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Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio
Una Guía Práctica para Ingenieros
Walter Fischer
Walter Fischer
Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio
Una Guía Práctica para Ingenieros
Segunda Edición
Con 483 Figuras and 71 Tablas
Autor: Dipl.-Ing. (FH) Walter Fischer
Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG
Geschäftsbereich Meßtechnik
Mühldorfstr. 15
81671 Múnich
Alemania
E-Mail: [email protected]
Traducido al español por: Ing. Luis A. Bordo
Lima - PERU
E-Mail: [email protected]
La Edición original en inglés con el título “DigitalVideo and Audio Broadcasting Techno-
logy” fue publicada por la editorial alemana Springer.
ISBN 978-3-939837-10-7
0002.7848.00
© 2009 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG
Este trabajo está sujeto a derechos de autor. Todos los derechos reservados, si todo o parte del material son
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publicación no implica, incluso en ausencia de una declaración específica, que tales nombres están exentos
de las leyes y de las regulaciones protectoras relevantes y por lo tanto libres para el uso general
Prólogo
Sin duda, este libro definitivamente puede llamarse un trabajo de referencia y
puede ser una verdadera “Guía de Ingeniería a la Televisión Digital”. Walter
Fischer es un autor sobresalientemente conocedor y un experto en su campo.
Lo he conocido desde principio de los años ochenta cuando asistió a mis con-
ferencias a la Fachhochschule München (Universidad de Ciencias Aplicadas
de Múnich). Él atrajo la atención, incluso entonces, por su excelente conoci-
miento y por la manera como lidió con los nuevos y complejos problemas.
Después de que él había concluido sus estudios, los contactos continuos con
mi antiguo empleador Rohde & Schwarz le proporcionó después la oportuni-
dad de dar rienda suelta a su talento en el Departamento de Ingeniería de
Prueba de Televisión.
En 1988 la Fernseh - und Kinotechnische Gesellschaft (Asociación Cinema-
tográfica y Televisión) le otorgó el Premio Rudolf Urtel por desarrollar, in-
dependientemente, un método de prueba para determinar los parámetros de
un canal de video por medio de la Transformada Rápida de Fourier (FFT).
Después de un largo período para desarrollar los instrumentos de prueba para
señales de televisión análoga y digital y provisto con el extenso conocimiento
ganado en la práctica de la televisión digital, él finalmente realizó su anhelo
de mucho tiempo y se cambió al campo de la enseñanza. Desde hace ya algu-
nos años él ha estado activo en el Centro de Entrenamiento de Rohde &
Schwarz y ha estado pasando este conocimiento en los seminarios por el
mundo. Puedo agregar que yo también me he podido beneficiar de la especia-
lización de Walter Fischer en mi propia, relativamente breve, colección de
artículos sobre televisión digital.
Le deseo a Walter Fischer éxito continuo, particularmente respecto a una
buena aceptación de este trabajo de referencia a lo largo del mundo.
Aschheim cerca de Munich, febrero de 2003 Profesor Rudolf Mäusl
Prefacio a la Segunda Edición
Pocos años han pasado desde la aparición de la primera edición en inglés de
esta obra en las librerías. La televisión de Digital se ha convertido en un
hecho de la vida en muchos países, transportado al espectador ya sea por
satélite, o terrenalmente a través de la antena del tejado, y ahora se tienen
también los primeros asomos de una cuarta vía con IPTV, televisión por In-
ternet, sin olvidar la TV móvil que se está mencionando cada vez con mayor
frecuencia en la publicidad. Todas éstas son las razones por las que llegó a
ser necesario actualizar y ampliar mucho el libro. Pero también se han agre-
gado algunos capítulos nuevos tales como la DAB, la difusión de datos (Data
Broadcasting), la TV móvil bajo la forma de DVB-H, y la T-DMB, DRM,
etc. Las secciones sobre modernos métodos de codificación de la fuente tales
como MPEG-4 también se han enmendado, incorporando muchas sugeren-
cias de lectores y de participantes en seminarios.
Mis publicaciones anteriores “Digital Televisión - Una guía práctica para
ingenieros” y “Digitale Fernsehtechnik in Theorie und Praxis” han encontra-
do buena aceptación dentro de un amplio círculo de lectores y ambos trabajos
también han sido utilizados como material de ayuda preponderante en nume-
rosos seminarios.
Mi cátedra en el tema de la “Ingeniería de la Televisión” en la Universidad de
Ciencias Aplicadas de Múnich, donde pretendo seguir con el espíritu de las
conferencias del profesor Mäusl en el tema, también me está proveyendo de
nuevos impulsos de las maneras cómo se puede impartir el conocimiento en
el tema y en la selección del contenido, mientras que al mismo tiempo enri-
quece mi propia experiencia.
Desde la edición pasada, muchos nuevos resultados y experiencias han sido
recolectados por mí en muchos seminarios a través del mundo y también
cuando participaba personalmente en el encendido de las redes de DVB-T en
Baviera. Algunos de estos resultados y experiencias serán asimismo encon-
trados en este libro.
Muchas gracias a mis editores, Springer Verlag, especialmente al Dr. Merkle,
a la Sra. Jantzen y a Horst von Renouard, el traductor de la edición inglesa de
este libro, y a mis colegas de Rhode & Schwarz, por su excelente colabora-
ción en producir el libro terminado.
Moosburg an der Isar, cerca de Múnich, Agosto 2007
Walter Fischer
Prefacio
El mundo de la ingeniería de televisión me ha fascinado por mucho tiempo y
desde el día que escribí mi tesis de grado sobre “La Generación de Líneas de
Prueba” en la Fachhochschule München (Universidad de Ciencias Aplicadas
de Múnich) bajo el Prof. Rudolf Mausl en 1983, nunca más me he podido
desligar de ella. Mi investigación para esta tesis me llevo a contactar con
Rohde & Schwarz, quienes después de ello se tornaron en mis empleadores.
Yo trabajé allí como ingeniero de desarrollo hasta 1999, siempre en ingenier-
ía de prueba de video pero dentro de varios campos de productos y activida-
des. Durante muchos años, esta actividad involucró la comprobación de video
analógico y allí principalmente las señales de prueba insertadas en el video
(VITS), pero desde mediado de los años noventa el enfoque cambió cada vez
más hacia MPEG-2 y la radiodifusión de video digital (DVB) y desde enton-
ces generalmente al campo de la televisión digital. Naturalmente, como con-
secuencia de mi trabajo como un ingeniero de desarrollo también me estuve
intensivamente comprometido en el campo de desarrollo de firmware y de
software y mi envolvimiento con el lenguaje de programación C y C++ me
llevó al dominio de entrenamiento de software donde estuve intensamente
dedicado y activo durante el inicio de los años noventa. He perdido la cuenta
del número de seminarios y de los participantes en estos seminarios que tu-
vieron éxito implantando en mí una alegría en este tipo de “trabajo”. Cual-
quiera fuera la causa, estaba en el curso de éstos, quizás cuarenta seminarios
que descubrí mi amor por instruir y en 1999 escogí esto fuera mi ocupación
principal. Desde marzo de 1999, he estado activo como instructor en el cam-
po de la ingeniería de televisión, tema principal: “la televisión digital”, en el
Centro de Entrenamiento de Rohde & Schwarz. Desde entonces, he viajado
por el mundo volando más de 500,000 km, de Estocolmo a Sydney, para pro-
porcionar instrucción sobre el nuevo campo de televisión digital y sobre todo
sobre ingeniería de pruebas y tecnología de transmisores.
Un evento clave en mi vida profesional fue la solicitud de un seminario desde
Australia en julio de 1999 que originó, a la postre, 7 viajes a Australia con
una estancia total de casi medio año, más de 50 días de seminario y casi 400
participantes. De esto ha surgido un amor para este muy lejano y maravilloso
continente, que, estoy seguro, aparecerá entre líneas a lo largo de este libro.
Una de las sugerencias principales para escribir este libro como un currícu-
lum vitae de mis seminarios vino del círculo de participantes en Australia.
Estos viajes dieron lugar a impulsos significantes y he ganado una gran canti-
dad de experiencia práctica durante mis seminarios en ese país y durante la
construcción de su red DVB-T que probó ser inestimable en la creación de
este libro. Debo especial gratitud a mi colega, Simón Haynes de Rohde &
Schwarz Australia, que me proporcionó el apoyo más íntimo para los semina-
rios y con sugerencias útiles para este libro. Hablamos a menudo sobre publi-
car los contenidos de los seminarios pero había subestimado el esfuerzo invo-
lucrado. La documentación original para los seminarios no se prestaba fácil-
mente para plasmar directamente el libro. Virtualmente todos los textos han
sido revisados completamente, pero ahora tenía bastante para ocuparme du-
rante los casi 100 días de viaje al año, y sus noches, un factor importante con
todo el fastidio de estar ausente de casa.
Mis lectores serán individuos que tengan un interés práctico en el nuevo asun-
to de la “Televisión Digital”, ingenieros y técnicos que quieran, o tengan que,
familiarizarse con este nuevo campo y, por consiguiente, el libro incluye sólo
un mínimo contenido de matemáticas aunque, por la naturaleza del asunto,
tiene que haber un poco.
Mientras tanto, he podido extender mis viajes de instrucción a otros países
como, por ejemplo, Groenlandia, y allí, también, recoger numerosas impre-
siones. Sin embargo, aunque es muy bonito ver el mundo como resultado de
las actividades profesionales propias, este asunto no es fácil para la familia o
para uno mismo. Por esta razón, me gustaría aprovechar esta oportunidad de
expresar mi especial gratitud a aquéllos que tenían que quedarse en casa, para
quienes no estuve entonces disponible. En algún grado, esto también se aplica
al tiempo dedicado a escribir este libro. En particular, agradezco a mi hija
Christine por su ayuda en escribir el manuscrito.
Me gustaría agradecer a Horst von de Renouard de Londres para su traduc-
ción acertada. Por coincidencia, él ha pasado también muchos años en Aus-
tralia e igualmente viene del campo de la ingeniería de televisión. Él pudo así
sentir empatía con lo que yo estaba intentando expresar y trasladar esto en su
traducción. Y mientras me encuentro en el tema de la traducción, debo tam-
bién mi gratitud al Departamento de Traducción de Rohde & Schwarz que
también contribuyó con algunos capítulos que se requirieron por adelantado
para propósitos del seminario.
A mi empleador anterior, el Prof. Rudolf Mäusl que me inició en el mundo de
la ingeniería de televisión como nadie más lo podría haber hecho, mi cordial
gratitud por nuestras muchas conversaciones y por todas sus útiles sugeren-
cias. Sus conferencias al Fachhochschule y su manera de impartir los cono-
cimientos siempre han sido una influencia y guía en mí y, espero, también
haya sido una influencia positiva sobre cómo este libro ha resultado. Sus mu-
chas publicaciones y libros son modelos en su campo y sólo pueden reco-
mendarse.
Muchas gracias también a mis editores, Springer Verlag, al Dr. Merkle, a la
señora Jantzen y a la señora Maas para su apoyo activo, y por la oportunidad
de publicar este libro por esta renombrada casa editorial.
Y muchas gracias por las muchas discusiones y sugerencias de los participan-
tes en mis seminarios a lo largo del mundo, en Australia, Austria, Canadá, la
República Checa, Francia, Alemania, Groenlandia, Letonia, México, Países
Bajos, Portugal, España, Suecia, Suiza, Turquía, los Estados Unidos y todos
los demás países en que he estado o de los que los participantes hayan venido
a Múnich u otro lugar para reunirse conmigo para indagar sobre el complejo
asunto de la televisión digital.
Hasta ahora, ha habido seminarios mundiales por 300 días sobre el tema de la
televisión análoga y digital, con aproximadamente 2000 participantes de to-
das partes del mundo. Estos seminarios internacionales brindan una rica expe-
riencia personal y estoy muy agradecido a los muchos contactos realizados;
algunos continúan todavía vía correo electrónico.
Moosburg an der Isar, cerca de Múnich, junio de 2003
Walter Fischer
Tabla de Contenido
1 Introducción 1-1
2 Televisión Analógica 2-1
2.1 Exploración de la Imagen Original en B/N 2-4
2.2 Sincronización Horizontal y Vertical 2-5
2.3 Adición de la Información de Color 2-7
2.4 Métodos de Transmisión 2-10
2.5 Distorsión e Interferencia 2-11
2.6 El Intervalo de Borrado Vertical 2-13
2.7 Mediciones del Video Analógico 2-17
3 Flujo de Datos MPEG-2 3-1
3.1 Flujo Elemental Empaquetado (PES) 3-3
3.2 Paquete de Flujo de Transporte MPEG-2 3-7
3.3 Información para el Receptor 3-11
3.3.1 Sincronización del Flujo de Transporte 3-11
3.3.2 Lectura de la Estructura del Programa Actual 3-12
3.3.3 Acceso a un Programa 3-14
3.3.4 Acceso a Programas Cifrados 3-14
3.3.5 Sincronización del Programa (PCR, DTS, PTS) 3-16
3.3.6 Información Adicional en el Flujo de Transporte 3-19
3.3.7 Secciones y Tablas No-Privadas y Privadas 3-19
3.3.8 Información de Servicio según DVB (SI) 3-28
3.4 PSIP según ATSC 3-41
3.5 Tablas ARIB según ISDB-T 3-43
3.6 Tablas DMB-T (China) 3-45
3.7 Otros Detalles Importantes del Flujo de Transporte MPEG-2 3-45
3.7.1 Prioridad de Transporte 3-46
3.7.2 Bits de Control de Cifrado del Transporte 3-47
3.7.3 Bits de Control del Campo de Adaptación 3-47
3.7.4 El Contador de Continuidad 3-47
4 Video Digital según la Norma UIT-BT.R.601 (CCIR 601) 4-1
5 Televisión en Alta Definición - HDTV 5-1
6 Transformadas Hacia y Desde el Dominio de la Frecuencia 6-1
6.1 La Transformada de Fourier 6-2
6.2 La Transformada Discreta de Fourier (DFT) 6-4
6.3 La Transformada Rápida de Fourier (FFT) 6-7
6.4 Implementación y Aplicaciones Prácticas de la DFT y la FFT 6-8
6.5 La Transformada Discreta de Coseno (DCT) 6-8
6.6 Señales en el Dominio del Tiempo y su Transformación al
Dominio de la Frecuencia
6-11
6.7 Errores Sistemáticos Asociados con la DFT o FFT y la Forma
de Evitarlos
6-14
6.8 Las Funciones Ventana 6-16
7 MPEG-2 Codificación del Video 7-1
7.1 Compresión del Video 7-1
7.1.1 Reducción de la Cuantización de 10 bits a 8 7-2
7.1.2 Descarte de los Intervalos de Borrado Horizontal y
Vertical
7-3
7.1.3 Reducción en la Resolución Vertical del Color
(4:2:0)
7-4
7.1.4 Pasos Adicionales para la Reducción de Datos 7-5
7.1.5 Modulación Diferencial de Pulsos Codificados de
Imágenes en Movimiento
7-6
7.1.6 La Transformada Discreta de Coseno Seguida por
Cuantización
7-11
7.1.7 Exploración en Zigzag con Codificación de Longi-
tud Variable
7-17
7.1.8 Codificación Huffman 7-18
7.2 Resumen 7-18
7.3 Estructura del Flujo Elemental de Video 7-21
7.4 Métodos de Compresión más Recientes 7-23
7.5 MPEG-4 Codificación Avanzada de Video (AVC) 7-24
8 Compresión de las Señales de Audio en MPEG y Dolby Digital 8-1
8.1 Fuentes de Señal de Audio Digital 8-1
8.2 Historia de la Codificación del Audio 8-2
8.3 Modelo Psicoacústico del Oído Humano 8-4
8.4 Principios Básicos de la Codificación del Audio 8-9
8.5 Codificación por Sub-bandas de acuerdo con las Capas I, II de
MPEG
8-10
8.6 Codificación por Transformadas para MPEG Capa III y Dolby
Digital
8-13
8.7 Sonido Multicanal 8-14
9 Transmisión de Teletexto en DVB 9-1
9.1 Teletexto y Subtítulos 9-1
9.2 Sistema de Programación de Video 9-5
10 Comparación de las Normas de Video Digital 10-1
10.1 MPEG-1 y MPEG-2, VCD y DVD, M-JPEG y MiniDV/DV 10-1
10.2 MPEG-3, MPEG-4, MPEG-7 y MPEG-21 10-4
10.3 Interfaces Físicas para las Señales de Video Digital 10-7
10.3.1 CCIR 601 Paralelo y Serie 10-9
10.3.2 Interfaz Paralela Sincrónica del Flujo de Transpor-
te
10-9
10.3.3 Interfaz Serial Asíncrona del Flujo de Transporte 10-11
11 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2 11-1
11.1 Pérdida de Sincronización 11-2
11.2 Bytes de Sincronización Errados 11-4
11.3 Tabla de Asociación Programa Perdida o Errada 11-4
11.4 Tabla de Mapeo de Programa Perdida o Errada 11-5
11.5 PID_Error 11-6
11.6 Continuity_Count_Error 11-7
11.7 Transport_Error (Prioridad 2) 11-8
11.8 Error de Verificación de Redundancia Cíclica (CRC) 11-8
10.9 Error del Reloj de Referencia de Programa (PCR) 11-9
11.10 Error en la Marca de Tiempo de Presentación (PTS) 11-10
11.11 Error en la Tabla de Acceso Condicional (CAT) 11-11
11.12 Error en la Tasa de Repetición de la Información de Servi-
cio
11-12
11.13 Supervisión de las Tablas NIT, SDT, EIT, RST, TDT/TOT 11-13
11.14 PIDs Indeterminados 11-14
11.15 Error en la Transmisión de la Información de Servicios
Adicionales
11-14
11.16 Otros Errores en las NIT, SDT y EIT 11-15
11.17 Supervisión de un Flujo de Transporte MPEG-2 compati-
ble con ATSC
11-15
12 Análisis de la Calidad de Imagen en Señales de TV Digital 12-1
12.1 Métodos por Medir la Calidad de Imagen 12-3
12.1.1 Análisis Subjetivo de la Calidad de Imagen 12-4
12.1.2 Método de Escala de Calidad Perenne de Estímulo
Doble
12-4
12.1.3 Método de Evaluación de Calidad Perenne de
Estímulo Único
12-5
12.2 Análisis Objetivo de la Calidad de Imagen 12-5
13 Fundamentos de la Modulación Digital 13-1
13.1 Introducción 13-1
13.2 El Mezclador 13-3
13.3 El Modulador de Amplitud 13-5
13.4 El Modulador IQ 13-6
13.5. El Demodulador IQ 13-14
13.6 Empleo de la Transformada de Hilbert en la Modulación IQ 13-17
13.7 Aplicaciones prácticas de la Transformada Hilbert 13-21
13.8 Codificación de Canal / FEC 13-23
14 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite - DVB-S/S2 14-1
14.1 Parámetros del Sistema DVB-S 14-3
14.2 El Modulador DVB-S 14-6
14.3 Codificación Convolucional 14-11
14.4 Procesamiento de la Señal en el Satélite 14-16
14.5 El Receptor DVB-S 14-16
14.6 Influencias que Afectan la Cadena de Transmisión Satelital 14-19
14.7 DVB-S2 14-23
15 Tecnología de Medición en DVB-S 15-1
15.1 Introducción 15-1
15.2 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER) 15-1
15.3 Medición de las Señales DVB-S empleando un Analizador
de Espectro
15-4
15.3.1 Determinación Aproximada de la Potencia de
Ruido N
15-5
15.3.2 C/N, S/N y Eb/N0 15-6
15.3.3 Cálculo de la Relación Eb/N0 15-7
15.4 Medición de la Atenuación de Hombros 15-8
15.5 Prueba del Receptor DVB-S 15-8
16 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
(DVB-C)
16-1
16.1 La Norma DVB-C 16-2
16.2 El Modulador DVB-C 16-3
16.3 El Receptor DVB-C 16-5
16.4 Efectos que Interfieren sobre la Cadena de Transmisión
DVB-C
16-6
17 Transmisión vía Cable de Banda Ancha según el UIT-T J83B 17-1
18 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha 18-1
18.1 Receptores de Prueba DVB-C/J83A, B, C con Análisis de la
Constelación
18-2
18.2 Detección de Efectos de Interferencia Mediante el Análisis
de la Constelación
18-6
18.2.1 Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN) 18-6
18.2.2 Convulsión de Fase 18-9
18.2.3 Interferencia Sinusoidal 18-10
18.2.4 Efectos del Modulador I/Q 18-10
18.2.5 Tasa de Error de Modulación (MER) 18-13
18.2.6 Magnitud Vectorial de Error (EVM) 18-14
18.3 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER) 18-14
18.4 Medición de Señales DVB-C empleando un Analizador de
Espectro
18-16
18.5 Medición de la Atenuación de Hombros 18-18
18.6 Medición del Rizado e Inclinación en el Canal 18-19
18.7 Prueba de los Receptores DVB-C/J83A, B, C 18-19
19 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado
(COFDM)
19-1
19.1 ¿Por qué Multi-Portadoras? 19-3
19.2 ¿Qué es COFDM? 19-6
19.3 Generación de los Símbolos COFDM 19-10
19.4 Señales Suplementarias en el Espectro COFDM 19-18
19.5 Modulación Jerárquica 19-20
19.6 Resumen 19-21
20 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T) 20-1
20.1 La Norma DVB-T 20-3
20.2 Las Portadoras DVB-T 20-4
20.3 Modulación Jerárquica 20-10
20.4 Parámetros del Sistema DVB-T para Canales de 8, 7, y
6MHz
20-12
20.5 El Modulador y el Transmisor DVB-T 20-21
20.6 El Receptor DVB-T 20-24
20.7 Interferencia en el Enlace de Transmisión DVB-T y sus
Efectos
20-28
20.8 La Ruta de la Transmisión 20.31
20.9 Redes Iso-frecuencia en DVB-T (SFN) 20-36
20.10 Mínimo Nivel de Entrada Requerido en el Receptor DVB-T 20-44
20.11 DVB-T2 20-47
21 Medición de Señales DVB-T 21-1
21.1 Medición de la Tasa de Error de Bits 21-3
21.2 Medición de la Señal DVB-T usando un Analizador de Es-
pectro
21-5
21.3 Análisis de la Constelación de las Señales DVB-T 21-8
21.3.1 Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN) 21-9
21.3.2 Convulsión de Fase (Jitter) 21-10
21.3.3 Fuentes de Interferencia 21-10
21.3.4 Ecos, Recepción Multi-trayectoria 21-10
21.3.5 Efecto Doppler 21-11
21.3.6 Errores I/Q del Modulador 21-11
21.3.7 Causa y Efecto de Errores I/Q en DVB-T 21-14
21.4 Medición del Factor de Cresta 21-23
21.5 Medición de la Respuesta de Amplitud, Fase y Retardo de 21-24
Grupo
21.6 Medición de la Respuesta al Impulso 21-25
21.7 Medición de la Atenuación de Hombros 21-25
22 Radiodifusión de Video Digital para Portátiles (Norma DVB-H) 22-1
22.1 Introducción 22-1
22.2 Convergencia entre Radio Móvil y DVB 22-3
22.3 Parámetros Esenciales del DVB-H 22-4
22.4 Secciones DSM-CC 22-5
22.5 Encapsulación Multiprotocolo 22-6
22.6 La Norma DVB-H 22-8
22.7 Resumen 22-12
23 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC 23-1
23.1 El Modulador 8VSB 23-6
23.2 8VSB Tasa de Datos Bruta y Tasa de Datos Neta 23-14
23.3 El Receptor ATSC 23-15
23.4 Causas de Interferencia en la Vía de Transmisión ATSC 23-16
23.5 ATSC A/72 - Codificación Avanzada de Video (AVC) 23-16
23.6 ATSC M/H 23-17
24 Mediciones en ATSC/8VSB 24-1
24.1 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER) 24-1
24.2 Mediciones en 8VSB con un Analizador de Espectro 24-2
24.3 Análisis de la Constelación en 8VSB 24-3
24.4 Medición de la Respuesta en Frecuencia y Retardo de Grupo 24-6
25 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T 25-1
25.1 Introducción 25-1
25.2 El Concepto ISDB-T 25-1
26 Radiodifusión de Audio Digital (DAB) 26-1
26.1 Comparación entre DAB y DVB 26-3
26.2 Descripción del DAB 26-6
26.3 La Capa Física del DAB 26-12
26.4 Pre-Corrección de Errores (FEC) en DAB 26-20
26.5 El Modulador y el Transmisor DAB 26-25
26.6 Estructura de Datos DAB 26-29
26.7 Redes Iso-Frecuencia en DAB 26-31
26.8 Radiodifusión de Datos en DAB 26-33
27 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU 27-1
27.1 Radiodifusión de Datos en DVB 27-1
27.2 Carrusel Objeto 27-3
27.3 Plataforma Básica de Multimedia - MHP 27-5
27.4 Actualización del Software del Sistema - SSU 27-7
28 DMB-T y T-DMB 28-1
28.1 DMB-T 28-1
28.2 T-DMB 28-4
29 IPTV Televisión por Internet 29-1
30 DRM – Digital Radio Mondiale 30-1
30.1 Codificación de la Fuente de Audio 30-5
30.2 Pre-Corrección de Error - FEC 30-5
30.3 Método de Modulación 30-6
30.4 Estructura del Cuadro 30-7
30.5 Interferencia en el Enlace de Transmisión 30-8
30.6 Tasa de Datos en DRM 30-9
30.7 Estaciones Transmisoras DRM y Receptores DRM 30-10
31 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de TDT 31-1
31.1 Las Redes DVB-T SFN en Alta y Baja Baviera 31-1
31.2 Centros de Playout y Redes de Distribución 31-4
31.3 Configuración de las Plantas Transmisoras 31-5
31.3.1 Transmisor del Monte Wendelstein 31-5
31.3.2 Torre Olímpica, Múnich 31-15
31.3.3 Los Transmisores de Brotjacklriegel 31-17
32 La Televisión Digital a lo largo del Mundo - Una Apreciación
Global
32-1
Bibliografía 33-1
Definición de Términos 34-1
Tabla de Canales de TV 35-1
Instrumentos Típicos de Prueba y Sistemas de Radiodifusión para
Señales de TV Digital
36-1
1 Introducción
Por muchas décadas, la TV y la transmisión de datos han seguido caminos
paralelos pero completamente independientes. Aunque por los años ochenta
del siglo pasado los televisores fueron usados como los primeros monitores
de computadora en la casa, ésta era la única interacción entre ambos. Hoy, sin
embargo, se está poniendo difícil distinguir entre los dos medios, la TV y las
computadoras están convergiendo cada vez más y más en esta época del mul-
timedia. Hay ahora excelentes tarjetas de TV disponibles para las PCs, tal que
la PC puede convertirse fácilmente en otro televisor. Por otro lado, el teletex-
to se introdujo por los años ochenta para proveer información digital suple-
mentaria en la TV analógica. Para los jóvenes de hoy, esta manera de obtener
información forma parte del modo natural de ver TV, como la guía de pro-
gramación electrónica, como si siempre hubiera habido teletexto desde los
inicios de la televisión.
Y ahora estamos viviendo en la época de la TV digital, de hecho, desde
1995 la diferencia entre datos y TV ha virtualmente desaparecido. Cuando es
posible puede seguir los desarrollos en este campo a lo largo del mundo, co-
mo el autor, que tiene numerosos viajes dictando seminarios, uno encontrará,
cada vez más y más, aplicaciones dónde ambos servicios, TV y datos, sean
encontrados juntos en una sola señal de datos, o incluso los servicios son
simplemente datos puros, como el acceso rápido a Internet vía canales que se
conservan actualmente para la TV digital. El factor común que lleva a esta
fusión es la alta tasa de datos. La generación de hoy está hambrienta por in-
formación y trata de conseguirla en gran cantidad y variedad. Hablando con
especialistas en telecomunicaciones sobre las tasas de datos, uno oye reitera-
damente cuan envidiosos están por las tasas de datos usadas en la TV digital.
Por ejemplo, en GSM se trabaja con tasas de datos de 9600 bit/s y UMTS usa
un máximo de 2Mb/s bajo condiciones óptimas, como durante los accesos a
Internet. Un canal telefónico básico RDSI tiene dos accesos de 64Kb/s. Por
comparación, la tasa de datos de una señal digital de TV sin compresión de
Definición Estándar (SDTV) es 270Mb/s y la de TV de Alta Definición
(HDTV) empieza por los 800Mb/s y se extiende en el rango de Gigabits. Se
justificaría totalmente llamar a la TV una tecnología de banda ancha, no sólo
desde el punto de vista de la TV digital sino incluso en TV analógica donde
los canales siempre han sido muy anchos. Un canal de TV terrestre análogo o
digital tiene una anchura de 6, 7 u 8MHz y los canales que transmiten vía
satélite incluso abarcan hasta 33MHz. No es sorprendente que se esté experi-
1 - 2 1 Introducción
mentando un nuevo boom en la TV por cable de banda ancha que está usán-
dose como medio para el acceso a los hogares de Internet de gran velocidad
en el rango de Mb/s mediante el empleo de módems de cable.
La primera piedra de los cimientos para la TV analógica la puso Paul Nip-
kow en 1883 cuando desarrolló lo que es ahora conocido como el disco de
Nipkow. Él tenía la idea de transmitir un cuadro disecándolo en líneas. Las
primeras transmisiones reales de TV analógica, per se, tuvieron lugar por los
años treinta pero, detenidas por la Segunda Guerra Mundial, la TV analógica
no tuvo su real inicio hasta los años cincuenta, inicialmente en blanco y negro.
La TV adquirió el color hacia fines de los años sesenta y desde aquel momen-
to esta tecnología básicamente sólo ha sido refinada, tanto en los estudios
como en el hogar. No ha habido mayores cambios en los principios de la tec-
nología. Las transmisiones de TV analógicas son a menudo tan perfectas, por
lo menos en la calidad si no en el contenido, que es difícil interesar a muchas
personas a adquirir un receptor para TV digital.
Por los años ochenta se hizo un esfuerzo, a partir de la TV analógica tradi-
cional, por medio del D2MAC. Por muchas razones esto no tuvo éxito y el
D2MAC desapareció. En Europa al sistema PAL se le dio un ligero empujón
con la introducción de PALplus, pero tampoco se logró mucho éxito en el
mercado de los televisores. Al mismo tiempo varias tentativas eran probadas,
principalmente en Japón y en los EE.UU., para concretar la transmisión de
HDTV, pero éstas tampoco ganaron la aceptación popular universal que se
esperaba.
En los estudios se han usado señales de TV digital desde inicios de los
años noventa como las señales de TV sin compresión conforme a la norma
"CCIR 601". Estas señales tienen una tasa de datos de 270 Mb/s y son muy
ventajosas para la distribución y procesamiento en el estudio, y son muy po-
pulares actualmente. Pero éstas no son nada convenientes para la radiodifu-
sión y transmisión al usuario final. Las capacidades del canal disponible vía
cable, los canales terrestres y satelitales están muy lejos de ser adecuados
para estas señales. En el caso de señales de HDTV, la tasa de datos sin com-
presión está por encima de 800Mb/s. Sin compresión, estas señales no podr-
ían ser transmitidas.
Puede considerarse que el evento clave en el campo de TV digital es el
establecimiento de la norma JPEG. Las siglas JPEG provienen de Joint Pho-
tographic Experts Group, un grupo de expertos especializados en compresión
de imágenes fijas. Es aquí donde la transformada discreta del coseno (DCT)
se usó por primera vez para comprimir imágenes fijas hacia fines de los años
ochenta. Hoy, JPEG es una norma habitualmente usada en el campo de los
datos y está aplicándose con mucho éxito en el campo de fotografía digital.
Las cámaras digitales están experimentando un boom y están mejorando tanto
1 Introducción 1 - 3
que este medio podrá reemplazar a la fotografía tradicional en muchas áreas
en un futuro previsible.
La DCT también se volvió el algoritmo básico para MPEG, Moving Pictu-
res Expert Group, el grupo de expertos de imágenes en movimiento que des-
arrolló la norma MPEG-1 en 1993 y luego la norma MPEG-2. El objetivo de
MPEG-1 era lograr la reproducción de cuadros de movimiento pleno a tasas
de datos de hasta 1.5Mb/s, usando el CD como un medio de almacenamiento
de datos. El objetivo para MPEG-2 era más alto y MPEG-2, finalmente, vino
a ser la señal de banda base a nivel mundial para la TV digital. Inicialmente,
sólo la TV de Definición Estándar (SDTV) se proveía en MPEG-2, pero la
TV de Alta Definición (HDTV) también fue implementada y para la que,
aparentemente, se intentó originalmente el MPEG-3. Sin embargo, hoy no
existe el MPEG-3 (ni tampoco se relaciona con los archivos MP3). En
MPEG-2, se describen la estructura de datos MPEG (ISO/IEC 13818-1) y
define un método para la compresión de cuadro de movimiento pleno
(ISO/IEC 13818-2) y para la compresión del audio (ISO/IEC 13818-3). Estos
métodos se usan ahora mundialmente. MPEG-2 permite que la señal de TV
digital de originalmente 270Mb/s sea comprimida a aproximadamente 2 a 6
Mb/s. La tasa de datos sin compresión de una señal de audio estereofónico es
aproximadamente 1.5Mb/s, también puede reducirse a aproximadamente 100
a 400Kb/s. Como resultado de estos altos factores de compresión es ahora
incluso posible combinar varios programas para formar una señal de datos
que puede acomodarse después en lo que era originalmente un canal de TV
analógico de 8MHz de ancho. Entretanto, también existen MPEG-4, MPEG-7
y MPEG-21.
A principio de los años noventa, se creó la DVB (Radiodifusión de Video
Digital) como un proyecto europeo. En el transcurso de este proyecto, se de-
sarrollaron tres métodos de transmisión: DVB-S, DVB-C y DVB-T. El méto-
do de transmisión por satélite DVB-S ha estado subsecuentemente en uso
desde aproximadamente 1995. Usando el método de modulación QPSK y con
anchos de banda de canal de aproximadamente 33MHz, es posible una tasa
bruta de datos de 38Mb/s en la transmisión por satélite. Con aproximadamen-
te 6Mb/s por programa, hasta 6, 8 o incluso 10 programas pueden transmitirse
en un canal dependiendo de la tasa de datos y del contenido; cuando se
transmiten principalmente programas de audio se encuentran a menudo más
de 20 programas en un canal. En el caso de DVB-C, transmitido por cable
coaxial, la modulación 64QAM también proporciona una tasa de datos de
38Mb/s con un ancho de banda de sólo 8MHz. El DVB-C, también, ha estado
subsecuentemente en uso desde aproximadamente 1995. El sistema de TV
digital terrestre DVB-T empezó en 1998 en Gran Bretaña en modo 2K y está
ahora disponible a nivel nacional. Esta vía terrestre para transmitir señales de
TV digitales está usándose cada vez más y más, extendiéndose desde el Reino
Unido, Escandinavia y España hasta Australia. DVB-T mantiene tasas de
datos de entre 5 y 31Mb/s y se emplea en la práctica una tasa de datos de
1 - 4 1 Introducción
aproximadamente 22 a 25Mb/s si la red DVB-T ha sido diseñada para recep-
ción con antena externa, o de alrededor de 13 a 15Mb/s para una antena inter-
na portátil. Alemania está actualmente en el proceso de cambiar, región por
región, de la TV analógica a DVB-T.
En América del Norte, otros métodos están en uso. En lugar del DVB-C,
se usa un sistema muy similar que conforma la norma ITU-J83B para la
transmisión por cable. La transmisión terrestre hace uso del método del Co-
mité de Sistema de TV Avanzada ATSC (Advanced Television System Com-
mittee). Por otro lado, en Japón se usan otros métodos de transmisión, como
ITU-J83C para la transmisión por cable, también muy similar al DVB-C (que
corresponde al ITU-J83A), y la norma ISDB-T para la transmisión terrestre.
No obstante, otro sistema de transmisión terrestre está desarrollándose en
China. El factor común para todos estos métodos es la señal de banda base
MPEG-2.
En 1999, se dio luz verde a otra aplicación, el DVD o Disco Versátil Digi-
tal. El DVD de video también usa un flujo de datos MPEG-2; con el video
comprimido en MPEG y el audio en MPEG o Dolby Digital.
Mientras tanto, la gama de la televisión digital se ha extendido a la recep-
ción móvil con el desarrollo de los estándares para el uso con los teléfonos
móviles, designados como DVB-H (Digital Video Broadcasting for Hand-
helds) y T-DMB (Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting).
Este libro trata de todos los métodos de transmisión de TV actuales; es de-
cir, MPEG, DVD, ATSC e ISDB-T. El DVD de video también se discute en
algún grado. La discusión se enfoca en tratar estos asuntos de una manera
práctica, tanto como sea posible. Aunque se usan fórmulas matemáticas, sólo
son utilizadas en la mayoría de los casos para complementar el texto. El con-
tenido matemático se mantendrá a un mínimo práctico para el ingeniero de
campo. Esto no está relacionado con cualquier posible aversión que el autor
pudiera tener contra las matemáticas. Todo lo contrario. En el curso de mu-
chos seminarios, que involucran a miles de participantes a lo largo del mundo,
se desarrollaron formularios de presentación qué han contribuido a un buen y
más fácil entendimiento de éstos, en algunos casos de asuntos muy complejos.
El libro también contiene capítulos que tratan con los conceptos básicos como
la modulación digital o transformaciones en el dominio de la frecuencia, al-
gunos de los cuales pueden saltarse si el lector así lo desea. La experiencia ha
mostrado, sin embargo, que también es bueno leer estos capítulos antes de
empezar con el tema de la TV digital. Se pone un mayor énfasis en las técni-
cas de medición usadas en estas múltiples señales de TV digital. Se discuten
en detalle las técnicas de medición necesarias y apropiadas y se proporcionan
ejemplos prácticos y algunos trucos.
1 Introducción 1 - 5
Hasta donde es posible, han sido incorporados reiteradamente resultados
prácticos y experiencias en los capítulos individuales. En algunos casos será
posible reconocer una que otra experiencia del autor en sus viajes. Se ganaron
perspectivas prácticas, particularmente extensas, especialmente lejos de Eu-
ropa, en Australia durante la fase introductoria de DVB-T y se describen en
este libro. Aunque no se pretende que sea una guía de viaje a Australia o el
mundo, pienso que sería muy interesante hablar sobre estas tierras y muchos
preciosos lugares dónde la TV digital está introduciéndose recientemente. El
contenido de este libro se estructura de tal manera que empieza con la banda
base de la señal de TV analógica y luego continúa con una discusión del flujo
de datos MPEG-2, el video digital, el audio digital y los métodos de compre-
sión. Después de una travesía por los métodos de modulación digital, se dis-
cuten en detalle todos los métodos de transmisión como DVB-S, DVB-C,
ITU-J83A/B/C, DVB-T, ATSC e ISDB-T. Diseminados entre éstos se en-
cuentran los capítulos sobre las técnicas de medición pertinentes.
Los métodos y normas relacionados al tema de la “televisión digital” y
discutidos en este libro se listan en la Tabla 1.1.
Tabla 1.1. Métodos y Normas de la TV digital
Método/Norma Aplicación
JPEG Compresión para imágenes fijas, fotografía, Internet
Motion JPEG DVCPro, MiniDV, cámaras de video digital domésticas
MPEG-1 Video en CD
MPEG-2 Señal de Banda Base para TV digital, DVD de Video
DVB Digital Video Broadcasting (Radiodifusión de Video digital)
DVB-S DVB por satélite
DVB-C DVB por Cable – banda ancha (CATV)
DVB-T DVB Terrestre
DVB-H DVB para Portátiles
MMDS Sistema de la Distribución Multicanal Multipunto (microon-
das), transmisión multipunto terrestre local de TV digital para
complementar el cable de banda ancha
J83A Equivalente ITU del DVB-C
J83B Norma americana para el cable
J83C Norma japonesa para el cable
ATSC Norma para la TV digital terrestre (EE.UU., Canadá)
ISDB-T Norma japonesa para la TV digital terrestre
DMB-T / DTMB Norma china para la TV digital terrestre
DAB Digital Audio Broadcasting, norma para radio digital terrestre
DRM Digital Radio Mondiale, norma para radio digital terrestre
T-DMB Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting, norma para TV
móvil
1 - 6 1 Introducción
Bibliografía: [ISO13818-1], [ISO13818-2], [ISO13818-3], [ETS300421],
[ETS300429], [ETS300744], [A531, [ITU205].
2 Televisión Analógica
A lo largo del mundo, hay sólo dos normas principales de televisión
analógica, el sistema del 525-líneas con una frecuencia de campo de 60Hz y
el sistema de 625-líneas con una frecuencia de campo de 50 Hz. La señal de
video compuesta (CCVS) de estos sistemas se divide en las siguientes normas
de transmisión en color:
NTSC
PAL
SECAM
A B C
Lín
ea
s V
isib
les
Parte Horizontal Visible
Borrado
Horizontal
Borrado
Vertical
Fig. 2.1. División de un cuadro en líneas
Las transmisiones a color en NTSC, PAL y SECAM son posibles tanto en
los sistemas de 525-líneas como en los sistemas de 625-líneas. Sin embargo,
no todas las posibles combinaciones se han llevado a cabo en la práctica. La
señal de video con su codificación compuesta modula luego a una portadora,
la portadora de video, generalmente con modulación de amplitud negativa. Es
sólo en el sistema L (Francia) que se emplea modulación positiva (la sincro-
nización hacia adentro). La primera y la segunda sub-portadoras de sonido
normalmente están moduladas en frecuencia (FM) pero también se usa una
segunda sub-portadora modulada en amplitud (Norma M, BTSC). En Europa
del Norte, la segunda sub-portadora de sonido es un sub-portadora modulada
digitalmente (NICAM). Aunque las diferencias entre los métodos aplicados
en distintos países son sólo menores, todos ellos producen una multiplicidad
de normas que son mutuamente incompatibles. Las normas de TV analógicas
están numeradas alfabéticamente de la A a la Z y esencialmente describen la
2 - 2 2 Televisión Analógica
frecuencia y ancho de banda del canal en las bandas I y III de VHF (47 … 68
MHz, 174 … 230MHz) (54 … 88MHz, 174 … 216MHz en América) y las
bandas IV y V (470 … 862MHz); un ejemplo es la Norma Alemana B, G:
B=7MHz VHF, G=8MHz UHF. Las normas M y N emplean 6MHz.
En la cámara de televisión, cada campo se diseca en una estructura de la
línea de 525 ó 625 líneas. Sin embargo, debido al finito tiempo de retroceso
del haz en el televisor, se hacen necesarios intervalos de borrado vertical y
horizontal y, como resultado, no todas las líneas son visibles pero forman
parte del intervalo de borrado vertical. En una línea, también, sólo una cierta
parte es realmente visible. En el sistema del 625-líneas, 50 líneas se borran y
el número de líneas visibles es 575. En el sistema del 525-líneas, entre 38 y
42 líneas caen dentro del área del intervalo de borrado vertical.
Para reducir el efecto de parpadeo, cada cuadro es dividido en dos campos
que combinan las líneas pares y las líneas impares en cada caso. Los campos
se transmiten y juntos resultan en una frecuencia de repetición de campo de
dos veces la frecuencia de cuadro. El inicio de una línea es marcado por el
pulso de sincronización horizontal, un pulso que está debajo del nivel cero
voltios en la señal de video y tiene una magnitud de -300mV. Todos los tiem-
pos en la señal de video son referidos al borde delantero del pulso de sincro-
nización, justo en el nivel de 50%. 10 µs después del borde delantero del pul-
so de sincronización empieza el área de imagen activa de línea en el sistema
de 625-líneas. La propia área de imagen activa tiene una longitud de 52µs.
En la matriz en la cámara de televisión, se obtiene primero la señal de lu-
minancia (densidad luminosa) y se convierte en una señal con un rango de
voltaje de 0V (correspondiendo al nivel negro) a 700mV (100% blanco). La
matriz en la cámara de televisión también produce señales de diferencia de
color a partir de las salidas Rojo, Verde y Azul. Se decidió usar las señales de
diferencia de color porque, por un lado, la luminancia tiene que ser transmiti-
da separadamente por razones de compatibilidad con la televisión mono-
cromática y, por otro lado, la transmisión a color tenía que conservar el ancho
de banda tan eficazmente como fuera posible. Esto fue posible debido a que
la reducida resolución al color del ojo humano permitía reducir el ancho de
banda de la información de color. De hecho, el ancho de banda de color es
significativamente reducido comparado con el ancho de banda de luminancia:
El ancho de banda de luminancia está entre 4.2MHz (M), 5MHz (B/G) y
6MHz (D/K, L) mientras que, en la mayoría de los casos, el ancho de banda
de la crominancia es de sólo 1.3MHz.
En el estudio, las señales diferencia de color todavía se usan directamente
U=R-Y y V=B-Y. Para propósitos de transmisión, sin embargo, las señales
diferencia de color U y V modulan vectorialmente (modulación IQ) a una
sub-portadora de color en PAL (Fig. 2.2. y 2.3.) y NTSC. En SECAM, la
información de color se transmite en frecuencia modulada.
2 - 3
Fig. 2.2. Señal de video compuesta análoga (PAL)
Fig. 2.3. Diagrama vectorial de una señal de video compuesta (PAL)
La característica común de NTSC, PAL y SECAM es que la información
de color modula una sub-portadora de color de una frecuencia superior, que
se sitúa al borde superior de la banda de frecuencia de video y simplemente se
agrega a la señal de luminancia. La frecuencia de la sub-portadora de color
fue seleccionada de tal manera que causara la menor interferencia posible al
canal de luminancia. Es frecuentemente imposible, sin embargo, evitar la
diafonía entre la luminancia y la crominancia y viceversa, como cuando un
locutor está llevando un traje rayado. Los efectos coloreados que son enton-
ces visibles en el patrón rayado son el resultado de esta diafonía (efecto de
cros-color o de cros-luminancia).
2 - 4 2 Televisión Analógica
Los terminales de video pueden tener las siguientes interfaces de video:
CCVS 75 Ohmios 1Vp-p (señal de video con codificación com-
puesta. Fig. 2.2.)
Componentes RGB (SCART, Péritel)
Y/C (luminancia y crominancia separadas para evitar efectos de
color cruzado o cros- luminancia)
En el caso de la televisión digital, es aconsejable usar una conexión RGB
(como el Euro-conector SCART- Syndicat des Constructeurs d'Appareils
Radiorécepteurs et Téléviseurs) o una conexión Y/C para el cableado entre el
receptor y el monitor de TV para lograr la calidad de imagen óptima.
En la televisión digital se transmiten sólo cuadros, no campos. Es sólo al
final de la cadena de la transmisión que se regeneran los campos en la caja o
en el decodificador del receptor de TV o IRD. El material de la fuente origi-
nal también se genera en formato entrelazado, lo que debe tenerse en cuenta
en la compresión (codificación de campo).
2.1 Exploración de la Imagen en Blanco y Negro
Al principio de la era de la televisión, las imágenes estaban solamente en
“blanco y negro”. La tecnología de circuitos disponible en los años 50 con-
sistía en circuitos de válvulas al vacio que eran relativamente grandes y sus-
ceptibles a averías y consumían mucha energía. El técnico de televisión segu-
ía siendo el verdadero reparador y, en el caso de una avería, visitaba a sus
clientes cargando su caja de válvulas al vacío. Veamos cómo se produce una
señal en blanco y negro, la “señal de luminancia”. Usando la letra “A” como
ejemplo, su imagen es captada por una cámara de TV que la explora línea por
línea (véase la Fig. 2.4.). En los primeros tiempos, esto se hacía mediante una
cámara de tubo en la cual una capa sensible a la luz, sobre la cual la imagen
era proyectada ópticamente, era explorada línea por línea mediante un haz de
electrones desviado por campos magnéticos horizontales y verticales.
Hoy, los chips CCD (dispositivo acoplado de carga eléctrica) son de uso
común en las cámaras y el principio de la deflexión del haz electrónico ahora
se conserva solamente en los receptores de TV; y aún allí la tecnología está
cambiando a pantallas de LCD y de plasma. El resultado de explorar la ima-
gen original resulta en la señal de luminancia donde 0V corresponden a1 0%
negro y 700mV a 100% blanco. La imagen original es explorada línea a línea
de arriba hacia abajo, dando por resultado 525 ó 625 líneas activas depen-
diendo del estándar de TV usado. Sin embargo, no todas las líneas son visi-
bles. Debido al tiempo finito del retorno del haz, un intervalo de borrado ver-
tical de hasta 50 líneas tuvo que ser insertado. En la línea en sí, también, so-
lamente cierta parte representa el contenido visible de la imagen, la razón es
el tiempo finito del retorno del borde derecho al borde izquierdo de la línea,
2 - 5
que da lugar al intervalo de borrado horizontal. La Fig. 2.4. muestra la origi-
nal a ser explorada y la Fig. 2.5. muestra la señal de video asociada.
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
Línea 3
700mV = blanco
0mV = negro
Fig. 2.4. Exploración de una imagen original en blanco y negro
2.2 Sincronización Horizontal y Vertical
Sin embargo, es también necesario marcar el borde superior y el borde in-
ferior de la imagen de cierta manera, además de los bordes izquierdo y dere-
cho. Esto se hace por medio de los pulsos de la sincronización horizontal y
vertical. Ambos tipos de pulsos fueron creados al principio de la era de la
televisión para que fueran fácilmente reconocibles y distinguibles por el re-
ceptor y están situados en la región más negro que negro debajo de cero vol-
tios.
Parte visibleSinc. H
Borrado
H
0mV = negro
700mV = blanco
-300mV
Fig. 2.5. Inserción del pulso de sincronización horizontal
El pulso de sincronización horizontal (Fig. 2.5.) marca el inicio de una
línea. El inicio se considera como el valor del 50% del borde delantero del
pulso de sincronización (nominalmente -150mV). Todos los tiempos dentro
de una línea se refieren a este momento. Por definición, la línea activa, que
tiene una longitud de 52μs, comienza 10μs después del borde del frente del
pulso de sincronización. El pulso en sí es de 4.7μs de largo y permanece en -
300mV durante este período.
2 - 6 2 Televisión Analógica
2.5 líneas
1 línea
Inicio de la línea 1 del campo 1
Centro de la línea 313 del campo 2
Fig. 2.6. Pulso de sincronización vertical
Al principio de la televisión, las capacidades limitadas de las técnicas de
procesamiento de la época que, sin embargo, eran absolutamente notables,
tuvieron que ser suficientes. Esto también se refleja en la naturaleza de los
pulsos de sincronización. El pulso de sincronización horizontal (H_sync) fue
diseñado como un pulso relativamente corto (aprox. 5μs) mientras que el
pulso de sincronización vertical (V_sync) tiene una longitud de 2.5 líneas
(aprox. 160 μs). En un sistema de 625 líneas, la longitud de una línea inclu-
yendo el H_sync es 64 μs. El pulso V_sync puede, por lo tanto, ser distingui-
do fácilmente del H_sync. El pulso V_sync (Fig. 2.6.) está también en la re-
gión más negro que negra debajo de cero voltios y marca el inicio de un cua-
dro o de un campo, respectivamente.
