek zamanlı olarak

gerçekleştirilmiştir. Bu doğrultuda belirlenen kriterlere göre

bir Flyback dönüştürücü tasarlanmış ve tasarımın baskı

devresi çıkartılmıştır. Baskı devre üzerinden dönüştürücünün

açık çevrim cevapları gözlenmiş ve elde edilen sinyallerin

devre çalışma mantığına uygun olduğu dolayısıyla devre

tasarımının başarıyla gerçekleştirildiği gözlenmiştir. Devre

tasarımının doğruluğundan emin olduktan sonra kapalı çevrim

kontrol yapısına geçilmiştir. Bu aşamada primerden kontrollü

PI algoritması geliştirilmiştir. Kontrolör performansının

incelenmesi için giriş gerilim aralığındaki tüm değerler

devreye uygulanmış ve çıkış gözlenmiştir. Elde edilen verilere

göre kontrolörün başarılı ve kararlı bir performans sergilediği

görülmüştür.

Kaynakça

[1] F. L. Luo ve H. Ye, “Advanced DC/DC Converters,”

CRC Press, 2004.

[2] S. Kavak, “Flyback DC-DC Dönüştürücülerin Paralel

Bağlanması ve Kontrolü,” Balıkesir Üniversitesi FBE

Elektrik – Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı,

Yüksek Lisans Tezi, 2011.

[3] N. Çoruh, T. Erfidan, S. Ürgün, S. Öztürk, “Flyback

Dönüştürücü Tasarımı ve Analizi,” EMO.

[4] Prieto, R., Cobos, J.A., Garcia, O., Asensi, R.,

Uceda, J., “Optimizing the winding strategy of the

transformer in a flyback converter” Power

Electronics Specialists Conference, 1996. PESC

'96 Record., 27th Annual IEEE Volume 2, 23-27

June 1996 Page(s):1456 – 1462.

[5] Pressman A.I., "Switching Power Supply Design",

Second Ed. McGraw-Hill, 1998, pp. 105-140.

[6] T. Kıraç, “Güç Çarpanı Düzeltilmiş Çok Çıkışlı

Anahtarlamalı Kaynak Teori ve Uygulaması,” Gazi

Üniversitesi FBE Elektrik Elektronik Mühendisliği,


[7] G. Çoban, “Programlanabilir Çapraz Dönüştürücü,”

İstanbul Teknik Üniversitesi FBE Elektrik Mühendisliği,


[8] Ogata, K., “Modern Control Engineering”, 4th Edition

Prentice Hall 2011.

[9] F. Öztürk, “Anahtarlamalı Güç Kaynakları,” Kocaeli

Üniversitesi FBE Elektrik Mühendisliği, Yüksek Lisans

Tezi, 2009.

[10] Y. Bai, W. Chen, X. Yang, J. Sun, “A Novel Constant

Current and Constant Voltage Adaptive Blanking

Regulation Scheme for Primary-side Controlled Flyback

Converter,” IEEE 8th International Power Electronics

and Motion Control Conference, 2016.

[11] T. Yaren, V. Süel, Y. Yeniaydın, B. Sakacı, S. Kizir,

“STM32F4 Kiti ile Simulink Tabanlı Kontrol Eğitimi

Uygulamaları Geliştirme,” Otomatik Kontrol Ulusal

Toplantısı, 2014.

[12] M. Akdere, “Anahtarlamalı Güç Kaynakları ve

Televizyonlarda Uygulanması,” Gazi Üniversitesi FBE

Elektrik Elektronik Mühendisliği, Yüksek Lisans Tezi,

2006.

551


gerçek zamanlı flyback dönüştürücü tasarımı ve...

Documents