Según lo ya mencionado, un cuadro, que tiene una frecuencia de cuadro de
25Hz = 25 cuadros por segundo en un sistema de 625-líneas, se subdivide en
2 campos. Esto permite engañar el ojo, haciendo que los efectos de parpadeo
resulten en gran parte invisibles. Un campo se compone de líneas con núme-
ros impares y el otro se compone de las líneas pares. Se transmiten alternati-
vamente, dando por resultado una frecuencia de campo de 50Hz en un siste-
ma de 625-líneas. Un cuadro (inicio del primer campo) comienza cuando el
pulso V_sync va al nivel de -300mV por 2.5 líneas al inicio exacto de una
línea. El segundo campo comienza cuando, el pulso V_sync cae al nivel de -
300mV por 2.5 líneas en el centro de la línea 313.
Se transmiten el primer y segundo campo entrelazados el uno con el otro,
reduciendo así el efecto de parpadeo. Debido a las limitaciones de la tecno-
logía de pulsos en los inicios de la televisión, un pulso V_sync de 2.5 líneas
de largo hubiera hecho perder el enganche al oscilador de línea. Por esta
razón, pulsos adicionales de pre y post-ecualización fueron necesarios, los
cuales contribuyen al aspecto actual del pulso de sincronización vertical (Fig.
2.7.). La tecnología de procesamiento de señal de hoy hace a éstos innecesa-
rios.
2 - 7
Fin del campo 1
Fin del campo 2
Inicio del campo 2
Inicio del campo 1
Fig. 2.7. Pulsos de sincronización vertical con pulsos de pre y post ecualización para
un sistema de 625 líneas
2.3 Adición de la Información de Color
Al principio de la era de la televisión, la interpretación de negro/blanco era
adecuada porque el ojo humano tiene su resolución y sensibilidad más alta en
el área de las diferencias de brillo y el cerebro recibe su información más
importante de éstas. En la retina hay muchos más receptores de blanco y ne-
gro que receptores de color. Pero así como en el cine, la televisión manejó la
transición de blanco y negro al color porque sus espectadores lo desearon.
Hoy a esto se le llama innovación. Cuando el color fue agregado en los años
60, el conocimiento sobre la anatomía del ojo humano fue tomado en consi-
deración. Con solamente cerca de 1.3MHz, el color (crominancia) permitía
mucho menos resolución, es decir, ancho de banda, que el brillo (luminancia)
que se transmite con cerca de 5MHz. Al mismo tiempo, la crominancia es
encajada concurrentemente en la señal de luminancia de modo que un recep-
tor blanco y negro no fuera perturbado pero un receptor del color pudiera
reproducir color y blanco y negro correctamente. Si un receptor no cumple
con estos ideales, se producen los denominados efectos de cros-luminancia y
de cros-color.
En los tres sistemas, NTSC, PAL y SECAM, los componentes de color ro-
jo (R), verde (G) y azul (B) primero se adquieren en tres sistemas separados
de captura (inicialmente cámaras de tubo, ahora chips CCD) y en seguida se
entregan a una matriz donde la señal de luminancia (Y) se forma como la
suma ponderada de R+G+B. La señal del crominancia consiste de dos señales,
las señales diferencia de color, azul menos luminancia (B-Y) y rojo menos
luminancia (R-Y). Sin embargo, la señal de luminancia y la señal de cromi-
nancia formadas deben ser matrizadas, es decir, calculadas, proporcionadas
2 - 8 2 Televisión Analógica
correctamente con los factores de ponderación apropiados según la sensibili-
dad del ojo, usando la fórmula siguiente:
Y = 0.3 • R + 0.59 • G + 0.ll • B;
U = 0.49 • (B-Y);
V = 0.88 • (R-Y);
La señal de luminancia Y puede ser utilizada directamente para la repro-
ducción por un receptor blanco y negro. Las dos señales de crominancia tam-
bién son transmitidas y utilizadas por el receptor del color. De Y, U y V es
posible recuperar R, G y B. La información del color está disponible en el
ancho de banda reducido correspondientemente, y la información de lumi-
nancia en el ancho de banda mayor (“principio del paintbox”).
Para encajar la información de color en una señal CVBS (vídeo compuesto,
borrado y sincronización) prevista inicialmente para los receptores en blanco
y negro, tuvo que encontrarse un método que tuviera los menores efectos
nocivos posibles en un receptor blanco y negro, es decir, mantenerlo libre de
la información del color, y al mismo tiempo contener todo lo que sea necesa-
rio para un receptor de color.
Matriz
90°
Rojo
Verde
Azul
Y
U
V
I
Q
CVBS
Sub-portadora de color PAL
4.43MHz
R
G
B
Fig. 2.8. Diagrama en bloques de un modulador PAL
Dos métodos básicos fueron elegidos, a saber, acoplando la información
ya sea por modulación análoga de amplitud/fase (modulación IQ) como en
PAL o NTSC, o por modulación de frecuencia como en SECAM. En PAL y
NTSC, las señales de diferencia del color se proveen a un modulador IQ de
un ancho de banda reducido comparado con la señal de luminancia (Fig. 2.8.)
El modulador IQ genera una señal del crominancia como una sub-portadora
de color modulada en amplitud/fase, la amplitud de el cual lleva la saturación
del color y la fase lleva la tonalidad. Un osciloscopio demostraría solamente,
por lo tanto, si hay color, y cuánto, pero no identificaría la tonalidad. Esto
requeriría un „vectorscopio‟ que provee la información sobre ambos.
2 - 9
En PAL y en NTSC, la información del color se modula sobre una sub-
portadora de color que yace dentro de la banda de frecuencia de la señal de
luminancia pero está espectralmente intercalada con esta última de manera tal
que no sea visible en el canal de luminancia. Esto es logrado mediante la
elección apropiada de la frecuencia de la sub-portadora de color. En PAL
(Europa), la frecuencia de la sub-portadora de color fue elegida usando la
fórmula siguiente:
𝑓𝑆𝐶 =1135
4𝑓𝐻 +
1
2𝑓𝑉 = 4.43351875𝑀𝐻𝑧 ;
donde: fH = 15,625Hz ; y fV = 25Hz.
En NTSC la frecuencia de la sub-portadora de color está dada por:
𝑓𝑆𝐶 =455
2𝑓𝐻 = 3.579545𝑀𝐻𝑧 ;
donde:
𝑓𝐻 =4.5𝑀𝐻𝑧
286= 15,734.3𝐻𝑧 ;
y:
𝑓𝑉 =𝑓𝐻
525= 29.97𝐻𝑧
Fig. 2.9. Oscilograma de una señal CVBS, CCVS (video compuesto de color y sinc.)
2 - 10 2 Televisión Analógica
En SECAM, las señales diferencia de color se modulan en frecuencia al-
ternativamente sobre dos sub-portadoras de color distintas de línea a línea. El
proceso SECAM es utilizado actualmente sólo en Francia y en países francó-
fonos en África del Norte, y también en Grecia. Los países del ex-Bloque
Oriental cambiaron de SECAM a PAL en los años noventa.
Comparado con NTSC, PAL tiene una gran ventaja debido a su insensibi-
lidad a la distorsión de fase porque su fase cambia de línea a línea. Por lo
tanto, el color no puede ser cambiado por la distorsión de la fase en la ruta de
transmisión, NTSC se utiliza en la televisión análoga, principalmente en Nor-
teamérica, donde se le ridiculiza a veces como “Never Twice the Same Color”
(nunca dos veces el mismo color) debido a las distorsiones del color.
La señal de video compuesta de NTSC, PAL o SECAM (Fig. 2.9.) es ge-
nerada mezclando la señal blanco y negro, la información de sincronización y
la señal del crominancia y ahora se denomina una señal CCVS (Composite
Color, Video and Sync). Fig. 2.9. muestra la señal CCVS de una señal de
barras de color. La ráfaga (burst) de color se puede ver claramente. Se utiliza
para transportar la referencia de fase de la sub-portadora de color al receptor
de modo que su oscilador de color pueda engancharse a él.
2.4 Métodos de Transmisión
La televisión análoga está diseminada sobre tres vías de transmisión, que
son: transmisión terrestre, satelital y por cable de banda ancha. La prioridad
dada a cualquier vía de transmisión en particular depende considerablemente
de los países y de las regiones involucradas. En Alemania, la “TV análoga
por antena” tradicional tiene actualmente solamente un estatus de menor im-
portancia con menos del 10%, este término es utilizado principalmente por
los espectadores, mientras que el término técnico real es “TV terrestre”. La
razón de esto es la buena cobertura satelital y de cable con más programas. Esto cambiará cuando se introduzca la DVB-T como ya ha llegado a ser evi-
dente en algunas regiones.
AM
FM1
FM2
VSBCVBS
Audio 1
Audio 2
f
VSB = Filtro de Banda
Lateral Vestigial
Fig. 2.10. Principio de un modulador de TV para TV analógica terrestre y por cable
2 - 11
La significancia de las transmisiones de la televisión análoga terrestre y la
vía satélite se debilitará dentro de algunos años. Todavía no se puede predecir
si esto también sucederá con el cable de banda ancha.
En la transmisión terrestre de las señales análogas de TV, y aquellas por
cable, el método de modulación usado es la modulación de amplitud, en la
mayoría de los casos con modulación negativa. La modulación positiva se
utiliza solamente en el estándar francés L.
Las sub-portadoras de sonido son moduladas en frecuencia en la mayoría
de los casos. Para ahorrar ancho de banda, la portadora de video es modulada
en VSB-AM (modulación de amplitud con banda lateral vestigial), es decir,
una parte del espectro es suprimido por un filtro pasabanda. El principio se
demuestra en las Fig. 2.10. y 2.11. Debido a las no-linealidades, y a la baja
relación señal/ruido en la ruta de la transmisión, se utiliza modulación de
frecuencia en la transmisión vía satélite.
Portadora
de video
10% Portadora
residual de video
Potencia = Potencia
pico de sincronismo
Mod.
CVBS
Fig. 2.11. Modulador de video
Puesto que estas trayectorias de transmisión análogas están perdiendo cada
vez más importancia, no serán discutidas en mayor detalle en este libro y, en
su lugar, refieren al lector a la literatura apropiada.
2.5 Distorsión e Interferencia
Sobre toda la cadena de la transmisión, una señal de video análoga está su-
jeta a influencias que tienen un efecto directo en su calidad y son inmediata-
mente visibles en la mayoría de los casos. Estas distorsiones e interferencias
se pueden agrupar esencialmente en las categorías siguientes:
Distorsión Lineal (distorsión de amplitud y fase)
Distorsión No-lineal
Ruido
Interferencia
Intermodulación
2 - 12 2 Televisión Analógica
La distorsión linear es causada por los componentes electrónicos pasivos.
La amplitud o el retardo de grupo no son constantes sobre cierta gama de
frecuencias, que es 0 a 5 MHz en el caso del vídeo. Partes de la gama relevan-
te de frecuencias son distorsionadas en mayor o menor grado, dependiendo de
las características del enlace de transmisión implicado. Consecuentemente,
ciertos componentes de la señal video se redondean. El peor efecto es el re-
dondeo de los pulsos de sincronización que conllevan a problemas de sincro-
nización en el receptor de TV, ej. el “corrimiento horizontal” o el “balanceo”
de la imagen de arriba a abajo.
Estos términos se han conocido desde los inicios de la televisión. La con-
mutación entre las cabezas de campo a campo produce efectos similares en el
borde superior de la imagen con algunas videograbadoras antiguas, la imagen
“se dobla”.
Estos efectos resultan ahora relativamente raros gracias a modernas tecno-
logías en el receptor y a técnicas relativamente buenas en la transmisión. En
el área activa de la imagen la distorsión lineal se manifiesta como carencia de
definición, ringing, distorsión óptica o desplazamiento de la imagen de color
con respecto a la imagen de la luminancia.
La distorsión no lineal se puede agrupar en:
No-linealidad estática
Ganancia Diferencial
Fase Diferencial
Con la distorsión no-linear, ni la escala de grises, ni la sub-portadora de
color se reproducen correctamente en amplitud y fase. La distorsión no-lineal
es causada por los componentes activos (tubos o transistores) en la cadena de
transmisión. Sin embargo, sólo llegan a ser visibles en última instancia cuan-
do se acumulan muchos procesos puesto que el ojo humano es muy tolerante
a este respecto. Poniéndolo otra manera: “Aunque éste no sea el escalón de
gris correcto, ¿Quién lo sabe?”. Y en la televisión a color este efecto es me-
nos prominente, en todo caso, debido a la manera cómo se transmite el color,
particularmente en PAL.
Uno de los efectos más visibles es la influencia de disturbios similares al
ruido. Éstos son producidos simplemente por la superposición del ruido gaus-
siano omnipresente, el nivel del cual es solamente una cuestión de su separa-
ción del nivel útil de la señal. Es decir, si el nivel de la señal es demasiado
bajo, el ruido llega a ser visible. El nivel del ruido térmico se puede determi-
nar de una manera simple mediante la constante de Boltzmann, del ancho de
banda útil del canal y de la temperatura ambiente normal y que casi es una
constante fija. El ruido es inmediatamente visible en la señal de video análoga,
que es la gran diferencia comparada con la televisión digital.
2 - 13
Los productos de la intermodulación y la interferencia son también muy
obvios en la señal de video y tienen un efecto que perturba bastante, forman-
do patrones „moiré‟ en la imagen. Estos efectos son el resultado del heterodi-
naje de la señal de video con un producto interferente ya sea de un canal ad-
yacente o de interferencia que ingresan al espectro útil directamente del am-
biente. Este tipo de interferencia es una de las más visibles y también causa la
mayor perturbación en la impresión total de la imagen. Es también la más
evidente en la televisión por cable debido a su naturaleza multicanal.
2.6 El Intervalo de Borrado Vertical
Desde mediados de los años 70, el intervalo de borrado vertical, que fue
utilizado originalmente para el tiempo de retorno vertical, ya no se encuentra
“vacio” o “en negro”. Al principio, los denominados VITS (Vertical Interval
Test Signals – Señales de prueba en el intervalo vertical), o líneas de prueba,
fueron insertados allí, los cuáles se podrían utilizar para determinar la calidad
de la señal de video análogo. Además, se pueden encontrar allí teletexto y
línea de datos. Las líneas de prueba eran y son utilizadas para supervisar la
calidad de un enlace o de una sección de la transmisión de TV virtualmente
en línea sin tener que aislar el enlace. Estas líneas de la prueba contienen
señales de prueba que se pueden utilizar para identificar las causas de averías.
Fig. 2.12. Líneas de prueba CCIR 17 y 330
La línea de prueba “CCIR 17” (ahora ITU 17, a la izquierda en la Fig.
2.12.) comienza con el denominado pulso blanco (barra) y se utiliza como
referencia técnica de voltaje para el 100% de blanco. Su amplitud nominal es
700 mV. El “tope” del pulso blanco tiene 10μs de largo y debe ser plano y sin
overshoots. Esto es seguido por el pulso 2T, conocido como pulso cos2 con un
período de amplitud media de 2T = 2•100ns = 200ns. Los componentes prin-
cipales de su espectro se extienden al extremo del canal de luminancia de
5MHz. Reacciona muy sensiblemente a la distorsión de respuesta de amplitud
2 - 14 2 Televisión Analógica
y de retardo de grupo en el rango de 0 a 5 MHz y se puede utilizar así para
determinar visualmente la distorsión linear y por medición. El pulso siguiente
es un pulso 20T, un pulso cos2 con la sub-portadora de color sobrepuesto y
con un período de amplitud media de 20T = 20•100ns = 2μs. Muestra clara-
mente la distorsión lineal del canal del color con respecto al canal de la lumi-
nancia.
La distorsión linear del canal del color con respecto al canal de la lumi-
nancia causa:
Ganancia diferencial del canal de color con respecto al canal de lumi-
nancia
Retardo Luminancia-crominancia causado por el retardo de grupo
La distorsión no-lineal se puede identificar fácilmente por medio de una
escala de grises de 5 pasos. Los cinco pasos deben tener altura idéntica. Si no
tienen la misma altura debido a no-linealidades, esto se llama no-linealidad
estática (no-linealidad de la luminancia). En la línea prueba 330, la escala de
grises es substituida por una escalera en la cual se sobrepone la sub-portadora
de color. Esta se puede utilizar para identificar efectos no-lineales sobre la
sub-portadora de color tales como ganancia y fase diferencial. Todas las ráfa-
gas de color sobrepuestas en la escalera deben tener idealmente la misma
amplitud y no deben tener una discontinuidad de fase en los puntos de transi-
ción de los pasos.
Fig. 2.13 Línea de Teletexto
Actualmente el teletexto es bien conocido (Fig. 2.13. y 2.14.). Es un servi-
cio de datos ofrecido en la televisión análoga. La tasa de datos es de casi
6.9Mb/s, pero solamente en el área de las líneas realmente usadas en el inter-
2 - 15
valo de borrado vertical. De hecho, la tasa de datos real es mucho más baja.
En cada línea de teletexto, se transmiten 40 caracteres útiles. Una página de
teletexto consiste en 40 caracteres por 24 líneas. Si se utilizara el intervalo de
borrado vertical entero, podría ser transmitida apenas una página de teletexto
por campo. El teletexto se transmite en código NRZ (no retorno a cero). Una
línea del teletexto comienza con un preámbulo de 16-bit de largo, una se-
cuencia de 10101010… para sincronizar la fase del decodificador de teletexto
en el receptor. Esto es seguido por el código de cuadro. Este número hexade-
cimal 0xE4 marca el principio del teletexto activo. Después del comparti-
miento y del número de línea, se transmiten los 40 caracteres de una línea de
teletexto. Una página del teletexto consiste en 24 líneas del texto.
Los parámetros más importantes del teletexto son como sigue:
Código de no retorno a cero (NRZ)
Tasa de datos: 444 • 15625 kbit/s = 6.9375Mb/s
Protección de error: Paridad par
Caracteres por línea: 40
Líneas por página de teletexto
ATVTEXT Lun 07 Oct 12:18:36
LIMA - Perú elegirá en enero el estándar de
televisión digital que usará el país, para
lo cual inició pruebas de campo, dijo un
funcionario del ministerio de Transportes y
Comunicaciones.
Una comisión multisectorial comenzó las
pruebas de televisión digital terrestre con
representantes de consorcios de Estados
Unidos, Japón y la Unión Europea, los tres
poseedores de los estándares mundiales.
24
líne
as
40 caracteres
Fig. 2.14 Página de Teletexto
La línea de datos (ej. La línea 16 y la línea correspondiente en el segundo
campo, Fig. 2.15.) se utiliza para transmitir la información de control, señali-
zación y, entre otras cosas, los datos de VPS (sistema de programación de
video) para controlar las videograbadoras. En detalle, la línea de datos se
utiliza para transmitir los datos siguientes:
Byte 1: Preámbulo 10101010
Byte 2: Código de inicio 01011101
Byte 3: ID de la fuuente
2 - 16 2 Televisión Analógica
Byte 4: Transmisión de texto serial ASCII (fuente)
Byte 5: Mono/stereo/sonido dual
Byte 6: ID del contenido de video
Byte 7: Transmisión de texto serial ASCII
Byte 8: Control remoto (enrutamiento)
Byte 9: Control remoto (enrutamiento)
Byte 10: Control remoto
Byte 11 a 14: Sistema de programación de video (VPS)
Byte 15: Reservado
Fig. 2.15 Línea de datos (línea 16 en el intervalo de borrado vertical)
Los bytes del VPS contienen la información siguiente:
Día (5 bits)
Mes (4 bits)
Hora (5 bits)
Minuto (6 bits) = hora virtual de inicio del programa
ID del país (4 bits)
Fuente de programa 11) (6 bits)
Los parámetros de transmisión de la línea de datos son:
Línea: 16/329
Código: Código de Returno a cero
Tasa de datos: 2.5Mb/s
Nivel: 500mV
Datos: 15 bytes por línea
2 - 17
Según DVB, estas señales del intervalo de borrado vertical se regeneran
parcialmente en el receptor para conservar la compatibilidad con la televisión
análoga. Sin embargo, las líneas con señales de prueba ya no se proveen más.
2.7 Mediciones del Video Analógico
Las señales de video análogas se han medido desde el principio de la era
de la TV, inicialmente con osciloscopios y los vectorscopios simples y más
adelante con analizadores video aún más elaborados, los últimos modelos de
los cuales fueron digitales (Fig. 2.22.). Estas medidas del video se realizan
para identificar las distorsiones en la señal de video análoga. Los parámetros
de prueba siguientes se determinan con la ayuda de las líneas de la prueba:
Amplitud de la barra blanca
Amplitud de la sincronización
Amplitud del burst (ráfaga de color)
Inclinación de la barra blanca
Amplitud del pulso 2T
Factor K del pulso 2T
Amplitud luminancia-crominancia en el pulso 20T
Retardo luminancia-crominancia en el pulso 20T
No-linealidad estática en la escala de grises
Ganancia diferencial en la escala de grises con sub-portadora
Fase diferencial en la escala de grises con sub-portadora
Relación señal/ruido ponderada y no-ponderada de luminancia
Zumbido
Además, un receptor de prueba de TV análoga también proporciona informa-
ción sobre:
Nivel de la portadora de video
Nivel de la portadora de sonido
Desviación de las portadoras de sonido
Frecuencias de las portadoras de video y sonido
Portadora de imagen residual
ICPM (Modulación de fase incidental)
El parámetro más importante que se medirá en una señal análoga de TV es
la amplitud de la barra blanca que se mide según las indicaciones de la Fig.
2.16. En el peor caso, la barra blanca puede también resultar algo redondeada
debido a las distorsiones lineales, según se indicada en la figura. La amplitud
de la sincronización (Fig. 2.17.) se utiliza como referencia de voltaje en los
monitores y por esta razón es de especial importancia.
2 - 18 2 Televisión Analógica
A
B
17µs
Amplitud de la
Barra blanca
= A - B
37µs
H_sync (50% del borde de bajada)
Fig. 2.16. Medición de la amplitud de la barra blanca
Fig. 2.17. Pulso de sincronización y ráfaga de color (burst)
La amplitud de la sincronización es nominalmente 300mV por debajo de
negro. El valor del 50% del borde de caída del pulso de sincronización se
considera como la referencia de tiempos en la señal de video análoga. La
ráfaga de color (Fig. 2.17.) se utiliza como referencia de voltaje y de fase para
la sub-portadora de color. Su amplitud es de 300mVPP. En la práctica, las
distorsiones de amplitud de la ráfaga tienen poco influencia en la calidad de
la imagen.
A
B
13µs
21µs (B-A)
Inclinación= -----------*100%
amplitud
de la barra
H_sync (50% del borde de caida)
Fig. 2.18. Inclinación de la barra blanca
2 - 19
La distorsión lineal tiende a inclinar la barra blanca (Fig. 2.18.). Este es
también un parámetro importante de la prueba. Para medirlo, la barra blanca
se muestrea al principio y al final y se calcula la diferencia que luego se rela-
ciona con la amplitud del pulso blanco.
El pulso 2T reacciona sensiblemente a la distorsión lineal de todo el canal
de transmisión en cuestión. La Fig. 2.19. muestra el pulso 2T no deformado a
la izquierda. Se le ha utilizado como señal de prueba para identificar la distor-
sión lineal desde los años 70. Un pulso 2T alterado por la distorsión lineal
también se muestra a la derecha en la Fig. 2.19. Si la distorsión del pulso 2T
es simétrica, es causada por errores de respuesta de amplitud. Pero si el pulso
2T apareciese asimétrico, estarían implicados errores de retardo de grupo
(respuesta de fase no lineal).
El pulso 20T (Fig. 2.20., centro) fue creado especialmente para las medi-
ciones en el canal de color. Reacciona inmediatamente a las diferencias entre
la luminancia y el crominancia. Se debe prestar especial atención a la parte
baja del pulso 20T. Debe ser recto, sin ningún tipo de muesca. En el caso
ideal, el pulso 20T, como el pulso 2T, deben tener la misma magnitud que el
pulso blanco (nominal de 700mV).
Fig. 2.19. Pulso 2T sin distorsión (izquierda) y distorsionado (derecha)
Fig. 2.20. Barra de blanco con distorsión lineal, pulsos 2T y 20T
2 - 20 2 Televisión Analógica
Las no-linealidades distorsionan la señal de video en dependencia con la
modulación. Esto se puede demostrar lo mejor posible con las señales de es-
calera. Con este fin, la escala de grises y la escalera con sub-portadora de
color fueron introducidas como señal de prueba, los escalones simplemente
son de distintos tamaños en presencia de no-linealidades. El ruido y la inter-
modulación se pueden verificar lo mejor posible en una línea negra (Fig.
2.21.). En la mayoría de los casos, para este propósito, la línea 22 fue mante-
nida libre de información, pero ya no lo es más necesariamente, puesto que
ahora lleva teletexto en la mayoría de los casos. Para medir estos efectos, es
sólo necesario buscar una línea vacía útil para este propósito entre las 625 ó
525 líneas y ésta difiere de programa a programa.
Medición de ruido de
luminancia en una “línea negra”
Fig. 2.21 Medición de ruido de luminancia en una “línea negra”
En la televisión digital, actualmente las líneas de prueba sólo tienen senti-
do para determinar el principio (equipo de estudio) y el final (receptor) de la
cadena de transmisión. Entre éstos - en la cadena real de transmisión - nada
sucede que se pueda verificar por estos medios. Las mediciones correspon-
dientes en los enlaces digitales de la transmisión serán descritas detallada-
mente en los capítulos respectivos.
2 - 21
Fig. 2.22. Equipos de medición y prueba de video analógico: Generador de señales de
prueba y analizador de video (Rhode & Schwarz SAF y VSA)
Bibliografía: MÄUSL3], [MÄUSL5], [VSA], [FISCHER6]
2 - 22 2 Televisión Analógica
3 Flujo de Datos MPEG-2
MPEG es la abreviación para Moving Picture Expert Group (Grupo de
Expertos en Imágenes en Movimiento) (Fig. 3.1.), es decir, MPEG trata prin-
cipalmente de la transmisión digital de imágenes en movimiento. Sin embar-
go, la señal de datos definida en el estándar MPEG-2 también puede transpor-
tar datos que pueden no estar relacionados con el video y audio, y podrían,
por ejemplo, ser datos de Internet. A lo largo del mundo hay aplicaciones
MPEG en las que sería fútil mirar las señales de video y audio. Así, en Wo-
llongong, aproximadamente a 70 km. al sur de Sydney en Australia, un pro-
veedor australiano de TV por suscripción está operando un servicio de data-
casting usando señales de datos MPEG-2 vía MMDS (Microwave Multipoint
Distribution System). "Austar" es el nombre de la empresa que está propor-
cionando a sus clientes enlaces de Internet de alta velocidad en el rango de
Mb/s.
MPEG = Moving Pictures Expert Group
MPEG-1 Parte1: sistemas ISO/IEC11172-1 “capa PES“
MPEG-2 Parte1: sistemas ISO/IEC13818-1 “Transporte“
MPEG-4 Parte1: sistemas ISO/IEC14496
MPEG-7 Metadata, Basado en XML ISO/IEC15938
MPEG-21 “Herramientas” adicionales ISO/IEC21000
Parte2: video ISO/IEC11172-2 Parte3: audio ISO/IEC11172-3
Parte2: video ISO/IEC13818-2 Parte3: audio ISO/IEC13818-3
Parte2: video ISO/IEC14496-2 Parte3: audio (AAC) ISO/IEC14496-3
“Interfaz Descriptivo Contenido Multimedia“
Parte6: DSM-CC ISO/IEC13818-6 Parte7: AAC ISO/IEC13818-7
Parte10: video (AVC, H.264) ISO/14496-10
Fig. 3.1. Estándares MPEG
Tal como en el estándar MPEG [ISO13818-1] en sí mismo, primero se
describirá la estructura general de la señal de datos MPEG en completo ais-
lamiento del video y el audio. En la práctica, es también de gran importancia
un entendimiento de la estructura de datos así como un detallado conocimien-
to de la codificación de video y audio (ISO/IEC 13818-2 y 13818-3) que se
discutirá más adelante.
Al mismo tiempo, la descripción de la estructura de datos de la señal em-
pezará con señales de video y de audio sin compresión. Una señal de SDTV
(Standard Definition TeleVision) [ITU601] sin la reducción de datos, tiene
3 - 2 Flujo de Datos MPEG-2
una tasa de datos de 270Mb/s y una señal de audio estereofónica digital en
calidad CD tiene una tasa de datos de aproximadamente 1.5Mb/s. (Fig. 3.2.)
Ma
triz
Frecuencia de
muestreo de
Luminancia
13.5MHz
A
D
A
D
A
D
6.75MHz
Frecuencia de
muestreo de
Crominancia
5.75MHz
2.75MHz
Y
Cb
Cr
Cb
Cr
Y
R
G
B
8/10 Bit
8/10 Bit
8/10 Bit
270 Mb/s
ITU-BT.R 601
“CCIR601”
A
D
16 BitHasta 768 Kb/s
Derecho
15-20 KHz
Frecuencia de
muestreo
32/44.1/48 KHz
A
D
16 BitHasta 768 Kb/s
Izquierdo
15-20 KHz
Frecuencia de
muestreo
32/44.1/48 KHz
Aprox.
1.5 Mb/s
Fig. 3.2. Señales de datos de video y audio
Las señales de video se comprimen a aproximadamente 1Mb/s en MPEG-1 y
entre 2 y 6Mb/s en MPEG-2. Las señales de audio tienen una tasa de datos de
entre 100 y 400Kb/s después de la compresión (será discutido en un capítulo
aparte). Las señales de video y de audio comprimidas en MPEG se llaman
“flujos elementales”, o ES (Elementary Streams). Por lo tanto, hay flujos de
video, flujos de audio y, en general, flujos de datos, este último conteniendo
cualquier tipo de datos comprimidos o no-comprimidos. Inmediatamente
después de haber sido comprimidos (es decir codificados), todos los flujos
elementales son divididos en paquetes de longitud variable, tanto en MPEG-1
como en MPEG-2 (Fig. 3.3.).
3 - 3
PES Video
PES Audio
PES Datos
Paquete PES
Encabezado PES
Longitud variable
Hasta 64 Kbytes
Fig. 3.3. Flujos Elementales MPEG
Dado que unas veces es posible tener más y otras menos compresión, de-
pendiendo del contenido instantáneo del video y el audio, se necesitan reci-
pientes de longitud variable en la señal de datos. Estos recipientes llevan uno
o más cuadros comprimidos en el caso de la señal de video y uno o más seg-
mentos comprimidos en el caso de la señal de audio. Estos flujos elementales
así divididos en paquetes se llaman “flujos elementales empaquetados”, o
simplemente PES (Paquetized Elementary Streams) (Fig. 3.3) para abreviar.
Cada paquete PES normalmente tiene un tamaño de 64KB. Consiste en un
encabezado relativamente corto y una carga útil. El encabezado contiene,
entre otros, un indicador de 16-bits de longitud para una longitud de paquete
máxima de 64KB. La parte de la carga útil, o contiene flujos de video y audio
comprimidos, o un flujo de datos puro. Según la Norma MPEG, sin embargo,
en algunos casos los paquetes de video pueden ser también más extensos que
64KB. En este caso el indicador de longitud es puesto a cero y el decodifica-
dor MPEG tiene que usar otros mecanismos por encontrar el fin del paquete.
3.1 El Flujo Elemental Empaquetado (PES)
Todos los flujos elementales en MPEG son primero empaquetados en pa-
quetes de longitud variable llamados PES. Los paquetes, que principalmente
tienen una longitud de 64KB, empiezan con un encabezado PES de 6 bytes de
longitud mínima. Los primeros 3 bytes de este encabezado representan el
“prefijo de código de inicio”, el contenido del cual es siempre 00 00 01 qué se
usa para identificar el inicio de un paquete PES. El byte que sigue en el códi-
go de inicio es la "IDentificación de flujo” que describe el tipo de flujo ele-
mental que sigue en la carga útil. Indica si lo que sigue es, por ejemplo, un
flujo de video, un de flujo de audio o un flujo de datos. Después de eso hay
3 - 4 Flujo de Datos MPEG-2
dos bytes de "longitud del paquete" que se usan para direccionar hasta 64KB
de carga útil. Si los dos bytes se ponen a cero, puede esperarse un paquete
PES con una longitud que puede exceder estos 64KB. El decodificador
MPEG tiene luego que usar otros medios para encontrar el límite del paquete
PES, por ejemplo, el código de inicio.
Max. 64 Kbytes - 6Encabezado
6 bytes
Carga Útil
Max. 64 Kbytes
Encabezado PESEncabezado
PES opcional
3 bytes de inicio
00 00 01
ID del
Flujo
Longitud del
paquete PES
24 8 16 Bits
Max. 64 Kbytes - 6Encabezado
6 bytes
Carga Útil
Max. 64 Kbytes
Encabezado PESEncabezado
PES opcional
2 12 8 Bits2
„10‟Control de
Cifrado del
PES
11 Banderas
Longitud de
datos del
encabezado
PES
Campos opcionales
(depende de las banderas)
Bytes de Relleno
„FF‟
Max. 64 Kbytes - 6Encabezado
6 bytes
Carga Útil
Max. 64 Kbytes
Encabezado PESEncabezado
PES opcional
Bits
PTS DTS ESCRTasa
de ES
Extensión del
PES
CRC previo del
PES
Información de
copia adicional
Modo del
DSM
33 33 42 22 8 8 16
Campos opcionales dentro del encabezado opcional del PES
Fig. 3.4. El paquete PES
Después de estos 6 bytes del encabezado PES, se transmite un “encabeza-
do PES optativo” qué es una extensión opcional del encabezado PES y se
adapta a los requisitos del flujo elemental transmitiéndose en ese instante. Es
3 - 5
controlado por 11 “banderas” en un total de 12 bits en este encabezado PES
optativo. Estas banderas muestran que componentes están realmente presen-
tes en los “campos optativos” en el encabezado PES optativo y cuáles no
están. Se muestra la longitud total del encabezado PES en el campo “longitud
de datos del encabezado PES”. Los campos opcionales en el encabezado op-
tativo contienen, entre otras cosas, las “marcas de tiempo de presentación”
(PTS – Presentation Time Stamps) y las “marcas de tiempo de decodificación”
(DTS – Decoding Time Stamps) qué son importantes para sincronizar el video
y el audio. Al final del encabezado del PES optativo también puede haber allí
bytes de relleno. Siguiendo el encabezado del PES completo se transmite la
carga útil real del flujo elemental qué normalmente puede ser de hasta 64KB
de largo o aún más larga en casos especiales, sin el encabezado optativo.
En MPEG-1, los paquetes PES de video simplemente son multiplexados
con los paquetes PES de audio y guardados en un soporte de datos (Fig. 3.5.).
La tasa de datos máxima es 1.5Mb/s para el video y audio; y el flujo del datos
sólo incluye un flujo de video y uno de audio.
Sin embargo, este “flujo elemental empaquetado” (PES) con sus estructu-
ras de paquete relativamente largas no es conveniente para la transmisión y,
sobre todo, no para transmitir varios programas en una señal de datos multi-
plexada.
PES VideoPES
AudioV A V V
Paquetes PES de video y audio multiplexados
Aplicaciones:
MPEG-1 CD de video
MPEG-2 SVCD
MPEG-2 DVD de video
Fig. 3.5. Paquetes PES Multiplexados
En MPEG-2, por otro lado, el objetivo es congregar hasta 6, 10 o incluso
20 programas independiente de TV o de radio para formar una única señal
multiplexada de datos MPEG-2. Esta señal de datos se transmite luego vía
satélite, cable o enlaces de transmisión terrestres. Con este fin, los paquetes
PES largos son adicionalmente divididos en paquetes menores de longitud
constante. De los paquetes PES, se toman pedazos de 184-bytes de largo y a
éstos se agrega otro encabezado de 4-bytes de largo (Fig. 3.6.), constituyendo
paquetes de 188-bytes de largo llamados “paquetes de flujo de transporte”
que son luego multiplexados.
3 - 6 Flujo de Datos MPEG-2
Encabezado
PES
Encabezado
PES
Flujo Elemental Empaquetado (PES)
Flujo de Transporte (TS)
Inicio de la unidad de
Carga Útil
Indicador = 1
Encabezado
del TS
4 bytes
Carga Útil
188 bytes
Inicio de la unidad de
Carga Útil
Indicador = 1
Fig. 3.6. Formación de los Paquetes del Flujo de Transporte MPEG-2
Para hacer esto, primero los paquetes de flujo de transporte de un progra-
ma son multiplexados juntos. Un programa puede consistir en uno o más se-
ñales de video y de audio y un ejemplo extremo de esto es una transmisión de
Fórmula 1 con varios ángulos de cámaras (la pista, los espectadores, el auto-
móvil, el helicóptero) y exhibida en diferentes idiomas. Todos los flujos de
datos multiplexados de todos los programas son luego multiplexados nueva-
mente y combinados para formar un flujo de datos completo que es llamado
un “flujo de transporte MPEG-2” (TS, para abreviar).
Codificador
Programa 1Video 1
Audio 1
Codificador
Programa 2Video 2
Audio 2
Codificador
Programa 3Video 3
Audio 3
Mu
ltip
lexo
r M
PE
G-2
PID = Identificador de Paquete
PID=0x100
PID=0x200
PID=0x300
TS MPEG-2
Fig. 3.7. Paquetes del Flujo de Transporte MPEG-2 Multiplexados
Un flujo de transporte MPEG-2 contiene los paquetes de flujo de trans-
porte de 188-bytes de largo de todos los programas con todas sus señales de
video, sonido y datos. Dependiendo de las tasas de datos, los paquetes de uno
u otro flujo elemental ocurrirán más o menos frecuentemente en el flujo de
transporte MPEG-2. Para cada programa hay un codificador MPEG que codi-
fica todos los flujos elementales, genera una estructura PES y luego empaque-
ta estos paquetes PES en los paquetes de flujo de transporte. La tasa de datos
para cada programa está normalmente entre 2 y 8Mb/s, pero la tasa de datos
agregada para el video, el sonido y los datos pueden ser constantes o variar de
3 - 7
acuerdo con el contenido de programa del momento. Esto es denominado
“multiplexado estadístico”. El flujo de transporte de todos los programas se
combina luego en un flujo de datos multiplexados MPEG-2 (Fig. 3.7.) para
formar un flujo de transporte global que puede tener una tasa de datos de
hasta unos 40Mb/s. A menudo hay 6, 8 ó 10 ó incluso hasta 20 programas en
un flujo de transporte. Las tasas de datos pueden variar durante la transmisión
pero la tasa de datos global tiene que permanecer constante. Un programa
puede contener video y audio, sólo audio o sólo datos, la estructura es así de
flexible y también puede cambiar durante la transmisión. Para poder determi-
nar la estructura actual del flujo de transporte durante la decodificación, el
flujo de transporte lleva también listas que describen la estructura, las llama-
das “tablas”.
3.2 Paquete del Flujo de Transporte MPEG-2
El flujo de transporte MPEG-2 consiste en paquetes que tienen una longi-
tud constante (Fig. 3.8). Esta longitud siempre es de 188 bytes, con 4 bytes de
encabezado y 184 bytes de carga útil. La carga útil contiene video, sonido o
datos generales. El encabezado incluye numerosos ítems de importancia para
la transmisión de los paquetes. El primer byte del encabezado es el "byte de
sincronización". Siempre tiene un valor 0x47, con un espaciado constante de
188 bytes dentro del flujo de transporte. Es bastante probable, y ciertamente
no ilegal, que exista un byte con el valor 0x47 en alguna otra parte en el pa-
quete.
188 bytes
PID = Identificador de Paquete
13 bits
Indicador de error de transporte
1 bit
Byte de Sincronización = 0x47
1 byte
Carga Útil
184 bytes
Encabezado del TS
4 bytes
Fig. 3.8. Paquete del Flujo de Transporte MPEG-2
El byte de la sincronización se usa para sincronizar el paquete al flujo de
transporte y es su valor, más el espaciado constante, lo que está usándose para
la sincronización. Según MPEG, la sincronización en el decodificador ocurre
después de que se hayan recibido cinco paquetes de flujo de transporte. Otro
3 - 8 Flujo de Datos MPEG-2
componente importante del flujo de transporte es el "identificador de paque-
te" de 13-bits de largo o ND para abreviar. El ND describe el contenido actual
de la parte de la carga útil de este paquete. El número hexadecimal de 13-bits
y las listas también incluidas muestran qué flujo elemental o contenido es ese.
RS RS
TS
MPEG-2
TS
MPEG-2
Enlace de
Transmisión
Modulador
DVB /
ATSC
Demodulador
DVB /
ATSC
204 ó 208 bytes
188 bytes
Enca-
bezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
FEC R/S
16 ó 20 bytes
188 bytes
Carga Útil
184 bytes
Enca-
bezado
4 bytes
0x47 - Byte de
Sincronización
1 bit - Indicador de error de transporte
Fig. 3.9. FEC Reed-Solomon
El bit que sigue inmediatamente al bit de sincronización es el bit indicador
de error de transporte. Con este bit se marcan los paquetes de flujo de trans-
porte como errados después de su transmisión. Es fijado por el demodulador
al final de la cadena de transmisión; si, por ejemplo, han ocurrido demasiados
errores y no ha habido ninguna posibilidad de corregirlos por medio de los
mecanismos de corrección de error usados durante la transmisión. En DVB
(Digital Video Broadcasting), por ejemplo, la protección del error primario
usada, siempre es el código de corrección de error Reed-Solomon. En una de
las primeras etapas del modulador (DVB-S, DVB-C o DVB-T), se agregan 16
bytes de protección de error al paquete inicial de 188 bytes. Estos 16 bytes de
protección de error son un control especial que pueden usarse por reparar
hasta 8 errores por paquete en el receptor. Sin embargo, si hubiera más de 8
errores en un paquete, no hay ninguna posibilidad de corregir los errores, la
protección de error falla y el paquete se marca como errado en el indicador de
error de transporte. Este paquete ya no debe ser decodificado por el decodifi-
cador MPEG que, en cambio, tiene que ocultar el error que, en la mayoría de
los casos, se ve como un “cuadriculado” en la imagen.
3 - 9
Puede ser necesario, de vez en cuando, transmitir más de 4 bytes de enca-
bezado por paquete de flujo de transporte. El encabezado se extiende en este
caso en el campo de la carga útil. La parte de la carga útil correspondiente
resulta más corta pero la longitud del paquete total sigue siendo constante de
188 bytes. Este encabezado extendido se denomina un "campo de adaptación"
(Fig. 3.10.). Los diferentes contenidos del encabezado y del campo de adap-
tación se discutirán más adelante. Los “bits de control de adaptación” en el
encabezado de 4-bytes de extensión muestran si hay un campo de adaptación
o no.
Campo de
Adaptación
(opcional)
188 bytes
Encabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Encabezado
Longitud de
Campo de
Adaptación
Indicador de
Discontinuidad... 5 Banderas
Campos
opcionales
(depende de las
banderas)
... PCR ...
8 1 5 42 Bits
Fig. 3.10. Paquete de Flujo de Transporte con Adaptación de Campo
La estructura y, sobretodo, la longitud de un paquete de flujo de transpor-
te es muy similar a un tipo de transmisión de datos conocido en telefonía y en
la tecnología LAN, denominado el “modo de trasferencia asíncrono”, o ATM
para abreviar. Hoy, el ATM se usa en redes de larga distancia para telefonía,
llamadas por Internet y para interconectar computadoras en una red LAN en
edificios. ATM también tiene una estructura de paquete. La longitud de una
célula ATM es de 53 bytes, que contiene 5-bytes de encabezado y 48-bytes de
carga útil. Durante los inicios de MPEG-2 se consideraba transmitir señales
de datos MPEG-2 vía enlaces ATM. De allí la longitud de un paquete de flujo
de transporte MPEG-2. Teniendo en cuenta un byte especial en la parte de la
carga útil de una célula de ATM, esto deja 47 bytes de datos de carga útil. Es
entonces posible transmitir 188 bytes de información útil por medio de 4
células de ATM, correspondiendo exactamente a la longitud de un paquete de
flujo de transporte MPEG-2. Y de hecho, las transmisiones MPEG-2 sobre
enlaces de ATM son cotidianas. Ejemplos de esto se encuentran, por ejemplo,
en Austria donde todos los estudios nacionales de la institución radiodifusora
austriaca ORF (Österreichischer Rundfunk) están enlazados vía una red ATM
(llamada LNET). En Alemania, también, flujos MPEG son intercambiados
sobre enlaces ATM.
3 - 10 Flujo de Datos MPEG-2
Encabezado
5 bytes
Carga Útil
48 bytes
Carga Útil
47 bytes
Carga Útil
47 bytes
Carga Útil
47 bytes
Carga Útil
47 bytes
Paquete TS MPEG-2 188 bytes
4 celdas ATM
Encabezado – 5 bytes Información especial – 1 byte
53 bytes
ATM = Asynchronous Transfer Mode
Fig. 3.11. Celda ATM
Cuando se transmiten señales MPEG vía enlaces ATM, varios modos de
transmisión denominados Capas de Adaptación ATM pueden ser aplicados a
nivel de ATM. El modo mostrado en la Fig. 3.11. corresponde a la Capa 1 de
Adaptación ATM sin FEC (AAL1 sin FEC). También son posibles la Capa 1
de Adaptación ATM con FEC (AAL1 con FEC) o la Capa 5 de Adaptación
ATM (AAL5). En este caso, la capa más apropiada parece ser la AAL1 con
FEC ya que los contenidos están protegidos contra errores durante la transmi-
sión ATM.
El hecho de que el flujo de transporte MPEG-2 es una señal de datos com-
pletamente asíncrona es de particular y decisiva significancia. No hay forma
de saber cuál es la información que sigue en la próxima ranura de tiempo
(paquete del flujo de transporte). Esto sólo puede ser determinado por medio
de el PID del paquete del flujo de transporte. Las tasas de datos en la carga
útil pueden fluctuar; podrían requerir ser rellenadas para suplementar los 184
byte perdidos. Este asincronismo tiene grandes ventajas con respecto a la
futura flexibilidad, haciendo posible implementar cualquier nuevo método sin
mucha adaptación. Pero también tiene desventajas: el receptor debe estar
siempre verificando, lo que consume más energía; la protección de error dis-
pareja como en DAB (radio digital) no puede ser aplicada y los contenidos
diferentes no pueden ser protegidos en mayor o menor grado cuando se re-
quiera.
3 - 11
3.3 Información para el Receptor
En los siguientes párrafos, se considerarán los componentes del flujo de
transporte que son necesarios para el receptor. Los componentes necesarios
en este caso significan: ¿Qué necesita el receptor, es decir el decodificador
MPEG, para extraer exactamente, del gran número de paquetes del flujo de
transporte, aquéllos múltiples contenidos que se necesitan por decodificar el
programa deseado? Además, el decodificador debe poder sincronizarse co-
rrectamente a este programa. El flujo de transporte MPEG-2 es una señal
completamente asíncrona y su contenido ocurre de una manera completamen-
te aleatoria o sobre demanda en las aberturas de tiempo individuales. No hay
reglas absolutas que puedan ser usadas para determinar qué información es-
tará contenida en el próximo paquete del flujo de transporte. El decodificador
y cada elemento en la cadena de transmisión deben engancharse a la estructu-
ra del paquete. El PID (identificador de paquete) puede ser usado para ubicar
lo que está siendo transmitido en el respectivo elemento. Por otro lado, este
asincronismo tiene ventajas debido a la total flexibilidad provista pero tam-
bién existen desventajas relacionadas al ahorro de energía. Cada paquete del
flujo de transporte debe ser primero analizado en el receptor.
Sincronización del
Flujo de TransporteByte de Sincronización 0x47
Información específica del
Programa: PAT, PMT
Accediendo al
Programa
Identificación de Paquete
PID
Desencriptado
(si es necesario)Tabla de Acceso Condicional CAT
Sincronización del
Programa
Referencia de Tiempo de Programa
PCR, PTS, DTS
Sincronización de
datos adicionales
Información del Servicio
SI
Lectura del contenido
del TS
Fig. 3.12. Información para el Receptor
3.3.1 Sincronización del Flujo de Transporte
Cuando la entrada del decodificador MPEG-2 se conecta a un flujo de
transporte MPEG-2, debe engancharse primero al flujo de transporte, es decir
a la estructura del paquete. Por consiguiente, el decodificador busca los bytes
de sincronización en el flujo de transporte. Éstos siempre tienen el valor 0x47
y siempre aparecen al principio de un paquete de flujo de transporte. Están
siempre presentes a intervalos constantes de 188-bytes. Estos dos factores
juntos, el valor constante de 0x47 y el espaciado constante de 188 bytes, se
3 - 12 Flujo de Datos MPEG-2
usan para la sincronización. Si aparece un byte que tiene un valor de 0x47, el
decodificador examinará las posiciones n veces 188-bytes antes y después de
este byte en el flujo de transporte por la presencia de otro byte de sincroniza-
ción. Si existe, entonces este es un byte de la sincronización. Si no, entonces
ésta es simplemente alguna palabra del código que ha asumido este valor
accidentalmente. Es inevitable que la palabra de código 0x47 también ocurra
en el flujo de transporte continuo. La sincronización ocurrirá después de 5
paquetes de flujo de transporte y el decodificador perderá el enganche des-
pués de una merma de 3 paquetes (como se cita en la norma MPEG).
3.3.2 Lectura de la Estructura del Programa Actual
El número y la estructura de los programas transmitidos en el flujo de
transporte son flexibles y abiertos. El flujo de transporte puede contener un
programa con un flujo de video y audio, o puede haber 20 programas o más
que estén siendo transmitidos, algunos con un sólo audio, algunos con video y
audio y otros con video y varias señales de audio. Por consiguiente, es nece-
sario incluir ciertas listas en el flujo de transporte que describan la estructura
instantánea del flujo de transporte.
Encabezado
TSCarga Útil del paquete del TS
PID=0x00 Puntero a
PMT1Puntero a
PMT2
Puntero a
PMT3Puntero a
PMT4
PID
1
PID
2
PID
3
PID
4
...
PAT =
Program
Association Table
PMT =
Program
Map Table
...
PID del PAT
Puntero al ES
de video
Puntero al ES
de audio
PID
1
PID
2
Encabezado
TSCarga Útil del paquete del TS
1 entrada PID por Programa
1 entrada PID por Flujo Elemental (ES)
Fig. 3.13. PAT y PMT
3 - 13
Estas listas proporcionan la denominada “información específica de pro-
grama”, o PSI (Program Specific Information) para abreviar (Fig. 3.13.). Es-
tas son tablas que se transmiten de vez en cuando en la parte de carga útil. La
primera es la “tabla de asociación de programa” PAT (Program Association
Table). Esta tabla ocurre precisamente una vez por flujo de transporte pero se
repite cada 0.5 segundos. Esta tabla muestra cuántos programas hay en este
flujo de transporte. Los paquetes de flujo de transporte que contienen esta
tabla tienen valor cero como identificación del paquete (PID) para así poder
identificarse fácilmente. En la parte de la carga útil de la tabla de asociación
de programa, se transmite una lista de PIDs especiales. Hay exactamente un
PID por programa en la tabla de asociación de programa (Fig. 3.13.).
Estos PIDs son indicadores, es decir, información adicional que describe
cada programa individual en más detalle. Los PIDs apuntan a otras tablas, las
llamadas “tablas de mapeo de programa” (PMT – Program Map Tables). A
su vez, las tablas de mapeo de programa son paquetes especiales del flujo de
transporte con parte de una carga útil especial y un PID especial. Se transmi-
ten los PIDs de las PMTs en la PAT. Si por ejemplo, se piensa recibir el pro-
grama N°3, el PID N°3 es seleccionado en la lista de todos los PIDs en la
parte de la carga útil en la tabla de asociación de programa (PAT). Si fuera,
por ejemplo, 0x1FF3, el decodificador busca paquetes de flujo de transporte
que tengan un PID = 0x1FF3 en su encabezado. Estos paquetes son entonces
las tablas de mapeo de programa para el programa No.3 en el flujo de trans-
porte. La tabla de mapeo de programa, a su vez, contiene PIDs que son los
PIDs para todos los flujos elementales contenidos en este programa (video,
audio, datos).
Dado que puede haber varios flujos de video y audio - como el caso de
una transmisión de Fórmula 1 en varios idiomas - el espectador debe selec-
cionar los flujos elementales a ser decodificados. Finalmente él seleccionará
exactamente 2 PIDs - una para el flujo de video y otra para el flujo de audio,
resultado de, por ejemplo, dos números hexadecimales PID1 = 0x100 y PID2
= 0x200. PID1 podría ser, por ejemplo, el PID para el flujo de video a ser
decodificado y PID2 el PID para el flujo de audio. En adelante, el decodifica-
dor MPEG-2 sólo estará interesado en éstos paquetes del flujo de transporte,
los recolecta, es decir los demultiplexa y los asocia para formar nuevos pa-
quetes PES. Precisamente son estos paquetes PES los que se proveen al deco-
dificador de video y audio para generar la señal de video y audio.
La composición del flujo de transporte puede cambiar durante la transmi-
sión, como cuando sólo pueden transmitirse programas locales dentro de cier-
tas ventanas. Una caja decodificadora para señales DVB-S debe, por consi-
guiente, supervisar continuamente la estructura instantánea del flujo de trans-
porte, leer la PAT y las PMTs y adaptarse a las nuevas situaciones. El enca-
bezado de una tabla contiene, para este fin, el así llamado manejo de versión
3 - 14 Flujo de Datos MPEG-2
que señala al receptor que algo ha cambiado en la estructura. Es imperdona-
ble que esto aún no se cumpla en todos los receptores DVB. Un receptor ge-
neralmente reconoce un cambio en la estructura del programa solamente des-
pués de que una nueva búsqueda de programas se haya iniciado. En muchas
regiones de Alemania, las llamadas “ventanas de programación regional” son
insertadas en los programas de servicio público a determinadas horas del día.
Estas son implementadas por las denominadas “PMT dinámicas”, es decir, los
contenidos de la PMT son alterados y la señal cambia en los PIDs de los flu-
jos elementales.
TS MPEG-2
PID de Audio = 0x200
PID de Video = 0x100
Fig. 3.14. Acceso a un Programa vía los PIDs de Video y Audio
3.3.3 Acceso a un Programa
Después de que los PIDs de todos los flujos elementales contenidos en el
flujo de transporte se hayan conocido de la información contenida en la PAT
y las PMTs y el usuario se haya decidido por un programa, un flujo de video
y uno de audio; esencialmente ahora están definidos dos PIDs: el PID para la
señal de video y el PID para la señal de audio a ser decodificadas. El decodi-
ficador MPEG-2, instruido por el usuario de la caja decodificadora, se intere-
sará ahora sólo en estos paquetes. Asumiendo entonces que el PID de video
es 0x100 y el PID de audio es 0x200: en el proceso del demultiplexado resul-
tante todos los paquetes del TS con 0x100 se agruparán en los paquetes PES
de video y se consignarán al decodificador video. Lo mismo se aplica a los
paquetes de audio 0x200 que son agrupados y ensamblados para formar pa-
quetes PES que se proporcionan al decodificador audio. Si los flujos elemen-
tales no están cifrados, estos pueden decodificarse directamente.
3.3.4 Acceso a Programas Cifrados
Sin embargo, los flujos elementales se pueden transmitir cifrados (encrip-
tados). En el caso de TV Paga o por razones de licencias de recepción que
involucren áreas locales, todos o algunos de los flujos elementales se pueden
transmitir protegidos por un código electrónico. Los flujos elementales son
cifrados (Fig. 3.17.) por varios métodos (Viaccess, Betacrypt, Irdeto, Conax,
3 - 15
Nagravision, etc.) y no pueden ser recibidos sin un hardware adicional y la
autorización respectiva. Este hardware adicional debe ser proveído con los
datos de autorización y cifrado desde el flujo de transporte. Para esto, se
transmite una tabla especial en el flujo de transporte, la “tabla de acceso con-
dicional” (CAT) (Fig. 3.15).
ECM
Mensaje de Control de Inscripción
EMM
Mensaje de Manejo de Inscripción
Códigos clave
PIDPIDCAT
(PID=1)
Derechos de asignación
Fig. 3.15. Tabla de Acceso Condicional
La CAT provee los PIDs para otros paquetes de datos en el flujo de trans-
porte donde esta información de descifrado es transmitida. Esta información
adicional de descifrado es denominada ECM (Entitlement Control Message –
Mensaje de control de suscripción) y EMM (Entitlement Management Mes-
sage – Mensaje de manejo de suscripción). El ECM es empleado para trans-
mitir los códigos de cifrado y los EMMs para la administración del usuario.
El factor importante es que sólo los flujos elementales en sí pueden ser cifra-
dos, y no los encabezados del flujo de transporte (ni las tablas). Tampoco es
permitido cifrar el encabezado del flujo de transporte o el campo de adapta-
ción.
Decodificador de Video
Decodificador de AudioDe
mu
ltip
lexo
r
Video
Audio
S S S S S?
XO
R
XO
R
Datos
encriptados
Datos
desencriptados
Secuencia pseudo-aleatoria
TS MPEG-2
Desencriptador
Interfaz común
Tarjeta Inteligente
(datos del usuario)
Fig. 3.16. Desencriptado en el Decodificador
3 - 16 Flujo de Datos MPEG-2
La desencriptación (Fig. 3.16.) se hace fuera del decodificador MPEG en
un hardware adicional relacionado al método de desencriptación, que puede
enchufarse en la denominada “interfaz común” (CI – Common Interface) en
la caja decodificadora. El flujo de transporte es pasado a través de este hard-
ware antes de procesarse posteriormente en el decodificador MPEG. La in-
formación de los ECMs y los EMMs y el código personal del usuario permi-
ten luego que los flujos sean desencriptados.
S S S S S
Xor
Xor
Secuencia Binaria Pseudo-aleatoria (PRBS)
Datos encriptados
Datos desencriptados
?
Fig. 3.17. Encriptado y desencriptado con un generador PRBS en el sistema de Acce-
so Condicional y en el receptor
3.3.5 Sincronización del Programa (PCR, DTS, PTS)
Una vez que los PIDs para el video y el sonido han sido determinados y
cualquier programa cifrado haya sido desencriptado y los flujos hayan sido
demultiplexados, se generan de nuevo los paquetes PES de video y audio.
Éstos se aplican luego al decodificador de video y audio. La decodificación
real, sin embargo, requiere algunos pasos adicionales de sincronización. El
primer paso consiste en vincular el reloj del receptor al reloj del transmisor.
Como se indicó inicialmente, la señal de luminancia se muestrea a 13.5MHz
y las dos señales de la crominancia se muestrean a 6.75MHz. 27MHz es un
múltiplo de estas frecuencias de muestreo, por lo que esta frecuencia se usa
como referencia, o fundamental, para todos los pasos del proceso en la codifi-
cación MPEG en el lado de la transmisión. Un oscilador de 27MHz en el
codificador MPEG alimenta el “reloj del sistema” (STC – System Time
Clock). El STC es esencialmente un contador de 42 bits que se cronometra
por este mismo reloj de 27MHz y empieza de nuevo en cero después de un
overflow. Las posiciones LSB (bits menos significativos) no suben hasta FFF,
sólo hasta 300. Aproximadamente cada 26.5 horas el contador se reinicia a
cero. En el receptor debe proveerse otro reloj de sistema (STC), es decir, se
necesita otro oscilador de 27MHz conectado a un contador de 42 bits. Sin
embargo, la frecuencia de este oscilador de 27MHz debe estar en completo
3 - 17
sincronismo con el del transmisor, y el contador de 42 bits también debe estar
en perfecta simultaneidad.
PCR PCR
+
-
PCR
Cada 40ms
Contador Contador
42 bits 42 bits
Decodificador
MPEG-2
Codificador
MPEG-2
Copia
Carga
Video
Audio
27MHz
STC
27MHz
STC
Video
Audio TS MPEG-2
NCO – Oscilador a Control
Numérico
Fig. 3.18. Reloj de Referencia de Programa
Para lograr esto, la información de referencia se transmite en el flujo de
datos MPEG (Fig. 3.18.). En MPEG-2, éstos son los valores de “referencia de
reloj de programa” (PCR – Program Clock Reference) (Fig. 3.17.) que son
nada más que una copia actualizada del contador STC aplicada en el flujo de
transporte en un cierto momento. El flujo de datos lleva así un “tiempo del
reloj” interno exacto. Todos los procesos de codificación y decodificación
son controlados por este tiempo del reloj. Para lograr esto, el receptor, es
decir el decodificador MPEG, debe leer el "tiempo del reloj”, los denomina-
dos valores PCR, y los compara con el propio reloj interno del sistema, es
decir su propio contador de 42-bits.
Si los valores de PCR recibidos están enganchados con el reloj del sistema
en el decodificador, el reloj de 27MHz del receptor iguala al del transmisor.
Si hay una desviación, una variable controlada de la magnitud de la desvia-
ción puede generarse por un PLL, es decir el oscilador al lado receptor puede
corregirse. En paralelo, la cuenta de 42-bits siempre se restablece al valor
PCR recibido, un requisito básico para la inicialización del sistema y en caso
de un cambio de programa.
Los valores de PCR deben estar presentes en cantidad suficiente, es decir
con un espaciado máximo, y relativamente preciso, libre de convulsión.
Según MPEG, el espaciado máximo por programa es de 40ms entre los valo-
res de PCR individuales. La convulsión del PCR debe ser menor a ±500ns.
Los problemas de PCR se manifiestan en primera instancia en que en lugar de
una imagen en color, se muestre una imagen en blanco y negro. Los proble-
mas de convulsión del PCR pueden ocurrir, entre otras cosas, durante el re-
multiplexado de un flujo de transporte. La razón es que, por ejemplo, el orden
3 - 18 Flujo de Datos MPEG-2
de los paquetes de flujo de transporte se cambia sin que la información de
PCR contenida en ellos también cambie. Hay frecuentemente una convulsión
de PCR de ±30µs aunque sólo se permite ±500ns. Esto puede ser manejado
por la mayoría cajas decodificadoras pero no por todas. La información de
PCR se transmite en el campo de adaptación de un paquete de flujo de trans-
porte que pertenece al programa correspondiente. La información precisa
sobre el tipo de paquetes de los TS en que ésto se hace puede encontrarse en
la tabla de mapeo de programa correspondiente (PMT). La PMT contiene la
denominada PCR_PID que, sin embargo, corresponde, en la mayoría de los
casos, al PID de video del programa respectivo. Una vez de que la sincroni-
zación del reloj de programa se haya logrado, se ejecutan los pasos de decodi-
ficación de video y audio enganchados con el reloj del sistema (STC).
PTS del PES de video
Encabezado
PES
PES de video
PES de audio
PES de video
Encabezado
PES
DTS del PES de video
PTS del PES de audio
Sincronización de voz
Fig. 3.19. PTS y DTS
Sin embargo, se presenta ahora otro problema. Deben decodificarse el vi-
deo y el sonido y deben reproducirse con sincronización de voz. Para poder
lograr la "sincronización de voz", es decir la sincronización entre el video y el
audio, la información adicional de tiempo se codifica en los encabezados de
los PESs de video y audio. Esta información de la elección del momento ade-
cuado se deriva del reloj del sistema (STC, 42-bits). Usando los 33 bits más
significativos (MSB) del STC, estos valores se introducen en los encabezados
de los PES de video y audio a intervalos máximos de 700ms y se denominan
“marcas de tiempo de presentación” (PTS – Presentation Time Stamps).
3 - 19
Como veremos más adelante, en la sección sobre la codificación de video,
el orden en que la información de imagen comprimida se transmite diferirá
del orden en que se graba. La secuencia de cuadros se cambia ahora en con-
formidad con ciertas reglas de la codificación, una medida necesaria para
ahorrar espacio de memoria en el decodificador. Para recuperar la secuencia
original, deben codificarse marcas de tiempo adicionales en el flujo de video.
Éstas se denominan “marcas de tiempo de decodificación” (DTS – Decoding
Time Stamps) y también se transmiten en el encabezado del PES.
El decodificador MPEG-2 en un IRD puede entonces decodificar los flujos
de video y audio de un programa, produciendo nuevamente señales de video
y de audio, ya sea o en formato analógico o en formato digital.
3.3.6 Información Adicional en el Flujo de Transporte (SI/PSI/PSIP)
Según MPEG, la información transmitida en el flujo de transporte está
bastante orientada al hardware, como fuera, sólo relacionada a requisitos
mínimos absolutos. Sin embargo, esto no hace el funcionamiento de una caja
particularmente de fácil utilización. Por ejemplo, tiene sentido, y es necesario,
transmitir los nombres del programa para propósitos de identificación. Tam-
bién es deseable simplificar la búsqueda de canales de transmisión físicos
adyacentes. Del mismo modo es necesario transmitir las guías electrónicas de
programa (EPG) e información de hora y fecha. En este respeto, el grupo
Proyecto Europeo DVB y el grupo Proyecto Americano ATSC han definido
la información adicional para la transmisión del video digital y los programas
de audio que se piensa simplifican el funcionamiento de las cajas y las hace
mucho más fácil de usar.
3.3.7 Secciones y Tablas Privadas y no-Privadas
Por si acaso, el Grupo MPEG ha incorporado una “puerta abierta” en la
Norma MPEG-2. Además de la “información específica de programa” (PSI –
Program Specific Information), la “tabla de mapeo de programa” (PMT –
Program Map Table) y la “tabla de acceso condicional” (CAT – Conditional
Access Table), creó la posibilidad de incorporar las denominadas “tablas pri-
vadas” (Fig. 3.20.) en el flujo de transporte. El Grupo ha definido mecanis-
mos que especifican cómo debe lucir una tabla, cómo debe ser su estructura y
por qué reglas será articulada en el flujo de transporte.
Según los sistemas MPEG-2 (ISO/IEC 1318-1) se han especificado para
cada tipo de tabla lo siguiente:
3 - 20 Flujo de Datos MPEG-2
Una tabla se transmite en la parte de la carga útil de uno o más paque-
tes del flujo de transporte con un PID especial que es reservado sólo
para esta tabla (DVB) o algunos tipos de tablas (ATSC).
Cada tabla empieza con una IDentificación de tabla que es un byte es-
pecial que identifica sólo a esta tabla exclusivamente. La ID de la tabla
es el primer byte de la carga útil de una tabla.
Cada tabla se subdivide en secciones que permiten tener un tamaño
máximo de 4 bytes. Cada sección de una tabla termina con un control
CRC de 32 bits de largo sobre la sección entera.
SECCIÓN #0
SECCIÓN #1
SECCIÓN #2
SECCIÓN #3
SECCIÓN #n
Max. 4Kbytes
Ta
bla
CR
C
TID
TID
TID
TID
TID
CR
C
CR
C
CR
C
CR
C
...
Fig. 3.20. Secciones y Tablas
La “información específica de programa” (PSI – Program Specific Infor-
mation) tiene exactamente la misma estructura. La PAT tiene un PID de cero
y empieza con una IDentificación de tabla de cero. La PMT tiene los PIDs
definidas en la PAT como PID y tiene una ID de tabla de 2. La CAT tiene una
PID y una ID de tabla de 1 en cada caso. La PSI puede estar compuesta de
uno o más paquetes de flujo de transporte para las PAT, PMT y CAT que
dependen del contenido.
Aparte de las tablas PSI, PAT, PMT y CAT arriba mencionadas, otra tabla,
la denominada “tabla de información de red” (NIT – Network Information
Table) ha sido incluida desde el principio pero no se ha estandarizado en de-
talle. Ha sido implementada en el Proyecto DVB.
Todas las tablas se implementan a través del mecanismo de secciones. Hay
secciones no-privadas y privadas (Fig. 3.21.). Las secciones no-privadas se
definen en la Norma del Sistema MPEG-2 original. Todas las otras son co-
rrespondientemente privadas. Las secciones no-privadas incluyen las tablas
de la PSI y las privadas incluyen las secciones de la SI de DVB y las seccio-
3 - 21
nes DSM-CC (Digital Storage Media Command and Control – control y co-
mando de medios de almacenamiento digital) de MPEG-2 que se utilizan para
la radiodifusión de datos. El encabezado de una tabla contiene la administra-
ción del número de versión de una tabla y la información sobre el número de
secciones de las cuales se compone una tabla. Un receptor debe primero que
nada explorar a través del encabezado de estas secciones antes de poder eva-
luar el resto de las secciones y las tablas. Naturalmente, todas las secciones se
deben analizar de una longitud máxima original de 4 kilobytes a la longitud
máxima de la carga útil de 148 bytes de un paquete del flujo de transporte
MPEG-2 antes de que se transmitan.
Sección MPEG-2
No-privada Privada
Definida en ISO/IEC13818-1
Información Específica de
Programa (Tablas PSI)
No definida en ISO/
IEC13818-1
Usada por la estructura de
sección en MPEG-2
Información de Servicio
(Tablas SI)
ISO/IEC13818-6 DSM-CC
Una tabla es = 1 … N secciones del mismo tipo
(max. 1024 bytes / 4096 bytes por sección)
Fig. 3.21. Secciones y Tablas según MPEG-2
En el caso de PSI/SI, el límite de la longitud de la sección se ha bajado a 1
kilobyte en casi todas las tablas, la única excepción es el EIT (Event Informa-
tion Table - Tabla de Información de Eventos) que se utiliza para transmitir la
guía electrónica de programa (EPG). Las secciones de la EIT pueden asumir
la longitud máxima de 4KB porque llevan una cantidad de información gran-
de como en el caso de una EPG para toda una semana.
Si una sección comienza en un paquete de flujo de transporte (Fig. 3.22.),
el indicador de inicio del encabezado de la unidad de la carga útil se fija a 1.
El encabezado de los TS es seguido inmediatamente por el puntero que señala
(en número de bytes) al inicio real de la sección. En la mayoría de los casos
(y siempre en el caso de PSI/SI), este puntero se fija a cero lo que significa
que la sección comienza inmediatamente después del puntero.
3 - 22 Flujo de Datos MPEG-2
Byte
de
Sinc.
Indicador de
error de
transporte
Indicador de
inicio de la
unidad de
Carga Útil
Prioridad de
TransportePID
Control de
Cifrado del
Transporte
Control del
Campo de
Adaptación
Contador de
Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
4 bytes
Sección Carga Útil
Indicador del inicio de la unidad de carga útil puesto en “1”
Puntero al inicio de una sección de carga útil,
generalmente puesto en 0x00
184 bytes
188 bytes
Fig. 3.22. Inicio de una Sección en un paquete de flujo de transporte MPEG-2
Si el puntero tiene un valor que difiere de cero, los restos de la sección
precedente se pueden todavía encontrar en este paquete del flujo de transporte.
Esto se utiliza para ahorrar paquetes del TS, un ejemplo que es el MPE (Mul-
ti-Protocol Encapsulation) sobre secciones DSM-CC en el caso de IP sobre
MPEG-2 (véase DVB-H).
tabla_id section_syntax_indicator private_indicator reservado section_length if (section_syntax_indicator == 0) table_body1() /* short table */ else table_body2() /* long table */ if (section_syntax_indicator == 1) CRC
8 Bit 1 1 2
12
32 Bit
Fig. 3.23. Estructura de una sección
3 - 23
table_body1() { for (i=0;i<N;i++)
data_byte }
8 Bit
tabla_body2() { table_id_extension reservado version_number current_next_indicator section_number last_section_number for (i=0;i<N;i++)
data_byte }
16 Bit 2 5 1 8
8 Bit
Fig. 3.24. Estructura de una sección de carga útil
La estructura de secciones siempre sigue el mismo plan (Fig. 3.23., Fig.
3.24.). Una sección comienza con la tabla_ID, un byte que señala el tipo de
tabla. El bit section_syntax_indicator indica si ésta es una sección del tipo
corta (bit = 0) o una larga (bit = 1). Si es una sección larga, esta es seguida
por un encabezado extendido que contenga, entre otras cosas, el manejo de la
versión de la sección y su longitud y el número de la sección pasada. El
número de versión indica si el contenido de la sección ha cambiado (ej.: en
caso de un PMT dinámico o si la estructura del programa ha cambiado). Una
sección larga termina siempre con una suma de verificación CRC de 32 bits
de largo sobre la sección entera.
La estructura detallada de una PAT y de una PMT se puede ahora también
entender más fácilmente. Una PAT (Fig. 3.25, Fig. 3.26) comienza con la
tabla_ID = 0x00. Su tipo es el de una tabla larga no-privada, es decir, el ma-
nejo de la versión sigue en el encabezado. Puesto que la información sobre la
estructura del programa que se transmitirá es muy corta, una sola sección es
virtualmente siempre suficiente (last_section_no = 0) y también cabe dentro
de un paquete de transporte. En el lazo del programa se enumeran para cada
uno el número del programa y la identificación asociada del mapeo del pro-
grama. El programa No. Cero es una excepción especial, éste informa sobre
el PID de la última NIT (tabla de información de red). La PAT termina con
una suma de verificación CRC. Hay una PAT por flujo de transporte pero se
repite cada 0.5 segundos. En el encabezado de la tabla, un número inequívoco,
el stream_ID del flujo de transporte, se asigna al flujo de transporte mediante
3 - 24 Flujo de Datos MPEG-2
el cual puede ser direccionado en una red (ej.: una red basada en satélites con
muchos flujos de transporte). La PAT no contiene ninguna información de
texto.
La tabla del mapeo de programa (PMT) comienza con la tabla_ID = 0x02.
El PID se señala vía la PAT y está en el rango de 0x20 … 0x1FFE. La PMT
es también denominada una tabla no-privada con el manejo de la versión y
rematada con la suma de verificación CRC. El encabezado de la PMT lleva el
program_no, ya conocido de la PAT. El program_no en la PAT y la PMT
deben coincidir, es decir, ser iguales.
PAT
Tabla_ID=0x00;
Transport_stream_ID;
Version Management;
CRC_32
for i=0 i<N i++
program_number; 16 Bit
reservado; 3 Bit
If (program_number ==0)
network_PID=0x10; 13 Bit
else
program_map_PID; 13 Bit
PID de la NIT
PID de la PMT
PID=0x00;
Tiempo de repetición:
25ms … 500ms
Lazo del
Programa(Tamaño
calculado de
la longitud de
la sección)
Longitud de
la sección
Fig. 3.25. Estructura detallada de la PAT
El encabezado del PMT es seguido por el program_info_loop (lazo de in-
formación de programa) en el cual variados descriptores pueden ser inserta-
dos, tantos como sean necesarios, que describen más detalladamente los com-
ponentes del programa. Sin embargo, no tiene que ser utilizado. Los compo-
nentes reales del programa como el vídeo, el audio o el teletexto se identifi-
can vía el lazo del flujo que contiene las entradas para el tipo respectivo de
flujo y el PID del flujo elemental.
Es posible incluir un número de descriptores para cada componente del
programa en el ES_info_loop. Hay una PMT para cada programa y se envía
cada 0.5 segundos. Tampoco hay información de texto en la PMT.
La Fig. 3.28. muestra un ejemplo real de la estructura de una tabla de ma-
peo de programa, que es absolutamente corta en este caso. Será discutida más
3 - 25
detalladamente como representativa de las muchas otras tablas que siguen. El
ejemplo, registrado con un analizador MPEG-2, muestra que la PMT comien-
za con la ID de tabla 0x02, un byte que la identifica claramente como tal.
Fig. 3.26. Detalles de la PAT (ejemplo práctico)
El bit del indicador de sintaxis de sección se fija a “1” y nos dice que es
una tabla larga con manejo de versión. El bit siguiente se fija a “0” e identifi-
ca esta tabla como una tabla no-privada del MPEG. La longitud de la sección
dice cuánto tiempo transcurre en esta sección actual de esta tabla, a saber, 23
3 - 26 Flujo de Datos MPEG-2
bytes de largo en este caso. El campo de la extensión de la tabla_ID contiene
el número del programa; debe también haber una entrada correspondiente en
la PAT. El número de versión y el indicador actual/siguiente señalan un cam-
bio en la tabla de mapeo del programa. Esta información se debe comprobar
continuamente por un receptor que debe responder en caso de necesidad a un
cambio en la estructura del programa (PMT dinámico). El número de sección
dice qué sección transcurre y el Last Section N° informa sobre el número de
la última sección de una tabla. Se fija a cero en este caso, es decir, la tabla
consiste de sólo una sección.
PAT
Tabla_ID=0x02;
Program_number;
Version Management;
CRC_32
for i=0 i<N i++
PID=
0x20 … 0x1FFE;
Tiempo de repetición:
25ms … 500ms
Lazo del
Flujo(Tamaño
calculado de
la longitud de
la sección)
Longitud de
la sección
PCR_PID
Program_info_lenght
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
stream_type;
Reservado;
Elementary_PID;
Reservado;
ES_info_lenght
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
Información del
Programa
Información del ES(Tamaño desde la
ES_info_lenght)
Fig. 3.27. Estructura detallada de la Tabla de Mapeo de Programa (PMT)
La PCR_PID (referencia de verificación del programa - identificador de
paquete) proporciona el PID en la cual el valor del PCR es transmitido. Éste
es el PID de video en la mayoría de los casos.
3 - 27
Fig. 3.28. Detalles de la PMT (ejemplo práctico)
Tabla 3.1. Tipos de Flujo de la Tabla de Mapeo de Programa (PMT)
Valor Descripción
0x00 ITU-T/ISO/IEC reservdo
0x01 ISO/IEC 11172 video MPEG-1
0x02 ITU-T H.262 / ISO/IEC13818-2 video MPEG-2
0x03 ISO/IEC 11172 audio MPEG-1
0x04 ISO/IEC 13818-3 audio MPEG-2
0x05 ITU-T H222.0 / ISO/IEC 13818-1 secciones privadas
0x06 ITU-T H.222.0 / ISO/IEC 13818-1 PES paquetes que contienen
datos privados
0x07 ISO/IEC 13522 MHEG
0x08 ITU-T H.222.0 /ISO/IEC 13818-1 anexo A DSM-CC
0x09 ITU-T H.222.1
0x0A ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo A
0x0B ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo B
0x0C ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo C
0x0D ISO/IEC 13818-6 DSM-CC tipo D
0x0E ISO/IEC 13818-1 auxiliar
0x0F-0x7F ITU-T H.222.0 / ISO/IEC 13818-1 reservado
0x80-0xFF Uso privado
Debe haber ahora un lazo de información de programa, pro-
gram_info_loop, aunque no existe ninguno en este ejemplo, un hecho que es
señalado por el indicador de longitud “program_info_length= 0”.
3 - 28 Flujo de Datos MPEG-2
Sin embargo, el lazo del flujo proporciona la información sobre las PID de
video y de audio. El tipo de flujo (véase la tabla 3.1.) muestra el tipo de carga
útil, llamados, en este caso, vídeo MPEG-2 y audio MPEG-2.
3.3.8 La Información de Servicio según DVB (SI)
Tomando ventaja de la característica de la “tabla privada”, el Grupo DVB
ha introducido numerosas tablas adicionales que pretenden simplificar la ope-
ración de las cajas o de los receptores DVB. La denominada “información de
servicio” (SI – Service Information), está definida como ETS300468 en la
norma ETSI.
Consta de las siguientes tablas (Fig. 3.29.): la “tabla de información de red”
(NIT), la “tabla de descripción de servicio” (SDT – Service Descriptor Table),
la “tabla de asociación de ramillete” (BAT – Bouquet Association Table), la
“tabla de información de evento” (EIT – Event Information Table), la “tabla
de estado de funcionamiento” (RST – Running Status Table), la “tabla de
hora y fecha” (TDT – Time & Date Table), la “tabla de zona horaria” (TOT –
Time Offset Table) y, finalmente, la “tabla del relleno” (ST – Stuffing Table).
Estas ocho tablas se describirán ahora en más detalle.
PAT Tabla de Asociación de Programa
PMT‟s Tabla de Mapeo de Programa
CAT Tabla de Acceso Condicional
(NIT) Tabla de Información de Red
Tablas Privadas
PSI MPEG-2
Información
específica de
programa
NIT Tabla de Información de Red
SDT Tabla de Descripción de Servicio
BAT Tabla de Asociación de Ramillete
EIT Tabla de Información de Evento
RST Tabla de Estado de
Funcionamiento
TDT Tabla de Hora y Fecha
TOT Tabla de Zona Horaria
ST Tabla de Relleno
SI DVB
Información de
Servicio
Fig. 3.29. PSI en MPEG-2 y SI en DVB
3 - 29
NIT
Network Information Table
Tabla de Información de Red
Información sobre la red física
Nombre del proveedor de la red
Parámetros de transmisión
(RF, orden del QAM …)
Fig. 3.30. Tabla de Información de Red (NIT)
La “tabla de información de red” (NIT) (Fig. 3.30., Fig. 3.31., Fig. 3.32.)
describe todos los parámetros físicos de un canal de transmisión DVB. Con-
tiene, por ejemplo, la frecuencia recibida y el tipo de transmisión (satélite,
cable, terrestre) y también todos los datos técnicos de la transmisión, es decir,
protección de error, tipo de modulación, etc. El propósito de esta tabla es
optimizar el rastreo de canales tanto como sea posible. Una caja decodifica-
dora puede guardar todos los parámetros de un canal físico cuando está exa-
minando o cambiando canales, y es posible, por ejemplo, transmitir la infor-
mación relacionada con todos los canales físicos dentro de una red (satélite,
cable), permitiendo eliminar la búsqueda física real de los canales.
La NIT contiene la información siguiente:
La ruta de la transmisión (satélite, cable, terrestre)
Frecuencia de recepción
Tipo de modulación
Protección de error
Parámetros de transmisión
3 - 30 Flujo de Datos MPEG-2
NIT
Tabla_ID=0x40/0x41;
Network_ID;
Version Management;
CRC_32
for i=0 i<N i++
PID= 0x10;
Tiempo de repetición:
25ms … 500ms
Lazo del
Flujo de
Transporte
Longitud de
la sección
Network_descriptor_lenght
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
Transport_stream_lenght;
Original_network_ID;
Reservado;
Transport_descriptors_lenght;
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
Lazo de los
descriptores
de red
Lazo de los
descriptores de
transporte
Transport_stream_loop_lenght
Fig. 3.31. Estructura de la Tabla de Información de Red (NIT)
El factor importante respecto a la NIT es que muchos receptores, es decir
las cajas decodificadoras, pueden comportarse de una “manera peculiar” si
los parámetros de transmisión en la NIT no coinciden con la transmisión real.
Si, por ejemplo, la frecuencia transmitida conferida en la NIT no corresponde
a la frecuencia recibida real, muchos receptores, sin revelar razones, pueden
simplemente negarse a reproducir cualquier imagen o sonido.
3 - 31
Fig. 3.32. Ejemplo práctico de una Tabla de Información de Red (NIT)
3 - 32 Flujo de Datos MPEG-2
SDT
Service Descriptor TableTabla de Descripción del Servicio
(PID=0x11, Tabla_ID=0x42/0x46)
Información sobre los servicios
(=programas) en el flujo de
transporte
Nombre del proveedor del servicio
Nombre de los servicios = Nombre
de los programas
Fig. 3.33. Tabla de Descripción del Servicio (SDT)
SDT
Tabla_ID=0x42/0x46;
Transport_stream_ID;
Version Management;
CRC_32
for i=0 i<N i++
PID= 0x11;
Tiempo de repetición:
25ms … 500ms
Lazo de
Servicio
Longitud de
la sección
Original_network_ID
Service_ID;Reservado;EIT_schedule_flag;EIT_present_following_flag;Running_status;Free_CA_mode;
Descriptors_loop_lenght;
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
Lazo de los
descriptores
Fig. 3.34. Estructura de una Tabla de Descripción de Servicio (SDT)
La “tabla de descripción de servicio” (SDT) contiene descripciones más
detalladas de los programas llevados en el flujo de transporte, los “servicios”.
Entre otras cosas, éstos son el título del programa como, por ejemplo "CNN",
"CBS", "Eurosport", "ARD", "ZDF", "BBC", "ITN", etc. Es decir, en paralelo
con los PIDs de programa ingresados en la PAT, el SDT contiene ahora in-
3 - 33
formación de texto para el usuario. Esto facilita el funcionamiento del
dispositivo receptor proveyendo las listas de texto.
Fig. 3.35 Ejemplo práctico de una SDT
BAT
Bouquet Association TableTabla de Asociación de Ramillete
(PID=0x11, Tabla_ID=0x4A)
Combinación de varios
servicios en un ramillete
Fig. 3.36. Tabla de Asociación de Ramillete (BAT)
Un pariente cercano de la tabla de descripción de servicio es la “tabla de
asociación de ramillete” (BAT). La SDT y la BAT tienen la misma PID y
sólo difieren en la ID de la tabla. En donde la SDT describe la estructura de
programa de un canal físico, mientras que la BAT describe la estructura de
programa de varios canales físicos o de un gran número de canales físicos.
3.3 Information for the Receiver 33
3 - 34 Flujo de Datos MPEG-2
BAT
Tabla_ID=0x4A;
Bouquet_ID;
Version Management;
CRC_32
for i=0 i<N i++
PID= 0x11;
Tiempo de repetición:
25ms … 500ms
Lazo del
Flujo de
Transporte
Longitud de
la sección
Bouquet_descriptors_lenght
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
Transport_stream_ID;
Original_network_ID;
Reservado;
Transport_descriptors_lenght;
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
Lazo de los
descriptores
de ramillete
Lazo de los
descriptores de
transporte
Transport_stream_loop_lenght
Fig. 3.37. Estructura de una Tabla de Asociación de Ramillete (BAT)
La BAT es nada más que una tabla de programa multicanal. Proporciona
una apreciación integral de todos los servicios contenidos en un grupo. Los
abastecedores de programas pueden hacer uso de, por ejemplo, un ramillete
entero de canales físicos si un solo canal es insuficiente para transmitir la
gama completa de los programas proporcionados. Un ejemplo de esto es el
abastecedor de TV paga “Premier”. Un puñado de canales DVB por satélite o
cable se combinan aquí para formar un ramillete de canales de este abastece-
dor. La BAT asociada se transmite en todos los canales individuales y enlaza
este ramillete en conjunto.
De hecho, sin embargo, una tabla de asociación de ramillete se encuentra
muy raramente en un flujo de transporte. Las radiodifusoras ARD y ZDF en
Alemania, y la Premier, están difundiendo una BAT para su ramillete respec-
tivo y una BAT a veces se puede encontrar en las redes de los proveedores de
cable.
3 - 35
Pero con frecuencia, según lo ya mencionado, la BAT simplemente no
existe. Cuando existe, nos dice, por los denominados descriptores de acopla-
miento, qué servicio de una particular ID de servicio puede ser encontrado en
qué flujo de transporte.
Muchos proveedores también están transmitiendo una “guía electrónica de
programación” (EPG) qué tiene su propia tabla en DVB, la denominada “ta-
bla de información de evento”, o EIT (Fig. 3.38. y 3.39.) para abreviar. Con-
tiene la hora planeada de inicio y de finalización de todas las transmisiones de,
por ejemplo, un día o una semana. La estructura que aquí es posible es muy
flexible y también permite transmitir cualquier cantidad de información adi-
cional. Desgraciadamente en la práctica esta característica no es soportada por
todas las cajas, o son simplemente inadecuadas.
EIT
Event Information Table
Tabla de Información de Evento
Guia Electrónica de Programa
Electronical Program Guide
EPG
Fig. 3.38. Tabla de Información de Evento (EIT)
Sin embargo, frecuentemente existen variaciones y retrasos en los horarios
planeados de inicio y finalización de las transmisiones. Para poder empezar y
detener, por ejemplo, una videograbadora en un momento dado, la
información de comando pertinente es transmitida en la “tabla de estado de
ejecución” (RST). La RST puede compararse con la señal de VPS en la línea
de datos de una señal de TV analógica. En la práctica, la RST no se está utili-
zando actualmente, o, por lo menos, no ha sido encontrada por el autor en un
flujo de transporte dondequiera en el mundo, excepto por los flujos “sintéti-
cos” de transporte. En su lugar, la línea de datos que contenía el VPS se ha
adaptado dentro de DVB para controlar las video-grabadoras y los medios
similares de grabación.
El funcionamiento de la caja también requiere de la transmisión de la hora
y fecha actual. Esto se hace en dos fases. En la “tabla de hora y fecha” (TDT)
(Fig. 3.42 y 3.43.), se transmite la hora del meridiano de Greenwich (GMT o
UTC), es decir la hora actual en el meridiano 0° sin modificaciones por cam-
bios de estación. Los respectivos desfases horarios aplicables pueden ser lue-
go transmitidos en una “tabla de zona horaria” (TOT) para los distintos husos
horarios. Depende del software de la caja cómo se evalúa la información con-
tenida en las tablas TDT y TOT, y hasta qué punto. El soporte completo para
34 3 The MPEG Data Stream
3 - 36 Flujo de Datos MPEG-2
esta información de la hora de transmisión exigiría informar a la caja de su
ubicación actual y, sobre todo, debe prestarse más atención a este punto en un
país que tenga varias zonas horarias, como Australia o los Estados Unidos.
EIT
Tabla_ID=0x4E/0x6F;
Service_ID;
Version Management;
CRC_32
for i=0 i<N i++
PID= 0x12;
Tiempo de repetición:
25ms … 500ms
Lazo de
Eventos
Longitud de
la sección
Transport_ID;
Original_network_ID;
Segment_last_section_no.
Event_ID;Start_time;Duration;Running_status;Free_CA_mode;
Descriptors_loop_lenght;
for i=0 i<N i++
Descriptor ();
Lazo de los
descriptores
de evento
Fig. 3.39. Estructura de una Tabla de Información de Eventos
A veces puede ser necesario cancelar cierta información, sobre todo las ta-
blas en el flujo de transporte. Después de que una señal DVB-S se haya reci-
bido en la cabecera de una estación de CATV, puede ocurrir fácilmente que,
por ejemplo la NIT deba intercambiarse o sobrescribirse o que programas
individuales deban tratarse como inutilizables para la descarga. Esto puede
hacerse por medio de la “tabla de relleno” (ST) (Fig. 3.44.) qué habilita la
información en el flujo de transporte a ser sobrescrita.
3 - 37
Fig. 3.40. Tabla de Información de Eventos (ejemplo práctico)
RST
Running Status Table
Tabla de Estado de
Funcionamiento
(PID=0x13, Tabla_ID=0x71)
Estado de funcionamiento actual
Fig. 3.41. Tabla de Estado de Funcionamiento (RST)
RST
Tabla_ID=0x71;
Encabezado de la
Tabla
for i=0 i<N i++
PID= 0x13;
Tiempo de repetición:
25ms … 500ms
Lazo de
Eventos
Longitud de
la sección
Transport_stream_ID;Original_network_ID;Service_ID;Event_ID;Reservdo;Running_status;
Fig. 3.42. Estructura de una Tabla de Estado de Funcionamiento (RST)
3 - 38 Flujo de Datos MPEG-2
TDT / TOT
Time and Date Table,
Time Offset TableTabla de Hora y Fecha,
Tabla de Zona Horaria
(PID=0x14, Tabla_ID=0x70, 0x74)
Hora y Fecha actual (UTC/GMT)
y Zona horaria
Fig. 3.43. Tabla de Hora y Fecha (TDT) y Tabla de Zona Horaria (TOT)
Fig. 3.44. Ejemplo de una Tabla de Hora y Fecha (TDT) y una Tabla de Zona Horaria
(TOT)
Los PIDs y las IDs de la tabla para la información de servicio han sido
permanentemente asignadas dentro de DVB en la Tabla 3.2.
Las tablas PSI/SI se enlazan una con la otra vía los más variados identifi-
cadores (Fig. 3.45.). Éstas son PIDs e identificadores especiales, dependientes
de las tablas. En la PAT, las PMT_PIDs se encadenan juntas por el prog_no.
A cada prog_no, se asigna una PMT_PID que se refiere a un paquete de flujo
de transporte con la PMT correspondiente de este programa asociado. El
3 - 39
prog_no puede también ser encontrado en el encabezado de la PMT respecti-
va. Se asigna prog_no = 0 a la NIT donde el PID de la NIT pueda ser encon-
trada.
ST
Stuffing Table
Tabla de Relleno
(Tabla_ID=0x72)
Cancelación de secciones y tablas
en una red de distribución
Ej.: Cabeceras de cable
Fig. 3.45. Tabla de Relleno (ST)
Tabla 3.2. PIDs e IDs de las Tablas PSI/SI
Tabla PID ID de Tabla
PAT 0x0000 0x00
PMT 0x0020 … 0x1FFE 0x02
CAT 0x0001 0x01
NIT 0x0010 0x40 …0x41
BAT 0x0011 0x4A
SDT 0x0011 0x42 …0x46
EIT 0x0012 0x4E …0x6F
RST 0x0013 0x71
TDT 0x0014 0x70
TOT 0x0014 0x73
ST 0x0010 … 0x0014 0x72
En la NIT, los parámetros físicos de todos los flujos de transporte de una
red se describen vía sus TS_IDs. Un TS_ID corresponde al flujo actual de
transporte; este TS_ID se puede encontrar exactamente en el encabezado de la
PAT en la posición de la extensión de la identificación de la tabla.
Los servicios (= programas) contenidos en este flujo de transporte se enu-
meran en la tabla del descriptor de servicio vía las identificaciones del servi-
cio. Las IDs del servicio deben corresponder al prog_no en la PAT y en las
PMTs.
Esto se continúa en la EIT: hay una EIT por cada servicio. En el encabe-
zado de la EIT, la table_ID_extension corresponde a la service_ID del pro-
grama asociado. En la EIT, los acontecimientos se asocian a éstos por las
3 - 40 Flujo de Datos MPEG-2
event_IDs. Si hay RSTs asociadas, entonces éstas se enlazan a la RST respec-
tiva vía estas event_IDs.
NITTS_ID
TS_ID
Descriptor()
TS_ID
Descriptor()
SDT/
BATService_IDDescriptor()
Service_IDDescriptor()
Service_ID
Descriptor()
PATTS_ID
Prog_noPMT_PID
Prog_noPMT_PID
Prog_noPMT_PID
EITService_ID
Event_ID
Event_ID
Event_ID
PMTProg_no
PMTProg_no
SDT/BATService_ID
Descriptor()
Service_ID
Descriptor()
Service_ID
Descriptor()
RST
Event_ID
a otros TS
Fig. 3.46. Enlaces entre las tablas PSI/SI
Las tasas de repetición de las tablas PSI/SI están reguladas por MPEG-
2Systems [ISO&IEC 13818/1] y DVB/SI [ETS 300468] (Tabla 3.3)
Tabla 3.3. Tasas de repetición de las tablas PSI/SI según MPEG/DVB
Tabla PSI/SI Max. intervalo
(tabla completa)
Min. intervalo
(sección simple)
PAT 0.5 s 25 ms
CAT 0.5 s 25 ms PMT 0.5 s 25 ms NIT 10 s 25 ms SDT 2 s 25 ms BAT 10 s 25 ms EIT 2 s 25 ms RST - 25 ms TDT 30 s 25 ms TOT 30 s 25 ms
3 - 41
3.4 PSIP según ATSC
En los EE.UU. se especificó una norma separada para TV digital terrestre
y cable. Esta es la norma ATSC [A53, A65], dónde ATSC viene de Advanced
Television System Committee (Comité del Sistema de Televisión Avanzada).
Durante el trabajo de la norma ATSC, se tomó la decisión de usar MPEG-2
para el flujo de transporte, con video MPEG-2 y sonido Digital Dolby AC-3
como las señales de banda base. El tipo de modulación usado es 8- ó 16-VSB.
Además, se acordó que se necesitaban otras tablas que fueran más allá del PSI;
como las tablas SI en DVB. Por ende, ATSC tiene las tablas PSIP, listadas
debajo y descritas en más detalle en el texto siguiente.
PAT Tabla de Asociación de Programa
PMT‟s Tabla de Mapeo de Programa
CAT Tabla de Acceso Condicional
Tablas Privadas
PSI MPEG-2
Información
Específica de
Programa
MGT Tabla Guía Maestra
EIT Tabla de Información de Evento
ETT Tabla de Texto Extendido
STT Tabla de Tiempo del Sistema
RTT Tabla de Valuación de Región
CVCT Tabla de Canal Virtual de Cable
TVCT Tabla de Canal Virtual Terrestre
PSIP ATSC
Protocolo de
Información de
Programa y
Sistema
Fig. 3.47. Tablas del PSIP en ATSC
PSIP significa “protocolo de programa e información del sistema” (Pro-
gram and System Information Protocol) y no es nada más que otra manera de
representar la información, similar a la explicada en la sección anterior sobre
SI en DVB. En ATSC, se usan las siguientes tablas: la Tabla Guía Maestra
(MGT – Master Guide Table) (Fig. 3.47.), la Tabla de Información de Evento
(EIT – Event Information Table), la Tabla de Texto Extendido (ETT – Exten-
ded Text Table), la Tabla de Tiempo del Sistema (STT – System Time Table),
la Tabla de Valuación de Región (RRT – Rating Region Table), y la Tabla de
Canal Virtual de Cable (CVCT – Cable Virtual Channel Table) o la Tabla de
Canal Virtual Terrestre (TVCT – Terrestrial Virtual Channel Table).
Según ATSC, las tablas de PSI definidas en MPEG-2 y provistas en la
Norma MPEG se usan para acceder a los flujos de video y audio, es decir, el
flujo de transporte lleva una PAT y varias PMTs. La información de acceso
condicional también es referenciada vía una CAT.
3.4 The PSIP according to ATSC 37
3 - 42 Flujo de Datos MPEG-2
MGT
PID=1FFB
PID
PID
PID
ETT EIT2
EIT1
4 EIT‟s
EPG
de
3 horas
por EIT
EIT = Tabla de Información de Evento
ETT = Tabla de Texto Extendido
Tabla Guía Maestra (MGT)
Tabla Maestra para EIT‟s y ETT (tal como la PAT es para las PMT‟s)
Fig. 3.48. Referencia del PSIP en la MGT
Las tablas ATSC se construyen como “tablas privadas”. La Tabla Guía
Maestra, es decir la tabla principal, contiene los PIDs para algunas de estas
tablas de ATSC. La Tabla Guía Maestra puede reconocerse por la ID de pa-
quete = 0x1FFB y la ID de la tabla = 0xC7. El flujo de transporte debe conte-
ner por lo menos cuatro Tablas de Información de Evento (EIT-0, EIT-1,
EIT-2, EIT 3) y se encuentran los PIDs para estos EITs en la Tabla Guía Ma-
estra. Hasta 128 Tablas de Información de Evento son posibles pero son op-
cionales. Una EIT contiene una sección de 3-horas de una guía de programa
electrónica (EPG). Con los 4 EITs obligatorios, es así posible cubrir un perío-
do de 12 horas. Además, pueden opcionalmente accederse a las Tablas de
Texto Extendido a través de la MGT. Cada Tabla de Texto Extendido exis-
tente (ETT) se asigna a una EIT. Así, por ejemplo, ETT-0 contiene la infor-
mación de texto extendida para EIT-0. Es posible tener hasta un total de 128
ETTs.
En la Tabla de Canal Virtual que puede estar en uso como la Tabla de Ca-
nal Virtual Terrestre (TVCT) o como la Tabla de Canal Virtual de Cable
(CVCT) dependiendo de la ruta de la transmisión, se transmite la información
de identificación para el canal virtual, es decir los programas, contenidas en
un flujo de transporte multiplexado. La VCT contiene, entre otras cosas, los
nombres de programa. La VCT es comparable a la tabla SDT en DVB.
En la Tabla de Tiempo del Sistema (STT), se transmite toda la
información de tiempo necesaria. La STT puede reconocerse por la ID de
paquete = 0x1FFB y la ID de tabla = 0xCD. En la STT, se transmite el tiempo
GPS (Sistema de Posicionamiento Global) y la diferencia de tiempo entre los
tiempos GPS y UTC (Universal Time Coordinated) (= GMT). La Tabla de
3 - 43
Valuación de Región (RRT) puede usarse por restringir el tamaño de la au-
diencia en lo que se refiere a edad o región. Además de la información sobre
la región (ej.: un Estado Federal en los EE.UU.), también se incluye la infor-
mación relaciona con la edad mínima impuesta para el programa actualmente
transmitido. Usando la RRT, un tipo de cerradura paternal puede llevarse a
cabo en la caja decodificadora. La RRT está reconocida por la ID de paquete
= 0x1FFB y la ID de tabla = 0xCA.
En la tabla 3.4. se listan los PIDs e IDs de Tabla de las tablas PSIP.
Tabla 3.4. Tablas del PSIP.
Tabla PID ID de Tabla
Tabla de Asociación de Programa (PAT) 0x0 0x0
Tabla de Mapeo de Programa (PMT) vía la PAT 0x02
Tabla de Acceso Condicional (CAT) 0x1 0x01
Tabla de Guía Maestra (MGT) 0x1FFB 0xC7
Tabla de Canal Virtual Terrestre (TVCT) 0x1FFB 0xC8
Tabla de Canal Virtual de Cable (CVCT) 0xlFFB 0xC9
Tabla de Valuación de Región (RRT) 0xlFFB 0xCA
Tabla de Información de Evento (EIT) vía la PAT 0xCB
Tabla de Texto Extendida (ETT) vía la PAT 0xCC
Tabla de Tiempo del Sistema (STT) 0x1FF'B 0xCD
3.5 Tablas ARIB según ISDB-T
Tal como DVB (Digital Video Broadcasting) y ATSC (Advanced Televi-
sion Systems Committee), Japón ha definido, también, sus propias tablas en su
estándar ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting – Terrestrial /
Difusión Digital de Servicios Integrados - Terrestre). Éstas se denominan las
tablas ARIB (Association of Radio Industries and Business - Asociación de
Industrias y Negocios de Radiodifusión) según el estándar ARIB. B.10.
Según el estándar ARIB, se proponen las tablas siguientes:
Tabla 3.5. Tablas ARIB
Tipo Nombre Nota
PAT Program Association Table ISO/IEC 13818-1 MPEG-2
PMT Program Map Table ISO/IEC 13818-1 MPEG-2
CAT Conditional Access Table ISO/IEC 13818-1 MPEG-2
NIT Network Information Table como DVB-SI, ETS 300468
SDT Service Description Table como DVB-SI, ETS 300468
BAT Bouquet Association Table como DVB-SI, ETS 300468
EIT Event Information Table como DVB-SI, ETS 300468
RST Running Status Table como DVB-SI, ETS 300468
3 - 44 Flujo de Datos MPEG-2
Tipo Nombre Nota
TDT Time&Date Table como DVB-SI, ETS 300468
TOT Time Offset Table como DVB-SI, ETS 300468
LIT Local Event
Information Table
ERT Event Relation Table
ITT Index Transmission Table
PCAT Partial Content
Announcement Table
ST Stuffing Table como DVB-SI, ETS 300468
BIT Broadcaster
Information Table
NBIT Network Board
Information Table
LDT Linked Description Table
and others
ECM Entitlement Control Message
EMM Entitlement
Management Message
DCT Download Control Table
DLT Download Table
SIT Selection Information Table
SDTT Software Download
Trigger Table
DSMCC Digital Storage Media
Command & Control
Tabla 3.6. PIDs e IDs de las tablas ARIB
Tabla PID Tabla_ID
PAT 0x0000 0x00
CAT 0x0001 0x01
PMT vía PAT 0x02
DSM-CC vía PMT 0x3A...0x3E
NIT 0x0010 0x40, 0x41
SDT 0x0011 0x42, 0x46
BAT 0x0011 0x4A
EIT 0x0012 0x4E...0x6F
TDT 0x0014 0x70
RST 0x0013 0x71
ST Todas, excepto 0x0000,
0x0001, 0x0014
0x72
TOT 0x0014 0x73
DIT 0x001E 0x7E
SIT 0x001F 0x7F
ECM vía PMT 0x82...0x83
EMM vía CAT 0x84...0x85
3 - 45
Tabla PID Tabla_ID
DCT 0x0017 0xC0
DLT vía DCT 0xC1
PCAT 0x0022 0xC2
SDTT 0x0023 0xC3
BIT 0x0024 0xC4
NBIT 0x0025 0xC5, 0xC6
LDT 0x0025 0xC7
LIT vía PMT ó 0x0020 0xD0
Las tablas BAT, PMT y CAT corresponden completamente al PSI del
MPEG-2. Igualmente, las tablas NIT, SDT, BAT, EIT, RST, TDT. Las tablas
TOT y ST tienen exactamente la misma estructura que en el SI de DVB y
también tienen la misma funcionalidad. El estándar ARIB también hace refe-
rencia al estándar ETSI 300468.
3.6 Tablas DTMB (China)
China, tiene también su propia estándar para televisión digital terrestre
llamado DTMB (Digital Terrestrial Multimedia Broadcasting / Radiodifu-
sión de Multimedia Digital Terrestre). Se puede asumir que existen también
unas tablas independientes, modificadas o copiadas de significancia compa-
rable a la DVB-SI pero no ha habido publicaciones con respecto a qué modi-
ficaciones, si las hay, fueron hechas.
3.7 Otros Detalles Importantes del Flujo de Transporte MPEG-2
En la próxima sección se discuten otros pormenores del flujo de transporte
MPEG-2 en más detalle.
Aparte de los bytes de sincronización (sincronización al flujo de transporte)
ya mencionados, el indicador de error del flujo transporte y el identificador de
paquete (PID), el encabezado del flujo de transporte también contiene:
el Indicador Inicial de Unidad de Carga Útil,
la Prioridad del Transporte,
el Control de Cifrado del Transporte,
el Control del Campo de Adaptación, y
el Contador de Continuidad.
El Indicador Inicial de la Unidad de Carga Útil es un bit que marca el ini-
cio de una carga útil. Si este bit es fijado, significa que una nueva carga útil
está empezando en este paquete del flujo de transporte: este paquete del flujo
3 - 46 Flujo de Datos MPEG-2
de transporte puede contener el inicio de un paquete PES de video o audio
más el encabezado del PES, o el inicio de una tabla más la ID de tabla como
el primer byte en la parte de la carga útil del paquete de flujo de transporte.
3.7.1 Prioridad del Transporte
Este bit indica que este paquete del flujo de transporte tiene una prioridad
superior a la de otros paquetes del TS con la misma PID.
Byte
de
Sinc.
Indicador de
error de
transporte
Indicador de
inicio de la
unidad de
Carga Útil
Prioridad de
TransportePID
Control de
Cifrado del
Transporte
Control del
Campo de
Adaptación
Contador de
Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Campo de
adaptación
opcional
Longitud del
campo de
adaptación
Indicador de
discontinuidad5 banderas PCR ...
8 1 5 42 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Campo de
adaptación
opcional
...
Campos opcionales
dependiente de las
banderas
Fig. 3.49. Detalles Adicionales en el Flujo de Transporte MPEG-2
3 - 47
3.7.2 Bits de Control de Cifrado del Transporte
Los dos bits de Control de Cifrado del Transporte muestran si la parte de
la carga útil de un paquete del TS está cifrada (encriptada) o no. Si se ponen
ambos bits a cero, significa que la sección de carga útil se transmite sin cifrar.
Si uno de los dos bits no es cero, la carga útil se transmite cifrada. Se necesita
una Tabla de Acceso Condicional para descifrar la carga útil.
3.7.3 Bits de Control del Campo de Adaptación
Estos dos bits indican si hay o no un encabezado extendido, es decir un
campo de adaptación. Si se ponen ambos bits a cero, no existe ningún campo
de adaptación. Si hay un campo de adaptación, la parte de la carga útil se
acorta y el encabezado se vuelve más largo pero la longitud total del paquete
sigue siendo constante de 188 bytes.
3.7.4 El Contador de Continuidad
Cada paquete de flujo de transporte con el mismo PID lleva su propio con-
tador de 4-bits. Éste es el contador de continuidad que permanentemente
cuenta de 0 a 15, de paquete del TS a paquete del TS, y luego empieza nue-
vamente en 0. El contador de continuidad hace posible reconocer los paquetes
del TS perdidos e identificar un flujo de datos errado (discontinuidad del con-
tador). Es posible, y permitido, tener una discontinuidad con un cambio de
programa que es indicado entonces por el Indicador de Discontinuidad en el
campo de adaptación.
Bibliografía: [ISO13818-1], [ETS300468], [A53], [REIMERS]. [SIG-
MUND], [DVG], [DVMD], [GRUNWALD], [FISCHER], [FISCHER4],
[DVM]
3 - 48 Flujo de Datos MPEG-2
4 Video Digital según la Norma ITU-BT.R.601 (CCIR 601)
Las señales de video digital sin comprimir se utilizan desde hace algún
tiempo en los estudios de televisión. De acuerdo con el estándar original
CCIR 601, denominado hoy como ITU-BT.R601, esta señal de datos se ob-
tiene como sigue:
Para comenzar, la cámara de vídeo provee las señales análogas de rojo,
verde y azul (R, G, B). Estas señales son matrizadas en la cámara para formar
las señales de luminancia (Y) y de crominancia (diferencia del color Cb y Cr).
Ma
triz
Frecuencia de
muestreo de
Luminancia
13.5MHz
A
D
A
D
A
D
6.75MHz
Frecuencia de
muestreo de
Crominancia
5.75MHz
2.75MHz
Y
Cb
Cr
Cb
Cr
Y
R
G
B
8/10 Bit
8/10 Bit
8/10 Bit
270 Mb/s
ITU-BT.R 601
“CCIR601”
Fig. 4.1. Digitalización de la Luminancia y Crominancia
Estas señales son producidas por la adición o la substracción simple de R
= Rojo, G = Verde, B = Azul:
Y = (0.30 * R) + (0.59 * G) + (0.11 * B);
Cb = 0.56 * (B-Y);
Cr = 0.71 * (R-Y);
El ancho de banda de la luminancia se limita luego a 5.75MHz usando un
filtro pasabajos. Las dos señales de diferencia del color se limitan a 2.75MHz,
es decir, la resolución del color se reduce notoriamente en comparación con
la resolución del brillo. Este principio es afín al de los libros infantiles donde
la impresión de los detalles es ocasionada simplemente por líneas negras im-
presas. Asimismo, en la televisión análoga (NTSC, PAL, SECAM), la resolu-
ción del color se reduce a cerca de 1.3MHz. Las señales filtradas de Y, Cb y
4 - 2 Video Digital según la Norma ITU-BT.R.601 (CCIR 601)
Cr a continuación se muestrean y se convierten a digital por medio de sus
respectivos convertidores análogo/digital. El convertidor A/D en el rama de la
luminancia funciona a una frecuencia de muestreo de 13.5MHz y las dos se-
ñales de diferencia de color, Cb y Cr se muestrean a 6.75MHz cada una.
Y
Cb
Cr
EA
V
SA
V
EA
V
SA
V
Cb
Cr
Y Cb YY ……..
Video ActivoBorrado
SAV=Inicio de
Video Activo
EAV=Fin de
Video Activo
Frecuencia de Muestreo 6.75 MHz
Frecuencia de Muestreo 13.5 MHz
Fig. 4.2. Muestreo de las Componentes según ITU-BT.R.601
Esto satisface los requisitos del teorema del muestreo: Que no hayan
componentes de la señal por encima de la mitad de la frecuencia de muestreo.
Los tres convertidores A/D pueden todos tener una resolución de 8 ó 10 bits.
Para una resolución de 10 bits, esto dará lugar a una tasa gruesa de datos de
270Mb/s que es propicia para la distribución en el estudio pero demasiado
alta para la transmisión de TV vía los canales existentes (terrestre, satélite o
cable). Las muestras de los tres convertidores A/D se multiplexan en el orden
siguiente: Cb Y Cr Y Cb Y… En esta señal de video digital (Fig. 4.1.), el valor
de la luminancia se alterna así con un valor de Cb o un valor Cr y hay el doble
de veces valores de Y que valores de Cb o de Cr. Esto se denomina resolución
4:2:2, comparadas con la resolución inmediatamente posterior al matrizado,
que era igual para todos los componentes, la llamada 4:4:4.
Esta señal digital puede estar presente en forma paralela en un conector
sub-D de 25 pines o en serie en un conector BNC de 75-Ohm. La interfaz
serie se denomina SDI (Serial Digital Interface) por interfaz digital serial y se
ha convertido en el interfaz más ampliamente utilizado porque puede emple-
arse un cable convencional de 75-Ohm BNC.
Dentro del flujo de datos, el inicio y el final de la señal video activa son
marcados por palabras de código especiales llamadas SAV (inicio del vídeo
activo) y EAV (fin del vídeo activo), ciertamente adecuadas (Fig. 4.2.). Entre
4 - 3
la EAV y la SAV está el intervalo de borrado horizontal, el cual no contiene
ninguna información relacionada a la señal video, es decir, la señal digital no
acarrea el pulso de la sincronización. En el intervalo de borrado horizontal se
puede transmitir información suplementaria, tal como señales de audio (em-
bedded audio).
…..
11
11
11
11
(11
)=2
55/1
02
3
00
00
00
00
(00
)=0
/0
1 F
V H
P3
P2
P1
P0
00
00
00
00
00
(00
)=0
/0
1 2 3 4
TRS = Secuencia de
Referencia de Tiempo
4 palabras código
(SAV o EAV)
Fig. 4.3. Palabras Código SAV y EAV en una señal ITU-BT.R601
Las palabras de código SAV y EAV (Fig. 4.3.) consisten en cuatro pala-
bras de 8- ó 10-bits cada una. La SAV y la EAV comienzan con una palabra
de código en la cual todos los bits se fijan a uno, seguida por dos palabras en
las cuales todos los bits se fijan a cero. La cuarta palabra de código contiene
la información sobre el campo respectivo o el intervalo de borrado vertical,
respectivamente. Esta cuarta palabra de código se utiliza para detectar el co-
mienzo de un cuadro, de un campo y de un área activa de imagen en la direc-
ción vertical. El bit más significativo de la cuarta palabra de código es siem-
pre 1. El bit siguiente (bit 8 en una transmisión de 10 bits o el bit 6 en una
transmisión de 8 bits) señala el campo por medio de una bandera; si este bit
se fija a cero, es una línea del campo 1 y si se fija a uno, es una línea del
campo 2. El bit siguiente (bit 7 en una transmisión de 10 bits o el bit 5 en una
transmisión de 8 bits) señala por medio de una bandera el área de video activa
en la dirección vertical. Si este bit se fija a cero, entonces ésta es el área de
video activa visible y si no, es el intervalo de borrado vertical. El bit 6 (10-
bit) o el bit 4 (8-bit) proporciona la información acerca de si la actual palabra
de código es un SAV o un EAV. Es SAV si este bit se fija a cero y EAV si
no. Los bits 5…2 (10-bit) ó 3…0 (8-bit) se utilizan para la protección de error
de las palabras del código de la SAV y de la EAV. La cuarta palabra de códi-
go de la secuencia de la referencia de la sincronización (TRS) contiene la
información siguiente:
4 - 4 Video Digital según la Norma ITU-BT.R.601 (CCIR 601)
F = Campo (0 = 1er campo, 1 = 2do campo)
V = Borrado Vertical (1 = Intervalo de borrado vertical)
H = Identificación SAV/EAV (0 = SAV, 1 = EAV)
PO, P1, P2, P3 = Bits de Protección (código Hamming)
Ni la señal de luminancia (Y) ni las señales de la diferencia de color (Cb,
Cr) utilizan la gama dinámica completa disponible para ellas. Hay una gama
prohibida que se reserva como margen, por un lado, y, por el otro permite que
se identifiquen fácilmente la SAV y la EAV. Una señal Y se extiende entre
16 y 235 decimal (8 bits) ó 64 y 940 decimal (10 bits).
La gama dinámica de Cb y de Cr es 16 a 240 decimal (8 bits) ó 64 a 960
decimal (10 bits). El área fuera de esta gama se utiliza como reserva y para
propósitos de identificación de la sincronización.
00
16/64 16/64
128/512
240/960
255/1023255/1023
235/940
0 mV
700 mV
0 mV
350 mV
-350 mV
YCb/Cr
Fig. 4.4. Diagrama de Niveles
Esta señal de video conforme a ITU-BT.R601, que está normalmente dis-
ponible como una señal SDI, conforma la señal de entrada a un codificador
MPEG.
Bibliografía: [ITU601], [MÄUSL4], [GRUNWALD]
5 Televisión en Alta Definición - HDTV
La televisión de definición estándar - SDTV - introducida en los años 50
sigue siendo virtualmente el estándar principal para la televisión análoga y
digital en todos los países a través del mundo. Sin embargo, como en el cam-
po de las computadoras, las cámaras modernas de TV y los dispositivos ter-
minales como pantallas de plasma y receptores de LCD proveen una resolu-
ción de pixeles mucho más alta.
En monitores para computadora, las resoluciones son:
VGA 640 x 480 (4:3)
SVGA 800 x 600 (4:3)
XGA 1024 x 768 (4:3)
SXGA 1280 x 1024 (5:4)
UXGA 1600 x 1200 (4:3)
HDTV 1920 x 1080 (16:9)
QXGA 2048 x 1536 (4:3)
pixeles, y sus respectivas relaciones de aspecto (ancho : alto).
Desde los años 90, ha habido esfuerzos en algunos países por cambiar de
la resolución estándar SDTV a la alta resolución HDTV (High Definition
TeleVision - televisión de alta definición). Las primeras tentativas fueron
hechas en Japón con MUSE (Multiple Sub-Nyquist Sampling Encoding - co-
dificación por múltiple muestreo Sub-Nyquist), desarrollado por NHK (Nip-
pon Hoso Kyokai). En Europa, HDTV también estaba en la agenda al princi-
pio de los años 90 como HD-MAC (High-Definition Multiplexed Analog
Components - componentes análogos multiplexados de alta definición) pero
nunca ingresó al mercado. En los E.E.U.U., se decidió a mediados de los 90s
introducir HDTV como parte del esfuerzo de ATSC (Advanced Television
System Committee - comité del sistema de televisión avanzada), y en Austra-
lia se decidió transmitir HDTV como parte de la televisión terrestre digital
cuando el estándar DVB-T fuera adoptado. Europa, actualmente está comen-
zando también a introducir HDTV.
La HDTV viene siendo puesta en ejecución actualmente con codificación
MPEG-2 en Japón, en los E.E.U.U. y en Australia. En Europa, el canal sateli-
tal en HDTV EURO1080 fue al aire a principios de 2004 con codificación
MPEG-2.
La frecuencia de campo en sistemas de TV de 625 líneas es 50Hz y en sis-
temas de 525 líneas es aprox. 60Hz. Esto se relaciona con la frecuencia de la
5 - 2 Televisión en Alta Definición - HDTV
red de energía eléctrica usada en los países originales. La relación de aspecto
para HDTV será normalmente 16:9, la que también se esté convirtiendo en la
norma para SDTV.
Inicialmente, la HDTV debía estar basada en dos veces el número de líne-
as y dos veces el número de pixeles por línea. Esto daría lugar a un total de
1250 líneas con 1152 líneas activas y 1440 pixeles activos en un sistema de
625 líneas; y un total de 1050 líneas con 960 líneas activas y 1440 pixeles
activos en un sistema de 525 líneas.
Sin embargo, las resoluciones usadas para ATSC y HDTV en los EE.UU.
son 1280 x 720 pixeles con barrido progresivo a 60Hz y 1920 x 1080 pixeles
con barrido entrelazado a una frecuencia de campo de 60Hz. En Australia es
generalmente 1920/1440 x 1080 pixeles a 50Hz. La resolución del canal vía
satélite europeo EURO1080 de HDTV es 1080 líneas activas x 1920 pixeles a
una frecuencia de campo de 50Hz.
720 pixeles
625
ó
525
líneas
SDTV
4:3 / 16:9
576
ó
480
líneas
activas
1920
(1280)
pixeles
1250
ó
1125
líneas
HDTV
16:9
1080
(720)
líneas
activas
Fig. 5.1. Resolución en SDTV y HDTV
Una vez que la HDTV se introduzca a través de Europa, la codificación
MPEG-2 será substituida por MPEG-4 Parte 10, H.264, que será más eficaz
por un factor de 2 a 3. En este capítulo, sin embargo, solamente se describirá
la señal digital sin comprimir de la banda base para HDTV según lo definido
por los estándares ITU-R BT.709 e ITU-R BT.1120.
El ITU ha decidido oficialmente respecto a un número total de 1125 líneas
para los sistemas de 50Hz y de 60Hz, con 1080 líneas activas (Fig. 5.4.) y
1920 pixeles por línea para ambos sistemas de 50Hz y 60Hz. Una imagen
activa de 1080 líneas x 1920 pixeles se denomina como el formato común de
imagen (CIF - Common Image Format). La frecuencia de muestreo de la se-
ñal de luminancia es 74.25MHz (Fig. 5.2.). El formato Y:CB:CR es 4:2:2. La
frecuencia de muestreo de las señales diferencia de color es 0.5 x 74.25MHz
= 37.125MHz. ITU-R BT.709 proveyó una frecuencia de muestreo de
72MHz para la luminancia y de 36MHz para la crominancia. Para evitar el
aliasing, el ancho de banda de la señal de luminancia es limitada a 30MHz y
5 - 3
el de las señales de crominancia a 15MHz mediante un filtrado pasabajos
antes del muestreo.
En el sistema de 1125/60 (Fig. 5.2.), y con 10 bits de resolución, da lugar a
una tasa gruesa física de datos de:
Y: 74,25 x 10 Mb/s = 742.5 Mb/s
CB: 0.5 x 74,25 x 10 Mb/s = 371.25 Mb/s
CR: 0.5 x 74,25 x 10 Mb/s = 371.25 Mb/s
----------------
1.485 Gb/s
Tasa gruesa de datos (1125/60)
Debido a la frecuencia de muestreo levemente más baja en el sistema de
1250/50 (Fig. 5.2.), la tasa gruesa de datos, con 10 bits de resolución, es en-
tonces:
Y: 72 x 10 Mb/s = 720 Mb/s
CB: 0.5 x 72 x 10 Mb/s = 360 Mb/s
CR: 0.5 x 7,2 x 10 Mb/s = 360 Mb/s
----------------
1.44 Gb/s
Tasa gruesa de datos (1250/50)
74.25MHz (1125/60)
72MHz (1250/50)
(x2 @ 50/60p 1:1)
A
D
A
D
A
D
37.125MHz (1125/60)
36MHz (1250/50)
(x2 @ 50/60p 1:1)
30MHz
(x2 @ 50/60p)
15MHz
(x2 @ 50/60p)
Y
Cb
Cr
Cb
Cr
Y 8/10 Bit
8/10 Bit
8/10 Bit
1.44Gb/s,
1.485Gb/s
Tasa gruesa de datos
2.88Gb/s,
2.97Gb/s
(@ 50/60p)
Sinc.+700mV
0mV
+350mV
-350mV
Borradovideo
activo
+300mV
-300mV
Fig. 5.2. Muestreo de una señal HDTV según la ITU-R.BT709
Se proporcionan ambos tipos de exploración, entrelazada y progresiva.
Debido a la tecnología usada, las pantallas de plasma y de LCD soportan la
exploración progresiva, ya que la exploración entrelazada puede conducir a
artilugios poco atractivos. Con 50/60 cuadros progresivamente explorados las
5 - 4 Televisión en Alta Definición - HDTV
frecuencias de muestreo se duplican a 148.5 y 144MHz, respectivamente,
para la señal de luminancia y a 74.25 y 72MHz, respectivamente, para las
señales de crominancia. Las tasas gruesas de datos entonces se doblan a
2.97Gb/s y a 2.88Gb/s, respectivamente.
La estructura de la señal digital sin comprimir de los datos de HDTV es
similar a la ITU-R BT.601. Se definen una interfaz paralela y una serie (HD-
SDI).
Puesto que, fuera de algunas excepciones, la introducción a gran escala de
la HDTV sigue estando pendiente; los parámetros técnicos reales todavía
están sujetos a modificaciones.
Bibliografía: [MÄUSL6], [ITU709], [ITU1120]
6 Transformadas Hacia y Desde el Dominio de la Frecuencia
En este capítulo, son discutidos los principios de las transformadas hacia y
desde el dominio de la frecuencia. Aunque se describen los métodos usados
comúnmente en el campo de las comunicaciones eléctricas, sin embargo, un
profundo conocimiento de estos principios es de gran importancia para enten-
der los subsiguientes capítulos sobre codificación del video, codificación del
audio, y el múltiplex por división de frecuencia ortogonal (Orthogonal Fre-
quency Division Multiplex - OFDM), tal como DVB-T. Los versados por
supuesto pueden simplemente saltarse este capítulo.
Las señales son usualmente representadas como curvas, con el tiempo co-
mo una variable independiente. Por ejemplo, un osciloscopio muestra una
señal eléctrica, es decir un voltaje en el dominio del tiempo. Los Voltímetros
no dan una descripción total de estas señales, sólo dan la componente CC y el
valor RMS. Ambos valores pueden ser calculados de la curva de voltaje por
los osciloscopios digitales modernos. Un analizador de espectro muestra la
señal en el dominio de la frecuencia. Cada señal en el dominio del tiempo
puede ser pensada como la suma de un número infinito de señales sinusoida-
les cada una teniendo una amplitud, fase y frecuencia específica.
Fig. 6.1. Análisis de Fourier de una señal periódica en el dominio del tiempo
El valor de la señal en el dominio del tiempo en un momento particular es
la suma de los valores de todas estas señales sinusoidales en ese momento, es
decir, la señal original es obtenida por superposición. Sin embargo, un anali-
zador de espectro provee información acerca de la amplitud y potencia de
6 - 2 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
estas componentes de la señal sinusoidal, conocidas como armónicas.
Matemáticamente, una señal periódica en el dominio del tiempo puede ser
descompuesta en sus armónicas por el análisis de la serie de Fourier (Fig.
6.1.). Una señal periódica en el dominio del tiempo de cualquier forma, por
consiguiente, contiene una fundamental, la cual tiene el mismo período que la
señal en sí, y armónicas cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la fre-
cuencia fundamental. Cada señal periódica en el dominio del tiempo también
contiene una componente CC. A la frecuencia de un voltaje CC se le asigna el
valor cero. Las señales no periódicas pueden también ser representadas en el
dominio de la frecuencia pero ellas tienen un espectro continuo en vez de un
espectro discreto. En otras palabras, las líneas espectrales se encuentran en
cada punto a lo largo del eje de frecuencias y no sólo en múltiplos de la fun-
damental.
2
2
; Transformada de Fourier (FT)
; Transformada Inversa de Fourier (IFT)
j ft
j ft
H f h t e dt
h t H f e df
Fig. 6.2. Transformada de Fourier
6.1 La Transformada de Fourier
El espectro de cualquier señal en el dominio del tiempo es obtenido por la
transformada de Fourier en si (Fig. 6.2.). La transformada de Fourier es una
integral con los límites t = menos infinito a t = más infinito, es decir, la señal
en el dominio del tiempo debe ser conocida durante "todo el tiempo". La
6 - 3
transformada de Fourier sólo puede ser realizada si la señal en el dominio del
tiempo puede ser descrita matemáticamente en una manera no ambigua. El
resultado de la transformada de Fourier es una función compleja cuya parte
real y parte imaginaria pueden ser trazadas versus la frecuencia. Cualquier
señal sinusoidal, con una amplitud, fase y frecuencia arbitraria, puede ser
representada en términos de la componente cosinusoidal de la señal con la
misma frecuencia y amplitud asociada y el componente sinusoidal con la
misma frecuencia y su amplitud asociada. La parte real da la amplitud de la
componente coseno y la parte imaginaria la amplitud de la componente seno.
En un diagrama vectorial (Fig. 6.3.), el vector representando una cantidad
sinusoidal es obtenido por la suma de los vectores representantes de las partes
real e imaginaria, es decir, los componentes seno y coseno. La transformada
de Fourier, por tanto, provee información acerca de la parte real (componente
cosinusoidal) y acerca de la parte imaginaria (componente sinusoidal) en
cualquier punto en el espectro, siendo la resolución infinitamente alta. La
transformada de Fourier puede ser también revertida o inversa, nos referire-
mos, por consiguiente, a la Transformada de Fourier (FT) y a la Transforma-
da Inversa de Fourier (IFT)
Fig. 6.3. Diagrama vectorial de una señal sinusoidal
La transformada de Fourier de una señal real en el dominio del tiempo es
un espectro complejo, con partes real e imaginaria. El espectro tiene frecuen-
cias positivas y negativas pero las frecuencias negativas no proveen ninguna
información adicional acerca de la señal en el dominio del tiempo. La parte
real es simétrica con respecto a la frecuencia cero, es decir, aplica que Re(-f)
= Re(f). La parte imaginaria es anti-simétrica, es decir, Im(-f) = - Im(f). La
transformada inversa de Fourier transforma el espectro complejo y produce
una señal simple, real, en el dominio del tiempo. El análisis de Fourier, es a
6 - 4 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
menudo referido como el análisis armónico, es sólo un caso especial de la
transformada de Fourier. Es simplemente la transformada de Fourier aplicada
a una señal periódica, siendo la integral reemplazada por una sumatoria.
Cuando la señal es periódica, ésta tiene una descripción única. La informa-
ción provista por un periodo simple es suficiente para describir toda la señal.
Por la aplicación del teorema de Pitágoras a las partes real e imaginaria y
calculando el arctan[Im(f)/Re(f)], se puede obtener la amplitud y la fase res-
pectivamente (Fig. 6.4.). La curva de retardo de grupo es obtenida por dife-
renciación de la curva de fase versus la frecuencia.
Fig. 6.4. Características de amplitud y fase
6.2 La Transformada Discreta de Fourier (DFT)
La forma más general de una señal no puede ser descrita matemáticamente
porque la periodicidad no puede ser asumida. La señal debería ser observada
por un período de tiempo infinitamente largo, lo cual no es posible en la
práctica. Por consiguiente, ni un acercamiento analítico ni uno numérico pue-
de ser usado para calcular su espectro. Un método que produce una aproxi-
mación del dominio de la frecuencia es la Transformada Discreta de Fourier
(DFT). La señal es muestreada en puntos discretos en el dominio del tiempo
separados por intervalos Δt, por medio de un convertidor análogo/digital y
observados en N puntos dentro de una ventana de tiempo finito (Fig. 6.5.).
6 - 5
Fig. 6.5. Transformada Discreta de Fourier
En vez de una integral de menos infinito a más infinito, la DFT involucra
sólo el cálculo de una suma finita y esta puede ser realizada numéricamente
usando procesamiento digital de señales (DSP). La transformada discreta de
Fourier produce N puntos en el dominio de la frecuencia para Re(f) y N pun-
tos para Im(f).
La Transformada Discreta de Fourier (DFT) y la Transformada Discreta
Inversa de Fourier son descritas por las siguientes ecuaciones:
1 1 12
0 0 0
1 2
0
cos 2 sin 2
1
nN N Nj kN
n k k k
k k k
nN j kN
k k
k
n nH h e h k j h k
N N
h H eN
El dominio de la frecuencia no se describe ya más con una resolución infi-
nitamente fina sino sólo en términos de puntos de frecuencia discretos. El
espectro se extiende desde CC hasta la mitad de la frecuencia de muestreo y
luego continúa simétrica o anti-simétricamente a la frecuencia de muestreo.
La parte real del diagrama es simétrica sobre la mitad la frecuencia de mues-
treo, la parte imaginaria es anti-simétrica. La resolución de la frecuencia de-
pende del número de puntos en la ventana y de la frecuencia de muestreo.
Es aplicable lo siguiente: Δf = fs/N; Δt = 1/fs;
La Transformada Discreta de Fourier (DFT) es, en efecto, el análisis de
Fourier dentro de la ventana de tiempo observada de una señal de banda limi-
6 - 6 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
tada. Se asume que la señal dentro de la ventana de tiempo se repite periódi-
camente. Esta presunción causa ciertas “inexactitudes” en el análisis, así que
sólo se puede obtener una información aproximada con la transformada dis-
creta de Fourier acerca del dominio de la frecuencia. Es aproximada porque el
intervalo de la señal es “observado” a través de una ventana con transiciones
“duras” y no es tomado en cuenta el rango anterior y posterior de la ventana
observada. Sin embargo, la matemática de la DFT es simple. La DFT trans-
forma al dominio de la frecuencia y puede ser invertida (Transformada Dis-
creta Inversa de Fourier, IDFT, Fig. 6.6.). El resultado de la transformación
de una señal en el intervalo del dominio del tiempo es un espectro discreto
complejo (partes real e imaginaria). Una señal real en el dominio del tiempo
es otra vez obtenida usando la transformada inversa de un espectro complejo.
Sin embargo, esta no es la sección de la señal en el dominio del tiempo que es
transformada al dominio de la frecuencia sino la señal periódica formada por
la repetición de este intervalo.
Dado que una sección rectangular de la señal en el dominio del tiempo ha
sido confinada, el espectro corresponde a la convolución de sen(x)/x y al es-
pectro de la señal original. Esto produce una variedad de efectos los cuales
más o menos resultan en defectos en los resultados de la medición cuando el
análisis del espectro es realizado con DFT. Sin embargo, en lo concerniente a
las aplicaciones de medición, es mejor usar una ventana con transiciones sua-
ves que una ventana rectangular ya que eso causa menores discontinuidades
en el dominio de la frecuencia. Una variedad de funciones ventana pueden ser
elegidas, p.e. rectangular, Hanning, Hamming, Blackman, etc. Múltiples ven-
tanas (Windowing) significa que la sección rectangular de la señal es “recor-
tada” y luego multiplicada por la función ventana.
Fig. 6.6. Transformada Inversa Discreta de Fourier (IDFT)
6 - 7
6.3 Transformada Rápida de Fourier (FFT)
La transformada discreta de Fourier es un algoritmo simple pero que con-
sume bastante tiempo. Sin embargo, si el número de puntos, N, en la ventana
es reducido a N=2x, es decir, a una potencia de 2, se puede usar un algoritmo
más complejo pero con menos consumo de tiempo (Cooley, Tukey, 1965), la
transformada rápida de Fourier (Fast Fourier Transform - FFT). Este algo-
ritmo en sí produce exactamente el mismo resultado que la DFT pero es con-
siderablemente más rápido y restringido a N=2x puntos (2, 4, 8, 16, 32, 64, ...,
256, ..., 1024, 2048, ... 8192 ...). La transformada rápida de Fourier también
puede ser invertida (Inverse Fast Fourier Transform - transformada inversa
rápida de Fourier, IFFT).
El algoritmo de la FFT usa el método de álgebra lineal. Primero, las mues-
tras son pre-clasificadas usando inversión de bits y luego procesadas usando
cálculos tipo mariposa. Estas operaciones son implementadas como códigos
de máquina en procesadores de señal y chips especiales.
El número de multiplicaciones dadas abajo muestran cuanto más rápida es
la FFT que la DFT:
Número de multiplicaciones:
DFT: N • N
FFT: N • log(2N)
La FFT ha sido usada para mediciones acústicas (en salas de concierto,
iglesias) y en geología (búsqueda de minerales, minas, petróleo). El análisis
es llevado a cabo fuera de línea (off-line) en computadores rápidos. El medio
a ser investigado (p.e. salas, rocas) es excitado por un pulso Dirac, pulso po-
tente pero muy corto, y la respuesta al sistema es grabada. Como un pulso
Dirac, en la práctica, contiene todas las frecuencias hasta las de muy alto ran-
go, es una manera efectiva de determinar la respuesta en frecuencia del me-
dio. Un pulso acústico Dirac podría decirse, es un disparo de pistola, un pulso
geológico Dirac para aplicaciones geológicas sería una explosión.
En 1988, una FFT de 256-puntos tomó unos pocos minutos en una PC.
Hoy, una FFT de 8192-puntos (8K FFT) toma menos de un milisegundo.
Esto allanó el camino para nuevas aplicaciones, p.e., la compresión de video
y audio o el múltiplex por división de frecuencias ortogonales (OFDM). Des-
de fines de los años 80s, la FFT ha sido cada vez más usada para análisis de
espectro en medidas de video analógico y para determinar la respuesta de
amplitud y retardo de grupo para los enlaces de transmisión de video. Ac-
tualmente, esta interesante función de medición es a menudo implementada
también en los osciloscopios con almacenamiento de última tecnología. Con
la ayuda de esta función, análisis de espectro de bajo costo pueden ser reali-
zadas hasta cierto punto. La FFT es también ideal para mediciones de audio.
6 - 8 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
6.4 Implementación y aplicaciones prácticas de la DFT y la FFT
La transformada de Fourier, la transformada discreta de Fourier y la trans-
formada rápida de Fourier están todas definidas sobre el campo de los núme-
ros complejos. Esto significa que ambas, la señal en el dominio del tiempo y
la señal en el dominio de la frecuencia tienen partes real e imaginaria. Señales
típicas en el dominio del tiempo son, sin embargo, siempre puramente reales,
es decir, la parte imaginaria es cero en cualquier tiempo. La parte imaginaria
debe, por lo tanto, ser cero antes de la transformada de Fourier o sus variacio-
nes numéricas DFT y FFT, antes de ser realizada.
Fig. 6.7. Implementación y aplicaciones prácticas de la FFT y la DFT
Cuando la DFT o FFT y la IDFT o IFFT son realizadas en la práctica, son
requeridas dos señales de entrada (Fig. 6.7.). Las señales de entrada son im-
plementadas como tablas de la parte real y de la parte imaginaria, y corres-
ponden al tiempo muestreado o al dominio de la frecuencia. Como las N
muestras de una típica señal en el dominio del tiempo son siempre reales, la
correspondiente parte imaginaria debe ser puesta a cero para cada uno de los
N puntos. Esto significa que la tabla de la parte imaginaria para el dominio
del tiempo debe ser llenada con ceros. Cuando la transformada inversa es
ejecutada, la parte imaginaria de la señal en el dominio del tiempo debe nue-
vamente ser cero asumiendo que el rango de frecuencia para la parte real es
simétrica alrededor de la mitad de la frecuencia de muestreo y el rango de
frecuencias para la parte imaginaria es anti-simétrica alrededor de la mitad de
la frecuencia de muestreo. Sí estas simetrías no están presentes en el dominio
de la frecuencia, se tendrá a la salida una señal compleja en el dominio del
tiempo, es decir, la señal también tiene componentes imaginarias en el domi-
nio del tiempo.
6.5 La Transformada Discreta de Coseno (DCT)
La transformada discreta de coseno (DCT – Discrete Cosine Transform) y
por consiguiente el caso especial, la transformada rápida de Fourier, son
6 - 9
transformaciones de coseno y seno tal como la fórmula lo indica. Una señal
en el dominio del tiempo es obtenida por la superposición de muchas señales
coseno y seno con diferentes frecuencias y amplitudes. Por consiguiente, los
mismos resultados pueden ser alcanzados usando solamente cosenos o sólo
senos.
Fig. 6.8. Transformada Discreta de Coseno (DCT)
Por tanto, nos referiremos a ellas como la transformada discreta del coseno
(DCT) (Fig. 6.8.) o la transformada discreta del seno (DST) (Fig. 6.9.). La
suma de las componentes de la señal es la misma que la suma de la DFT, pero
en este caso es el doble de las señales coseno o seno necesarios y no solamen-
te son requeridos los múltiplos enteros sino también los de la mitad de un
múltiplo entero de la frecuencia fundamental. La transformada discreta del
coseno es de gran importancia para la compresión de señales de video y au-
dio.
Fig. 6.9. Transformada Discreta de Seno (DST)
Las fórmulas de las transformadas discretas de coseno (DCT) y de seno
(DST) son:
6 - 10 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
112
0
cosN
k z
z
k zF f
N
;
1
0
sinN
k z
z
kzF f
N
El DCT provee, en el dominio del tiempo, las amplitudes de las señales
coseno desde las cuales el intervalo del tiempo analizado puede ser ensam-
blado. El coeficiente cero corresponde a la componente CC del segmento de
la señal. Todos los otros coeficientes primero describen los componentes de
baja frecuencia, después los componentes de frecuencia media y después los
de alta frecuencia de la señal o, respectivamente, las amplitudes de las fun-
ciones coseno desde las cuales el segmento de la señal en el dominio del
tiempo puede ser generada agregándolas juntas. La respuesta de la DCT es
relativamente suave en los bordes del segmento de corte de la señal y condu-
cirá a pocas discontinuidades si una señal es transformada y re-transformada
segmento por segmento. Esta puede ser la razón por la que la DCT ha logrado
gran importancia en el campo de la compresión.
Fig. 6.10. DCT e IDCT
El DCT es el algoritmo en el núcleo de la compresión de imagen JPEG y
MPEG (fotografía digital y vídeo) en la cual una imagen es transformada bi-
dimensionalmente bloque a bloque en el dominio de la frecuencia y compri-
6 - 11
mida bloque a bloque. Es de importancia particular que los bordes del bloque
no se pueden reconocer en la imagen después de su descompresión (sin dis-
continuidades en los bordes).
La transformada discreta de coseno no provee los coeficientes en el domi-
nio de la frecuencia en pares, es decir, separados en sus partes reales e imagi-
narias y tampoco proporciona ninguna información sobre la fase, solamente
sobre la amplitud. Ninguno hace que la característica de amplitud correspon-
da directamente al resultado de la DFT. Pero este tipo de transformada de
frecuencia es adecuado para muchas aplicaciones y también es posible en
ambas direcciones, la transformada inversa discreta del coseno (IDCT - In-
verse Discrete Cosine Transform) (Fig. 6.10.).
En principio, por supuesto, hay también una transformada discreta de seno
(Fig. 6.9) donde se intenta duplicar una señal en el dominio del tiempo por la
superposición de señales sinusoidales puras.
6.6 Señales en el Dominio del Tiempo y su Transformación al Dominio de la Frecuencia
Serán discutirán ahora algunas señales importantes en el dominio del
tiempo y sus transformaciones al dominio de la frecuencia. Estas discusiones
deberían darle una percepción de la transformada rápida de Fourier (FFT –
Fast Fourier Transform).
Fig. 6.11. Transformada de Fourier de una onda cuadrada
Empecemos con una onda cuadrada (Fig. 6.12.): Como esta señal es pe-
riódica, tiene un espectro de frecuencia discreto; todas las líneas del espectro
de la señal de onda cuadrada se encuentran en múltiplos enteros de la fre-
cuencia fundamental de la señal. La mayor parte de la energía de la señal está
en la fundamental. Sí la señal también tiene una componente CC, hay una
línea espectral con frecuencia cero (Fig. 6.14.). La función sin(x)/x es la en-
volvente de las líneas espectrales de la fundamental y las armónicas.
6 - 12 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
Fig. 6.12 Espectro de un solo pulso cuadrado
A medida que el período T de una onda cuadrada se acerca al infinito, las
líneas discretas en el espectro se acercan más y más las unas a las otras hasta
que se produce el espectro continuo asociado con el de un solo pulso (Fig.
6.11.).
El espectro de un solo pulso cuadrado es descrito por la función sin(x)/x.
Sí el ancho del pulso, Tp, es hecho más pequeño y más pequeño y se acerca a
cero en el límite, todos los ceros de sin(x)/x son eventualmente ubicados en el
infinito. En el dominio del tiempo se obtiene un pulso infinitamente corto, el
pulso Dirac. La transformada de Fourier del pulso Dirac es una línea recta, es
decir, la energía está uniformemente distribuida a lo largo del eje de frecuen-
cias de cero a infinito (Fig. 6.13.). Recíprocamente, un solo pulso Dirac en f =
0 en el dominio de la frecuencia corresponde a una CC en el dominio del
tiempo.
Fig. 6.13. Transformada de Fourier de un impulso DIRAC
6 - 13
Fig. 6.14. Transformada de Fourier de un voltaje CC puro
Fig. 6.15. Transformada de Fourier de una secuencia de impulsos DIRAC
Una sucesión de pulsos de Dirac con un período T produce un espectro
discreto de pulsos de Dirac con un período 1/T en el dominio de la frecuencia
(Fig. 6.15). La secuencia de pulsos Dirac es una herramienta útil por analizar
el muestreo de la señal. Cuando una señal analógica es muestreada, está con-
volucionada con una secuencia de pulsos Dirac (Fig. 5.15.).
Finalmente, examinaremos una señal sinusoidal pura (Fig. 5.16.). La trans-
formada de Fourier de una señal sinusoidal es un pulso de Dirac en la fre-
cuencia de la onda sinusoidal fs y –fs (Fig. 6.16.).
Fig. 6.16. Transformada de Fourier de una señal sinusoidal
6 - 14 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
6.7 Errores Sistemáticos Asociados con la DFT o FFT y la Forma de Evitarlos
La premisa principal de la transformada de Fourier es que las señales en
el dominio del tiempo tengan un período de tiempo infinito, sí la señal es de
duración finita la premisa ya no es aplicable. Sin embargo, en el caso de la
transformada discreta de Fourier, la señal es observada por sólo un periodo de
tiempo finito y luego transformada. Por consiguiente, la DFT o la FFT nunca
producirán los mismos resultados que la transformada de Fourier. Esencial-
mente, cuando la DFT es aplicada al intervalo de interés de la señal, es real-
mente aplicada a la continuación del periodo de este intervalo – en otras pala-
bras, el resultado producido por la DFT es el mismo que el resultado obtenido
por la transformada de Fourier de la continuación del periodo de este interva-
lo de señal.
Fig. 6.17. Conversión de un segmento de señal en señales periódicas mediante la
DFT y la FFT, respectivamente
Fig. 6.18. Múltiples ventanas (T1, T2) a una señal sinusoidal
Es obvio que el resultado de la transformación es fuertemente dependiente
del tipo y posición de las ventanas. Esto puede ser mejor demostrado llevando
a cabo la DFT de una señal sinusoidal. En el caso de una señal sinusoidal, sí
el ancho de la ventana es un múltiplo entero n = 1, 2, 3, etc. del periodo, la
6 - 15
DFT y la transformada de Fourier producen exactamente los mismos resulta-
dos porque la continuación periódica de este intervalo es una señal sinusoidal.
Sin embargo, sí el ancho de la ventana (Fig. 6.18.) no corresponde exac-
tamente a un periodo, el resultado de la transformación estará más o menos
desviado del resultado esperado dependiendo del número de periodos que son
cubiertos. El peor escenario es cuando el ancho de la ventana es menor que
un periodo. El pulso Dirac se ensancha y puede desarrollar lóbulos laterales.
La amplitud del lóbulo principal corresponderá más o menos al valor espera-
do. Sí el tiempo de observación es constante y la frecuencia de la señal es
cambiada, la amplitud de la línea espectral variará. Sí la ventana es un múlti-
plo entero de un periodo de la señal, la amplitud siempre tendrá del valor
esperado. Disminuirá temporalmente y luego asume el valor exacto nueva-
mente. Esto es llamado el efecto de cerca o valla (Fig. 6.19.).
Fig. 6.19. Efecto de Vallado (Picket-Fence)
Las variaciones de amplitud de la línea espectral son causados por la dis-
persión de la energía cuando el lóbulo principal se ensancha y los lóbulos
laterales aparecen (Fig. 6.20.).
Además, sí la señal de prueba no está adecuadamente limitada, los produc-
tos de alias pueden también ocurrir. El ruido del cuantización también apare-
ce y limita el rango dinámico.
Estos errores sistemáticos pueden evitarse o pueden suprimirse escogiendo
un tiempo de observación suficientemente largo, por la supresión eficaz de
productos de alias usando convertidores A/D con una resolución suficiente-
mente alta. El siguiente capítulo describe la técnica de muchas ventanas como
una herramienta para la supresión de los errores del sistema de la DFT.
6 - 16 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
Fig. 6.20. Distribución de la energía del lóbulo principal y los secundarios
6.8 Las Funciones Ventana
En la última sección vimos que las ventanas con transiciones con bordes
abruptos o “duros” causan fugas las cuales producen efecto espurios como de
cerca o vallado y de lóbulos laterales. El lóbulo principal es ensanchado de-
pendiendo si es o no un múltiplo entero del periodo muestreado.
Fig. 6.21. Multiplicación de señales con la función Ventana
6 - 17
Estos efectos de la fuga pueden, sin embargo, ser reducidos usando venta-
nas “suaves” sobre la señal original. En este caso, una función de ventana con
bordes suaves es usada en vez de una ventana cuadrada con bordes rectos.
La Fig. 6.21. muestra que con las ventanas, la señal original es ponderada,
es decir, es multiplicada por la función ventana k(t). La señal ventana tiene
transiciones suaves. La función ventana mostrada es la función Hanning –
una ventana coseno cuadrado que resulta ser la más usada. Los lóbulos latera-
les son atenuados más efectivamente y el efecto de cerca o vallado se reduce.
En la práctica, pueden ser usadas una gran variedad de ventanas.
Ejemplos:
Ventana Rectangular
Ventana Hanning
Ventana Hamming
Ventana Triangular
Ventana Tukey
Ventana Kaiser-Bessel
Ventana Gaussiana
Ventana Blackman.
Dependiendo de la ventana seleccionada, los lóbulos principales son ex-
pandidos en mayor o menor grado, los lóbulos laterales son atenuados en un
mayor o menor grado y el efecto de vallado es reducido en un mayor o menor
grado. Usando una ventana rectangular se obtiene una ventada “dura”; la
ventana coseno cuadrado de Hanning es mostrada en la Figura. Para todas las
otras ventanas, consultar las referencias y el artículo de [HARRIS].
Bibliografía: [COOLEY], [PRESS], [BRIGHAM], [HARRIS],
[FISCHER1], [GIROD], [KUEPF], [BRONSTEIN]
6 - 18 Transformadas hacia y desde el Dominio de la Frecuencia
7 MPEG-2 Codificación del Video
En la televisión digital - SDTV (Televisión de Definición Estándar –
Standard Definition TeleVision) las señales de video tienen una tasa de datos
de 270Mb/s. Esta tasa de datos es demasiado alta para propósitos de transmi-
sión, este es el por qué están sujetos a un proceso de compresión antes de
procesarse para la transmisión. Los 270Mb/s deben comprimirse entre 2 y 7
Mb/s – una relación de compresión muy alta que, sin embargo, es posible de-
bido al uso de una variedad de mecanismos de reducción de la redundancia y
de la irrelevancia. La tasa de datos de una señal sin comprimir de HDTV es
incluso mayor de 1Gb/s y las señales codificadas MPEG-2 de HDTV tienen
una tasa de datos de alrededor de 15Mb/s.
7.1 Compresión del Video
Para comprimir los datos, es posible remover la información redundante o
irrelevante del flujo de datos. Redundante significa superfluo, irrelevante
quiere decir innecesario. La información superflua es información que se re-
pite varias veces en el flujo de datos, o información que no tiene información
de contenidos, o simplemente información que puede ser fácilmente recupe-
rada, y sin pérdidas, por procesos matemáticos en el extremo del receptor. La
reducción de redundancia puede lograrse, por ejemplo, mediante la codifica-
ción de longitud variable. En lugar de transmitir diez ceros, la información
„diez veces cero‟ puede enviarse por medio de un código especial que sea
mucho más corto.
El alfabeto del código Morse, también, usa un tipo de reducción de redun-
dancia. Las letras que se usan frecuentemente son representadas por secuen-
cias de códigos cortos, las letras menos usadas son representadas por secuen-
cias de códigos más largas. En la tecnología de información, este tipo de co-
dificación se llama el código Huffman.
La información irrelevante es aquella que no puede ser percibida por los
sentidos humanos. En caso de la señal de video, son las componentes que el
ojo no registra debido a su anatomía. El ojo humano tiene menos receptores
para el color que células que detectan la información de brillo. Por esta razón,
la “agudeza en el color” puede ser reducida por la reducción en el ancho de
banda de la información de color. También se sabe que nosotros no podemos
discernir las estructuras finas en un cuadro, por ejemplo las líneas delgadas,
tan bien como las estructuras gruesas. Éste precisamente es el punto principal
de ataque para los métodos de reducción de datos como el JPEG y MPEG.
Sin embargo, la reducción de irrelevancia siempre es asociada con una pérdi-
da irrecuperable de información, este es el por qué el único método conside-
7 - 2 MPEG-2 Codificación del Video
rado en el procesamiento de datos es la reducción de redundancia, como, por
ejemplo en el caso de los bien conocidos archivos ZIP.
Reducción de los datos
Reducción de Redundancia Reducción de Irrelevancia
(Ninguna pérdida en la información) (Pérdida en la información)
Fig. 7.1. Reducción de Datos
En MPEG, los siguientes pasos se llevan a cabo para lograr una relación
de reducción de datos de cerca de 130:
8 bits de resolución en vez de 10 bits (reducción de irrelevancia)
Omitiendo los intervalos de borrado horizontal y vertical (reducción
de redundancia)
Reduciendo la resolución del color en la dirección vertical (4:2:0)
(reducción de irrelevancia)
Modulación diferencial de pulsos codificados (DPCM) de imágenes
en movimiento (reducción de la redundancia)
Transformada discreta de coseno (DCT) seguida por la cuantización
(reducción de irrelevancia)
Exploración en zigzag con longitud variable de códigos (reducción de
redundancia)
Codificación Huffman (reducción de redundancia).
Retomando la señal de video analógico de la cámara de televisión; las se-
ñales de salida roja, verde y azul (RGB) son matrizadas para convertirse en
las señales Y, CB y CR. Después de esto, el ancho de banda de estas señales es
limitado y son convertidas mediante un convertidor análogo/digital. Según la
UIT-BT.R601, esto proporciona una tasa de datos de 270Mb/s. La resolución
de color es reducida, en comparación con la resolución del brillo o luminan-
cia, haciendo que el número de muestras del brillo sea el doble que para CB y
CR, resultando en una señal 4:2:2; así ya hay una reducción de irrelevancia en
la UIT-BT.R601. Es esta señal de 270Mb/s la que debe ser comprimida entre
2 y 6(15) Mb/s en el proceso de codificación del video MPEG.
7.1.1 Reducción de la Cuantización de 10 bits a 8
En la televisión analógica, la regla es que cuando una señal de video tiene
una relación señal a ruido, referida al nivel de blanco y ponderada, de más de
7 - 3
48dB, la componente de ruido no es casi perceptible al ojo humano. Dando la
adecuada excitación al convertidor A/D, el ruido de cuantización para una
resolución de 8 bits está por debajo del umbral de percepción, por lo tanto,
una resolución de 10 bits para Y, CB y CR es innecesaria fuera del estudio. En
el estudio, la resolución de 10 bits es buena porque el post procesamiento es
más sencillo y da mejores resultados. Reduciendo la tasa de datos de 10 bits a
8 bits comparados con UIT-BT.R601 significa una reducción en la tasa de
datos de 20% ((10-8)/10 = 2/10 = 20%), pero ésta es una reducción de irrele-
vancia y la señal original no podrá recuperarse en la decodificación en el ex-
tremo del receptor. Según la regla básica que la S/N [dB] = 6•N, el nivel de
ruido de cuantización se ha incrementado ahora en 12dB.
52µS
Línea activa
625
líneas575
líneas
visibles
V-Borrado Vertical
H-B
orr
ad
o H
orizo
nta
l
Fig. 7.2 Borrado Horizontal y Vertical
7.1.2 Descarte de los Intervalos de Borrado Horizontal y Vertical
Los intervalos de borrado horizontal y vertical de una señal video digital
según UI-BT.R601 (Fig. 7.2.) no contienen ninguna información relevante,
excepto el teletexto. Estas áreas pueden contener datos suplementarios como
señales del sonido, pero éstas deben ser transmitidas codificándolas separa-
damente según MPEG. Los intervalos de borrado horizontal y vertical, por
consiguiente, se omiten completamente en MPEG. Los intervalos de borrado
horizontal y vertical pueden regenerarse nuevamente sin problemas en el ex-
tremo del receptor.
Una señal PAL tiene 625 líneas, de las cuales sólo 575 son visibles. La di-
ferencia de 50 líneas, dividida por 625 es 8%, qué es el ahorro en datos alcan-
zado cuando el borrado vertical es omitido. La longitud de una línea es 64µs
pero con un área activa de video de sólo 52µs, que dividida por 64, da un aho-
rro adicional de 19% en la tasa de datos. Ya que existe algún solapamiento en
los dos ahorros, el resultado total de esta reducción de redundancia es de
aproximadamente 25%.
7 - 4 MPEG-2 Codificación del Video
7.1.3 Reducción en la Resolución Vertical del Color (4:2:0)
La dos señales diferencia de color CB y CR son muestreadas a la mitad de
la frecuencia comparada con la señal de luminancia Y. Adicionalmente, el
ancho de banda de CB y CR es también reducido a 2.75 MHz en comparación
con el ancho de banda de la luminancia de 5.75 MHz - una señal 4:2:2 (Fig.
7.3.). Sin embargo, la resolución del color de esta señal 4:2:2 es sólo reducida
en la dirección horizontal. La resolución vertical de color corresponde a la
resolución total resultante del número de líneas en un cuadro de televisión.
Y Y
Y Y
Y Y
Y Y
Cr
Cb Cb
Cb Cb
Cb
Cb
Cr
Cr
Cr Cr
Cr
Línea n
Línea n+1
Columna m+1
Columnam
Columnam
Columna m+1
Columna m+2
Y
Y
Línea n
Línea n+1
Fig. 7.3. Resoluciones 4:4:4 y 4:2:2
Y Y
Y Y
Cb
Cr
Columnam
Columna m+1
Columna m+2
Y
Y
Línea n
Línea n+1
Fig. 7.4. Resolución 4:2:0
Sin embargo, el ojo humano no puede distinguir entre horizontal y vertical
en cuanto a la resolución de color se refiere. Por consiguiente, es también po-
sible reducir la resolución del color a la mitad en la dirección vertical sin
efectos perceptibles. El MPEG2 hace normalmente esto en uno de los prime-
ros pasos y la señal se convierte en una señal 4:2:0 (Fig. 7.4.). Cuatro píxeles
de Y están ahora en cada caso asociados con sólo un valor de CB y un valor
de CR. Este tipo de reducción de irrelevancia produce otro ahorro de exacta-
mente 25% en la tasa de datos.
7 - 5
Línea activa
625
líneas576
líneas
visibles
Borrado VerticalB
orr
ad
o H
orizo
nta
l
Visible, imagen activa
720x576 pixeles Y
360x576 (288@4:2:0)
pixeles Cb, Cr
25 cuadros/s.
Fig. 7.5. Parámetros físicos de una señal SDTV
7.1.4 Pasos Adicionales para la Reducción de Datos
La reducción de los datos llevada a cabo hasta ahora ha producido el resul-
tado siguiente: Empezando con una velocidad de datos original de 270 Mb/s,
esta señal UIT- BT.R601 ha sido ahora comprimida a 124.5 Mb/s, es decir a
menos de la mitad de su tasa original, aplicando los pasos siguientes:
UIT-BT.R601 = 270 Mb/s
8 bits en lugar de 10 (-20%) = 216 Mb/s
Borrado Hor. y vert. (aprox. -25%) = 166 Mb/s
4:2:0 (-25%) = 124.5 Mb/s
Sin embargo, todavía hay una gran brecha entre los 124.5 Mb/s logrados
hasta ahora y los requeridos, de entre 2 y 6 Mb/s con un límite superior de
15Mb/s, y esta brecha necesita ser cerrada por medio de pasos posteriores que
son mucho más complejos.
Fig. 7.6. Modulación de Pulsos Codificados (PCM)
7 - 6 MPEG-2 Codificación del Video
Fig. 7.7. Modulación Diferencial de Pulsos Codificados (DPCM)
7.1.5 Modulación Diferencial de Pulsos Codificados de Imá-genes en Movimiento
Las imágenes en movimiento contiguas sólo difieren muy ligeramente
unas de otras. Contienen áreas estacionarias que no cambiarán en absoluto de
un cuadro a otro; hay áreas que sólo cambian su posición y hay objetos que
recién se agregan. Si cada cuadro fuera transmitido completamente cada vez,
parte de la información transmitida siempre sería la misma, resultando en una
tasa de datos muy alta. La conclusión obvia es diferenciar entre estos tipos de
áreas del cuadro y transmitir sólo la diferencia, es decir el valor delta, de un
cuadro al siguiente. Este método particular de reducción de redundancia, el
cual está basado en un método que ha sido conocido durante mucho tiempo,
es llamado modulación diferencial codificada de pulsos (DPCM).
Fig. 7.8. Modulación Diferencial de Pulsos Codificados con valores referenciales
¿Qué es la modulación diferencial codificada de pulsos? Si una señal
analógica continua es muestreada y digitalizada, se obtienen valores discre-
tos, es decir, valores que no son continuos, a intervalos de tiempo equidistan-
tes (Fig. 7.5.). Estos valores pueden representarse como pulsos espaciados
separadamente a intervalos equidistantes, los cuales corresponden a una mo-
dulación de pulsos codificados. La altura de cada pulso transporta informa-
7 - 7
ción discreta, no continua, sobre el estado actual de la señal muestreada en
ese punto preciso en el tiempo.
Fig. 7.9. División de la Imagen en Bloques y Macrobloques
En la realidad, las diferencias entre las muestras adyacentes, es decir, los
valores PCM, no son muy grandes debido a la previa limitación del ancho de
banda. Si sólo la diferencia entre las muestras adyacentes se transmite, puede
ahorrarse capacidad de transmisión y la tasa de datos requerida se reduce.
Este tipo de modulación codificada de pulsos es una relativamente vieja idea
y se denomina ahora como modulación diferencial codificada de pulsos (Fig.
7.6.).
El problema con la DPCM es, sin embargo, que después de activarse o
después de errores en la transmisión le toma un tiempo muy largo hasta que la
señal desmodulada en el de dominio del tiempo corresponda en alguna mag-
nitud con la señal original. Este problema puede ser eliminado empleando el
pequeño truco de transmitir a intervalos regulares las muestras iniciales com-
pletas, luego unas pocas diferencias, seguido de nuevo por una muestra com-
pleta, etc. (Fig. 7.7.). Esto se parece mucho al método de modulación diferen-
cial codificada de pulsos usado en la compresión de imágenes en MPEG-1/-2.
Antes de que un cuadro sea examinado por componentes estacionarios y
en movimiento, es primero dividido en numerosos bloques cuadrados de
16x16 píxeles para la luminancia y de 8x8 píxeles, cada uno, para CB y CR
(Fig. 7.8.). Debido al patrón 4:2:0, 8x8 píxeles de CB y 8x8 píxeles de CR
están superpuestos, en cada caso, con una capa de 16x16 píxeles de luminan-
cia cada uno. Este arreglo es ahora llamado un macro-bloque (Fig. 7.21.). Un
solo cuadro está compuesto de un gran número de macro-bloques y el número
de píxeles horizontal y vertical es seleccionado para ser divisible por 16 y
7 - 8 MPEG-2 Codificación del Video
también por 8 (Y: 720 x 576 píxeles). A ciertos intervalos, cuadros completos
de referencia, llamados cuadros I (Intracoded) formados sin información de
diferencia, son luego repetidamente transmitidos y espaciados entre los cua-
dros delta (Interframes).
Fig. 7.10. Cuadros delta de predicción en adelanto
Fig.7.11. Cuadros delta predichos bidireccionalmente
La información de diferencia es obtenida a nivel de macro-bloques, es de-
cir, el macro-bloque respectivo del siguiente cuadro es siempre comparado
con el macro-bloque del cuadro precedente. Más precisamente, este macro-
bloque es primero examinado para ver si ha cambiado en cualquier dirección
7 - 9
debido al movimiento en el cuadro, si no ha cambiado en absoluto o si la in-
formación del cuadro en este macro-bloque es completamente nueva. Si hay
un simple desplazamiento, sólo es transmitido un denominado „vector de mo-
vimiento‟. Además del vector de movimiento, es también posible transmitir la
diferencia, cualquiera que sea, con respecto al macro-bloque precedente. Si el
macro-bloque no se ha desplazado ni ha cambiado en forma alguna, no se
necesita transmitir nada en absoluto. Si no se puede encontrar ninguna corre-
lación con un macro-bloque precedente inmediato, el macro-bloque es com-
pletamente re-codificado. Tales cuadros producidos por la simple predicción
hacia delante son llamados cuadros P (predecibles) (Fig. 7.10.).
Aparte de la uni-direccionalidad predecible de cuadros hacia adelante
existe también la bi-direccionalidad, es decir, predicción de cuadros delta
hacia adelante y hacia atrás, éstos son denominados cuadros B (bi-
direccionales). La razón para esto es la considerablemente menor tasa de da-
tos en los cuadros B comparados con la de los cuadros P o incluso la de los
cuadros I, que se hace posible como secuela de esto. El arreglo de cuadros
que ocurre entre dos cuadros I, es decir dos cuadros completos, es llamado un
Grupo de Imágenes (GOP – Group of Pictures) (Fig. 7.11.).
La estimación del movimiento para obtener los vectores de movimiento se
realiza como sigue: Empezando con un cuadro delta a ser codificado, el sis-
tema busca en el cuadro precedente (predicción hacia adelante P) y posible-
mente también en el cuadro subsecuente (predicción bidireccional B) por la
información conveniente del macro-bloque en el entorno del macro-bloque a
ser codificado. Esto se hace usando el principio de emparejamiento de blo-
ques dentro de una cierta área de búsqueda alrededor del macro-bloque.
Si un bloque emparejado se encuentra delante, y también detrás en el caso
de codificación bidireccional, los vectores de movimiento son determinados
hacia adelante y hacia atrás y transmitidos. Además, cualquier bloque delta
adicional que pueda ser necesario también puede ser transmitido, ambos hacia
adelante y hacia atrás. Sin embargo, el bloque delta es codificado separada-
mente por la DCT con cuantización, que es un método que ahorra particular-
mente una gran cantidad de espacio de almacenamiento, el que se describe en
el próximo capítulo.
Un grupo de imágenes (GOP) consiste en un número particular y una es-
tructura particular de cuadros B y cuadros P colocados entre dos cuadros I.
Un GOP normalmente tiene una longitud de aproximadamente 12 cuadros y
corresponde al orden de I, B, B, P, B, B, P,.... Los cuadros B son luego inser-
tados entre cuadros I y P. Sin embargo, antes de que sea posible decodificar
un cuadro de B en el extremo del receptor, es absolutamente necesario tener
la información de los cuadros precedentes I y P y la de los cuadros I o P si-
guientes en cada caso. Pero según MPEG, la estructura del GOP puede ser
variable. Para que no se necesite reservar mucho espacio de almacenamiento
en el extremo del receptor, la estructura del GOP debe alterarse durante la
7 - 10 MPEG-2 Codificación del Video
transmisión para que la respectiva información de predicción hacia atrás ya
esté disponible antes de los cuadros B. Por esta razón, los cuadros se transmi-
ten en un orden que no corresponde al orden original.
Fig. 7.12. Vectores de Movimiento
En lugar del orden I0, B1, B2, P3, B4, B5, P6, B7, B8, P9, los cuadros ahora se
transmiten en el siguiente orden: I0, B-2, B-1, P3, B1, B2, P6, B4, B5, P9, etc.
(Fig. 7.13.). Es decir, los cuadros P o I que siguen a los cuadros B están ahora
disponibles en el extremo del receptor antes de que los correspondientes cua-
dros B sean recibidos y puedan ser decodificados. El espacio para almacena-
miento a ser reservado en el extremo del receptor es ahora calculable y limi-
tado. Para poder restaurar el orden original, el orden de los cuadros debe ser
transmitido codificado de alguna manera. Para este propósito, son usados los
valores del DTS (decodificando las marcas de tiempo) contenidos en la cabe-
cera del PES, entre otras cosas (vea el capítulo 3, Flujo de datos MPEG).
Fig. 7.13. Secuencia de la transmisión de imágenes
Ventana apareada
Cuadro N - 1, Vector de Movi-miento hacia adelante
Cuadro N, macrobloque codificado B
Cuadro N + 1, Vector de Movi-miento hacia atrás
7 - 11
7.1.6 La Transformada Discreta de Coseno seguido por Cuantización
Un método muy exitoso para la codificación de imágenes fijas ha estado
en uso desde fines de los años ochenta: el método JPEG, que hoy también
está usándose para las cámaras digitales y produce excelente calidad de imá-
genes. JPEG significa Junta del Grupo de Expertos Fotográficos (Joint of
Photographic Experts Group), es decir, un grupo de expertos en la codifica-
ción de imágenes fijas. El algoritmo básico usado en JPEG es la transformada
discreta de coseno, o DCT para abreviar (Fig. 7.14.). Esta DCT también for-
ma el algoritmo central para el método de codificación del video en MPEG.
El ojo humano percibe desigualmente las estructuras finas de las estructu-
ras gruesas en una imagen. En las pruebas de ingeniería de video analógico se
conoció de las perturbaciones de la imagen en baja frecuencia, es decir, se
perciben perturbaciones de la imagen que corresponden a las estructuras
gruesas de la imagen o interfieren con éstas más fácilmente que las perturba-
ciones de alta frecuencia, es decir, las correspondientes a las estructuras finas
de la imagen o interfiriendo con éstas.
Fig.7.14. Transformada Discreta de Coseno Unidimensional
7 - 12 MPEG-2 Codificación del Video
Por esta razón, la relación señal/ruido había sido medida ponderadamente,
es decir, referida a la sensibilidad del ojo, aún en el comienzo de las pruebas
de video. Fue posible permitir mucho más ruido en la dirección de las estruc-
turas de imagen de alta-frecuencia que con las componentes gruesas de la
imagen, de baja frecuencia. Este conocimiento es utilizado en el JPEG y el
MPEG. Los componentes toscos, de baja frecuencia, de la imagen son codifi-
cados con una cuantización más fina y los componentes de imagen fina son
codificados con una cuantización más gruesa para ahorrar velocidad de datos.
¿Pero cómo separar los componentes gruesos de los componentes medios y
de los finos en la imagen? Se hace por medio de la codificación por transfor-
madas (Fig. 7.15.).
Fig. 7.15. Cuantización de los coeficientes DCT
7 - 13
Primeramente, se hace una transición de la señal de video en el dominio
del tiempo al dominio de la frecuencia. La transformada discreta de coseno
(DCT) es un caso especial de la transformada discreta de Fourier (DFT) ó de
la transformada rápida de Fourier (FFT), respectivamente.
Estas transformadas son tratadas en un capítulo aparte (6) de este libro.
Empezaremos con un simple ejemplo: Usando la DCT, 8 muestras de una
línea de video son transformadas al dominio de la frecuencia (Fig. 7.14.). Es-
to proporciona nuevamente 8 valores que, sin embargo, ya no corresponden a
los valores del voltaje del video en el dominio del tiempo, pero sí a 8 valores
de potencia en el dominio de la frecuencia, graduados en componentes CC,
baja, media y alta frecuencia dentro de estos 8 valores transformados del vol-
taje del video. El primer valor (coeficiente CC) en el dominio de la frecuencia
corresponde a la energía de la componente de video con la frecuencia más
baja en esta sección hasta las componentes de frecuencia de la señal media - o
alta. La información en una sección de la señal de video ahora ha sido proce-
sada de tal manera que puede realizarse la reducción de la irrelevancia que
corresponde a la característica de sensibilidad del ojo humano.
En un primer paso en este proceso, estos coeficientes son cuantificados en
el dominio de la frecuencia, es decir cada coeficiente es dividido por un cierto
factor de cuantización (Fig. 7.15.). A mayor valor del factor del cuantización,
más gruesa la cuantización. En el caso de estructuras de imagen gruesas, la
cuantización debe ser cambiada sólo un poco o nada y, en el caso de una es-
tructura de imagen fina, la cuantización es reducida más, significando que los
factores de cuantización se incrementan en la dirección de las estructuras de
imagen más finas. Debido al cuantización, se obtienen muchos valores que se
han vuelto cero según como se incremente la fineza de la estructura de la
imagen, es decir en la dirección de los coeficientes de frecuencia más altos.
Fig. 7.16. Curva original (y) y curva cuantificada (y‟)
7 - 14 MPEG-2 Codificación del Video
Estos valores pueden luego ser codificados en una manera especial de aho-
rro de espacio. Sin embargo, la característica recuperada por decodificación
en el extremo del receptor después de que la cuantización ya no corresponde
exactamente a la curva original (Fig.7.16.) y muestra errores del cuantización.
Fig. 7.17. Bloque de 8x8 pixeles
En la práctica, sin embargo, la codificación en JPEG y MPEG es codifica-
ción por transformadas bidimensional. Para esto, la imagen es dividida en
bloques de 8x8 píxeles (Fig. 7.8.). Cada bloque de 8x8 píxeles (Fig. 7.17.) es
transformado entonces al dominio de la frecuencia por medio de la transfor-
mada discreta de coseno bidimensional. Antes de hacer esto, el valor 128 es
primero substraído de todos los valores de los píxeles para obtener valores
positivos y negativos (Fig. 7.18.).
Fig.7.18. Restando 128
El resultado de la transformada discreta de coseno bidimensional (Fig.
7.18:) de un arreglo de 8x8 píxeles es otro arreglo de 8x8 píxeles, pero ahora
en el dominio de la frecuencia. El primer coeficiente de la primera fila es el
coeficiente CC que corresponde a la componente CC del bloque entero. El
segundo coeficiente corresponde a la energía de la estructura de la imagen
más gruesa en la dirección horizontal y el último coeficiente de la primera fila
corresponde a la energía de la estructura de la imagen más fina en la dirección
horizontal. La primera columna del bloque de 8x8 píxeles contiene de arriba
hacia abajo la energía de la estructura de imagen desde las más toscas hacia
7 - 15
las más finas en la dirección vertical. Los coeficientes de las estructuras de la
imagen de grueso a fino en la dirección diagonal pueden ser encontrados di-
agonalmente.
Fig. 7.19. DCT bidimesional
El siguiente paso es la cuantización (Fig. 7.19.). Todos los coeficientes
son divididos por los factores de cuantización convenientes. El estándar
MPEG define las tablas de cuantización pero éstas pueden intercambiarse por
cualquier codificador que pueda reemplazarlas con sus propias tablas. Éstos
son entonces dados a conocer al decodificador dentro de la transmisión. La
cuantización normalmente produce un gran número de valores que se han
vuelto ahora ceros. Después de la cuantización, la matriz es también relati-
vamente simétrica al eje diagonal desde la esquina superior izquierda a la in-
ferior derecha. Por consiguiente, la matriz se lee en un proceso de exploración
en zigzag que luego proporciona un gran número de ceros adyacentes. Éstos
pueden ser luego codificados con longitud variable en el paso siguiente, resul-
tando en una reducción de datos muy importante. La cuantización es el único
“ajuste” para controlar la tasa de datos del flujo elemental de video.
7 - 16 MPEG-2 Codificación del Video
Fig. 7.20 Cuantización después de la DCT
Con 4:2:0, cuatro bloques de píxeles de 8x8 para Y y un bloque de 8x8
píxeles para CB y 8x8 para CR se combinan para formar un macro-bloque
(Fig. 7.20.). La cuantización para Y, CB y CR puede ser cambiada por medio
de un factor de escala especial del cuantificador de un macro-bloque a otro
macro-bloque. Este factor altera todos los factores de cuantización de las ta-
blas del estándar MPEG o de las tablas de cuantización proporcionadas por el
codificador, con una multiplicación simple por un cierto factor. La tabla
completa de cuantización sólo puede intercambiarse al nivel de secuencia en
ciertos momentos, como veremos más adelante.
Esta codificación por transformadas seguida por la cuantización debe rea-
lizarse para el plano de píxeles Y y para los planos CB y CR.
En el caso de los cuadros I, todos los macro-bloques son codificados de la
manera descrita anteriormente. En el caso de los cuadros P y B, sin embargo,
las diferencias de los píxeles son codificados por transformadas del macro-
bloque en un cuadro al macro-bloque en otro cuadro. Es decir, primero el ma-
cro-bloque del cuadro precedente puede tener que ser desplazado a una posi-
ción conveniente con la ayuda del vector de movimiento del macro-bloque y
luego es calculada la diferencia con respecto al macro-bloque en esta posi-
ción. Usando la DCT, estas diferencias de valores de 8x8 son luego transfor-
mados al dominio de la frecuencia y luego cuantificados. Lo mismo también
se aplica a la predicción hacia atrás de los cuadros B.
7 - 17
Fig. 7.21. Estructura del macrobloque con 4:2:0
7.1.7 Exploración en Zigzag con Codificación de Longitud Variable
Después de la exploración en zigzag (Fig. 7.22.) de los coeficientes cuanti-
ficados de la DCT, es obtenido un gran número de ceros adyacentes. En lugar
de estos numerosos ceros, sólo se transmite simplemente su número usando
codificación de longitud variable (RLC – Run Lenght Coding) (Fig. 7.23.),
transmitiendo, por ejemplo, la información 10 veces 0 en lugar de 0, 0, 0, ...
0. Este tipo de reducción de redundancia, en conjunto con la DCT y la cuanti-
zación, proporciona la ganancia principal en la compresión de datos.
Fig. 7.22. Exploración en zigzag
7 - 18 MPEG-2 Codificación del Video
7.1.8 Codificación Huffman Los códigos que ocurren frecuentemente en el flujo de datos codificado
con RLC (Run Lenght Coding) están también sujetos a la codificación Huff-
man (Fig. 7.23.), es decir, las palabras del código son adecuadamente re-
codificadas, resultando en una mayor reducción de la redundancia. En este
tipo de codificación, los códigos usados frecuentemente son re-codificados en
códigos particularmente cortos como en alfabeto Morse.
Fig. 7.23. Codificación RLC
Fig. 7.24. Codificación Huffman (código de longitud variable – VLC)
7.2 Resumen
Usando unos pocos métodos de reducción de redundancia y de reducción
de irrelevancia, ha sido posible reducir la tasa de datos de un señal de televi-
sión de definición estándar con una velocidad del datos inicial de 270Mb/s en
el formato 4:2:2 según la UIT-BT.R601 a aproximadamente 2 ... 6 Mb/s con
un límite superior de 15Mb/s. Puede considerarse que el corazón de este
7 - 19
método de compresión es una modulación diferencial de pulsos codificados
con la compensación de movimiento en combinación con la codificación por
transformada - DCT. Las señales MPEG-2 intentadas para la distribución a
hogares tienen la resolución de color reducida en ambas direcciones horizon-
tal y vertical. Éste es el formato 4:2:0. Para la contribución de estudio a estu-
dio, MPEG proporciona también el formato 4:2:2 y la tasa de datos es natu-
ralmente algo mayor.
La definición estándar 4:2:0 se denomina Main Profile@Main Level (Per-
fil Principal@Nivel principal) (Fig. 7.24.) y la definición estándar 4:2:2 se
llama High Profile@Main Level (Perfil Alto@Nivel Principal) o 422@Main
Level. Sin embargo, el estándar MPEG también lleva a cabo la Televisión de
la Alta Definición, ambos como una señal 4:2:0 (Main Profile@High Level) y
como una señal 4:2:2 (High Profile@High Level). Por encima de 800Mb/s, la
tasa de datos inicial de una señal de HDTV es claramente más alta que la de
una señal SDTV pero los procesos de compresión en HDTV, SDTV y 4:2:2 y
4:2:0 son los mismos que los descritos anteriormente. Las señales resultantes
sólo difieren en su calidad y, naturalmente, su tasa de datos.
La calidad de una señal SDTV de 6Mb/s en formato 4:2:0 corresponde
aproximadamente a la calidad de una señal de TV analógica convencional. En
la práctica, sin embargo, hay tasas de datos yendo de 2 a 7 Mb/s que, natu-
ralmente, determinan la calidad de la imagen. Correspondientemente se nece-
sitan tasas de datos altas, sobre todo para las transmisiones de deportes.
Fig. 7.25. Perfiles y niveles MPEG-2
La tasa de datos de un flujo elemental de video puede ser constante o va-
riable, dependiendo del contenido de la imagen actual. La tasa de datos se
7 - 20 MPEG-2 Codificación del Video
controla cambiando los factores de cuantización dependiendo del espacio pa-
ra almacenamiento a la salida del codificador MPEG (Fig. 7.25.).
Fig. 7.26. Codificador MPEG-2
Los macro-bloques de imagen I, P o B pueden codificarse de varias mane-
ras. Las variantes más numerosas ocurren sobre todo en el caso del cuadro B
dónde un macro-bloque puede ser codificado de las siguientes maneras:
Codificación Intraframe (Intracuadro - completamente nuevo)
Codificación hacia adelante
Codificación hacia adelante y hacia atrás
Pasado por alto (sin codificación en absoluto)
Fig. 7.27. Codificación de macro-bloques de cuadro y campo
Codificación de Cuadro
Codificación de Campo
7 - 21
El tipo de codificación es decidido por el codificador (Fig. 7.25) con refe-
rencia al contenido de la imagen actual y la capacidad disponible del canal
(tasa de datos).
En contraste con la televisión analógica, no se transmiten campos, sólo
cuadros. Los campos se recrean luego en el lado del receptor durante la lectu-
ra, de una manera particular, de la memoria de almacenamiento de cuadros.
Hay, sin embargo, un tipo especial de codificación DCT qué resulta en una
mejor calidad de imagen por el método de exploración entrelazada. Esto invo-
lucra la codificación de macro-bloques de cuadro y de campo (Fig. 7.26.). En
este método, los macro-bloques son primero re-codificados línea por línea
antes que sean sujetos a la codificación de la DCT.
7.3 Estructura del Flujo Elemental de Video
La unidad más pequeña del flujo de video es un bloque consistente de 8x8
píxeles. Cada bloque se sujeta a una transformada discreta de coseno (DCT)
separada durante la codificación. En el caso de un perfil 4:2:0, cuatro bloques
de luminancia, un bloque Cb y un bloque Cr en cada caso forman un macro-
bloque. Cada macro-bloque puede presentar una cantidad diferente de cuanti-
zación, es decir, puede ser comprimido en una mayor o menor magnitud. Con
este fin, el codificador de video puede seleccionar factores de escala diferen-
tes por los que cada coeficiente de la DCT es adicionalmente dividido. Estos
factores de escala del cuantificador son realmente “ajustes” para la tasa de
datos del flujo de video del PES. La propia tabla de cuantificación no puede
intercambiarse de macro-bloque a macro-bloque. Cada macro-bloque puede
ser codificado por cuadro o por campo. Esto es decidido por el codificador en
base a la necesidad y oportunidad. Una necesidad de codificación por campos
surge de la existencia de componentes de movimiento entre el primer y se-
gundo campo y la oportunidad se presenta por la tasa de datos disponible.
Fig. 7.28. Bloque, macro-bloque, tajada y cuadro
ES de video: secuencia GOP imagen tajada macrobloque bloque
7 - 22 MPEG-2 Codificación del Video
Juntos, un cierto número de macro-bloques en una fila forman una tajada
(Fig. 7.28.). Cada tajada empieza con una cabecera que se usa para la re-
sincronización, por ejemplo en el caso de errores de bit. A nivel de flujo de
video, la cancelación del error tiene lugar principalmente a nivel de la tajada,
es decir en el caso de errores de bit, los decodificadores MPEG copian la ta-
jada del cuadro precedente en el cuadro actual. El decodificador MPEG pue-
de re-sincronizarse de nuevo con el inicio de una nueva tajada. Cuanto más
corta la tajada, menor la interferencia causada por los bits errados.
Muchas tajadas juntas formarán luego un cuadro. Un cuadro, también,
empieza con una cabecera, la cabecera del cuadro. Hay diferentes tipos de
cuadros, llamados I (intracuadro), P (predecible) y B (bidireccionalmente
predecible). Debido a codificación diferencial bidireccional, el orden de los
cuadros no corresponde al orden original y las cabeceras y sobre todo las ca-
beceras del PES, por consiguiente, llevan una marca de tiempo (DTS) para
que el orden original pueda restaurarse.
Fig. 7.29. Estructura del flujo elemental de video MPEG-2
Juntos, un cierto número de cuadros correspondientes a un patrón de codi-
ficación de los cuadros I, P y B predeterminado por el codificador, forma un
grupo de imágenes (GOP). Cada GOP tiene un encabezado de GOP. En ra-
diodifusión, se usan GOPs relativamente cortos qué, como regla, tienen una
longitud de aproximadamente 12 cuadros, es decir cerca de medio segundo.
El decodificador MPEG sólo puede engancharse a la señal y empezar a re-
producir las imágenes cuando recibe el inicio de un GOP, es decir, el primer
cuadro I. Pueden escogerse GOPs más largos para los dispositivos de almace-
7 - 23
namiento masivos como el DVD ya que es fácil posicionar su cabeza de lec-
tura sobre el primer cuadro I.
Uno o más GOPs producen una secuencia, cada una de las cuales también
se inicia con un encabezado. A nivel de encabezado de la secuencia, es posi-
ble cambiar los parámetros de video esenciales como la tabla de cuantifica-
ción. Si un codificador MPEG usa su propia tabla que difiere de la norma, es
aquí donde se encontrará o dónde el decodificador es informado de esto.
La estructura del flujo de video del PES descrita anteriormente es total o
parcialmente incluida en los paquetes del PES. La manera de esta inclusión y
la longitud del paquete PES son determinadas por el codificador de video. En
los dispositivos de almacenamiento masivo como el DVD, los paquetes PES
se insertan adicionalmente en los llamados packs. Los paquetes PES y los
packs también empiezan con una cabecera.
Fig. 7.30. Historia del desarrollo de la codificación de video
7.4 Métodos de Compresión más Recientes
El tiempo no se detiene. Hoy, métodos más modernos, más avanzados de
compresión tales como MPEG-4 Parte 10 (AVC – Advanced Video Coding /
codificación avanzada de video) (H.264) o Windows Media 9 (VC-1) están
ya disponibles. Con tasas de datos que son más bajas por un factor de 2 a 3,
se puede lograr, en muchos casos, una mejor calidad de imagen que con
MPEG-2. Aunque el principio fundamental de la codificación de video no ha
cambiado, la diferencia reposa en los detalles. Como la utilización de tama-
ños de bloque variable para la transformada. La Fig.7.30. muestra la historia
7 - 24 MPEG-2 Codificación del Video
del desarrollo de la codificación de video H.264.. Como ya se ha mencionado
varias veces, el establecimiento del estándar JPEG fue también un evento im-
portante para la codificación de las imágenes en movimiento. La DCT fue
utilizada por primera vez en el JPEG y substituida solamente por una trans-
formada similar, una transformada de número entero, en MPEG-4 Parte 10
(H.264). La codificación de video fue desarrollada como parte de los estánda-
res ITU-T H.xxx y después incorporada en la serie de métodos de codifica-
ción de video MPEG como MPEG-1, MPEG-2 y MPEG-4. MPEG-2 Parte 2
Vídeo corresponde al H-262, MPEG-4 Parte 2 Vídeo al H.263 y, finalmente,
MPEG 4 Parte 10 AVC (Advanced Video Coding) al ITU-T H.264.
7.5 MPEG-4 Codificación Avanzada de Video (AVC)
Comparado con MPEG-2, el muy mejorado códec de video MPEG-4 Parte
10 AVC (H.264) permite que las tasas de datos sean rebajadas en un 30 a
50%. Esto significa que una señal SDTV ahora puede comprimirse a aproxi-
madamente 1.5 ... 3 Mb/s comparada con una tasa de datos de 2 … 7 Mb/s, la
tasa de datos sin comprimir original era de 270Mb/s. Usando MPEG-4, una
señal de HDTV se puede comprimir a cerca de 10Mb/s de sus 1.5Gb/s. origi-
nales. Para esto, MPEG-2 habría requerido cerca de 20Mb/s.
La codificación avanzada de video MPEG-4 Parte 10 (H.264) se distingue
por las siguientes características:
Soporta los formatos 4:2:0, 4:2:2 y 4:4:4
Hasta 16 cuadros de referencia como máximo
Compensación mejorada del movimiento (exactitud de 1/4 de
pixel)
Cuadros conmutados P (SP) y conmutados I (SI)
Mayor precisión debido a la implementación en 16 bits
Estructura flexible del macro-bloque (16x16, 16x8, 8x16, 8x4,
4x8, 4x4)
52 sistemas seleccionables de tablas de cuantización
Transformada de número entero o de Hadamard en vez de la DCT
(tamaño de bloque de4x4 ó 2x2 pixeles, respectivamente)
Filtro de desbloqueo en el lazo (elimina los artilugios del cuadri-
culado)
Estructura flexible de la tajada (mejor comportamiento del error
de bit)
Codificación de la entropía; codificación de longitud variable
(VLC) y codificación adaptativa de la aritmética binaria del con-
texto (CABAC)
7 - 25
Los detalles son como sigue:
En la codificación video MPEG-2, un macro-bloque en formato 4:2:0 con-
sisten en 4 bloques de luminancia de 8x8 pixeles y de bloques CB y CR de
8x8 pixeles cada uno. MPEG-4 proporciona mucho más flexibilidad a este
respecto. Aquí, un macro-bloque puede tener tamaños de 16x16, 16x8, 8x16,
8x4, 4x8 o de 4x4 pixeles en la capa de luminancia. El bloque en sí mismo
abarca ya sea 4x4 ó 2x2 pixeles mientras que en MPEG-2 y MPEG-1era
siempre fijo en 8x8 pixeles.
La exactitud de la compensación del movimiento ahora es de 1/4 de pixel
en vez de 1/2 pixel en MPEG-2. En la codificación inter-cuadro MPEG-2 so-
lamente era posible utilizar una referencia en cada dirección. En MPEG-4 es
posible formar varios cuadros de referencia que permiten que la tasa de datos
sea reducida considerablemente.
En MPEG-2, una tajada era siempre un múltiplo de macro-bloques en la
dirección horizontal mientras que MPEG-4 provee una asignación flexible del
macro-bloque en una tajada.
Pero es principalmente en el campo de la codificación por transformada
que MPEG-4 muestra grandes cambios.
En principio, la codificación por transformada en MPEG-2 por medio de
la DCT es realizada realmente por una multiplicación de matrices en el codi-
ficador que luego se invierte en el decodificador. Para este propósito, una ta-
bla de búsqueda es almacenada en el hardware.
La fórmula para la DCT bi-dimensional es:
𝐹 𝑢, 𝑣 =2
𝑁𝐶 𝑢 𝐶(𝑣) 𝑓 𝑥, 𝑦 𝑐𝑜𝑠
2𝑥 + 1 𝑢𝜋
2𝑁
𝑁−1
𝑦=0
𝑁−1
𝑥=0
𝑐𝑜𝑠 2𝑦 + 1 𝑣𝜋
2𝑁
𝐶 𝑢 , 𝐶 𝑣 =
1
2 𝑝𝑎𝑟𝑎 𝑢, 𝑣 = 0
𝑠𝑖 𝑛𝑜 = 1
Fig. 7.31. Definición de la Transformada Discreta de Coseno (DCT)
Puede ser dividida en multiplicaciones de matrices basadas en una matriz
de valores del coseno:
7 - 26 MPEG-2 Codificación del Video
Fig. 7.32. Tabla de Búsqueda de matriz coseno
La transformada discreta de coseno se puede representar y ejecutar como
una multiplicación de matrices en ambas direcciones:
F[] = C • f[] • Mab[] • Mab[]T;
donde Mab [] T está la matriz transpuesta de la Mab [], es decir, se han in-
tercambiado las columnas y las filas. Esto permite realizar simultáneamente
una transformación horizontal y una vertical, es decir, la transformación en
dos dimensiones. Ligarla a la matriz C hace que la matriz Mab se vuelva en
una “matriz orto-normal” que es de gran trascendencia práctica para imple-
mentar el proceso de la transformación. Una matriz ortogonal es una matriz
en la cual la matriz invertida corresponde a la matriz transpuesta. Lo siguiente
se aplica para el caso de una matriz ortogonal:
MT = M-1;
Una matriz ortogonal tiene la característica adicional de que todos los vec-
tores de la matriz tienen la misma longitud. La matriz de los valores del cose-
no se convierte en una matriz orto-normal si la primera fila es multiplicada
por 1 2 que se logra multiplicándola por la matriz C. Invertir el proceso de
la transformación requiere una matriz invertida.
Naturalmente, invirtiendo la multiplicación
M1 = M2 • M3
no es
M2 = M1/M3-1
7 - 27
sino que está definido por
M2 = M1 • M3-1;
es decir, por la multiplicación de las matrices transpuestas.
En principio, se define una multiplicación de matrices como sigue:
Fig. 7.33. Definición de una Multiplicación de Matrices
Aparte de la transformada discreta de coseno (DCT), son también conce-
bibles otros procesos de transformación para la compresión de cuadros y pue-
den ser representados como multiplicaciones de matrices, éstos son
• Transformada Karhunen Loeve (1948/1960)
• Transformada de Haar (1910)
• Transformada Walsh-Hadamard (1923)
• Transformada Slant (Enomoto, Shibata, 1971)
• Transformada Discreta de Coseno (DCT, Ahmet, Natarajan, Rao,
1974)
• Transformada Wavelet Corta
Fig. 7.34. Concentración de energía de la DCT
La DCT concentra la energía; la información puede almacenarse como valores; muchos de ellos son ceros
7 - 28 MPEG-2 Codificación del Video
Una gran ventaja del DCT es la gran concentración de energía (Fig. 7.34.)
a unos pocos valores en el dominio espectral, y la evasión del fenómeno de
Gibbs que conduciría a transitorios en la transformación inversa y así al
cuadrculado claramente visible. El fenómeno de Gibbs (Fig. 7.35.), conocido
en la DCT, se basa en el componente sinusoidal de este proceso de transfor-
mación.
Fig. 7.35. Fenómeno de Gibb
Dado que la matriz coseno de la DCT ahora ha sido convertida por
1 2 mediante la conversión de la primera fila que consistía de puros unos, y
se ha vuelto orto-normal, la implementación de la transformada y su inversa
resulta bastante simple.
La transformada y su inversa pueden ahora representarse por:
F = f • Mab • MabT;
f = F • MabT • Mab;
Durante la cuantificación, los resultados de la transformada y su inversa
fueron también influenciados por una multiplicación escalar.
F = f • Mab • MabT • Q;
f = F • MabT • Mab • Q`;
Si solamente se ingresan unos en Q y Q', nada cambia. Sin embargo, la
cuantización de los coeficientes de la DCT se reduce hacia frecuencias más
altas vía Q.
En varios métodos de transformación, en principio, solamente se utilizan
otras matrices Mab, es decir, las “funciones básicas” en las que se procura re-
Fenómeno de Gibb empleando síntesis de Fourier en una señal rectangular
Motivo: los componentes sinusoidales de la Transformada de Fourier; la DCT no muestra este efecto
7 - 29
presentar las funciones originales son otras. En el caso de la DCT, éstos son
patrones del coseno.
En MPEG-4, estos patrones básicos, o los coeficientes de la matriz Mab,
respectivamente, son substituidos por otros. En el caso de MPEG-4, esto se
llama una multiplicación de matriz de número entero o también una transfor-
mación de Hadamard. Las matrices de la transformación usadas en MPEG-4
AVC son las siguientes:
Fig. 7.36. Matrices de Transformación en MPEG-4 (AVC)
Las matrices usadas en MPEG-4 AVC tienen un tamaño de pixeles de so-
lamente 4x4 ó 2x2, respectivamente. En el caso de luminancia, la transforma-
ción se realiza en dos pasos. En el primer paso, los bloques originales de 4x4
pixeles se transforman en el dominio espectral por medio de la matriz T. Des-
pués de esto, los coeficientes de la DCT de 16 bloques se transforman otra
vez por medio de la matriz H de Hadamard para poderlos comprimir aún más
(Fig. 7.37.)
Fig. 7.37. Transformada de Hadamard de las componentes CC en MPEG-4 (AVC)
T = transformada entera para luminancia y crominancia H = transformada de Hadamard para los coeficientes CC de luminancia C = transformada de Hadamard para los coeficientes CC de crominancia
Coeficientes CC Ejemplo: Macro-bloque de luminancia de 16x16
Transformada de Hadamard
7 - 30 MPEG-2 Codificación del Video
En MPEG-2, o se utiliza cualquiera de las matrices especificadas en el
estándar, o son especificadas por el codificador y modificadas y en cada caso
transmitidas al receptor en el encabezado de secuencia al inicio de una se-
cuencia. Además, en MPEG-2, cada coeficiente es dividido por el factor de
posicionamiento del cuantificador que determina en última instancia la tasa
de datos real. MPEG-4 utiliza un juego de 52 matrices de cuantificación.
MPEG-4 también utiliza un filtro de apertura (Fig. 7.38.) cuyo propósito
es suprimir adicionalmente la visibilidad del cuadriculado en la imagen. Esto
también es favorecido por un tamaño de bloque más pequeño y el tamaño
variable del macro-bloque y de la tajada.
Cuadros de
referencia
Filtro de des-
bloqueo
Transformada
Inversa
Des-
cuantización
Estimación de
movimientoTransformada Cuantización
Codificación
de entropíaVideo sin
comprimir Video
Comprimido
Fig. 7.38. Filtro de desbloqueo en MPEG-4
Tal como MPEG-2, MPEG-4 también tiene perfiles y niveles. SDTV (TV
de definición estándar) corresponde en gran parte al Perfil Principal @ Nivel
3 (MP@L3). HDTV (TV de alta definición) pertenece el Perfil Principal @
Nivel 4 (MP@L4).
MPEG-4 Parte 10 AVC permite una compresión de imagen más eficaz en
por lo menos el 30% y hasta 50%, con una calidad mejor de imagen. La tasa
de datos de SDTV después de la compresión ahora es menor de 3Mb/s y la
tasa de datos de HDTV es menor de 10Mb/s. Con MPEG-4 AVC también es
posible utilizar claramente menos de 1Mb/s para TV móvil con calidad de
SDTV.
Tabla 7.1. Perfiles MPEG-4 AVC
Herramientas de
Codificación
Perfil
Baseline
Perfil
Extendido
Perfil
Principal
Tajadas I, P x x x
CA VLC x x x
Recuperación de Error x x
Tajadas SP y SI x
Tajadas B x x
Codificación Entrelazada x x
CABAC x
7 - 31
Tabla 7.2. Niveles MPEG-4
Nivel Tamaño típico
de Imagen
Max. frecuencia
de cuadro por
tamaño típico.
Max. tasa de
bits, com-
primido
Max. número de cua-
dros de referencia por
tamaño típico
1 QCIF 15 64 Kb/s 4
1.1 320 x 240 10 192 Kb/s 3
QCIF 30 9
1.2 CIF 15 384 Kb/s 6
1.3 CIF 30 768 Kb/s 6
2 CIF 30 2 Mb/s 6
2.1 HHR 30/25 4 Mb/s 6
2.2 SD 15 4 Mb/s 5
3 SD 30/25 10 Mb/s 5
3.1 1280 x 720p 30 14 Mb/s 5
3.2 1280 x 720p 60 20 Mb/s 4
4 HD 720p, 60p/30i 20 Mb/s 4
1080i
4.1 HD 720p, 60p/30i 50 Mb/s 4
1080i
4.2 1920 x 1080p 60p 50 Mb/s 4
5 2k x 1k 72 135 Mb/s 5
5.1 2k x 1k 120 240 Mb/s 5
4k x 2k 30
MPEG-4 AVC se utiliza hoy para HDTV en DVB-S2 y TV móvil como
parte de DVB-H, de ISDB-T y de T-DMB. MPEG-4 AVC se puede incorpo-
rar sin problemas en el flujo de transporte MPEG-2. Por lo contrario, no ha
habido tentativas en cambiar nada en la capa de transporte. Los mecanismos
de sincronización de voz (lip synch) también son iguales, y tienen su origen
en la capa del PES de MPEG-1.
Bibliografía: [ISO13818-2], [TEICHNER], [GRUNWALD], [NELSON],
[MAEUSL4], [REIMERS], [H.264], [ISO14496-10]
7 - 32 MPEG-2 Codificación del Video
8 Compresión de las Señales de Audio en MPEG y Dolby Digital
8.1 Fuentes de Señal de Audio Digital
El oído humano tiene un rango dinámico de cerca de 140dB y el ancho de
banda de audición está cerca de los 20KHz. Consecuentemente las señales de
audio de alta frecuencia deben cumplir estas características. Las señales de
audio analógicas ´para ser muestreadas y digitalizadas, deben ser limitadas
en banda por medio de un filtro pasabajos. La conversión analógica a digital
es realizada a una frecuencia de muestreo de 32KHz, 44.1KHz o 48KHz (y
ahora también a 96KHz) y con una resolución de al menos 16 bits. La fre-
cuencia de muestreo de 44.1KkHz corresponde a los CD o discos compactos
de audio, 48/96KHz es calidad de estudio. Mientras que la frecuencia de
muestreo de 32KHz es aún usada para el estándar MPEG, de hecho es obsole-
ta. Una frecuencia de muestreo de 48KHz con una resolución de 16 bits da
una tasa de datos de 786Kb/s por canal, que significa aproximadamente
1.5Mb/s para una señal estéreo (Fig. 8.1.).
Fig. 8.1. Fuentes de señal de audio digital
El objetivo de la compresión del audio es reducir la tasa de datos de
1.5Mb/s al rango de entre 100Kb/s y 400Kb/s. Los archivos de audio en MP3,
los que son ampliamente usados hoy en día, a menudo tienen velocidades tan
bajas como 32Kb/s. De manera similar a la compresión de video, esto es lo-
grado con la reducción de la redundancia y la irrelevancia. En la reducción de
la redundancia, la información superflua simplemente es omitida; no hay
pérdida de información. Por contraste, la reducción de la información irrele-
vante es eliminada tal que no pueda ser percibida en la recepción, en este caso
8 - 2 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
el oído humano. Todos los métodos de compresión están basados en un mo-
delo psicoacústico, es decir, sacan ventaja de la “imperfección” del oído
humano para remover la información irrelevante de la señal de audio. El oído
humano no es capaz de percibir los eventos sonoros en la vecindad de un
sonido pulsante fuerte, ni en el dominio de la frecuencia ni el dominio del
tiempo. Esto significa que, para el oído, ciertos eventos sonoros enmascaran a
otros eventos sonoros de menor amplitud.
8.2 Historia de la Codificación del Audio
En el año 1988, el método MASCAM fue desarrollado por el Institut für
Rundfunktechnik (IRT) en Múnich en preparación para el sistema de radiodi-
fusión digital de audio ó Digital Audio Broadcasting (DAB). De MASCAM,
fue desarrollado en 1989 el método MUSICAM (Masking pattern Universal
Subband Integrated Coding And Multiplexing) en cooperación con CCETT,
Philips y Matsushita.
Las señales de audio codificadas con MUSICAM son usadas en DAB,
MASCAM y MUSICAM, ambas están basadas en la codificación de sub-
bandas. La señal de audio es dividida en un gran número de sub-bandas, cada
una de las cuales está sujeta a la reducción por irrelevancia en un mayor o
menor grado.
Fig. 8.2. Desarrollo del audio MPEG [DAMBACHER]
Al mismo tiempo que fue desarrollado el método de codificación por sub-
bandas, Fraunhofer Gesellschaft junto con Thomson desarrollaron el método
ASPEC, el cual está basado en la codificación por transformadas. La señal de
92 7 Compression of Audio Signals to MPEG and Dolby Digital
8- 3
audio es transformada del dominio del tiempo al dominio de la frecuencia
usando la DCT (Discrete Cosine Transform), y las componentes irrelevantes
de la señal son removidas.
Ambas, la codificación por sub-bandas MUSICAM y la codificación por
transformadas ASPEC, son incluidos en el método de compresión de audio
MPEG-1, el cual fue establecido en 1991 (estándar ISO/IEC 11172-3). El
audio en MPEG-1 comprende tres posibles capas: las capas I y II esencial-
mente usan codificación MUSICAM, y la Capa III usa codificación ASPEC.
Los archivos de audio MP3 son codificados en MPEG-1 capa III. MP3 es a
menudo confundido con MPEG-3 que fue originalmente diseñado para la
implementación de la HDTV (High Definition TeleVision), pero la HDTV fue
integrada en el estándar MPEG-2, así que el MPEG-3 fue dejado de lado y
abandonado. Por consiguiente el estándar MPEG-3 no existe.
En el audio MPEG-2, las tres capas del audio MPEG-1 fueron reemplaza-
das, y la capa II fue extendida a la capa II MC (multicanal). El estándar de
audio MPEG-2 ISO/IEC 13818-3, fue adoptado en 1994.
Simultáneamente con el audio en MPEG, el estándar de audio Digital
Dolby (también conocido como AC-3) fue desarrollado por Dolby Labs en
los Estados Unidos. Este estándar fue concebido en 1990 y presentado al
público en la película "Star Treck VI", proyectada en diciembre de 1991. En
la actualidad, muchas películas emplean la técnica del Dolby digital. En los
Estados Unidos, la televisión digital terrestre transmite en ATSC con codifi-
cación de audio AC-3 exclusivamente. Otros países también (p.e. Australia)
introducirá el audio AC-3 en adición al audio en MPEG. El uso de ambos, el
audio en AC-3 y el audio en MPEG, es significativo por el hecho de que tam-
bién salió de la grabación de películas. Aunque, desde el punto de la calidad,
prácticamente no hay diferencia entre el audio en MPEG y el Dolby Digital.
Por ende, los modernos decodificadores MPEG soportan ambos métodos. Los
discos de video en DVD también pueden usar el audio en Dolby Digital AC-3
en adición al audio en PCM y al audio en MPEG. A continuación un corto
resumen del desarrollo del Dolby digital:
1990 Audio Dolby digital AC-3
1991 Primera película de cine proyectada con codificación de audio en
AC-3
Diciembre de 1991 "Star Treck VI" codificada en audio AC-3
Hoy:
El audio en AC-3 es usado como estándar en muchas películas, en
ATSC y, en adición al audio en MPEG, en los flujos de transporte por
todo el mundo y también en los DVDs.
Audio en Dolby AC-3, codificación por transformada, basada en la
modificación de la transformada discreta de coseno (MDCT); 5.1 cana-
8 - 4 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
les de audio (izquierdo, centro, derecho, izquierdo envolvente, derecho
envolvente, sub graves), 128Kb/s por canal.
Asimismo, MPEG ha traído nuevos métodos de codificación de audio:
MPEG-2 AAC ISO/IEC 13818-7
AAC = Advanced Audio Coding
MPEG-4 ISO/IEC 14496-3:
AAC y AAC Plus
8.3 Modelo Psicoacústico del Oído Humano
A continuación discutiremos el proceso de compresión del audio. La re-
ducción de la redundancia (sin pérdida) y la reducción de la irrelevancia (con
pérdida) disminuyen la tasa de datos de la señal de audio original en cerca de
90 %. La reducción de la irrelevancia recae en el modelo psicoacústico del
oído humano, el cual fue desarrollado por el Profesor Zwicker, en la cátedra
de electroacústica en la Universidad Técnica de Múnich. Este tipo de reduc-
ción está basado en lo que se describe como codificación perceptual. Esto
significa que los componentes de audio que no son percibidos por el oído
humano no son transmitidos.
Fig. 8.3. Anatomía del oído humano
Primero demos una mirada a la anatomía del oído humano (Fig. 8.3, 8.4.).
El oído consiste de tres partes principales: el oído externo, el oído medio y el
oído interno. El oído externo realiza las funciones de adaptador de impedan-
cias, capta la transmisión del sonido sobre el aire y actúa como un filtro con
ligera resonancia en la región de los 3KHz. Está en la misma región, de 3KHz
a 4KHz, en la que el oído humano exhibe su máxima sensibilidad. El tímpano
o membrana timpánica convierte las ondas sonoras en vibraciones mecánicas,
8- 5
las cuales son transmitidas vía el martillo, el yunque y el estribo a una venta-
na membranosa en la parte frontal sensorial del oído interno. La presión de
aire debe ser la misma, por delante y detrás del tímpano. Esto es asegurado
por un tubo que conecta la región posterior del tímpano con la faringe; el tubo
es llamado la Trompa de Eustaquio. Todos conocemos el problema de la pre-
sión que se sufre en el oído cuando ascendemos a grandes alturas. Al tragar,
la membrana mucosa en la Trompa de Eustaquio es la que habilita la com-
pensación de presión.
En el oído interno encontramos el órgano de balance, el cual está hecho de
muchas bóvedas y el caracol. El caracol es el órgano real de escucha (órgano
de Corti) por el cual el sonido es directamente percibido. Si el caracol fuese
desenrollado, los sensores para las altas frecuencias serían hallados en su
entrada, luego los sensores para las frecuencias medias y al final del caracol
estarían los sensores para las bajas frecuencias.
El caracol consiste de un canal en espiral el cual yace en un pequeño pasa-
je membranoso en espiral que se vuelve más ancho en el frente del oído. So-
bre la membrana interior descansan los sensores colectores de sonido selecti-
vos a la frecuencia desde los cuales los nervios auditivos se extienden al ce-
rebro. Los nervios auditivos transportan señales eléctricas con una amplitud
aproximada de 100mVpp. La tasa de repetición de los pulsos eléctricos está
en el orden de 1KHz. La información contenida en esta tasa es el volumen de
un tono a una determinada frecuencia. Cuanto mayor el tono, mayor la tasa de
repetición. Cada sensor de frecuencia se comunica con el cerebro vía una
línea neural separada. La selectividad de frecuencia de los sensores es alta a
bajas frecuencias y decrece con las altas frecuencias.
En seguida investigaremos estas características del oído humano, que son
de interés para la codificación del audio. Para empezar, la sensibilidad del
oído es muy dependiente de la frecuencia. Las señales por debajo de los 20Hz
y por arriba de los 20KHz son prácticamente inaudibles. La máxima sensibi-
lidad del oído está en el rango de 3KHz a 4KHz; fuera de este rango la sensi-
bilidad decae hacia las altas o las bajas frecuencias. Los sonidos con un nivel
debajo de cierto umbral (referido como el umbral de audibilidad) no son per-
cibidos por el oído humano. El umbral de audibilidad es dependiente de la
frecuencia. Cualquier componente de la señal de audio cuyo nivel esté debajo
del umbral de audibilidad no necesita ser transmitida; son irrelevantes para el
oído humano. La Figura 8.5. ilustra la relación general del umbral de audibi-
lidad versus la frecuencia.
8 - 6 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
Fig. 8.4. Modelo técnico del oído humano
La siguiente característica del oído humano, que es significativa para la
codificación del audio, es el comportamiento conocido como enmascaramien-
to. Por ejemplo, una onda sinusoidal de 1KHz con una amplitud constante es
aplicada al oído de una persona como prueba, y en la región alrededor de
1KHz se aplican otras ondas sinusoidales, cuyas frecuencias y amplitudes son
variadas. Encontraremos que las otras señales sinusoidales no son audibles
debajo de ciertos niveles de umbral dependientes de la frecuencia alrededor
de 1KHz. Esto es conocido como umbral de enmascaramiento (Fig. 8.6.). La
forma del umbral de enmascaramiento depende de la frecuencia de la señal
enmascarada. Cuanto mayor la frecuencia de la señal de enmascaramiento,
mayor el rango de enmascaramiento.
8- 7
Fig. 8.5. Umbral de audibilidad
Fig. 8.6. Enmascaramiento en el dominio de la frecuencia
Tono de enmascaramiento (1KHz)
Umbral de enmascaramiento
8 - 8 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
Fig. 8.7. Enmascaramiento en el dominio del tiempo
Esta característica del oído es conocida como enmascaramiento en el do-
minio de la frecuencia (Fig. 8.6.). Relevante para la codificación del audio es
el hecho de que los componentes del audio debajo de un umbral de enmasca-
ramiento definido no necesitan ser transmitidos.
Por otra parte, el enmascaramiento no solamente ocurre en el dominio de
la frecuencia sino también en el dominio del tiempo (fig. 8.7.). Un pulso fuer-
te en el dominio del tiempo enmascara señales de sonido antes y después del
pulso, siempre y cuando los niveles de estas señales estén debajo de cierto
umbral. Este efecto, y en particular el pre enmascaramiento, es difícil de ima-
ginar pero puede ser explicado. Esto es debido a la resolución de tiempo fini-
to del oído humano en conjunción con la manera en que las señales son trans-
portadas al cerebro vía los nervios auditivos.
Los métodos de compresión de audio conocidos usan solamente el enmas-
caramiento en el dominio de la frecuencia, siendo las técnicas empleadas muy
similares en todos los casos.
PB
A
D
Ruido de Cuantización: S/N[dB] = 6•N
N bit de
resolución
Rango total del AD
Señal sinusoidal
Fig. 8.8. Ruido de Cuantización
8- 9
Fig. 8.9. Principios de codificación de audio basado en la codificación perceptual
8.4 Principios Básicos de la Codificación del Audio
Antes de discutir los principios de la reducción de la irrelevancia para las
señales de audio, examinaremos brevemente el ruido de cuantificación. Si en
un convertidor análogo a digital es alimentado con una señal sinusoidal a
modulación total, se obtiene una relación señal a ruido S/N de aproximada-
mente 6•N dB (como regla), para una resolución de N bits, debido al ruido de
cuantización (Fig. 8.8.). Esto significa que se obtienen aproximadamente
48dB para una resolución de 8 bits y 96dB para una resolución de 16 bits. Las
señales de audio son usualmente muestreadas con 16 bit o más. Por tanto, 16
bits de resolución aún no se comparan con el rango dinámico del oído huma-
no, que es de cerca de 140dB.
Ahora discutiremos el principio básico de la codificación del audio (Fig.
8.9.). La fuente de señal de audio digital es dividida en el codificador en dos
ramas, filtradas y tomadas por el analizador de frecuencias. El analizador de
frecuencias realiza un análisis del espectro por medio de la transformada
rápida de Fourier (FFT) y determina las componentes de la señal de audio con
baja resolución de tiempo y alta resolución de frecuencia.
Basados en el conocimiento del modelo psicoacústico (efecto de enmasca-
ramiento), pueden ser identificados los componentes de frecuencia irrelevan-
tes de la señal.
Simultáneamente, con el análisis del espectro, la señal de audio sufre un
filtrado por el cual es dividida en muchas sub-bandas. Puede resultar que una
sub-banda completa sea enmascarada por las señales de otras sub-bandas, es
decir, el nivel de la señal en esta sub-banda está debajo del umbral de enmas-
caramiento. Si este es el caso, la sub-banda en cuestión no necesita ser trans-
mitida, la información transportada en esta banda es completamente irrele-
8 - 10 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
vante al oído humano. El proceso de filtraje por el cual la señal de audio es
dividida en sub-bandas debe usar muy altas resoluciones de tiempo tal que no
se pierda información en el dominio del tiempo. En contraste con el dominio
de la frecuencia, resolución gruesa, hasta el punto en que la reducción de la
irrelevancia sea afectada, hay otra posibilidad. Algunas veces, las señales en
una sub-banda están por encima del umbral de enmascaramiento, pero solo
por un margen estrecho. En tales casos, la cuantización en la sub-banda afec-
tada es reducida al grado que el ruido de cuantificación en esta banda esté por
debajo del umbral de enmascaramiento y por tanto no sea audible.
Igualmente, las señales debajo del umbral de audibilidad no necesitan ser
transmitidas. Aquí también, puede ser seleccionada una cuantificación gruesa
o fina dependiendo de los diferentes umbrales de audibilidad de las sub-
bandas tal que el ruido de cuantificación resultante siempre permanezca deba-
jo del umbral. Es posible una baja resolución de bits especialmente a altas
frecuencias.
La decisión si una sub-banda deba ser suprimida completamente, o si deba
ser aplicada una cuantización gruesa o fina, es hecha por el bloque del “mo-
delo psicoacústico”, el cual es alimentado con la información del bloque de
análisis de espectros. La cuantificación es suprimida o controlada por medio
del cuantificador de sub-bandas. Puede ser seguida por una reducción de re-
dundancia, la cual es efectuada por una codificación especial de los datos.
Después que estos procesos sean completados, está disponible la señal de
audio comprimida.
La codificación perceptual puede ser implementada de varias maneras.
Hay codificación pura de sub-bandas y codificación por transformadas, tam-
bién hay formas mixtas las cuales son referidas como codificación híbrida.
8.5 Codificación por Sub-bandas de Acuerdo con las Capas I, II de MPEG
Primero será discutido el método de la codificación de sub-bandas. De
acuerdo con las capas I y II del MPEG (Fig. 8.10.), la señal de audio es pasa-
da a través de un banco de 32 filtros que dividen la señal en sub-bandas de
frecuencia de 750Hz. Para cada sub-banda hay un cuantificador separado por
un bloque FFT y un bloque del modelo psicoacústico. El cuantificador o su-
prime completamente la sub-banda en cuestión o reduce el número de pasos
de cuantificación. En el caso de la codificación de capa II, la FFT es realizada
cada 24 milisegundos. Durante el intervalo de 24ms, las sub-bandas están
sujetas a la reducción de irrelevancias de acuerdo con la información recibida
del bloque del modelo psicoacústico. En otras palabras, la señal es tratada
como si su composición no hubiera sido alterada por 24ms.
8- 11
Fig. 8.10. Codificación de sub-banda empleando 32 filtros pasabanda en MPEG-1 y
MPEG-2 capas I y II
Debido a los diferentes umbrales de audibilidad, ubicación de bits y que la
cuantificación es diferente para las diferentes sub-bandas; la cuantificación
debe ser más fina a bajas frecuencias y puede ser reducida hacia las altas fre-
cuencias.
Fig. 8.11. Reducción de la irrelevancia empleando efectos de enmascaramiento
La Fig. 8.11. ilustra el principio de reducción de la irrelevancia en la
transmisión de audio por medio de dos ejemplos. En una sub-banda hay una
señal de cerca de 5KHz, cuyo nivel está por encima del umbral de enmasca-
ramiento. En el caso de esta sub-banda, solamente puede reducirse el número
de pasos de cuantificación. En otra sub-banda encontramos una señal de cerca
8 - 12 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
de 10KHz cuyo nivel está debajo del umbral de enmascaramiento. Esto signi-
fica que esta sub-banda está totalmente enmascarada por las señales de las
sub-bandas en su vecindad y puede ser por tanto suprimida completamente.
Fig. 8.12. Estructura de datos MPEG-2 capas I y II
En la reducción de irrelevancia, las sub-bandas son también evaluadas por
si ellas contienen armónicas de la señal correspondientes a una sub-banda
más baja, es decir, sí la señales enmascaradas son componentes tonales
(armónicas) o no tonales. Sólo las señales enmascaradas no tonales pueden
ser completamente suprimidas.
Fig. 8.13. Reducción de redundancia a MPEG-2 capas I y II
8- 13
En la codificación MPEG, un cierto número de muestras son combinadas
en cuadros. Un cuadro de la capa I está formado con 12 muestras para cada
sub-banda. Un cuadro de la capa II está formado con 3 x 12 muestras para
cada sub-banda (Fig. 8.12.).
Para cada bloque de 12 muestras, la muestra más alta es determinada. Esta
muestra es usada como un factor de escala, el cual es aplicado a todas las 12
muestras del bloque para habilitar la reducción de la redundancia (fig. 8.13.).
8.6 Codificación por Transformadas para MPEG capa III y Dolby Digital
La codificación por transformadas, contraria a la codificación por sub-
bandas, no usa bancos de filtros para el filtraje de las sub-bandas; aquí las
tajadas de la información de audio en el dominio de la frecuencia son efec-
tuadas por medio de una variación de la Transformada Discreta de Fourier.
Usando la Transformada Discreta de Coseno (DCT) o La Transformada Dis-
creta de Fourier Modificada (MDFT) la señal de audio es procesada para
conseguir 256 ó 512 valores de potencia espectral. Al mismo tiempo, de la
misma manera como en la codificación por sub-bandas, la Transformada
Rápida de Fourier (FFT) es llevada con relativamente alta resolución al do-
minio de la frecuencia. Controlada por el modelo psicoacústico creado por la
salida de datos de la FFT, los valores de potencia de la señal de audio obte-
nidas a través de la MDFT están sujetas a cuantificación gruesa o fina o son
completamente suprimidas. La ventaja de este método sobre el de la codifica-
ción por sub-bandas es que ofrece una resolución de alta frecuencia para el
proceso de reducción de las irrelevancias. Este tipo de codificación es usado,
por ejemplo, en el Dolby Digital AC-3 Audio (AC-3 viene de Audio Coding
3)
Fig. 8.14. Codificación por transformada
102 7 Compression of Audio Signals to MPEG and Dolby Digital
8 - 14 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
También existe la codificación de sub-bandas mezcladas y la codificación
por transformada, conocida como codificación híbrida. Por ejemplo, en la
capa III del MPEG, el filtraje de las sub-bandas es realizado antes de la
(M)DCT (Fig. 8.15.). Esto significa que primero se divide de manera gruesa
en sub-bandas, luego se aplica la (M)DCT para cada sub-banda para obtener
la resolución fina. Después de la (M)DCT, los datos son sujetos a una reduc-
ción controlada de la irrelevancia por el modelo psicoacústico, el cual es ali-
mentado con la información del bloque de la transformada rápida de Fourier.
Los datos de audio codificados en MPEG capa III se conocen como archivos
de audio MP3 y hoy se utilizan comúnmente por todo el mundo.
Fig. 8.15. Híbrido sub-banda y codificación por transformadas
8.7 Sonido Multicanal
En la codificación multicanal de audio, las irrelevancias entre los canales
pueden ser determinadas y omitidas para la transmisión. Esto significa que los
canales son investigados por los componentes correlacionados que no contri-
buyan a la impresión auditiva espacial. Este procedimiento es empleado, por
ejemplo, en la capa II del MPEG y el Dolby digital 5.1 surround. En el audio
5.1, los siguientes canales son transmitidos: izquierdo, centro, derecho, iz-
quierdo envolvente, derecho envolvente y un refuerzo en el canal de bajas
frecuencias (LFE – Low Frequency Enhancement) para sub-graves (subwoo-
fer)
La figura 8.16, muestra la configuración de los parlantes para un audio
multicanal 5.1.
102 7 Compression of Audio Signals to MPEG and Dolby Digital
8- 15
Fig. 8.16. Audio Multicanal
La estructura detallada de estos métodos de codificación de audio no es re-
levante en términos de aplicaciones prácticas y no será discutido aquí. Para
mayor información, consulte la literatura relacionada y los estándares.
Bibliografía: [ISO13818-1], [DAMBACHER], [DAVIDSON], [THIELE],
[TODD], [ZWICKER]
8 - 16 Compresión de Señales de Audio en MPEG-2 y Dolby Digital
9 Transmisión de Teletexto en DVB
En la televisión análoga, el teletexto, los subtítulos y el VPS (Video Pro-
gram System - sistema para el control del VCR) han sido servicios suplemen-
tarios muy usados por muchos años. Aparte de poder crear servicios compa-
rables totalmente nuevos en DVB, los estándares fueron diseñados para per-
mitir que estos conocidos servicios estuvieran incorporados en los flujos de
datos MPEG-2 conforme a DVB. La idea es que el receptor DVB inserte
estos servicios nuevamente dentro del intervalo de borrado vertical en la sali-
da compuesta de vídeo CVBS. Esto no afecta ningún servicio paralelo de
datos en DVB tal como la EPG (Electronic Program Guide - Guía Electróni-
ca de Programa) o la MHP (Multimedia Home Platform - Plataforma Básica
de Multimedia).
ATVTEXT Lun 07 Oct 12:18:36
LIMA - Perú elegirá en enero el estándar de
televisión digital que usará el país, para
lo cual inició pruebas de campo, dijo un
funcionario del ministerio de Transportes y
Comunicaciones.
Una comisión multisectorial comenzó las
pruebas de televisión digital terrestre con
representantes de consorcios de Estados
Unidos, Japón y la Unión Europea, los tres
poseedores de los estándares mundiales.
24
líne
as
40 caracteres
Fig. 9.1. Página de Teletexto
9.1 Teletexto y Subtítulos
En la TV analógica, el teletexto (Fig. 9.1.) se inserta como una señal adi-
cional NRZ-codificada (no retorno a cero codificada) en el intervalo de bo-
rrado vertical con un filtrado roll-off. En DVB, por contraste, un flujo ele-
mental de teletexto es directamente multiplexado en el flujo de transporte
MPEG-2. Los datos del teletexto se procesan para mostrar magazines y líne-
as, es decir, la misma estructura que el teletexto británico, y combinado para
formar un flujo elemental empaquetado. Una página del teletexto según el
estándar británico o EBU se compone de 24 líneas de 40 caracteres cada uno.
Los datos de cada línea se transmiten en una línea de teletexto en el intervalo
de borrado vertical.
9- 2 Transmisión de Teletexto en DVB
Fig. 9.2. Teletexto de TV analógica en el intervalo de borrado vertical
N*184 bytesEncabezado
6 bytes
(N*184)-6
Carga útil
Encabezado PES
Encabe-
zado
PES
opcional 39
byte
s ID de
datos
1 byte...
3 bytes de
inicio
00 00 01
ID de Flujo
0xBD
Longitud de
paquete PES
24 8 16 bits
Campos de datos
conteniendo teletexto
PTS, para
sincronización
con el programa
Fig. 9.3. Paquete PES conteniendo Teletexto
La línea de teletexto de la TV análoga mostrada en la Fig. 9.2. comienza
con una ráfaga de 16 bits de largo (secuencia 1010…) seguida por el código
de cuadro de un byte con un valor de 0xE4. Esto marca el principio del tele-
texto activo. Es seguido por el magazine y el número de línea de un byte cada
uno. Después de esto, se transmiten 40 caracteres de carga útil consistentes en
7 bits de carga útil y 1 (par) bit de paridad. La cantidad total de datos por
línea es 360 bits (= 45 bytes) y la tasa de datos es de 6.9375Mb/s. En el tele-
texto DVB (ETS 300472), los datos del teletexto se insertan en los paquetes
del PES después del código de cuadro (Fig. 9.3.). El encabezado de 6 bytes
16 bit ráfaga (1010101010101010) 8 bit código de encuadre (0xE4) 8 + 8 bit magazine + número de fila 40•8 bit carga útil ---------------------------------------------- 360 bit = 45 bytes por línea
Código de no retorno a cero (Código NRZ) Tasa de datos: 6.9375Mb/s. Nivel: 462mVpp
9 - 3
del PES empieza con un código de inicio de 3 bytes (00 00 01). Esto seguido
por la ID del flujo 0xBD, que corresponde a un “Flujo_Privado_1." Luego
viene un indicador de 16 bits (= 2 bytes) de longitud que en el caso de teletex-
to siempre es fijo para que la longitud de PES total corresponda a un múltiplo
entero de 184 bytes.
Le sigue un encabezado de 39 bytes de PES optativo, de esta manera el
encabezado del PES para el teletexto tiene una longitud total de 45 bytes.
Esto es seguido por la ID de datos de 1-byte, cuyo contenido siempre es 0x10.
La información de TTXT es dividida en bloques de 44 bytes. Los últimos 43
bytes son idénticos a la estructura de una línea de TTXT de un EBU TTXT
después del código continuo. Estos bytes incluyen el magazine e información
de línea así como los 40 bytes de caracteres del teletexto por línea. Una pági-
na del teletexto consiste en 24 líneas de 40 caracteres. La codificación es
idéntica ya sea para teletexto EBU o teletexto británico.
44 bytes
Campos de datos TTXT
Estructura según teletexto EBU
(=1 línea TTXT)
reservado
Paridad
de
Campo
Despla-
zamiento
de línea
Código
de
cuadro
0xE4
Dirección de
revista y
paquete
Datos del teletexto
40 bytes (caracteres)
2 1 5 8 16 320 bits
ID d
e u
nid
ad
de
da
tos
Lo
ng
itu
d d
e
un
ida
d d
e
da
tos
“0x2C”
88
“0x02” = Teletexto EBU sin subtítulos
“0x03” = Teletexto EBU con subtítulos
Fig. 9.4. Bloque de datos de Teletexto en un paquete PES
El teletexto, procesado para formar paquetes largos del PES, es dividido
en paquetes cortos del flujo de transporte que comprenden 184-bytes de carga
útil y un encabezado de 4-bytes del flujo de transporte y multiplexado en el
flujo de transporte para la transmisión, tal como el video y los datos del au-
dio.
Los identificadores de paquete (PIDs) de los paquetes del flujo de trans-
porte que contienen el teletexto son incluidos como PIDs para los flujos pri-
vados en la tabla de mapeo de programa (PMT) del programa en cuestión
(Fig. 9.5.).
Con la ayuda de estos PIDs puede accederse a los paquetes del flujo de
transporte que contienen el teletexto. Un paquete de flujo de transporte que
contiene un encabezado del PES puede ser reconocido porque su bit indicador
de inicio de unidad de carga útil está puesto a 1. La unidad de carga útil de
este paquete contiene el encabezado de 45-bytes del PES y los primeros pa-
quetes del teletexto. Los paquetes de teletexto adicionales siguen en los
9- 4 Transmisión de Teletexto en DVB
próximos paquetes del flujo de transporte con el mismo PID. La longitud de
un paquete PES de teletexto es ajustado para que un número entero de mu-
chos paquetes del flujo de transporte contengan un paquete PES completo.
Después de que un paquete PES de teletexto haya sido transmitido totalmen-
te, es retransmitido o se envía un nuevo paquete si hubiera algún cambio al
teletexto. Inmediatamente antes de los datos del teletexto en el paquete del
PES, la paridad del campo y la línea de compensación indican el campo y la
línea en la cual los datos del teletexto deben ser insertados nuevamente dentro
de la señal de video compuesta por el receptor DVB.
Fig. 9.5. PID del Teletexto incluido en la Tabla de Mapeo de Programa (PMT)
Encabezado
TS
Encabezado
PES
Fig. 9.6. Paquete del Flujo de Transporte conteniendo el Teletexto
9 - 5
9.2 Sistema de Programación de Video
VPS, el sistema de programación de video para controlar videograbadoras,
ha sido conocido y utilizado hace tiempo en la TV de servicio público, espe-
cialmente en Europa. Puede ser utilizado para controlar la grabación en las
videograbadoras vía la línea de datos, generalmente en la línea 16 del primer
campo. En la línea de datos (Fig. 9.7.), se transmiten 15 bytes con codifica-
ción RZ (retorno-a-cero), incluyendo la información del VPS.
Fig. 9.7. Línea de datos en TV analógica en el intervalo de borrado vertical
Según ETSI ETS 301775, los bytes 3 al 15 de la línea de datos simple-
mente se insertan en la parte de la carga útil de un paquete del PES, como en
el teletexto de DVB (Fig. 9.8. y 9.9.). En este caso, la identificación de la
unidad de datos se fija a 0xC3, correspondiendo al VBI (Vertical Blanking
Interval - intervalo de borrado vertical) según DVB. Como en el teletexto de
DVB, esta es seguida por la Longitud de Unidad de Datos, la identificación
de campo y el número de línea en el campo.
13 bytes Datos VBI
(del byte 3 … 18 de la línea de datos)
2 1 5 104 Bit88
ID d
e u
nid
ad
de
da
tos
Lo
ng
itu
d d
e
un
ida
d d
e
da
tos
reservado
Paridad
de
Campo
Despla-
zamiento
de línea
“0xC3” = Datos
en el VBI
Fig. 9.8. Paquete PES con datos en el VBI
Línea 16/329 Código de retorno a cero (RZ) Tasa de datos: 2.5Mb/s Nivel: 500mVpp 15 bytes por línea
9- 6 Transmisión de Teletexto en DVB
Encabezado
6 bytes
PES
Campo de datos
Encabezado PES
Encabe-
zado
PES
opcional 39
byte
s ID de
datos
1 byte
3 bytes de
inicio
00 00 01
ID de Flujo
0xBD
Longitud de
paquete PES
24 8 16 bits
PTS, para
sincronización
con el programa
Campo de datos en
el VBI
Fig. 9.9. Campo de datos en el VBI
La línea de datos (Fig. 9.7.) contiene la información siguiente:
Byte 1: Ráfaga 10101010
Byte 2: Código de inicio 01011101
Byte 3: ID de la fuente
Byte 4: Transmisión de texto Serial ASCII (fuente)
Byte 5: Monoaural/estéreo/binaural
Byte 6: ID del Contenido de Video
Byte 7: Transmisión de texto Serial ASCII
Byte 8: Control Remoto (routing)
Byte 9: Control Remoto (routing)
Byte 10: Control Remoto
Byte 11 to 14: VPS
Byte 15: Reserva
4 bytes de datos VPS (bytes 11 a 14):
Día (5 bits)
Mes (4 bits)
Hora (5 bits)
Minuto (6 bits)
País (4 bits)
ID de la fuente de programa (6 bits)
Bibliografía: [ETS 300472], [ETS 301775]
10 Comparación de Normas de Video Digital
10.1 MPEG-1 y MPEG-2, VCD y DVD, M-JPEG y MiniDV/DV
En 1992, se creó MPEG-1 como la primera norma para codificar las imá-
genes en movimiento acompañadas de sonido. El objetivo era lograr una cali-
dad de imagen cercana al VHS a tasas de datos de CD (<1.5Mb/s). El MPEG-
1 sólo se mantuvo para aplicaciones como medio de almacenamiento (CD,
disco duro) y no para la transmisión (radiodifusión) y su estructura de datos
corresponde a este objetivo. El codificador de audio y video MPEG-1 es muy
parecido al de MPEG-2 y todos los algoritmos fundamentales y métodos ya
están determinados. Ambos tienen cuadros I, P y B, es decir, predicciones
hacia delante y hacia atrás y, naturalmente, aprovechan los métodos de reduc-
ción de irrelevancia basados en la DCT encontrados en el JPEG. La resolu-
ción de la imagen, sin embargo, se limita a la mitad de la resolución del VGA
(352 x 288). Tampoco existe la necesidad de la codificación de campos
(método de exploración entrelazada). En MPEG-1, sólo existe el llamado Flu-
jo de Programa (PS – Packet Stream) qué está compuesto de paquetes de flu-
jo elemental empaquetado (PES - Packetized Elementary Stream) multi-
plexando los paquetes de audio y video. La longitud variable (64KB máximo)
de los paquetes del PES de audio y video son simplemente entrelazados alter-
nadamente de acuerdo con la tasa de datos presente para formar un flujo de
datos. Este flujo de datos no es procesado posteriormente ya que sólo está
diseñado para ser guardado en medios de almacenamiento y no usado para la
transmisión. Un cierto número de paquetes de audio y video del PES se com-
binan para formar un paquete que consiste en un encabezado y la carga útil
como paquetes del PES en sí. Un paquete a menudo está basado en el tamaño
de un sector de datos físico del medio del almacenamiento.
En MPEG-2, los métodos de codificación fueron desarrollados orientados
en la alta resolución y la mejor calidad. Asimismo, también fue considerada
la transmisión, aparte del almacenamiento de tal data. El flujo de transporte
MPEG-2 es la capa de transporte, proporcionando estructuras de paquetes
más pequeñas, múltiplex más extenso y mecanismos de corrección de errores.
En MPEG-1, sólo hay un programa (sólo una película), mientras que MPEG 2
puede acomodar un flujo de datos multiplexados con 20 programas y más.
Además de la Televisión de Definición Estándar (SDTV - Standard Defi-
nition Television), el MPEG-2 también soporta la Televisión de Alta Defini-
ción (HDTV - High Definition Television). El MPEG-2 se usa a través del
mundo como la señal de banda base digital en radiodifusión.
10 - 2 Comparación de Normas de Video Digital
Un CD de Video (VCD – Video CD) contiene una señal de datos codifica-
dos en MPEG-1 como un flujo del programa, es decir, hay un programa con-
sistente de paquetes PES multiplexados. La tasa de datos total es aproxima-
damente 1.5Mb/s. Muchas copias piratas de películas están disponibles en CD
de video y pueden descargarse de la Internet o puede comprarse en el merca-
do asiático.
Un CD de Súper Video (SVCD) transporta una señal de datos codificados
en MPEG-2 con 2.4Mb/s, también como un flujo de programa con paquetes
PES multiplexados. Un CD de Súper Video corresponde aproximadamente a
una calidad tipo VHS y a veces aun mejor.
En un DVD (Disco Versátil Digital - NO ‘Disco de Video Digital’), el ma-
terial de los datos está codificado en MPEG-2 con tasas de datos de hasta
10.5Mb/s y exhiben una calidad de imagen mucho mayor que la grabada en
cinta de VHS. Un DVD también lleva un flujo de datos PES multiplexados.
También son posibles los subtítulos y mucho más.
El DVD se desarrolló para una variedad de aplicaciones incluyendo el vi-
deo, audio y datos. En contraste con el CD (aprox. 700MB), el volumen de
datos en un DVD va hasta 17GB y es posible tener 1, 2 ó 4 capas con 4.7GB
por capa (vea la tabla debajo).
Tabla 10.1. Tipos de DVD
Tipo Lados Capas/
Lado
Datos
(GB)
x
CD-ROM
DVD 5 1 1 4.7 7
DVD 9 1 2 8.5 13
DVD 10 2 1 9.4 14
DVD 18 2 2 17.1 25
Datos técnicos del DVD de Video:
Capacidad del almacenamiento: 4.7 a 17.1GB
Video MPEG-2 con tasa de datos variable, 9.8Mb/s máximo en video.
Audio:
PCM lineal (LPCM) con frecuencia de muestreo de 48KHz ó 96KHz a
16, 20 ó 24 bits de resolución.
Audio MPEG (MUSICAM) monofónico, estéreo, sonido de 6-canales
(5.1), sonido de 8-canales (7.1)
Dolby Digital (AC-3) monofónico, estéreo, sonido de 6-canales (5.1)
10 - 3
Tabla 10.2. Normas de Video Digital
Norma Codificación
del video
Resolución Tasa de
datos del
video (Mb/s)
Tasa de datos
total
(Mb/s)
MPEG-1 MPEG-1 352 x 288
192 x 144
384 x 288
0.150 -
(1.150)
-3.0
máx. aprox. 3.5
MPEG-2 MPEG-2 720 x 576
(SDTV, 25 cua-
dros por segun-
do) varias reso-
luciones hasta
HDTV
Hasta 15 Básicamente
abierto, de las
interfaces hasta
270
CD de
video
MPEG-1 352 x 288 1.150 1.4112
Súper VCD MPEG-2 480 x 576 2.4 2.624
DVD de
video
MPEG-2 720 x 576 Hasta 9.8,
variable
10.5
MiniDV variante
MJPEG
720 x 576 25 aprox. 30
DVCPro variante
MJPEG
720 x 576 25/50 aprox. 30/55
Aparte de MPEG, hay también métodos propietarios basados en JPEG, to-
dos los cuales tiene en común que el material de video es codificado sólo en
DCT y no con codificación inter-cuadro. Tales métodos son DVCPro y Mi-
niDV. MiniDV ha venido siendo usado ampliamente en las cámaras de video
domésticas y ha revolucionado este campo con respecto a la calidad de la
imagen. La tasa de datos total es de 3.6MB/s ó 25Mb/s la tasa de datos de
video. El tamaño del cuadro es 720 x 576 píxeles, igual que en MPEG-2, con
25 cuadros por segundo. MiniDV puede ser editado en cualquier punto ya que
virtualmente sólo consiste en cuadros comparables a los cuadros I. DVCPro
es el hermano mayor del MiniDV. DVCPro es un estándar profesional y so-
porta tasas de datos de video de 25 y 50 Mb/s. La tasa de datos de 25Mb/s
corresponde al formato MiniDV. DVCPro y MiniDV son variantes especiales
de Motion-JPEG. En contraste con MPEG, no se transmite ninguna tabla de
cuantificación, tampoco los factores de escala del cuantificador que varían de
macro-bloque a macro-bloque. En cambio, se proporciona localmente un jue-
go de tablas de cuantificación, de las cuales el codificador selecciona la más
conveniente de un macro-bloque a otro macro-bloque. MiniDV y DVCPro
exhiben una muy buena calidad de imagen a tasas de datos relativamente altas
y se presta fácilmente a ser post-procesados. Los software de edición domés-
10 - 4 Comparación de Normas de Video Digital
ticos para PC están ahora disponibles a costos de alrededor de US$100 y pro-
porcionan funciones disponibles sólo a los profesionales de hace unos años.
Aparte de la edición, la cual está ahora libre de pérdidas, y es fácil de mane-
jar, el software también permite codificar el material de video en MPEG-1,
MPEG-2, VCD, SVCD y DVD de video.
La Tabla 10.2, muestra los datos técnicos más importantes de los métodos
discutidos.
Fig. 10.1. Ejemplo de MPEG4
10.2 MPEG-3, MPEG-4, MPEG-7 y MPEG-21
En los capítulos anteriores se han discutido en detalle MPEG-2 y MPEG-
1. Sin embargo, el Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento también
han considerado, y todavía siguen trabajando en, otras normas como MPEG-
4, MPEG-7 y MPEG-21. Había también MPEG-3 pero esto sólo tuvo una
existencia temporal relacionada a la HDTV y ahora ha sido completamente
absorbida en la norma MPEG-2. MPEG-4 es una norma para aplicaciones de
multimedia con componentes interactivos y ha estado en existencia desde fi-
nes de 1999. Esto no sólo involucra video y audio sino también aplicaciones
que pueden componerse de varios objetos diferentes. Su estructura es orienta-
da a objetos, similar al lenguaje de programación C++; una aplicación
MPEG-4 puede estar compuesta de, por ejemplo, los objetos audiovisuales
siguientes (Fig. 10.1.):
un fondo coloreado fijo que puede tener patrones,
un codificador de imágenes en movimiento en MPEG-4 en un cuadro
fijo,
una figura sintetizada que se mueve tridimensionalmente en sincroni-
zación con el video, por ejemplo una persona animada que "actúa de
mimo" del sonido en gestos (alfabeto para sordomudos),
Imagen en movimiento
STOP START
TEXT
PAUSE
Figura animada
10 - 5
botones de parada (stop), inicio (start), pausa (pause), avance y rebobi-
nado (elementos interactivos)
texto de acompañamiento,
Señal de audio codificada en MPEG.
El desarrollo del MPEG-4 fue continuado con respecto a la codificación
de video y audio, adoptando y refinando los métodos conocidos de MPEG-1
y MPEG-2 en lugar de buscar un desarrollo totalmente nuevo. La única cosa
nueva es que el MPEG-4 también puede cubrir con elementos visuales y au-
diovisuales sintéticos como el sonido sintetizado. Los objetos en MPEG-4
pueden estar presentes como un flujo PES, dentro de un flujo de transporte
MPEG-2 y como un archivo MPEG-4. El MPEG-4 también puede transmitir-
se como un flujo de programa dentro de paquetes IP.
Las aplicaciones del MPEG-4 típicamente pueden emplearse en
Internet,
aplicaciones multimedia interactivas en la PC,
Nuevas aplicaciones de compresión de video donde se requieren gran-
des relaciones de compresión, como en HDTV.
MPEG-4 fue hecho una norma en 1999. Al principio del nuevo milenio,
fue desarrollado y estandarizado otro nuevo estándar de compresión de video,
el H.264. Comparado con MPEG-2, este método es más eficaz por un factor
de 2 a 3 por lo que permite tasas de datos más bajas por un factor de 2 a 3, a
menudo con mejor calidad de imagen. El estándar relevante es el ITU-T
H.264. H.264 también se ha incorporado en el grupo de los estándares
MPEG-4 como MPEG-4 Parte 10.
Los documentos más importantes cubiertos bajo el título MPEG-4 son:
MPEG-4 Parte 1 – Sistema, ISO/IEC 14496-1
MPEG-4 Parte 2 – Codificación de Video, ISO/IEC 14496-2
MPEG-4 Parte 3 – Codificación de Audio, ISO/IEC 14996-3
MPEG-4 Parte 10 – H.264 Codificación de Video Avanzada (AVC -
Advanced Video Coding). ISO/IEC 14496-10
MPEG-4 Parte 10 - codificación video avanzada (AVC) está programada
en Europa para aplicaciones de HDTV como parte del proyecto DVB. Mien-
tras que HDTV requiere tasas de datos de cerca de 15Mb/s para la señal de
video con MPEG-2, éstas son de sólo 9 Mb/s o aún más bajas cuando se codi-
fican como señales MPEG-4 AVC. En H.264/MPEG-4 Parte 10 AVC, el ta-
maño del bloque no es constante de 8 x 8 pixeles sino variable dentro de cier-
tos límites. Son posibles hasta 9 vectores de movimiento y se han implemen-
tado medidas para enmascarar el cuadriculado.
10 - 6 Comparación de Normas de Video Digital
Fig. 10.2. Historia del desarrollo de la codificación de video
Éste sería un punto conveniente para detenerse brevemente y explorar algo
de la historia del desarrollo de la codificación del vídeo (Fig. 10.2.). Se con-
sidera un acontecimiento clave el establecimiento del estándar JPEG (Joint
Photographic Experts Group) en 1985. Esta fue la primera vez que la DCT
(transformada discreta de coseno) fue utilizada para comprimir imágenes fi-
jas. Hoy, JPEG es un estándar común usado principalmente en fotografía di-
gital. Del JPEG, se desarrollaron aplicaciones de Motion JPEG tales como
DVCPro para aplicaciones profesionales y MiniDV para uso en videos
domésticos.
La ventaja del Motion JPEG yace principalmente en el hecho de que el
material de video se puede editar irrestrictamente en cada cuadro y la calidad
de imagen es extremadamente buena. Otra línea de desarrollo se formó de la
video-telefonía y la video-conferencia vía los estándares de la ITU-T: H.120,
H.261, etc. ITU-T H.261 se convirtió en el estándar de video MPEG-1,
ISO/IEC 11172.2 y H.262 se convirtió en el estándar de video MPEG-2,
ISO/IEC 13818-2. H-263 formó la base para MPEG-4 Parte 2 de codificación
de video ISO/IEC 14496-2.
Y finalmente, fue desarrollado el H.264, también conocido como MPEG-4
Parte 10 AVC (codificación de video avanzada), o como ISO/IEC 14496-10.
En paralelo a esto, existe también el Microsoft Windows Media 9 (ahora
también denominado VC-1) que aconteció probablemente como resultado de
la colaboración de Microsoft en MPEG-4 Parte 2 y Parte 10. La Fig. 10.2.
muestra una somera descripción de la historia del desarrollo de la codifica-
ción de imágenes en movimiento.
10 - 7
Tabla 10.3. Las Normas MPEG
Estándar Descripción Estado
MPEG-1 Imágenes en movimiento y sonido,
aproximadamente calidad VHS con tasa
de datos de CD (<1.5 Mb/s)
Norma desde 1992
MPEG-2 Televisión Digital
(SDTV+HDTV)
Norma desde 1993
MPEG-3 Existió sólo temporalmente
(ninguna relación con el MP3)
no aplicable
MPEG-4 Multimedia, interactiva Norma desde 1999
MPEG-7 Datos suplementarios asociados al pro-
grama
Norma desde 2001
MPEG-21 Herramientas suplementarias y métodos ¿?
MPEG-7, en contraste con el MPEG-2 y -4, trata exclusivamente de los
datos asociados al programa, los denominados meta-datos, como un comple-
mento a MPEG-2 y MPEG-4. El objetivo es transmitir la información del en-
torno de un programa al aire, un tipo de guía electrónica de programación,
con la ayuda de estructuras de datos basadas en XML y HTML- junto con el
programa, por ejemplo, en un flujo de transporte MPEG-2. MPEG-7 ha sido
una norma desde 2001 pero tiene todavía que hacer su debut, por lo menos
con el usuario final.
MPEG-21 fue transformado en una norma el 2003. Ha sido concebido pa-
ra contener las herramientas y métodos para complementar todas las otras
normas del MPEG. Esto también incluye las aplicaciones del usuario final,
por ejemplo, vía Internet. No está claro que le ha ocurrido hasta ahora.
La radiodifusión, la multimedia y el Internet están convergiendo cada vez
más y más. En radiodifusión, sin embargo, son posibles tasas de datos muy
altas de punto a multipunto en los flujos de bajada, que alguna vez serán po-
sibles por la Internet.
10.3 Interfaces Físicas para las Señales de Video Digital
Las señales SDTV analógicas (televisión de definición estándar) tienen un
ancho de banda aprox. de 4.2 a 6 MHz y son transmitidas sobre líneas coaxia-
les de 75 ohmios. Estos cables, que en la mayoría de los casos tienen forros
verdes, tienen fijados conectores BNC en las aplicaciones profesionales y en
las aplicaciones del consumidor. Cuando están terminados exactamente en 75
ohmios, la señal de video analógico tiene una amplitud de 1Vp-p. Las primeras
interfaces para las señales de televisión digital fueron diseñadas como interfa-
ces en paralelo, usando un conector Cannon de 25-pines, conocido de la inter-
faz de impresora de la PC. Debido a su inmunidad al ruido, la transmisión se
realiza en pares de líneas trenzadas con señalización diferencial de bajo volta-
10 - 8 Comparación de Normas de Video Digital
je. Hoy, sin embargo, se está usando nuevamente la tecnología de 75 Ohm en
la mayoría de los casos.
Tabla 10.4. Interfaz CCIR601 Paralelo y TS
Pin Señal Pin Señal
1 Reloj (Clock) 14 reloj Invertido (inverted clock)
2 Tierra del Sistema 15 Tierra del Sistema
3 601 data bit 9 (MSB)
TS data bit 7 (MSB)
16 601 inverted data bit 9 (MSB)
inverted TS data bit 7 (MSB)
4 601 data bit 8
TS data bit 6
17 inverted 601 data bit 8
inverted TS data bit 6
5 601 data bit 7
TS data bit 5
18 inverted 601 data bit 7
inverted TS data bit 5
6 601 data bit 6
TS data bit 4
19 inverted 601 data bit 6
inverted TS data bit 4
7 601 data bit 5
TS data bit 3
20 inverted 601 data bit 5
inverted TS data bit 3
8 601 data bit 4
TS data bit 2
21 inverted 601 data bit 4
inverted TS data bit 2
9 601 data bit 3
TS data bit 1
22 inverted 601 data bit 3
inverted TS data bit 1
10 601 data bit 2
TS data bit 0
23 inverted 601 data bit 2
inverted TS data bit 0
11 601 data bit 1
TS data valid
24 inverted 601 data bit 1
inverted TS data valid
12 601 data bit 0
TS packet sync
25 inverted 601 data bit 0
inverted TS packet sync
13 Tierra de la carcasa
(Case ground)
Las señales de video digital son transmitidas como una señal de datos se-
riales con una tasa de datos de 270Mb/s vía el cable coaxial de 75 ohmios con
conectores BNC fijados en sus extremos, no haciendo ninguna distinción en-
tre las señales de video sin compresión según la norma CCIR 601 y el flujo
de transporte MPEG-2. Las rutas de distribución en el estudio son los mis-
mos, los cables son los mismos, los amplificadores e ecualizadores de cables
también son los mismos. Los ingenieros a menudo hablan de SDI o de TS-
ASI. La interfaz física es la misma en ambos casos, sólo difiere el contenido.
SDI (Serial Digital Interface - Interfaz Digital Serial) quiere decir la señal
video digital serial sin compresión de la norma 601 con una tasa de datos de
270Mb/s. TS-ASI (Transport Stream Asynchronous Serial Interface – Inter-
faz Asíncrona Serial del Flujo de Transporte) significa el flujo de transporte
MPEG-2 sobre una interfaz serial, teniendo el flujo de transporte una tasa de
datos que es incomparablemente menor que la tasa de datos en este enlace de
transmisión serial. La tasa de datos del flujo de transporte es asíncrona a una
10 - 9
tasa de datos constante de 270Mb/s en la interfaz TS-ASI. Si, por ejemplo, el
flujo de transporte tiene una tasa de datos de 38Mb/s, se emplea información
de relleno para llegar a la tasa de datos de 270Mb/s. La razón para trabajar
con 270Mb/s constantes es clara: En los estudios, es deseable tener trayectos
de distribución uniformes para las señales 601 y para los flujos de transporte
del MPEG-2.
10.3.1 CCIR 601 Paralelo y Serie
Las señales de video sin compresión SDTV tienen una tasa de datos de
270 Mb/s. Estas son distribuidas como señales en paralelo vía un par de líneas
trenzados o en serie vía un cable coaxial de 75 ohmios. La interfaz equivalen-
te es el conocido conector Cannon de 25 pines, también conocido como inter-
faz para impresora. Las señales son del tipo LVDS (Low Voltage Differential
Signaling - señalización diferencial de bajo voltaje) que significa que los ni-
veles usados son ECL, y no niveles TTL, como niveles de voltaje (± 800mV).
Además, porque cada bit de datos, también es transmitido el bit invertido de
datos en razón de mantener el nivel de ruido tan bajo como sea posible sobre
las líneas trenzadas. La tabla 10.4 muestra la asignación de los 25-pines de la
interfaz en paralelo. También es mostrada la ubicación compatible del flujo
de transporte de la interfaz paralela del MPEG-2. En la mayoría de los casos,
sin embargo, sólo es usada hoy la interface serie CCIR 601. También es lla-
mada la Interfaz Digital Serie (SDI) y usa un conector BNC de 75-ohmios
con un nivel de voltaje de 800mVpp. En contraste con la interfaz paralela, las
señales pueden ser distribuidas sobre relativamente grandes distancias si se
usan ecualizadores de cable.
10.3.2 Interfaz Paralela Sincrónica del Flujo de Transporte (TS Parallel)
La interfaz del flujo de transporte MPEG2 en paralelo está diseñada para
ser totalmente compatible con la interfaz en paralelo CCIR 601, las señales
son también señales LVDS, es decir señales con niveles ECL las cuales son
transmitidas con niveles balanceados sobre pares trenzados. El conector es
también un conector Cannon de 25 pines con asignaciones de sus pines com-
patibles con la interfaz CCIR 601. Las ubicaciones de los pines de la señal de
datos, la cual es de sólo 8 bits de ancho en contraste con la señal CCIR 601,
puede ser encontradas en la tabla de la sección previa.
10 - 10 Comparación de Normas de Video Digital
Fig. 10.3. Conector TS en paralelo
Fig. 10.4. Formato de transmisión con paquetes de 188 bytes [DVG]
El flujo de los datos transmitido vía la interfaz del flujo de transporte (Fig.
10.3, 10.4, 10.5) es siempre síncrono con el flujo de transporte MPEG-2 a ser
transmitido, es decir si el flujo de transporte tiene una tasa del datos de, por
ejemplo, 38Mb/s, la tasa de los datos será, aquí también, de 38Mb/s. El flujo
de transporte permanece sin cambios.
Sin embargo, la interfaz del flujo de transporte puede ser operada con pa-
quetes de longitud de 188-bytes o paquetes de flujo de transporte MPEG-2 de
204-bytes ó 208-bytes de longitud debidos a la protección de errores Reed
Solomon de las señales DVB o ATSC sobre el enlace de transmisión. En la
interfaz de flujo de transporte, sin embargo, cualquier dato yendo más allá de
los 188 bytes son sólo bytes mudos y su contenido puede ser ignorado. Mu-
chos dispositivos pueden ser configurados con estos paquetes de varias longi-
tudes o tienen la capacidad de manejar todos los formatos.
Fig. 10.5. Formato de transmisión con paquetes de 188 bytes y 16 bytes mudos (=204
Bytes) [DVG]
13
3
25 14
1
10 - 11
10.3.3 Interfaz Serial Asíncrona del Flujo de Transporte (TS ASI)
La Interfaz Serial Asíncrona del flujo de transporte (Fig. 10.6.) es una in-
terfaz con una tasa de datos constante de 270Mb/s. Los bytes de datos (8 bits)
serán transmitidos vía esta interfaz a una tasa máxima de 270Mb/s, es decir la
tasa de datos sobre esta interfaz no es sincrónica con el flujo de transporte
real del MPEG-2 sino que siempre es una constante de 270Mb/s. La ventaja
de esto, sin embargo, es que el mismo sistema de distribución puede ser usa-
do con el SDI. Cada byte es suplementado por 2 bits adicionales de acuerdo
con la tabla estandarizada. Por un lado, esto identifica los bytes de datos (los
bytes mudos) los cuales son irrelevantes pero necesarios para llegar a la tasa
de datos de 270Mb/s y, por otro lado, esto previene la ocurrencia de un com-
ponente de CC (Corriente Continua) en la señal serie.
El conector es BNC con una impedancia de 75Ω. El nivel es 800mV
(±10%).
Fig. 10.6. TS ASI
Caracter especial K28.5 0011111010 1100000101
TSB = Transport stream byte TSP = Transport stream packet
Fig. 10.7. TS ASI en modo Byte Simple (arriba) y en modo Ráfaga (abajo)
10 - 12 Comparación de Normas de Video Digital
La interfaz TS ASI puede ser operada en dos modos: Modo de Ráfaga, en
que los paquetes del TS permanecen inalterados en ellos y se insertan paque-
tes mudos para lograr la tasa de datos de 270Mb/s, y en Modo de Byte Sim-
ple, en el cual son insertados bytes mudos para proveer un "relleno" a la tasa
de datos de salida de 270Mb/s.
Bibliografía: [GRUNWALD], [DVG], [DVMD], [DVQ], [FISCHER4],
[ITU601], [REIMERS], [TAYLOR], [MPEG4]
11 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
Con la introducción de televisión digital, ni las esperanzas de los usuarios
ni los miedos de los fabricantes de instrumentos de prueba fueron confirma-
das: hay todavía una gran necesidad por instrumentos de prueba para televi-
sión digital, pero de un tipo diferente. Donde había principalmente analizado-
res de video para evaluar las líneas de prueba de banda base en la señal de
televisión analógica, en la TV digital se están usando principalmente decodi-
ficadores de prueba MPEG-2. A lo largo del mundo, tomar las medidas direc-
tamente en el flujo de transporte se ha vuelto la tecnología de prueba de TV
digital más importante con respecto a la producción y demanda. Así, en algu-
nos países, en casi cada sitio de transmisión de redes DVB-T, se analiza y se
supervisa, por medio de un decodificador de prueba MPEG-2, cada flujo de
transporte MPEG-2 a ser transmitido.
La entrada de un decodificador de prueba MPEG-2 puede ser una interfaz
paralela MPEG-2 de 25-pines o una en serie T-ASI con un conector BNC, o
ambas al mismo tiempo.
El analizador MPEG-2 consta de los bloques esenciales del circuito deco-
dificador MPEG-2, el analizador MPEG-2 - normalmente un procesador de
señal - y una computadora de control que adquiere todos los resultados, los
despliega en la pantalla y realiza y maneja toda la operación y las funciones
de control. Un decodificador de prueba es capaz de decodificar todas las se-
ñales de video y de audio contenidas en el flujo de transporte y de realizar
numerosos análisis y medidas en la estructura de datos. El análisis del flujo de
transporte MPEG-2 es un tipo especial de análisis lógico.
El Grupo de Medidas en el Proyecto DVB ha definido numerosas medi-
ciones en el flujo de transporte MPEG-2 dentro de sus Pautas de Medición
ETR 290. Estas medidas se describirán en más detalle en los siguientes capí-
tulos. Según la ETR 290, los errores a ser detectados por medio de estas me-
didas se graduaron en tres niveles de prioridad: Prioridad 1, 2 y 3.
Errores en el flujo de transporte MPEG-2:
Prioridad 1 - ninguna decodibilidad
Prioridad 2 - decodibilidad parcial
Prioridad 3 - errores en la información suplementaria / Información de
Servicio (SI)
Si existe un error de Prioridad 1, no hay, a menudo, ninguna oportunidad
para enganchar con el flujo de transporte o incluso para decodificar un pro-
11 - 2 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
grama. En contraste, Prioridad 2 significa que aquí no es posible, en parte,
reproducir un programa perfectamente. La presencia de un error de categoría
3, por otro lado, sólo indica errores en la transmisión de la información de
servicio DVB. Los efectos son entonces dependientes de cómo reaccione la
caja usada.
Aparte de los errores de categoría 3, todas las mediciones también pueden
aplicarse a la norma americana ATSC dónde pueden hacerse análisis compa-
rables en las tablas PSIP.
Las medidas en el flujo de transporte MPEG-2 están definidas en las Pau-
tas de Medición DVB ETR 290:
Tabla 11.1. Mediciones en MPEG-2 según ETR290 / TR 101290 [ETR290]
Medición Prioridad
TS_sync_loss 1
Sync_byte_error 1
PAT_error 1
PMT_error 1
Continuity_count_error 1
PID_error 1
Transport_error 2
CRC_error 2
PCR_error 2
PCR_accuracy_error 2
PTS_error 2
CAT_error 2
SI_repetition_error 3
NIT_error 3
SDT_error 3
EIT_error 3
RST_error 3
TDT_error 3
PID_indefinido 3
11.1 Pérdida de Sincronización (TS_sync_loss)
El flujo de transporte MPEG-2 consiste en paquetes de datos de 188-bytes
de longitud compuestos de 4-bytes de encabezado y 184-bytes de carga útil.
11 - 3
El primer byte del encabezado es la sincronización o byte de sincronización
que siempre tienen el valor 0x47 y ocurre a los intervalos constantes de 188
bytes. En casos especiales, también es posible un espaciado de 204 ó 208
bytes, a saber, cuando los datos llevan protección de error Reed Solomon
según DVB o ATSC respectivamente. Los 16 ó 20 bytes adicionales son by-
tes mudos y simplemente pueden ignorarse. De todos modos, no hay ninguna
información útil presente ya que el codificador y el decodificador Reed So-
lomon no representan el primero o, respectivamente, el último elemento del
eslabón de la transmisión sino la unidad de dispersión de energía, y así cual-
quiera de los bytes de protección de error Reed Solomon presentes no enca-
jarían en el paquete de flujo de transporte real. Según DVB, la sincronización
se logra después de que se hayan recibido 5 bytes de sincronización sucesivos
a los intervalos correctos y con el contenido correcto. Cuando se hayan perdi-
do 3 bytes de sincronización o paquetes de flujo de transporte sucesivos, el
decodificador MPEG-2 o el dispositivo de transmisión correspondiente per-
derá nuevamente el enganche.
Byte
de
Sinc.
Indicador de
error de
transporte
Indicador de
inicio de la
unidad de
Carga Útil
Prioridad de
TransportePID
Control de
Cifrado del
Transporte
Control del
Campo de
Adaptación
Contador de
Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Campo de
adaptación
opcional
Fig. 11.1. TS_sync_loss
El estado de pérdida de sincronización del flujo de transporte, que puede
ocurrir debido a una interferencia severa o; simplemente, debido a una caída
de la red, se denomina “TS_sync_loss” (Fig. 11.1.).
El “TS_sync_loss” ocurre cuando:
el contenido de los bytes de sincronización de por lo menos 3 paquetes
de flujo de transporte exitosos no es igual a 0x47.
Las condiciones de sincronización (adquisición de enganche, pérdida de
enganche) puede ser ajustados en los decodificadores de prueba.
11 - 4 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
PMTPID = (...PAT)
Tabla ID = 2
Tabla de
Mapeo de
Programa
PMTPID = (...PAT)
Tabla ID = 2
Tabla de
Mapeo de
Programa
PATPID = 0
Tabla ID = 0
Tabla de
Asociación de
Programa
ES de Video
ES de Audio
PID
PID
PID
PID
Fig. 11.2. Errores de la PAT y la PMT
11.2 Bytes de Sincronización Errados (Sync_byte_error)
Como se explicó en el capítulo anterior, se considera que el estado de sin-
cronización con el flujo de transporte es la recepción de por lo menos 5 bytes
de sincronización correctos. La pérdida de sincronización ocurre después de
la pérdida de 3 bytes de la sincronización correctamente recibidos. Sin em-
bargo, los bytes de la sincronización incorrectos pueden ocurrir ocasional-
mente aquí y allá en el flujo de transporte debido a problemas en el enlace de
la transmisión. Este estado, causado en la mayoría de los casos por demasia-
dos errores de bit, se llama “sync_byte_error” (Fig. 11.2.).
El "sync_byte_error" ocurre cuando:
el contenido de un byte de la sincronización en el encabezado del flujo
de transporte no es igual a 0x47.
11.3 Tabla de Asociación de Programa (PAT) Perdida o Errada (PAT_error)
La estructura del programa, es decir, la composición del flujo de transpor-
te MPEG-2 es variable o, en otras palabras, abierta. Por esta razón, se trans-
miten listas para describir la composición del flujo de transporte actual en
paquetes especiales de los TS en el flujo de transporte. La más importante de
éstas es la Tabla de Asociación de Programa (PAT) qué siempre se transmite
en los paquetes del flujo de transporte con PID=0 y Tabla_ID=0. Si esta tabla
está perdida o errada, la identificación, y la posterior decodificación, de los
11 - 5
programas se torna imposible. En la PAT, se transmiten los PIDs de todas las
Tablas de Mapeo de Programa (PMTs) de todos los programas. La PAT con-
tiene la información del puntero a muchos PMTs. Una caja decodificadora
encontrará toda la información básica necesaria en la PAT.
Una PAT perdida, o que se transmite cifrada, que está errada o que no se
transmite frecuentemente llevará a un mensaje de error “PAT_error”. La PAT
debe transmitirse libre de errores y descifrarse cada 500 ms como máximo.
Un error de PAT ocurre cuando:
la PAT se pierde,
la tasa de repetición es mayor que 500 ms,
la PAT está cifrada,
la ID de la tabla en una PAT no es cero.
No se verifican detalles en la PAT en ese lapso.
11.4 Tabla de Mapeo de Programa (PMT) Perdida o Errada (PMT_error, Prioridad 1)
Para cada programa, una Tabla de Mapeo de Programa (PMT) se transmite
a intervalos máximos de 500 ms. Las PIDs de las PMTs se listan en la PAT.
La PMT contiene las respectivas PIDs de todos los flujos elementales perte-
necientes a este programa. Si una PMT referida en la PAT está perdida, no
hay ninguna manera que la caja o decodificador encuentre los flujos elemen-
tales, los demultiplexe y los decodifique. Una PMT listada en la PAT que esté
perdida, errada o cifrada llevará al mensaje de error “PMT_error”.
Un PMT_error ocurre cuando:
una PMT listada en la PAT está perdida,
una sección de la PMT no es repetida, a más tardar, después de 500 ms,
una PMT está cifrada,
la ID de la tabla PMT no es 2.
No se verifican detalles en la PMT.
Como cualquier otra tabla, las PMTs pueden también ser divididas en sec-
ciones. Cada sección empieza con la Tabla_ID=2 y con una PID, especificado
en la PAT, de entre 0x0010 y 0x1FFE según MPEG-2 y entre 0x0020 y
0x1FFE según DVB. La PID 0x1FFF está reservada para los paquetes nulos.
11 - 6 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
11.5 PID_Error
Las PIDs de todos los flujos elementales de un programa están contenidas
en la tabla de mapeo de programa (PMT) asociada. Las PIDs son los punteros
a los flujos elementales: se usan para el acceso dirigido a los paquetes corres-
pondientes del flujo elemental a ser decodificado. Si una PID es listada en
alguna PMT pero no está contenida en ningún paquete del flujo de transporte,
no hay manera de que el decodificador MPEG-2 acceda al flujo elemental
correspondiente ya que ahora no está contenido en el flujo de transporte o ha
sido multiplexado con información errada en la PID. Esto es lo que uno po-
dría llamar un “error clásico de PID”. El límite de tiempo para la tasa de repe-
tición esperada de los paquetes de transporte que tienen una PID particular
debe fijarse de acuerdo con la aplicación durante la medición. En cualquier
caso, esto normalmente está en el orden de magnitud de medio segundo pero
es una cantidad determinada por el usuario.
Byte de
Sinc.
Indicador de error de transporte
Indicador de inicio de la unidad de Carga
Útil
Prioridad de
TransportePID
Control de Cifrado del Transporte
Control del Campo de Adaptación
Contador de
Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Campo de
adaptación
opcional
ES de Audio
ES de VideoPMT
PID=(...PAT)
Tabla ID = 2
Tabla de mapeo
de programa
PID
PID
Fig. 11.3. PID_error
Un PID_error (Fig. 11.3.) ocurre cuando:
los paquetes del flujo de transporte con una PID referida en una PMT
no están contenidos en el flujo de transporte o
si su tasa de repetición excede un límite definido por el usuario que
normalmente es del orden de magnitud de 500ms.
11 - 7
11.6 Continuity_Count_Error
Cada paquete del flujo de transporte MPEG-2 contiene en el encabezado
de 4-bytes de largo un contador del 4-bits que continuamente cuenta de 0 a 15
y arranca de nuevo en cero después de un overflow (excede el límite - módulo
contador por 16). Sin embargo, cada paquete del flujo de transporte de cada
PID tiene su propio contador de continuidad, es decir, los paquetes con una
PID=100 tienen un contador diferente al de los paquetes con una PID=200. El
propósito de este contador es permitir el reconocimiento de paquetes del flujo
de transporte perdidos o repetidos de la misma PID para llamar la atención
sobre cualquier problema del multiplexor.
Byte
de
Sinc.
Indicador de
error de
transporte
Indicador de
inicio de la
unidad de
Carga Útil
Prioridad de
TransportePID
Control de
Cifrado del
Transporte
Control del
Campo de
Adaptación
Contador de
Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Campo de
adaptación
opcional
Fig. 11.4. Contador de Continuidad
Tales problemas también pueden aparecer como resultado del re-
multiplexado erróneo o, esporádicamente, debido a los errores de bits en la
cadena de transmisión. Aunque MPEG-2 permite discontinuidades en el flujo
de transporte, ellas deben indicarse en el campo de adaptación, por ejemplo,
después de una interrupción (indicador de discontinuidad = 1). En el caso de
paquetes cero (PID=0x1FF), por otro lado, se permiten las discontinuidades y
no se verifican.
Un continuity_error ocurre cuando:
el mismo paquete del TS se transmite dos veces sin que una disconti-
nuidad sea indicada, o
si un paquete se pierde (cuenta incrementada por 2) sin que una discon-
tinuidad sea indicada, o que
la secuencia de paquetes esté completamente errada.
Nota: La manera en que un decodificador MPEG-2 reacciona a un error de
contador de continuidad cuando la secuencia de paquete es, de hecho, correc-
ta depende del decodificador y del chip decodificador usado en él.
11 - 8 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
11.7 Transport_Error (Prioridad 2)
Cada paquete del flujo de transporte MPEG-2 contiene un bit llamado In-
dicador de Error de Transporte que sigue inmediatamente después del byte de
sincronización. Este bit marca cualquier paquete del flujo de transporte errado
en el extremo receptor. Durante la transmisión, los errores de bit pueden ocu-
rrir debido a varios tipos de influencias. Si la protección de error (al menos
Reed-Solomon en DVB y ATSC) ya no es capaz de reparar todos los errores
en un paquete, este bit es fijado. Este paquete ya no puede ser utilizado por el
decodificador MPEG-2 y debe desecharse.
Un transport_error (Fig. 11.5.) ocurre cuando:
el bit indicador de error de transporte en el encabezado del TS está
puesto a 1.
Byte
de
Sinc.
Indicador de
error de
transporte
Indicador de
inicio de la
unidad de
Carga Útil
Prioridad de
TransportePID
Control de
Cifrado del
Transporte
Control del
Campo de
Adaptación
Contador de
Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Campo de
adaptación
opcional
Fig. 11.5. Transport_error
11.8 Error de Verificación de Redundancia Cíclica
Durante la transmisión, todas las tablas en el flujo de transporte MPEG-2,
ya sean las tablas PSI u otras tablas privadas según DVB (tablas SI) o según
ATSC (tablas PSIP), están protegidas por un checksum (suma de verificación)
CRC. Tiene 32 bits de largo y se transmite al final de cada sector. Así, cada
sector, que puede estar compuesto de muchos paquetes del flujo de transpor-
te, es protegido adicionalmente. Un error de CRC ha ocurrido si estos totales
de control no coinciden con el contenido de la sección real de la tabla respec-
tiva. El decodificador MPEG-2 debe desechar el contenido de esta tabla y
esperar a que esta sección sea repetida. Un error de CRC es causado, en la
mayoría de los casos, por interferencia en la cadena de transmisión. Si una
caja o decodificador fueran a evaluar tales secciones de tabla erradas podría
“confundirse”.
11 - 9
Un CRC_error (Fig. 11.6.) ocurre cuando:
una tabla (PAT, PMT, CAT, NIT, ...) en una sección tiene una suma de
verificación equivocada que no coincide con su contenido.
Carga Útil, parte de la tabla
Flujo de Transporte
ID de la
tabla
1 byte
Indicador de
inicio de la
unidad de
carga útil = 1
PIDs especiales
CRC de
verificación
32 bits
Fig. 10.7. Error de Verificación de Redundancia Cíclica (CRC)
11.9 Error del Reloj de Referencia de Programa (PCR_Error, PCR_Accuracy)
Todos los procesos de codificación al extremo del codificador MPEG-2 se
derivan de un reloj de referencia de 27MHz. Este oscilador del reloj de
27MHz se acopla a un contador de 42-bit que proporciona el Reloj de Tiempo
del Sistema (STC). Para cada programa, se usa un reloj de tiempo del sistema
(STC) separado. Para poder enlazar el decodificador MPEG-2 a este reloj, se
transmiten copias del tiempo del sistema del programa actual cada 40ms por
programa en el campo de adaptación. La PMT del programa respectivo lleva
la información sobre los paquetes de los TS en donde este tiempo del reloj
puede ser encontrado.
Los valores de referencia STC se denominan la Referencia de Reloj de
Programa (PCR). Estos son nada más que una copia de 42-bits del contador
de 42-bits. El decodificador MPEG2 se enlaza a estos valores de PCR vía un
PLL y deriva su propio reloj de sistema de ellos.
Si la tasa de repetición de los valores PCR es demasiado lenta, puede ser
debido al hecho que el PLL del receptor tiene problemas para engancharse a
él. MPEG-2 especifica que el intervalo máximo entre dos valores PCR no
debe exceder un período de 40ms. Según las Pautas de Medición DVB, un
PCR_error ha ocurrido si este tiempo se excede.
Los valores de tiempo del PCR con respecto a otro también deben ser rela-
tivamente exactos, es decir no debe haber ninguna convulsión. La convulsión
11 - 10 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
puede ocurrir, por ejemplo, si los valores de PCR no se corrigen, o se corri-
gen inexactamente, durante el re-multiplexado.
Si la convulsión del PCR excede de ±500ns, ha ocurrido un
PCR_accuracy_error. La convulsión de PCR frecuentemente se encuentra en
el rango de ±30μs que puede ser manejado por muchas cajas decodificadoras,
pero no por todas. La primera indicación que la convulsión de PCR es dema-
siado grande es una imagen en blanco y negro en lugar de una en color. El
efecto real, sin embargo, depende de cómo se conecte la caja al receptor de
TV. Una conexión RGB (p.e. vía un cable A/V SCART) es ciertamente me-
nos crítica que una conexión de cable de video compuesto.
Un PCR_error ocurre cuando:
la diferencia entre dos valores sucesivos de PCR de un programa es
mayor que 100ms y no se indica discontinuidad en el campo de adapta-
ción, o
el intervalo de tiempo entre dos paquetes con valores de PCR de un
programa es mayor que 40ms.
Un PCR_accuracy_error ocurre cuando
la desviación entre los valores de PCR es mayor que ±500ns (convul-
sión del PCR).
Encabezado
Campo de
adaptación
opcional
PCR
Fig. 11.7. Valor del PCR
11.10 Error en la Marca de Tiempo de Presentación (PTS_Error)
La Marca de Tiempo de Presentación (PTS) transmitida en los encabeza-
dos del PES contiene un ítem de información de tiempo de 33-bits de largo
acerca del tiempo preciso de presentación. Estos valores se transmiten en
ambos flujos elementales de video y de audio y se usan, por ejemplo, para la
sincronización de voz entre el video y el audio. Los valores de PTS se derivan
del reloj de tiempo de sistema (STC) qué tiene una anchura total de 42 bits
pero en este caso sólo se usan los 33 MSBs (bits más significativos). El espa-
cio entre dos valores de PTS no debe ser mayor que 700ms para evitar un
error de PTS.
11 - 11
Un PTS_error ocurre cuando:
el espacio entre dos valores PTS de un programa es mayor que 700ms.
Carga útil PES
Encabezado
PES
PTS = Marca de Tiempo de Presentación
Fig. 11.8. Valor del PTS en el encabezado del PES
Aunque los errores de PTS reales sólo ocurren raramente, ocurre muy fre-
cuentemente una falla perceptible de sincronización de voz entre el video y el
sonido. En la práctica, las causas de esto son difíciles de descubrir e identifi-
car durante una transmisión y puede ser atribuida ya sea a antiguos chips
MPEG-2 o a codificadores MPEG-2defectuosos. La medición directa de sin-
cronización de voz debería ser un parámetro de prueba importante.
11.11 Error en la Tabla de Acceso Condicional (CAT_Error)
Un paquete de flujo de transporte MPEG-2 puede contener datos cifrados
pero sólo la parte de la carga útil debe ser cifrada y nunca el encabezado o el
campo de adaptación. Una parte de la carga útil cifrada se marca con dos bits
especiales en el encabezado de los TS, los bits de Control de Transporte Ci-
frado. Si se ponen ambos bits a cero, no hay ningún cifrado. Si alguno de los
dos no es cero, la parte de la carga útil está cifrada y se necesita una Tabla de
Acceso Condicional (CAT) para el descifrado. Si ésta se pierde o sólo apare-
ce ocasionalmente, ocurre un CAT_error. La CAT tiene un 1 como PID y
también un 1 como Tabla_ID. Excepto por la EIT, en el caso de la transmi-
sión de una guía del programa, ninguna de las tablas DVB debe cifrarse.
Un CAT_error ocurre cuando:
se ha encontrado un paquete cifrado de los TS pero no se está transmi-
tiendo ninguna CAT,
se ha encontrado una CAT por medio de PID=1 pero la ID de la tabla
no es igual a 1.
11 - 12 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
Byte de
Sinc.
Indicador de error de
transporte
Indicador de inicio de la unidad de Carga Útil
Prioridad de Transporte PID
Control de Cifrado del Transporte
Control del Campo de Adaptación
Contador de Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytesCarga Útil184 bytes
Campo de adaptaciónopcional
Valor
(binario)
Descripción
00 Ningún dato encriptado
contenido en el paquete
01, 10, 11 Definido por el usuario
CATPID = 1
Tabla_ID = 1
Tabla de Acceso
Condicional
Fig. 11.9. CAT_error
11.12 Error de la Tasa de Repetición de Información de Ser-vicio (SI_Repetition_Error)
Todas las tablas MPEG-2 y DVB (PSI/SI) deben ser repetidas regularmen-
te a intervalos mínimos y máximos. Las tasas de repetición dependen del tipo
de tabla respectivo.
El mínimo intervalo de tiempo de la tasa de repetición de la tabla (Tabla
11.2.) es normalmente poco más o menos 25ms y el máximo está entre 500ms
y 30s o hasta infinito.
Tabla 11.2. La PSI/SI Tabla de Tiempo de Repetición
Información
de servicio
Intervalo Máximo.
(tabla completa)
Intervalo Mínimo.
(secciones individuales)
PAT 0.5 s 25 ms
CAT 0.5 s 25 ms
PMT 0.5 s 25 ms
NIT 10 s 25 ms
SDT 2 s 25 ms
BAT 10 s 25 ms
EIT 2 s 25 ms
RST - 25 ms
TDT 30 s 25 ms
TOT 30 s 25 ms
11 - 13
Un SI_repetition_error ocurre cuando:
el intervalo de tiempo entre las tablas de SI es demasiado largo,
el intervalo de tiempo entre las tablas de SI es demasiado corto,
Los valores límite dependen de las tablas.
Puesto que no todos los flujos de transporte contienen todos los tipos de
tablas, el decodificador de prueba debe ser capaz de activar o de desactivar
los valores límites.
11.13 Supervisión de las Tablas NIT, SDT, EIT, RST y TDT/TOT
Además de las tablas PSI del estándar MPEG-2, el Grupo DVB ha especi-
ficado las tablas NIT, SDT/BAT, EIT, RST y SI TDT/TOT.
El Grupo de Mediciones DVB reconoció que la presencia de estas tablas
necesitaba ser supervisada, así como su tasa de repetición y la correcta identi-
ficación. Esto no incluye la comprobación de la consistencia, es decir, el con-
tenido de las tablas. Una tabla SI se identifica por medio de la PID y su ID de
tabla. Esto es porque hay algunas tablas que tienen la misma PID y pueden
así reconocerse sólo por la ID de la tabla (SDT/BAT y TDT/TOT).
Tabla 11.3. Las Tablas SI
Información
de servicio
PID
[hex]
Tabla_id [hex] Intervalo
Máximo.(s)
NIT 0x0010 0x40, 0x41, 0x42, 10
SDT 0x0011 0x42, 0x46 2
BAT 0x0011 0x4A 10
EIT 0x0012 0x4E a 0x4F,
0x50 a 0x6F
2
RST 0x0013 0x71 - TDT 0x0014 0x70 30
TOT 0x0014 0x73 30
ST 0x0010 a
0x0013
0x72 -
Un NIT_error, SDT_error, EIT_error, RST_error o TDT_error ocurre
cuando:
11 - 14 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
un paquete correspondiente es contenido en el TS pero tiene el índice
de la tabla equivocado,
el intervalo de tiempo entre dos secciones de estas tablas SI es dema-
siado largo o demasiado corto.
11.14 PIDs Indeterminados (Unreferenced_PID)
Todos los PIDs contenidos en el flujo de transporte son transferidos al de-
codificador MPEG-2 vía la PAT y las PMTs. Están también las tablas PSI/SI.
Sin embargo, es absolutamente posible que el flujo de transporte contenga
paquetes del TS cuya PID no se indique por este mecanismo, las denomina-
das un-referenced PIDs. Según DVB, una PID indeterminada o no referen-
ciada puede permanecer allí sólo por medio segundo durante un cambio de
programa.
Byte
de
Sinc.
Indicador de
error de
transporte
Indicador de
inicio de la
unidad de
Carga Útil
Prioridad de
TransportePID
Control de
Cifrado del
Transporte
Control del
Campo de
Adaptación
Contador de
Continuidad
8 1 1 1 13 2 2 4 bit
Encabezado
188 bytesEncabezado
4 bytes
Carga Útil
184 bytes
Campo de
adaptación
opcional
Fig. 11.10. PID indeterminado
Una unreferenced_PID (Fig. 11.10.) ocurre cuando:
un paquete que tiene una PID desconocida es contenida en el flujo de
transporte y no está referenciada dentro de una PMT después de por lo
menos medio segundo.
11.15 Error en la Transmisión de la Información de Servi-cios Adicionales
Según DVB, aparte de la información usual, la información de servicios
adicionales (SI_other) puede ser transmitida por otros canales. Éstas son las
tablas NIT_other, SDT_other y EIT_other.
11 - 15
Las tablas SI_other (vea la tabla 11.4.) pueden ser reconocidas de las PIDs
e IDs de tabla en la tabla siguiente, que también lista los límites de tiempo.
Tabla 11.4. SI Other
Información
de Servicio
ID de la
Tabla
Intervalo
Máximo
(tabla completa)
Intervalo Mínimo
(secciones
individuales)
NIT_OTHER 0x41 10s 25ms
SDT_OTHER 0x46 2s 25ms
EIT_OTHER 0x4F, 0x60 al
0x6F
2s 25ms
Un SI_other_error ocurre cuando:
el intervalo de tiempo entre las tablas SI_other es demasiado largo,
el intervalo de tiempo entre las tablas SI_other es demasiado corto.
11.16 Otros Errores en las NIT, SDT y ElT
Además de supervisar integralmente las 3 tablas SI_other, también pueden
supervisarse individualmente:
Un NIT_other_error, SDT_other_error, EIT_other_error ocurre cuando:
el intervalo de tiempo entre las secciones de estas tablas es excesivo.
11.17 Supervisión de un Flujo de Transporte MPEG-2 Com-patible con ATSC
Según las Pautas de Medición DVB, las siguientes mediciones pueden
hacerse sin cambios en un flujo de transporte MPEG-2 compatible con
ATSC:
TS_sync_error
Sync_byte_error
PAT_error
Continuity_count_error
PMT_error
PID_error
Transport_error
CRC_error
PCR_error
PCR_accuracy_error
11 - 16 Mediciones en el Flujo de Transporte MPEG-2
PTS_error
CAT_error
Sólo es necesario adaptar todas las mediciones de Prioridad 3 a las tablas
PSIP (PSIP_error, PSIP_repetition_error).
Fig. 11.11. Analizador MPEG-2, Rohde&Schwarz. DVM400 (izq.), DVM100 (der.)
Bibliografía: [TR100290], [DVMD], [DVM]
12 Análisis de la Calidad de Imagen en las Señales de TV Digital
La calidad de la imagen de las señales de TV digital está sujeta a efectos e
influencias bastante diferentes a las de las señales de TV analógicas. Mientras
que los efectos del ruido se manifiestan directamente como „nieve‟ o „lluvia„
en la imagen de las señales de TV analógica, éstos producen inicialmente sólo
un aumento en la tasa del error del canal en la TV digital. Sin embargo, debi-
do a la protección de error incluida en la señal, la mayoría de los errores de
bit pueden repararse dentro de un cierto límite y no llegan a ser notorios en la
imagen o el sonido. Si la ruta de la transmisión para la televisión digital es
demasiado ruidosa, la transmisión se corta abruptamente (efecto „pared‟,
también llamado „caída al abismo'). En la televisión digital, la distorsión line-
al o la no-lineal no producen ningún efecto directo en la calidad de la imagen
o el sonido pero, en un caso extremo, también conllevan a una interrupción de
la transmisión. La TV digital no requiere de líneas VITS (Vertical Interval
Test Signal - señal de prueba en el intervalo vertical) para detectar distorsión
lineal y no-lineal o líneas a nivel de negro para medir el ruido, tampoco se
proveen ya que éstos no producirían ningún resultado en la prueba de la ca-
dena de transmisión. No obstante, la calidad de imagen todavía puede ser
buena, mala o indiferente pero ahora necesita ser clasificada de otra manera y
detectada por medios diferentes.
Esencialmente, hay dos fuentes que pueden perturbar la transmisión del
video y que pueden causar efectos de interferencia de un tipo diferente:
el codificador MPEG-2, o a veces también el multiplexor, y
la cadena de transmisión del modulador al receptor.
El codificador MPEG-2 tiene un efecto directo en la calidad de la imagen
debido a la severa compresión impuesta por él. La cadena de transmisión
introduce efectos de interferencia produciendo errores de bit del canal que se
manifiestan como efectos de grandes bloques, como áreas de imagen o cua-
dros congelados o como una pérdida completa de la transmisión. Si la com-
presión del codificador MPEG2 es demasiado grande, causa bloques de áreas
de imagen borrosas. Todos estos efectos se llaman simplemente „bloques‟ o
„cuadriculado‟. En esta sección se explica y analiza cómo se producen los
efectos causados por la codificación de video MPEG-2.
Todos los algoritmos de compresión de video trabajan en bloques, es de-
cir, inicialmente la imagen está, en la mayoría de los casos, dividida en blo-
ques de 8x8 píxeles. Cada uno de estos bloques se comprime individualmente
en una magnitud mayor o menor, independientemente de los otros bloques.
En el caso de MPEG, la imagen es adicionalmente dividida en 16x16 píxeles
12 - 2 Análisis de Calidad de Imagen en Señales de TV Digital
llamados macro-bloques que forman la base para la codificación inter-cuadro.
Si la compresión es excesiva, los límites del bloque se hacen visibles y el
cuadriculado ocurre. Hay discontinuidades entre los bloques en la señal de
luminancia y crominancia y éstos son perceptibles. Con una compresión pre-
determinada, la cantidad de cuadriculado en una imagen también depende,
entre otras cosas, del material de la imagen. Algunas imágenes de la fuente
pueden comprimirse sin problemas y casi sin errores con una tasa de datos
baja, mientras que otro material puede producir fuertes efectos de cuadricula-
do cuando es comprimido. Fuentes de imágenes animadas simples para la
compresión de imágenes en movimiento son, por ejemplo, escenas con pe-
queños desplazamientos y poco detalle. Los dibujos animados, así como pelí-
culas clásicas, pueden comprimirse sin pérdida de calidad con relativamente
pocos problemas. La razón para esto, entre otras cosas, es que no hay movi-
miento entre el primer y segundo campo. Además, las estructuras de imagen
son relativamente toscas en los dibujos animados. Las fuentes más críticas
son los programas deportivos, y esto, a su vez, depende del tipo de deporte.
Por su naturaleza, los programas de Fórmula-1 son más difíciles de compri-
mir sin interferencia que los programas involucrados con el deporte de los
genios, el ajedrez. Además, sin embargo, la calidad de la imagen depende del
codificador MPEG-2 y los algoritmos usados en él. En años recientes, la cali-
dad de imagen ha mejorado notoriamente en este terreno. La Fig. 12.1. mues-
tra un ejemplo de cuadriculado.
Aparte del cuadriculado, la imagen excesivamente comprimida muestra
también las estructuras DCT, es decir, la interferencia de patrón ocurre repen-
tinamente en la imagen.
El factor invariable es que siempre es el codificador MPEG-2 el responsa-
ble de tales efectos de interferencia. Aunque es difícil, la medición de la cali-
dad de imagen, buena o mala causada por los procesos de compresión, puede
hacerse. Claro, la calidad del imagen nunca será medida 100% - hay siempre
un poco de subjetividad involucrada. Incluso los llamados analizadores obje-
tivos de calidad de video son calibrados por personal de prueba que usan
pruebas subjetivas. Por lo menos, esto se aplica a analizadores que no usan
una señal de referencia para la valoración de calidad, pero en la práctica no
hay ninguna señal de referencia con la que la señal de video comprimida
podría compararse. El requisito de que debe ser posible usar señales de refe-
rencia es poco realista, por lo menos con respecto a la comprobación de la
transmisión.
El fundamento para todos los analizadores de calidad de video a lo largo
del mundo - y no hay muchos - es la norma UIT-R BT.500. Esta norma des-
cribe los métodos para el análisis de la calidad de video subjetivo dónde un
grupo de personas de prueba analiza secuencias de video por su calidad de
imagen.
12 - 3
Fig. 11.1. Efectos de Cuadriculado con Excesiva Compresión
12.1 Métodos para Medir la Calidad de Imagen
El Grupo de Expertos en Calidad de Video (VQEG – Video Quality Ex-
perts Group) en la UIT ha definido los métodos por evaluar la calidad de la
imagen que luego han sido incorporados en la norma UIT-R BT.500
[UIT500].
En principio, existen dos métodos subjetivos para la valoración de la cali-
dad de imagen por personas de prueba, a saber:
el método DSCQS (Double Stimulus Continual Quality Scale -
Escala de Calidad Perenne de Estímulo Doble) y
el método SSCQE (Single Stimulus Continual Quality Evaluation
- Evaluación de Calidad Perenne de Estímulo Único).
Ambos métodos difieren básicamente sólo en que un método hace uso de
una señal de video de referencia y el otro no tiene una señal de referencia. Se
basan siempre en un análisis de calidad de imagen subjetivo por un grupo de
personas de prueba que evalúan una tanda de imágenes de acuerdo con un
procedimiento particular. Se intenta luego reproducir estos métodos subjeti-
vos por medio de métodos objetivos en un instrumento de prueba realizando
análisis de imagen en los macro-bloques y usando los algoritmos de adapta-
ción.
12 - 4 Análisis de Calidad de Imagen en Señales de TV Digital
12.1.1 Análisis Subjetivo de la Calidad de Imagen
En el análisis subjetivo de la calidad de imagen, un grupo de personas de
prueba evalúa una tanda de imágenes (SSCQE) o compara una secuencia de
imágenes después de la compresión con la original (DSCQS) y marca los
conflictos en una escala de calidad entre 0 (Malo) y 100 (Excelente) por me-
dio de un control deslizante. Las posiciones de los controles deslizantes son
detectados por una computadora conectada a ellos que continuamente deter-
mina (por ejemplo cada 0,5s) un valor medio de todas las marcas emitidas por
las personas de prueba.
La secuencia de video proporcionará un valor de calidad de imagen versus
el tiempo, es decir, un perfil de calidad de esta secuencia de video.
Fig. 12.2. Análisis Subjetivo de la Calidad de Imagen
12.1.2 Método de Escala de Calidad Perenne de Estímulo Doble - DSCQS
En el método de Escala de Calidad Perenne de Estímulo Doble, según
UIT-R BT.500, un grupo de personas de prueba compara una tanda de video
revisada o procesada con la tanda de video original. El resultado obtenido es
un perfil de calidad comparativo de la secuencia de video revisada o procesa-
da, es decir un valor de calidad de imagen de 0 (Malo) a 100 (Excelente) ver-
sus el tiempo.
Por un lado, el método DSCQS requiere siempre de una señal de referen-
cia pero, por otro lado, puede realizarse muy simplemente un análisis total-
mente objetivo estableciendo la diferencia. En la práctica, sin embargo, habi-
12 - 5
tualmente no se proporciona una señal de referencia. No se pueden realizar
mediciones en la cadena de transmisión usando este método. En el mercado
hay instrumentos de prueba que remedan este método (Tektronix PQA).
12.1.3 Método de Evaluación de Calidad Perenne de Estímu-lo Único - SSCQE
Dado que el método de Evaluación de Calidad Perenne de Estímulo Único
- SSCQE distribuye deliberadamente una señal de referencia, en la práctica
este método es el más ampliamente usado. En este método, un grupo de per-
sonas de prueba evalúa sólo la secuencia de video procesada y marca los con-
flictos de 0 (Malo) a 100 (Excelente), qué también proporciona un perfil de la
calidad de video versus el tiempo.
12.2 Análisis Objetivo de la Calidad de Imagen
En las secciones siguientes, se describe un método de prueba objetivo para
evaluar el análisis de calidad de imagen de acuerdo con el método de Evalua-
ción de Calidad Perenne de Estímulo Único. Un analizador de imagen digital,
que opera de acuerdo con este método, puede proporcionar la pantalla mos-
trada en la Fig. 12.3.
Fig. 12.3. Análisis Objetivo de la Calidad de Imagen con un Instrumento de Prueba
[DVQ]
Ya que los artilugios relacionados a la DCT de una señal de video com-
primida siempre son asociados con los „cuadriculados‟, un analizador de la
imagen digital SSCQE intentará verificar la existencia de este cuadriculado
en la imagen. Para poder realizar esto, los macro-bloques y los bloques deben
analizarse en detalle.
En un procedimiento de prueba desarrollado por la Universidad Técnica
de Brunswick (Alemania) y Rohde&Schwarz, se forman las diferencias entre
los píxeles contiguos dentro de un macro-bloque. La diferencia de píxel signi-
12 - 6 Análisis de Calidad de Imagen en Señales de TV Digital
fica que simplemente se substraen los valores de amplitud de píxeles adya-
centes de la señal Y dentro de un macro-bloque, y también separadamente
aquéllos de las señales Cb y Cr. Para cada macro-bloque se obtienen 16 dife-
rencias de píxel por línea, por ejemplo para la señal de Y. Luego se analizan
todas las 16 líneas. Lo mismo también se hace verticalmente, qué también
proporciona 16 diferencias de píxel por columna para el macro-bloque de la
señal Y. Este análisis es realizado para todas las columnas dentro del macro-
bloque. La diferencia de píxel en las fronteras del bloque es aquí de especial
importancia y será particularmente mayor en el caso del cuadriculado.
0 8 Posición del barrido i
Bordes de bloque
Bordes de
macrobloque
AD(i=0)
AD(i=1)
.
.
AD(i=8)
.
.
.
AD(i=15)
AD(i)=
Fig. 12.4. Determinación de las Diferencias entre Píxeles dentro de un Macro-bloque
[DVQ]
Las diferencias de píxel de todos los macro-bloques dentro de una línea se
combinan luego sumándolos de tal manera que se obtengan 16 valores indivi-
duales por línea (Fig. 12.4.). Después se suman también los 16 valores de
diferencia de píxel de las líneas individuales dentro de un cuadro, producien-
do 16 valores por cuadro como valores de diferencia de píxel. Esto, finalmen-
te, proporciona la información sobre la diferencia media de píxel de 0 ...15 en
las direcciones horizontal y vertical dentro de todo el macro-bloque. El mis-
mo proceso es repetido para Cb y Cr, es decir, las señales diferencia de color.
Considerando las diferencias de píxel de una secuencia de video con bue-
na calidad de imagen y una con calidad de imagen pobre, puede verse bastan-
te claramente cómo este método de prueba objetivo evalúa las cantidades de
calidad de imagen.
La Fig. 12.5. muestra claramente que las diferencias de amplitud de píxel
en una secuencia de video “buena” están muy cercanas la una a la otra para
todas las 16 diferencias de píxel dentro de los macro-bloques. En el ejemplo
presente, todas están alrededor de 10 ...12.
En una secuencia de video con calidad “pobre” (pantalla inferior) con
cuadriculado, puede verse que los bordes del macro-bloque exhiben saltos
mayores, es decir las diferencias de píxel son mayores.
12 - 7
Dife
ren
cia
Pro
me
dio
Dife
ren
cia
Pro
me
dio
Número de Cuadro
Número de Cuadro
Fig. 12.5. Diferencias Promedio de Amplitud de Píxel en una Tanda de Video con
Buena Calidad de Imagen (arriba, Secuencia de Jardín de Flores) y con Pobre Calidad
(abajo, Jardín de Flores, codificada/decodificada en MPEG-2 a 2Mb/s)
Puede verse claramente que las diferencias de los píxeles N°0 y N°8, en la
pantalla inferior, son evidentemente mayores que los valores de diferencia
restantes. El N°0 corresponde al borde del macro-bloque y el N°8 correspon-
den al límite del bloque dentro de un macro-bloque.
Claramente, este simple análisis de las diferencias de amplitud de píxel
hace posible verificar la existencia del cuadriculado (Fig. 12.6.).
El valor de la prueba básico de un Analizador de Calidad de Video Digital
por Rohde&Schwarz, para calcular la calidad del imagen de una secuencia de
video codificada DCT, es el valor de prueba de calidad de imagen DVQL-U
12 - 8 Análisis de Calidad de Imagen en Señales de TV Digital
(nivel de calidad de video digital no-ponderado / Digital Video Quality Level
- Unweighted). El DVQL-U se usa como el valor absoluto para la existencia
de patrones de interferencia tipo cuadriculado dentro de un cuadro original.
En contraste con el DVQL-W (nivel de calidad video digital ponderado -
Digital Video Quality Level - Weighted), DVQL-U es una medida directa de
estas interferencias tipo cuadriculado. Sin embargo, dependiendo del cuadro
original, el valor de prueba no siempre está en correlación con la impresión
de calidad de una observación subjetiva.
Número de Cuadro
Dife
ren
cia
Pro
me
dio
Fig. 12.6. Determinación de los Parámetros de Calidad de Imagen No-ponderado y la
Actividad Espacial (SA) por las Diferencias de Píxel entre Macro-bloques
Para traer el valor de la prueba objetiva de la calidad de imagen más cerca
a la calidad de imagen subjetivamente percibida, deben también tomarse en
cuenta otras cantidades en la imagen en movimiento. Éstos son:
la actividad espacial (SA), y
la actividad temporal (TA).
Esto es porque la actividad espacial y la temporal pueden hacer las estruc-
turas de bloqueo invisibles, es decir, pueden enmascararlas. Estos artilugios
en la imagen no son, por consiguiente, fácilmente vistos por el ojo humano.
La actividad espacial es una medida de la existencia de estructuras finas en
la imagen. Una imagen rica en detalle, es decir, una con muchas estructuras
finas, exhibe una actividad espacial alta. Por otro lado, una imagen mono-
cromática no estructurada correspondería a una actividad espacial de cero. La
máxima actividad espacial teóricamente lograble ocurriría si un píxel blanco
12 - 9
siempre alternara horizontalmente y verticalmente con un píxel negro en un
cuadro (un patrón de enrejado fino).
Fig. 12.7. Actividad Espacial Baja (izquierda) y Alta (derecha)
TiempoTiempo
Fig. 12.8. Actividad Temporal Baja (izquierda) y Alta (derecha)
Conjuntamente a la actividad espacial en la imagen, debe tenerse en cuen-
ta la actividad temporal (TA). La actividad temporal es una medida imple-
mentada del cambio (movimiento) en cuadros sucesivos. La máxima activi-
dad temporal que puede lograrse teóricamente sería si todos los píxeles cam-
biaran de negro a blanco o recíprocamente en los cuadros sucesivos. Concer-
tadamente, una actividad temporal de 0 corresponde a una sucesión de cua-
dros sin movimiento.
Los dos parámetros, SA y TA, deben ser incluidos al calcular la calidad
video ponderada desde la no-ponderada DVQL (nivel de cuadriculado).
En un primer proceso, el nivel de calidad digital no-ponderado DVQL-U
para las señales Y, Cb y Cr, la actividad espacial SA y la actividad temporal
TA son determinados en el analizador de calidad de video digital antedicho.
El ponderado se realiza luego en un segundo proceso que toma en cuenta
los factores subjetivos. La pantalla del analizador de calidad de video digital
muestra ambos, el nivel de calidad de video digital – ponderado y no ponde-
rado - y la actividad espacial y temporal. El analizador también puede detec-
tar problemas de decodificación, aparte de la calidad de video: Estos proble-
mas incluyen
12 - 10 Análisis de Calidad de Imagen en Señales de TV Digital
congelamiento de la imagen (TA = 0).
pérdida de la imagen (TA = 0, SA = 0), y
pérdida del sonido.
Fig.12.9. Empleo del analizador de calidad de video digital
Los analizadores de calidad de video digitales son principalmente usados
cerca de las etapas de codificación MPEG-2 ya que la transmisión no causa
mayores efectos en la propia calidad de video. Naturalmente, tal analizador
también detectará problemas de decodificación causados por errores de bit
producidos por la cadena de transmisión. Subsecuentemente en muchos casos
el operador de la red no es el proveedor del contenido, asimismo, también se
encuentran a menudo los analizadores de calidad de video digital en las cabe-
ceras de la red para que estén disponibles los parámetros de medida objetivos
como base para cualquier discusión entre el operador de la red y proveedor
del programa. Los analizadores de calidad de video digital también son de
gran importancia en la comprobación de los codificadores MPEG-2.
Fig. 12.10. Analizador de calidad de video digital, Rohde&Schwarz [DVQ]
Bibliografía: [ITU500], [DVQ]
Proceso 1 Proceso 2
“ponderado”
adaptación al
método
subjetivo
13 Fundamentos de la Modulación Digital
Para empezar, este capítulo establece un acercamiento a los métodos fun-
damentales de la modulación digital. Después de este capítulo, también sería
posible continuar, por ejemplo, en el campo de la tecnología de radio móvil
(GSM, IS95 o UMTS) ya que el conocimiento básico discutido aquí se aplica
en su conjunto al campo de la tecnología de comunicaciones y sus aplicacio-
nes. Sin embargo, su principal objetivo es crear la base para los capítulos
subsecuentes sobre DVB-S, DVB-C, COFDM, DVB-T, ATSC e ISDB-T. Por
supuesto, los expertos pueden simplemente saltarse este capítulo.
13.1 Introducción
Durante mucho tiempo, la transmisión analógica de la información se ha
efectuado por medio de la modulación de amplitud (AM) y la modulación de
frecuencia (FM). La información a ser transmitida se impresiona sobre la
portadora variando su amplitud, frecuencia o fase; este proceso es llamado
modulación.
Para transmitir señales de datos, es decir, señales digitales, en aquellas
épocas se empleaba el desplazamiento de amplitud o de frecuencia. Para
transmitir un flujo de datos de por ejemplo 10Mb/s por medio del simple des-
plazamiento de amplitud (ASK), se requiere un ancho de banda de por lo
menos 10MHz si se usa un código de no-retorno-a-cero (NRZ). Según el teo-
rema de Shannon, se requiere un ancho de banda correspondiente a por lo
menos la mitad de la tasa de datos para la señal banda base NRZ. Usando
ASK se producen dos bandas laterales y eso crea una señal de RF con un
ancho de banda que es igual a la tasa de datos de la señal de banda base. El
ancho de banda realmente requerido es aun mayor debido al filtrado de señal
necesario para suprimir la interferencia de canal adyacente.
Un canal telefónico analógico ocupa aproximadamente 3KHz. Inicialmen-
te podía lograrse una tasa de datos de 1200 bits en este canal. Hoy no es
ningún problema conseguir 56Kb/s. Lo usamos en nuestro facsímil y el
módem se conecta operando a las tales tasas de datos. Este salto quántico
hacia adelante sólo fue posible mediante el uso de modernos métodos de mo-
dulación digital conocidos como la modulación IQ. La modulación IQ es
básicamente una forma de modulación de amplitud.
Estamos al tanto de los siguientes métodos de la modulación:
Modulación de amplitud
Modulación de frecuencia
Modulación de fase
13 - 2 Fundamentos de la Modulación Digital
Amplitude shift keying (ASK)
Frequency shift keying (FSK)
Phase shift keying (PSK)
Amplitude and phase shift keying (QAM)
Lo que queremos es reducir el ancho de banda para la transmisión de una
señal de datos. Esto sólo es posible usando modernos métodos de modulación
digital. Nuestro objetivo es recortar el ancho de banda requerido por varios
factores relativos a la tasa de datos de la señal transmitida.
Fórmula de Euler:
𝐴𝑒(2𝑥𝜋 +𝜑) = 𝑅𝑒 cos 2𝜋𝑓𝑡 + 𝑗𝐼𝑚 𝑠𝑒𝑛(2𝜋𝑓𝑡)
𝑢 𝑡 = 𝐴 𝑠𝑒𝑛(2𝜋𝑡
𝑇 + 𝜑)
Fig. 13.1. Representación vectorial de una cantidad sinusoidal
Es obvio que esto no se consigue sin desventajas, como que aumentarán la
susceptibilidad al ruido y a la interferencia. Seguidamente se discutirán los
métodos de la modulación digital.
Antes de entrar en este asunto, debemos recalcar que en ingeniería eléctri-
ca se acostumbra representar las cantidades sinusoidales por medio de vecto-
res (Fig. 13.1.). Cada cantidad sinusoidal puede describirse inequívocamente
por su amplitud y ángulo con respecto a cero. Es más, la frecuencia debe co-
nocerse. En la representación vectorial, se muestra el vector girando en el
momento t=0. El vector está entonces en el ángulo de fase-cero y su longitud
corresponde a la amplitud de la cantidad sinusoidal.
La Fig. 13.1. representa una señal seno en el dominio del tiempo y en la
forma de un vector. El vector girando cuya longitud corresponde a la ampli-
T
A
φ
φ t
f = 1/T
Imm
A = Long. Vector
u(t)
Re
-6 -4 -2 0 2 4 6
2
1
0 -
1
-2
13 - 3
tud, se muestra en el ángulo de fase-cero φ. La señal seno se obtiene proyec-
tando el vector rotatorio sobre el eje de ordenadas (Im) y graficando la posi-
ción de la punta del vector versus el tiempo. La señal coseno correspondiente
se obtiene proyectando el vector rotatorio en el eje de abscisas (Re).
El vector se puede dividir en su parte real y su parte imaginaria, términos
que se derivan de la teoría de los números complejos en matemáticas. La
parte real corresponde a la proyección sobre el eje horizontal y se calcula de
Re = A • cos φ. La parte imaginaria corresponde a la proyección sobre el eje
vertical y se puede calcular a partir de Im = A • sen φ. La longitud del vector
se relaciona con la parte real y la parte imaginaria por el teorema de Pitágoras
𝐴 = 𝑅𝑒2 + 𝐼𝑚2 ;
La parte real se puede también visualizar como la amplitud de una señal
coseno y la parte imaginaria como la amplitud de una señal seno.
Cualquier señal seno o coseno que se desee puede obtenerse por la super-
posición de señales seno y coseno de la misma frecuencia y de las amplitudes
deseadas.
La parte real también se denomina la componente I, o en fase, y la parte
imaginaria se llama la componente Q, o cuadratura, donde en fase se refiere a
la fase 0° de una portadora de referencia y cuadratura al ángulo de fase de
90°. Los términos parte real, parte imaginaria, componentes coseno y seno y
componentes I y Q aparecerán repetidamente en los capítulos siguientes.
13.2 El Mezclador
Veremos que el mezclador es una de los más importantes componentes
electrónicos que constituyen un modulador IQ. Un mezclador es básicamente
un multiplicador. La señal moduladora normalmente se convierte a FI por
medio de una señal portadora. Como resultado, se obtienen dos bandas latera-
les alrededor de la portadora. Este tipo de modulación es conocido como mo-
dulación de amplitud de doble-banda lateral con portadora suprimida. El
mezclador mostrado en la Fig. 13.2. es básicamente un interruptor doble ma-
nejado por la portadora. Este invierte la polaridad de la señal modulante a la
frecuencia de la portadora.
En el caso de una señal de modulación puramente sinusoidal, se obtienen
dos líneas espectrales - una sobre y otra debajo de la frecuencia de la portado-
ra - cada una desplazada de la portadora a la frecuencia de la señal modulante.
Adicionalmente, se producen sub-armónicas desplazadas a la frecuencia de la
portadora. Estas últimas tienen que ser suprimidas por medio de un filtro pa-
sabajos.
La Fig. 13.3. es un esquema funcional de un moderno mezclador análogo
13 - 4 Fundamentos de la Modulación Digital
doble-equilibrado. La polaridad de la señal de modulación es conmutada por
4 diodos PIN. La señal de portadora (OL = oscilador local) ingresa por un
transformador de RF, y el producto de la modulación sale por otro transfor-
mador de RF. La señal modulante se alimenta acoplada en CC.
fs
Filtro Pasabajos
fc 2fc
umix(t)
us(t)
umix(t)us(t)
uport(t)
fcfs
Fig. 13.2. El Mezclador
OLFI
RF
Fig. 13.3. Diagrama de bloques de un Mezclador doble-equilibrado
Actualmente los mezcladores se implementan en la forma de multiplicado-
res completamente digitales que, salvo el ruido de la cuantificación y los erro-
res de redondeo, tienen un desempeño ideal.
Si se aplica una tensión continua como señal de modulación, la portadora
en sí aparece a la salida del mezclador. Sobreponer una señal sinusoidal a la
C.C. conduce a una modulación normal de amplitud con portadora. (Fig.
13.4.).
13 - 5
13.3 El Modulador de Amplitud
En la modulación de amplitud, la información va contenida en la amplitud
de la portadora. La señal moduladora cambia (modula) la amplitud de la por-
tadora. Esto se efectúa por medio de un modulador de AM.
La Fig. 13.4 ilustra una modulación “normal” de AM, en que la portadora
no se suprime. Una señal moduladora sinusoidal varía la amplitud de la por-
tadora y así impresiona a la portadora como una envolvente. En el ejemplo
siguiente, la portadora y la señal modulante son señales sinusoidales. Mirando
el espectro, no sólo encontramos una línea espectral a la frecuencia de la por-
tadora sino también dos bandas laterales espaciadas de la portadora a la fre-
cuencia de modulación. Por ejemplo, si una portadora de 1MHz se modula en
amplitud con una señal sinusoidal de 1KHz, se obtendrá un espectro de mo-
dulación con la señal de la portadora a 1MHz y dos señales de banda lateral a
1KHz arriba y abajo de la portadora. El ancho de banda es 2KHz en este caso.
Modulador
AM
Señal moduladora us(t)
Portadora lo(t)
Dominio del tiempo
Dominio de la frecuencia
Fig. 13.4. Modulación de Amplitud “Normal”
Mezclador
Señal moduladora us(t)
Portadora lo(t)
Dominio del tiempo
Dominio de la frecuencia
Fig. 13.5. Modulación de Amplitud con Portadora Suprimida
13 - 6 Fundamentos de la Modulación Digital
Como se mencionó anteriormente, la portadora es suprimida por el mez-
clador. Si se usa un mezclador para la modulación de amplitud y la señal mo-
duladora no tiene ninguna componente de CC, no aparecerá ninguna línea
espectral a la frecuencia de la portadora en el espectro de la modulación. Sólo
habrá las dos bandas laterales. La fig. 13.5. muestra la modulación de ampli-
tud efectuada por medio de un mezclador doble-equilibrado. En el espectro de
la modulación, encontramos no sólo dos bandas laterales sino también bandas
laterales sub-armónicas alrededor de los múltiplos de la frecuencia de porta-
dora. Estas últimas tienen que ser suprimidas por filtros pasabajos. La Fig.
13.5. también muestra un señal modulada en amplitud típica en el dominio
del tiempo con portadora suprimida. El ancho de banda es igual que con la
modulación “normal” de amplitud, es decir con portadora presente.
13.4 El Modulador IQ
En la televisión a color, se ha usado durante mucho tiempo la modulación
de cuadratura o modulación IQ para la transmisión de la información del co-
lor. Con sub-portadoras de color PAL o NTSC, la información de crominan-
cia está contenida en la fase de la sub-portadora y la saturación del color, o
intensidad del color, en la amplitud de la sub-portadora. La sub-portadora de
color se sobrepone a la señal de luminancia.
La sub-portadora de color modulada se genera por medio de un modulador
IQ o modulador de cuadratura. Denominándose “I” a la en-fase y “Q” a la
cuadratura de fase.
90°
Ma
pe
ad
or
I
Q
i(t)
q(t)
ol(t)
iqmod(t)data(t)
Fig. 13.6. Modulador IQ
Un modulador IQ (Fig. 13.6.) tiene una ruta I y una ruta Q. La ruta I in-
13 - 7
corpora un mezclador que es alimentado con la fase 0° de la portadora. El
mezclador en la ruta Q es alimentado con la fase 90° de la portadora. Esto
significa que I está a 0° y Q a 90° de fase de la portadora. I y Q son ortogona-
les entre sí. En el diagrama vectorial, el eje I coincide con el eje real y el eje
Q con el eje imaginario.
Asimismo, los moduladores PAL o NTSC incorporan un modulador IQ.
Para la modulación digital, un mapeador se conecta delante del modulador
IQ. El mapeador es alimentado con el flujo de datos data(t) a ser transmitido;
las señales de salida del mapeador, i(t) y q(t), son las señales moduladoras
para los mezcladores I y Q. i(t) y q(t) ya no son más señales de datos sino
señales de voltaje.
Si i(t)=0, el mezclador I no produce ninguna señal de salida, si q(t)=0, el
mezclador de Q no produce ninguna señal. Si i(t) está a 1 V , por ejemplo, el
mezclador I manda una señal portadora a la salida con la amplitud constante y
fase de portadora de 0°. Si, por otro lado, q(t) está a 1 V, el mezclador de Q
manda una señal portadora a la salida con la amplitud constante y fase de
portadora 90° (Fig. 13.10.).
Los productos de la modulación I y Q son combinados luego por un su-
mador.
90°
Ma
pe
ad
or
I
Q
i(t) +/- 1
q(t)
ol(t)
iqmod(t)data(t)
0 0
Q
I
Fig. 13.7. Modulador IQ. Sólo ruta I
El producto iqmod(t) es, por consiguiente, la suma de las señales de salida
del mezclador I y del mezclador Q. Si el mezclador Q no proporciona ningu-
na señal de salida, iqmod(t) corresponde a la señal de salida de la ruta I y
viceversa.
Dado que las señales de salida de las rutas I y Q son señales seno y coseno
de la misma frecuencia (la frecuencia de la portadora) y sólo difieren en am-
13 - 8 Fundamentos de la Modulación Digital
plitud, se obtiene una señal de salida sinusoidal iqmod(t) de amplitud y fase
variables a través de la superposición de las señales de salidas sinusoidal I y
cosinusoidal Q. Por consiguiente, con la ayuda de señales de control i(t) y
q(t), podemos variar la amplitud y fase de iqmod(t).
Con el modulador IQ podemos generar modulación de amplitud pura, mo-
dulación de fase pura, o podemos combinar modulación de amplitud y de
fase. Una señal sinusoidal a la salida del modulador puede controlarse así en
amplitud y fase.
Lo siguiente se aplica a la amplitud y fase de iqmod(t):
22 AqAiA
;arctan
Ai
Aq
donde Ai es la amplitud de la ruta I y Aq la amplitud de la ruta Q.
Del flujo de datos entrante data(t), el mapeador genera la dos señales mo-
duladoras i(t) y q(t). Veremos después qué grupos de bits son combinados
para crear ciertos patrones para i(t) y q(t), es decir, para las señales modula-
doras de las rutas I y Q.
Demos un vistazo primero sólo a la ruta I (Fig. 13.7.). La ruta Q está ali-
mentada con q(t)=0, es decir no entrega ninguna señal de salida y así no con-
tribuye con iqmod(t). Apliquemos ahora alternadamente +1 V y -1 V a la
entrada de modulación de la ruta I, para tener i(t) = +1V ó i(t) = -1V. Obser-
vando la señal de salida iqmod(t), vemos que la portadora ol(t) está presente y
sólo cambiando de fase entre 0° y 180°. Variando la amplitud de i(t), pode-
mos variar la amplitud de iqmod(t).
1 1 1 1
0 0 0 0 0
2µs
Código de No-Retorno a Cero (NRZ)
Ejemplo: 1Mb/s
Después del filtrado roll-off:
Ancho de banda >= 1/2µs = 500KHz
Fig. 13.8. Código NRZ
13 - 9
Para el diagrama vectorial esto significa que el vector cambia entre 0° y
180° y varía en longitud pero siempre se mantiene en el eje I mientras que
sólo i(t) esté presente y siga variando (Fig. 13.7.).
Esto es un punto conveniente para discutir los fundamentos referentes a
las condiciones de la anchura de banda en la banda base y en la RF. En el
caso extremo, el ancho de banda de datos de una señal con un código NRZ
(no-retorno a cero) (Fig. 13.8.) a una tasa de datos de 1Mb/s puede ser corta-
da (filtrada) hasta tal punto que el ancho de banda de 500KHz es apenas sufi-
ciente para asegurar una decodificación confiable. Sin usar muchas matemáti-
cas, se puede explicar fácilmente por el hecho de que las alternancias 01 re-
presentan la frecuencia más alta; es decir, el período tiene una longitud de 2
bits y es de 2μs en el caso de una tasa de datos de 1Mb/s. El recíproco de 2μs
es 500KHz y la anchura de banda mínima de la banda base para transmitir un
código de NRZ está dada por:
fbandabase_NRZ [Hz] ≥ 0.5 • tasa_de_datosNRZ [bits/s];
Si tal código NRZ así filtrado (Fig. 13.8.) se aplica, sin CC, al mezclador
por la ruta I de este modulador IQ, se producen en la RF dos bandas laterales
teniendo cada una la anchura de banda de la señal de la banda base de la en-
trada (Fig. 13.9.). El ancho de banda mínimo requerido en la RF es dado por:
fRF_NRZ [Hz] ≥ tasa_de_datosNRZ [bits/s];
Por lo tanto, en este tipo de modulación, el cociente entre la tasa de datos
y la mínima anchura de banda requeridas en RF es 1:1. Este tipo de modula-
ción se llama modulación por desplazamiento de fase binario, o biphase shift
keying, BPSK. Con BPSK, un índice de datos de 1Mb/s requiere una anchura
de banda mínima de 1MHz a nivel del RF. La duración de un estado estable
de la portadora se llama un símbolo y, en BPSK, un símbolo tiene exactamen-
te la misma duración que un bit. El recíproco de la duración del símbolo es
denominado la Tasa de Símbolo.
Tasa de Símbolo = 1/duración del símbolo;
Con una tasa de datos de 1Mb/s en BPSK (Fig. 13.9.), la tasa de símbolo
es 1MS/s. La anchura de banda mínima requerida corresponde siempre a la
tasa de símbolo, es decir, 1MS/s requiere una anchura de banda mínima de
1MHz.
Ahora asumamos que i(t) es cero y que sólo tenemos la señal de salida
q(t). Cambiemos ahora q(t) entre +1V y - 1V. iqmod(t) corresponde a la señal
de salida del mezclador Q: no hay ninguna contribución de la ruta I. De nue-
vo se obtiene una señal seno para iqmod(t), pero con fases 90° ó 270°. Va-
riando la amplitud de q(t), puede variarse la amplitud de iqmod(t). Para el
diagrama vectorial esto significa que el vector cambia entre 90° y 270° y que
varía en longitud a lo largo del eje Q (el eje imaginario).
13 - 10 Fundamentos de la Modulación Digital
1 1 1 1
0 0 0 0 0
Tasa de SímboloBPSK = 1/duración de símboloBPSK =
1/duración de bitBPSK = 1/1µs = 1Ms/s;
1Ms/s →Ancho de banda de RF >= 1MHz
Q
IBPSK
600
MHz
Ancho de
banda de RF
>= 1MHz
OL
600 MHz
Ejemplo: NRZ 1Mb/s
1µs
Fig. 13.9. Modulación BPSK
A continuación, podemos variar ambos, i(t) y q(t), entre +1V y -1V. En es-
te caso se suman los productos de la modulación de la ruta I y de la ruta Q, y
así podemos cambiar a la portadora entre 45°, 135°, 225° y 315°. Esto es lo
que denominamos Quaternary Phase Shift Keying o QPSK. Permitiendo
cualquier voltaje para i(t) y q(t), se puede generar cualquier amplitud y fase
que se desee para iqmod(t).
90°
Ma
pe
ad
or
I
Q
i(t)
q(t) +/- 1
ol(t)
iqmod(t)data(t)
0
0
Q
I
Fig. 13.10. Modulador IQ. Sólo ruta Q
Por medio de un mapeador, el flujo de datos data(t) se convierte en las dos
señales moduladoras i(t) para la ruta I y q(t) para la ruta Q. Esto se muestra en
la Fig. 13.13 para la modulación QPSK. La tabla de mapeo es la regla según
13 - 11
la cual el flujo de datos data(t) se convierte en las señales moduladoras i(t) y
q(t). En el caso de QPSK, dos bits (correspondientes al bit 0 y al bit 1 en la
tabla de mapeo) se combinan para formar un dibit. Por ejemplo, para la com-
binación dibit 10, las señales de salida del mapeador son i(t) = -1V y q(t) = -
1V de acuerdo a la tabla de mapeo mostrada aquí.
90°
Ma
pe
ad
or
I
Q
i(t) +/- 1
q(t) +/- 1
ol(t)
iqmod(t)data(t)
Q
I
QPSK
Fig. 13.11. Modulador IQ. Empleando las Rutas I y Q
En este ejemplo, la combinación de bits 11 obtiene i(t) = +1V y q(t) = -1V.
La asignación de bits a la señal moduladora, es decir, definir cómo el flujo de
bits será leído y convertido por el mapeador, es meramente una cuestión de
definición. Es importante que el modulador y el demodulador, es decir, el
mapeador y el des-mapeador, usen las mismas reglas de mapeo. La Fig.
13.12. también muestra que en este caso la tasa de datos después del mapea-
dor se reduce a la mitad. QPSK puede transmitir dos bits por estado. Cada dos
bits se combinan para formar un dibit que determina el estado de las señales
de salida del mapeador i(t) y q(t). Por consiguiente, en este caso, i(t) y q(t)
tienen la mitad de la tasa de datos de data(q). i(t) y q(t) a su vez modulan la
señal portadora y, en el caso de QPSK, sólo se cambia la fase. Hay cuatro
posibles constelaciones para iqmod(t): 45°, 135°, 225° y 315°. La informa-
ción está contenida en la fase de la portadora. Ahora que podemos conmutar
la fase de la portadora a la mitad de la tasa de datos relativa a la tasa de entra-
da, el ancho de banda del canal requerido es reducido por un factor de 2. El
tiempo en que la portadora o el vector permanece en una fase específica
(tiempo de permanencia = duración del símbolo) es conocido como símbolo
(Fig. 13.12. y 13.14.). El recíproco de la duración del símbolo es la tasa de
símbolo. El ancho de banda requerido corresponde a la tasa de símbolo.
Comparado con una transmisión simple de bits, la capacidad de ancho de
banda disponible se incrementa ahora por un factor de 2.
13 - 12 Fundamentos de la Modulación Digital
90°
Ma
pe
ad
or
I
Q
i(t) +/- 1
q(t) +/- 1
ol(t)
iqmod(t)data(t)
Q
I
QPSK
I QBit 1 Bit 0
0 0 +1 +1
0 1
1 0
1 1
-1 +1
-1 -1
+1 -1
0001
10 11
+1
+1
f
BW
fOL
Espectro
Tabla de Mapeo
Fig. 13.12. Mapeo con Modulación QPSK
64QAM
6bit/símbolo
16QAM
4bit/símbolo
QPSK=4QAM
2bit/símbolo
Fig. 13.13. Diagrama de Constelación de QPSK, 16QAM y 64QAM
En la práctica se usan métodos de modulación de orden superior, además
del QPSK. La Fig. 13.11. muestra la 16QAM producida variando la amplitud
y fase. La información está en la amplitud, o magnitud, y en la fase. En el
caso de 16QAM (=16 Quadrature Amplitude Modulation - Modulación de
Amplitud en Cuadratura), se combinan cuatro bits en el mapeador; una cons-
telación de la portadora puede, por consiguiente, llevar cuatro bits, y hay 16
posibles constelaciones de la portadora. La tasa de datos después del mapea-
13 - 13
dor, o la tasa de símbolo, es una cuarta parte de la tasa de datos de entrada.
Esto significa que el ancho de banda del canal requerido ha sido reducido por
un factor de cuatro.
Constelación
time
0 1 1 0 1 1 0 0 0 1
-1 -1 +1 +1 -1
+1 -1 -1 +1 +1q(t)
i(t)
data(t)
Duración de
Símbolo
Fig. 13.14. Modulación en el Dominio del Tiempo
En los diagramas vectoriales para la modulación IQ, es práctica común re-
presentar sólo el punto final del vector. Un diagrama vectorial en que apare-
cen todas las constelaciones vectoriales posibles es llamado un diagrama de
constelación.
La Fig. 13.13. muestra los diagramas de constelación reales para señales
QPSK, 16QAM y 64QAM, dañadas por el ruido. También se muestra los
umbrales de decisión del des-mapeador.
El número de bits transmitido por símbolo es el logaritmo en base de 2 de
la constelación.
La fig. 13.14. muestra el flujo de datos original data(t), las constelaciones
resultantes del vector de la portadora, y la señal portadora conmutada, o mo-
dulada, iqmod(t) en el dominio de tiempo. Cada estado de conmutación es
llamado un símbolo. La duración de un estado de conmutación se llama la
13 - 14 Fundamentos de la Modulación Digital
duración del símbolo. El recíproco de la duración del símbolo es la tasa de
símbolo.
13.5. El Demodulador IQ
En esta sección, se discutirá brevemente la demodulación IQ (Fig. 13.15.).
La señal modulada digitalmente iqmod(t) alimenta al mezclador I que es es-
timulado con la portadora de fase 0° y al demodulador Q que se maneja con
la portadora de fase 90°. Al mismo tiempo, la portadora y el reloj de símbolo
se recuperan en un bloque de procesamiento de señal. Para recuperar a la
portadora, la señal de entrada iqmod(t) se eleva al cuadrado dos veces. Tal
que, una línea espectral al cuádruple de la frecuencia de la portadora pueda
aislarse por medio de un filtro pasabanda. Un generador de reloj es engan-
chado a esta frecuencia por medio de un PLL. Es más, el reloj del símbolo
tiene que ser recuperado, es decir, el punto medio del símbolo tiene que ser
determinado. Algunos métodos de modulación sólo permiten la recuperación
de la portadora con una incertidumbre de múltiplos de 90°.
90°
De
s-
ma
pe
ad
or
i(t)
q(t)
ol(t)
iqmod(t) data(t)
Recuperación
de Reloj y
Portadora
Portadora
Reloj de
Símbolo
I
Q
Fig. 13.15 Demodulador IQ
Mediante una mezcla IQ se recuperan las señales de banda base i(t) y q(t).
Las armónicas de la portadora sobrepuestas en estas señales tienen que ser
eliminadas por medio de un filtro pasabajos antes de que las señales se apli-
quen al des-mapeador.
El des-mapeador simplemente invierte el procedimiento de mapeo, es de-
cir muestrea las señales de banda base i(t) y q(t) en medio del símbolo y así
13 - 15
recupera los flujos de datos data(t)
La Fig. 13.16. ilustra los procesos de modulación y demodulación IQ en el
dominio del tiempo y en forma de diagramas de constelación para el método
QPSK. La señal en la primera línea representa el flujo de datos de entrada
data(t). La segunda y la tercera línea muestran las señales i(t) y q(t) al fin de
la modulación. La cuarta y quinta líneas son las características de voltaje des-
pués de los mezcladores I y Q del modulador, la sexta línea las características
de iqmod(t). Los pasos de fase entre los símbolos es claramente visible. La
amplitud no cambia (QPSK). En la última línea se muestran los diagramas de
constelación correspondientes. Las líneas 7 y 8 muestran las señales recupe-
radas digitalmente i(t) y q(t) al fin de la demodulación. Puede verse que,
además de las señales de banda base, los trazos contienen la portadora al do-
ble de la frecuencia. Esta última tiene que ser eliminada de las rutas I y Q por
medio de un filtro pasabajos antes del des-mapeo. En el caso del mezclador
análogo, se sobre imponen sub-armónicas adicionales qué también habría que
suprimir con los filtros pasabajos.
data(t)
i(t)
q(t)
I(t)
Q(t)
iqmod(t)
i(t) demod.
q(t) demod.
Diagrama
constel.(t)
Fig. 13.16. Modulación y Demodulación IQ en el Dominio del Tiempo
Sin embargo, muy frecuentemente, la demodulación es realizada usando el
método fs/4 que requiere un demodulador IQ menos complejo. La señal mo-
dulada iqmod(t) se pasa a través de un filtro pasabajos anti-aliasing y luego
muestreada por medio de un convertidor A/D que opera al cuádruple de la FI
de la señal modulada iqmod(t). Por consiguiente, si la portadora iqmod(t) es
fIF, la frecuencia de muestreo es 4 • fIF. Esto significa que un ciclo completo
de la portadora se muestrea cuatro veces (ver la Fig. 13.18.). Con tal de que el
reloj del convertidor A/D sea totalmente síncrono con el reloj de la portadora,
13 - 16 Fundamentos de la Modulación Digital
el vector giratorio de la portadora se muestrea exactamente en los momentos
mostrados en el Fig. 13.17. Como se describió anteriormente, el reloj del
símbolo se recupera en el bloque de recuperación de portadora y reloj.
Después del convertidor A/D, un interruptor separa el flujo de datos en
dos flujos de la mitad de la tasa de datos. Por ejemplo, las muestras impares
toman la ruta I y las muestras pares la ruta Q. Esto significa que sólo cada
segunda muestra toma la ruta I o la ruta Q, respectivamente, partiendo así en
dos la tasa de datos en ambas rutas. Los multiplicadores en ambas rutas sólo
invierten la señal, es decir, multiplican las muestras alternadamente por +1 y
por -1.
Principios del método fs/4:
Si el convertidor A/D opera exactamente al cuádruple de la frecuencia de
la portadora (FI); y el reloj del convertidor A/D y el oscilador de la portadora
se sincronizan plenamente, las muestras corresponden alternadamente a un
valor I y a uno de Q. Esto puede verse en la Fig. 13.15. Cada segunda muestra
en las rutas I y Q tiene una señal negativa, y tiene que ser multiplicada por -1.
De esta manera las señales de banda base i(t) y q(t) se recuperan de una
manera muy simple. Puesto que las señales i(t) y q(t) se tienen que restablecer
después de cada cambio de símbolo (cambio del estado de la conmutación), y
el restablecimiento se tarda la mitad un ciclo de reloj debido al conmutador
posterior al convertidor A/D, las señales tienen que recuperar la sincroniza-
ción con la ayuda de filtros digitales.
Retardo
iqmod(t)
Interpolación
FIR
i(t)
q(t)
+1/-1
-1/+1
I
Qfs=4*fIF
fs/2
Fig. 13.17. Demodulador empleando el Método fs/4
Para esto se interpola una señal, por ejemplo q(t), recuperando así la mues-
tra entre dos valores. Esto se hace con la ayuda de un filtro FIR (Finite Impul-
se Response - filtro de respuesta de impulso finito, filtro digital). Dado que
cada filtro digital tiene un retardo básico, éste tiene que ser compensado in-
troduciendo el retraso correspondiente en la otra ruta (la ruta I en este caso),
13 - 17
por medio de una línea de retardo. Después del filtro FIR y la línea de retar-
do, las señales i(t) y q(t) muestreadas y sincronizadas en tiempo están dispo-
nibles y pueden aplicarse al des-mapeador.
I
Q
fIF
Fig. 13.18. Método fs/4
Como ya se mencionó, en la práctica se usa frecuentemente el menos
complejo método fs/4. En el caso de señales moduladas en OFDM (múltiplex
por división de frecuencia ortogonal), este circuito es implementado directa-
mente delante del bloque de procesamiento FFT de la señal. Muchos circuitos
digitales modernos soportan el método de demodulación fs/4.
Fig. 13.19. Demodulación en el Dominio del Tiempo (fs/4)
13.6 Empleo de la Transformada de Hilbert en la Modulación IQ
En esta sección discutiremos la Transformada de Hilbert, que juega un pa-
pel importante en algunos métodos de modulación digital como OFDM u
13 - 18 Fundamentos de la Modulación Digital
8VSB (en ATSC, la versión americana de la TV digital terrestre).
Empecemos con señales seno y coseno. Al tiempo t=0, la señal seno tiene
valor 0, la señal coseno valor 1. La señal seno está desplazada 90° relativa a
la señal coseno, es decir, adelanta a la señal coseno en 90°. Veremos después
que la señal seno es la transformada Hilbert de la señal coseno.
f
Re(f)
f
Re(f)
f
Im(f)
f
Im(f)
Coseno Seno
Fig. 13.20. Transformada de Fourier de un Coseno y un Seno
Basado en las funciones seno y coseno, podemos hacer algunas definicio-
nes importantes: la función coseno es una función par, es decir, es simétrica
alrededor de t=0, donde se cumple que cos(x) = cos(-x).
Por otro lado, la función seno es una función impar, es decir, es simétrica
de media vuelta alrededor de t=0, donde se cumple que sin(x) = -sin(-x). El
espectro del coseno, es decir, su transformada de Fourier, es completamente
real y simétrica sobre f=0. La componente imaginaria es cero (Fig. 13.20.).
El espectro del seno, es decir, su transformada de Fourier, es puramente
imaginario y simétrico de media vuelta (Fig. 13.20.). La componente real es
cero. Los puntos anteriores son importantes para entender la transformada de
Hilbert. Para todas las señales reales en el dominio del tiempo, el espectro de
todos las componentes reales versus f(Re(f)) es simétrico alrededor de f=0, y
el espectro de todas las componentes imaginarias versus f(Im(f)) es media-
vuelta simétrico alrededor de f=0 (Fig. 13.21.).
Cualquier señal real en el dominio del tiempo puede representarse como
una serie de Fourier - la superposición de armónicas cosinusoidal y sinusoidal
13 - 19
de la señal. Las funciones coseno son pares y las funciones seno impares. Por
consiguiente, las características previamente declaradas para una sola función
coseno o una sola función seno generalmente también se aplican a una suma
de funciones coseno o una suma de funciones seno.
f
Re(f)
f
Im(f)
Fig. 13.21. Transformada de Fourier de una Señal Real en el Dominio del Tiempo
ω
H(ω)
j
-j
Fig. 13.22. Transformada de Fourier del Transformador Hilbert
Discutamos ahora la transformada de Hilbert en sí. La Fig. 13.22. muestra
la función de transferencia de un transformador Hilbert. Un transformador
Hilbert es un bloque de procesamiento de señal con características especiales.
13 - 20 Fundamentos de la Modulación Digital
Su propósito principal es desfasar 90° una señal sinusoidal. Esto significa que
un coseno se convierte en un seno y un seno en un menos coseno. La ampli-
tud sigue siendo invariante bajo el transformador Hilbert. Estas características
se aplican a cualquier tipo de señal sinusoidal, es decir, de cualquier frecuen-
cia, amplitud, o fase. Por esta razón, también se aplica a todas las armónicas
de cualquier tipo de señal en el dominio del tiempo. Esto es debido a que la
función de transferencia del transformador Hilbert que se muestra en el Fig.
13.22. - esencialmente sólo hace uso de las características de simetría de las
señales pares e impares en el dominio del tiempo descritas anteriormente.
Examinando la función de transferencia del transformador Hilbert, encon-
tramos:
Todas las frecuencias negativas son multiplicadas por j, todas las
frecuencias positivas por -j. j es la raíz cuadrada positiva, imagina-
ria de -1.
Se aplica la regla j • j = -1.
Por consiguiente, los componentes espectrales reales se vuelven
imaginarios y los componentes imaginarios en reales.
La multiplicación por j o -j puede invertir la parte negativa o posi-
tiva del espectro.
Aplicando la transformada de Hilbert a una señal coseno, se obtiene lo si-
guiente: Un coseno tiene un espectro completamente real simétrico alrededor
de cero. Si la mitad negativa del espectro se multiplica por j, se obtiene un
espectro imaginario completamente positivo para todas las frecuencias nega-
tivas. Si la mitad positiva del espectro se multiplica por-j, se obtiene un es-
pectro imaginario completamente negativo para todas las frecuencias sobre
cero. Se obtiene el espectro de un seno.
Esto se aplica análogamente a la transformada de Hilbert de una señal se-
no:
Multiplicando el espectro del seno negativo imaginario positivo por j, el
último se vuelve negativo real (j • j = -1). Multiplicando el espectro del seno
positivo imaginario negativo por-j, el último se vuelve en completamente
positivo real (- j • - j =√ -1 •√ -1 = 1). Se obtiene el espectro de un menos
coseno.
El mapeo de coseno-a-seno y de seno-a-menos-coseno por la transformada
de Hilbert también se aplica a todas las armónicas de cualquier tipo de señal
en el dominio del tiempo.
Resumiendo, la transformada de Hilbert cambia las fases de todas las
armónicas de cualquier tipo de señales en el dominio del tiempo por 90°, es
decir, actúa como un desfasador de 90° para todas las armónicas.
13 - 21
13.7. Aplicaciones prácticas de la Transformada de Hilbert
A menudo, una banda lateral o partes de una banda lateral tienen que ser
suprimidas durante la modulación. Con la modulación de banda lateral única
(modulación SSB o BLU), por ejemplo la banda lateral superior, o la inferior,
tiene que ser suprimida, lo que puede hacerse en una variedad de maneras.
Por ejemplo, pueden usarse filtros pasabajos simples o, como es práctica
común en la TV analógica, el filtrado de la banda lateral vestigial. El filtrado
severo tiene la desventaja de producir una distorsión de retardo de grupo sig-
nificativa. Este último método es en cualquier caso técnicamente complejo.
Por mucho tiempo, sin embargo, una alternativa a la modulación de banda
lateral única ha estado disponible, esta alternativa es conocida como el méto-
do de la fase. Un modulador de banda lateral única que usa el método de la
fase opera como sigue: el modulador IQ se alimenta con una señal de modu-
lación, que es aplicado sin modificación a la ruta I y a la ruta Q con 90° de
desfase. Un cambio de fase de más o menos 90° en la ruta Q produce la su-
presión de la banda lateral superior o la inferior, respectivamente.
Es difícil implementar un desfasador ideal de 90° para todas las armónicas
de una señal de banda base con un circuito analógico. La aplicación digital no
es ningún problema - gracias a la transformada de Hilbert. Un transformador
Hilbert es un desfasador de 90° para todos los componentes de una señal real
en el dominio del tiempo.
La Fig. 13.23. muestra la supresión de una banda lateral por medio de un
modulador IQ y un transformador Hilbert. Una señal de banda base real ali-
menta directamente a la ruta I de un modulador IQ y a la ruta Q vía un trans-
formador Hilbert, las líneas continuas a f=0 representan el espectro de la se-
ñal de banda base, la línea punteada a f=0, el espectro de la transformada de
Hilbert de la señal de banda base.
Puede verse claramente que, bajo la transformada de Hilbert, la compo-
nente imaginaria simétrica de media vuelta se vuelve un espejo de la compo-
nente real simétrica y el espejo de la componente real simétrica se vuelve una
componente imaginaria simétrica de media vuelta en la banda base.
Si la señal de banda base no modificada alimenta la ruta I y la transforma-
da de Hilbert de la señal de banda base a la ruta imaginaria, se obtiene un
espectro alrededor de la portadora del modulador IQ como aquéllos mostra-
dos en la Fig. 13.22. Puede verse que en este caso se suprime la banda lateral
inferior.
13 - 22 Fundamentos de la Modulación Digital
Re(f)
f
Im(f)
f
90°
I
Q
blu(t)
u(t)
TH
Fig. 13.23. Supresión de una Banda Lateral mediante un Transformador Hilbert
Información
Codificación de fuente
Codificación de canal
Modulación
Demodulación
Decodificación de canal
Decodificación de fuente
Información
compresión
Pre-corrección de
errores (FEC)
Enlace de
Transmisión
Errores de bits
Interferencias
Fig. 13.24. Transmisión de la información
13 - 23
13.8. Codificación de Canal / Pre-Corrección de Errores (FEC)
Además del método más conveniente de modulación, la protección de
error más apropiada, es decir, la codificación del canal, se selecciona entre las
características del canal de transmisión respectivo. La meta actual es acercar-
se al Límite Shannon tanto como sea posible. Esta sección discute los meca-
nismos de uso general para la protección de error y crea las bases para los
métodos de transmisión en la televisión digital.
Antes de que se transmita la información, se utiliza codificación de fuente
para cambiarla de forma tal que pueda ser transmitida en tan poco espacio
como sea posible. Esto simplemente significa que es comprimida tanto como
sea posible y tolerable. Después de esto, se agrega la protección de error antes
de que a los datos se les envíe de viaje. Esto corresponde a la codificación de
canal. Los datos protegidos de error luego modulan digitalmente una portado-
ra sinusoidal después de lo cual la información es enviada a su suerte, sujeta a
interferencias tales como ruido, distorsión linear y no lineal, interferencias
discretas y de banda ancha, intermodulación, propagación multi-trayectoria,
etc. Dependiendo del grado de calidad de la señal en el extremo de recepción,
esto causa errores de bit a una secuencia de datos después de su demodula-
ción. Usando la protección de error agregada en el transmisor (FEC - For-
ward Error Correction / pre-corrección de error), hasta cierto punto se pue-
den corregir errores en el decodificador del canal. La tasa de error de bits se
reduce de nuevo a una cantidad tolerable, o a cero. La información luego se
procesa de tal manera que pueda ser exhibida. Es decir, se descomprimen los
datos, si fuera necesario, que corresponde a decodificar la fuente.
Códigos concatenados
(19966: David Forney)
BCH
(1960)
Hamming
(1960)Código general de
bloque
Código de
bloque +
intercalado
Código de bloque +
intercalado +
código
convolucional
Códigos
Turbo
(1993:
códigos
convol.
concat.)
Reed-Solomon
(1963)
LDPC
(1963: Gallager)
Codificación de canal
Códigos convolucionales
(1955: Elias,
1967: Andrew Viterbi)
Códigos de Bloque
Datos Código
Código cíclico
de grupo
Emplea
teoría de
grupo/
campo de
álgebra
lineal
Salida 1
Salida 2
entrada
Fig. 13.25. Codificación del canal
13 - 24 Fundamentos de la Modulación Digital
Scrambling Coder 1Intercalador
de TiempoCoder 2
entrada salida
Ejemplo: DVB-S, DVB-T:
Scrambling: dispersor de energía,
Coder 1: Reed-Solomon,
Intercalador de tiempo: intercalador Forney
Coder 2: codificador convolucional
Fig. 13.26. Pre-corrección de Error Concatenada
Las “herramientas” que se pueden utilizar para proporcionar la protección
de error no son tantas como uno pueda asumir. Los fundamentos esenciales
fueron creados en gran parte entre 1950 y 1970. Esencialmente hay códigos
de bloque y códigos convolucionales. Los códigos del bloque se basan en
principios del álgebra lineal y protegen simplemente un bloque de datos con
un bloque de protección de error. De los datos que se transmitirán, se calcula
básicamente un tipo de suma de verificación la cual se puede utilizar para
descubrir si han entrado discretamente errores durante la transmisión o no, y
dónde se localizan los errores, si los hay. Algunos códigos de bloque también
permiten que ciertos errores sean reparados. Los códigos convolucionales
retrasan y aleatorizan la secuencia de datos en sí mismos e introducen así
cierta “inteligencia” en la secuencia de datos a ser transmitidos. La contrapar-
te al codificador convolucional es el decodificador Viterbi desarrollado por
Andrew Viterbi en 1967.
Datos Código
Algoritmo
(álgebra lineal)
k
l
m
m = k + l
Ejemplo: código Reed-Solomon de DVB:
k = 188 bytes, l = 16 bytes, m = 204 bytes
Fig. 13.27. Codificación de bloque
Sin embargo, antes de que los datos se provean a la sección de protección
de error son primero desordenados (scrambling) para traer movimiento en el
flujo de datos, a fin de romper cualquier cadena larga colindante de ceros o
unos en secuencias de datos más o menos aleatorias. Esto se consigue me-
13 - 25
diante operaciones de suma y XOR (OR Exclusivo) en una secuencia binaria
pseudo-aleatoria (PRBS). En el extremo de la recepción, la secuencia de da-
tos ahora desordenada se debe recuperar por un reordenado síncrono. El
scrambling es seguido por la primera FEC. El flujo de datos luego se distri-
buye en el tiempo por medio de una intercalación (interleaving) en el tiempo.
Esto es necesario para que, durante el des-intercalado en el extremo de recep-
ción, puedan descomponerse los errores de ráfaga en errores individuales.
Esto puede ser seguido por un segundo FEC.
Salida 1
Salida 2
entrada
Registro de
desplazamiento
Tasa de código =
tasa de datos de entrada /
tasa de datos de salida
Ejemplo: GSM, UMTS, código interno en DVB
Xor
Xor
Fig. 13.28. Codificación convolucional
También existe la protección de error concatenada (David Forney, 1966).
Es posible concatenar ambos, códigos de bloque con códigos del bloque y
códigos de bloque con códigos convolucionales, o también códigos convolu-
cionales con códigos convolucionales. Los códigos convolucionales concate-
nados se llaman Códigos Turbo. Hicieron recién su aparición en los años 90.
Depende de la elección del método de modulación y de la protección de
error cuan cerca se esté del Límite Shannon. Shannon determinó el límite
teórico de la tasa de datos en un canal distorsionado de cierta anchura de ban-
da. Cuya fórmula es:
𝐶 = 𝐵 • 𝑙𝑜𝑔2 1 +𝑆
𝑁 ;
Si la relación señal/ruido es mayor a 10dB, puede también utilizarse la
fórmula siguiente:
𝐶 𝐵𝑖𝑡/𝑠 ≈1
3• 𝐵 𝐻𝑧 • 𝑆𝑁𝑅 𝑑𝐵 ;
Dependiendo de las características del canal de transmisión, cierta canti-
dad de datos se puede transmitir dentro de un período más corto o más largo.
13 - 26 Fundamentos de la Modulación Digital
La anchura de banda disponible del canal determina la máxima tasa de símbo-
lo posible. La relación señal/ruido presente en el canal determina el método
de modulación que se seleccionará, conjuntamente con la protección de error
apropiada. Estas relaciones son ilustradas por el llamado Cubo de Informa-
ción del profesor Küpfmüller.
El FEC usado realmente en el proceso de la transmisión será discutido en
el capítulo correspondiente.
-10 0 10 20 30 40 50
0.0
2.0
4.0
6.0
8.0
10.0
12.0
14.0
16.0
18.0
20.0
SNR[dB]
C = B • log2 (1+S/N);
C[bit/s/Hz]
Capacidad del canalC[bit/s]=capacidad del canal
B[Hz]=Ancho de banda
S/N=Relación señal a ruido
S/N>>1:
C≈1/3 • B • SNR
SNR[dB] = 10 • log (S/N);
Claude Elwood Shannon, USA 1948
The Bell System Technical Journal
“A Mathematical Theory of Communication”
Fig. 13.29. Capacidad del canal
13 - 27
“Cubo de Información”
[Prof. Küpfmüller]
Datos
S/N
[d
B]
Ancho de Banda
del canal
[Hz]
Tiem
po d
e
Trans
misión
[s]
Volumen_de_datos[bit] ≈ 1/3 B[Hz].t[s].SNR[dB];
Fig. 13.30. Cubo de Información
Bibliografía - [MAEUSL1], [BRIGHAM], [KAMMEYER],
[LOCHMANN], [GIROD], [KUEPF], [REIMERS], [STEINBUCH]
13 - 28 Fundamentos de la Modulación Digital
14 Transmisión de Señales de TV Digital por Saté-lite, DVB-S
Hoy, las señales de televisión analógicas son ampliamente recibidas por
satélite ya que este tipo de instalación se ha vuelto sumamente simple y bara-
ta. En Europa un sistema simple de recepción satelital completo con plato,
LNB y receptor está disponible por menos de 100 Euros y sin gastos de per-
manencia. Por consiguiente, debe otorgarse similar importancia a la distribu-
ción de señales de TV digital por la misma vía de transmisión. En este capítu-
lo se describe el método de transmitir vía satélite señales fuente de TV codifi-
cadas en MPEG-2.
Cálculo de la fuerza centrífuga F1:
rmF sat .. 2
1 ;
satélitedelmasamsat __ ;
angularvelocidadT
_2 1 ;
circularconst _141592654.3 ;
ssdíaT 864006060241 ;
Fig. 14.1. Fuerza centrífuga de un satélite geoestacionario
Cada satélite geoestacionario de comunicaciones se ubica sobre el ecuador
en una órbita de aproximadamente 36,000Km sobre la superficie de la Tierra.
Esto significa que estos satélites se posicionan de tal manera que se mueven
alrededor de la Tierra a la misma velocidad angular con que la propia Tierra
está girando, es decir una vez por día. Hay esencialmente sólo una única po-
sición orbital, a una distancia constante de aproximadamente 36,000Km de la
superficie de la Tierra donde esto puede lograrse, el único punto en que la
fuerza centrífuga del satélite y la atracción gravitatoria de la Tierra se cance-
lan. Sin embargo, varios satélites pueden posicionarse a varios grados de lon-
gitud, es decir a posiciones angulares sobre la superficie de la Tierra. Por
ejemplo, Astra se posiciona a 19.2° hacia el Oeste. Es debido a esta posición
de los satélites sobre el ecuador que todas las antenas receptoras del satélite
apuntan al Sur en el hemisferio Norte, y hacia el Norte en el hemisferio Sur.
Tierra
Satélite
F1?
r
14 - 2 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
Cálculo de la fuerza centrípeta F2:
22
1
rmmF SATTIERRA ;
tierralademasamTIERRA ___ ;
2
3111067.6__
skg
mngravitaciódeconst
;
Fig. 14.2. Fuerza centrípeta actuando sobre un satélite geoestacionario
Condición de Balance: fuerza centrífuga F1 = fuerza centrípeta F2
21 FF ;
2
2 1
rmmrm SATTIERRASAT ;
3
1
2)
1(
TIERRAmr ;
kmr 42220 ;
kmkmkmrrd TIERRA 35850637042220 ;
Fig. 14.3. Condición de equilibrio
Los datos orbitales de un satélite geoestacionario pueden calcularse en ba-
se a las siguientes relaciones: El satélite se mueve a una velocidad de un día
por órbita alrededor de la Tierra. Esto produce la consiguiente fuerza centrí-
fuga. El satélite es atraído por la Tierra con una fuerza gravitatoria particular
de atracción debido a su altura orbital: Las dos fuerzas, la fuerza centrífuga y
la fuerza centrípeta, deben estar en equilibrio. Según esto, es posible determi-
nar la órbita de un satélite geoestacionario (Fig. 14.1. a 14.3.)
Comparado con la órbita de una lanzadera espacial, que es de unos 400
kilómetros sobre la superficie de la tierra, los satélites geoestacionarios están
mucho más distantes de la tierra, cerca de un décimo del trayecto a la luna.
Los satélites geoestacionarios, acarreados por la lanzadera espacial o por sis-
temas portadores similares, deben primero ser empujados hacia esta órbita
distante encendiendo cohetes auxiliares (motores de apogeo). De allí, nunca
Tierra
SatéliteF2
r
SatéliteF2
F1
14 - 3
jamás regresarán nuevamente a la atmósfera de la tierra. Por el contrario,
poco antes de que sus reservas del combustible para las correcciones de tra-
yectoria se agoten, deben ser sacados de la órbita hacia el denominado “ce-
menterio de satélites” que es una órbita aún más lejana. Solamente los satéli-
tes cercanos a la tierra en una órbita no-estacionaria se pueden “recuperar”
nuevamente. Como comparación – el periodo orbital de los satélites cercanos
a la tierra que, en principio, también incluyen a la Estación Espacial Interna-
cional ISS o la lanzadera espacial, es cerca de 90 minutos por órbita a
aproximadamente 27,000Km/h.
00
01
10
11
Fig. 14.4. Parámetros de modulación en DBV-S (QPSK, código Grey)
Pero ahora regresemos al DVB-S. En principio, los mismos sistemas sate-
litales pueden usarse para transmitir ambas señales de TV, analógicas y digi-
tales. Sin embargo, en Europa las señales digitales se localizan en una banda
de frecuencia diferente, mientras que las bandas de frecuencia de satélite an-
teriores todavía están ocupadas con la televisión analógica. En Europa pueden
recibirse vía satélite alrededor de cien programas tanto de señales analógicas
como digitales y la mayoría de éstas son completamente libres.
En las siguientes secciones, se describen las técnicas para transmitir tele-
visión digital vía satélite. Este capítulo también forma la base para entender la
televisión terrestre digital (DVB-T). Ambos sistemas hacen uso de los mis-
mos algoritmos y de las mismas protecciones del error pero en DVB-T se
utiliza un método de modulación mucho más elaborado.
El método de transmisión DVB-S está definido en la Norma ETSI, ETS
300421 "Sistemas de Radiodifusión Digital por Televisión, Servicios de So-
nido y Datos; Estructura de Cuadros, Codificación de Canales y Modulación
para Servicios Satelitales en 11/12 GHz" que fue adoptada en 1994.
14.1 Parámetros del Sistema DVB-S
El método de modulación seleccionado para el DVB-S fue el de Cuadratu-
14 - 4 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
ra de Fase (QPSK: Quadrature Phase Shift Keying). Durante algún tiempo
también se consideró el uso de modulación 8-PSK en lugar de QPSK para
aumentar la tasa de datos. En principio, la transmisión satelital requiere de un
método de modulación que sea relativamente inmune al ruido y, al mismo
tiempo ser capaz de manejar severas no-linealidades. Debido a la inmensa
distancia de 36,000Km entre el satélite y la antena receptora, la transmisión
satelital está sujeta a severas interferencias de ruido causadas por la atenua-
ción de espacio-libre de aproximadamente 205dB. El elemento activo en un
transpondedor satelital es un amplificador valvular de onda progresiva
(TWA: Traveling Wave tube Amplifier) que presenta no-linealidades severas
en su característica de amplificación. No es posible compensar estas no-
linealidades ya que implicarían una disminución en la eficiencia de la energía.
Durante la luz del día, las celdas solares proporcionan la energía a la electró-
nica del satélite y cargan las baterías. Durante la noche, la energía para la
electrónica proviene exclusivamente de las baterías auxiliares. Por consi-
guiente, si se tienen fuertes no-linealidades, no debería haber ninguna infor-
mación en la amplitud de la señal modulada.
En ambos tipos, QPSK y 8PSK, el contenido de la información está exclu-
sivamente en la fase. También, por esta razón, en la transmisión satelital de
TV analógica se usó la modulación de frecuencia en lugar de la modulación
de amplitud.
Un canal satelital de un satélite de radiodifusión directa normalmente tiene
una anchura de 26 a 36MHz (por ejemplo 33MHz en el Astra 1F, 36MHz en
el Eutelsat Hot Bird 2), la transmisión hacia satélite está en la banda de 14 a
19 GHz y la bajada en 11 a 13GHz. Por consiguiente es necesario seleccionar
una Tasa de Símbolo que produzca un espectro que sea más estrecho que el
ancho de banda del transpondedor. Por esta razón, la tasa de símbolos selec-
cionada es a menudo 27.5MS/s. Como la QPSK permite la transmisión de de
2 bits por símbolo, se obtiene una tasa bruta de datos de 55Mb/s.
tasa_bruta_de_datos = 2 bits/símbolo • 27.5 MS/s = 55 Mb/s;
Sin embargo, el Flujo de Transporte del MPEG-2 a ser enviado al satélite
como una señal modulada QPSK debe ser primero provisto con una protec-
ción de errores antes de que pueda aplicarse al modulador real. En DVB-S se
usan dos mecanismos de protección de error, a saber, un código de bloque
Reed-Solomon que es empatado con una codificación convolucional (Trellis).
En el caso de la protección de errores Reed-Solomon, ya conocida de los CD
de audio, los datos se congregan en paquetes de una cierta longitud y éstos
están provistos de un checksum especial de una longitud particular. Este
checksum (suma de verificación) no sólo permite descubrir los errores sino
que también se pueden corregir un cierto número de errores. El número de
14 - 5
errores que pueden corregirse es una función directa de la longitud del check-
sum. En Reed-Solomon, el número de errores reparables siempre corresponde
a exactamente la mitad de los bytes de la protección de errores (checksum).
Inversor de
Sincroniza-
ción
Disperción
de Energía
Codificador
Reed-
Solomon
Interpolador
Convolu-
cional
Conversor
Convolu-
cional Per
fora
doInterfaz de
Banda
Base
Sincronización
Idem a DVB-CCode rate
1/2…(3/4)...7/8
Salida de
Datos
Codificados
I
Q
TS in
Sinc. Inv. FEC2/
codificador
interior
Tasa de Datos de Entrada x 204/188x 2 x(1.5-Tasa de Código)
= Tasa de Datos de Salida:
[2.17…(1.63)...1.36]
FEC1/
codificador
exterior
Fig. 14.5. Pre-corrección de errores (FEC) en DVB-S y DVB-T. Primera parte de un
modulador DVB-S
Es siempre posible considerar a un paquete del Flujo de Transporte exac-
tamente como un bloque de datos y resguardar este bloque con la protección
de errores Reed-Solomon. Un paquete del Flujo de Transporte MPEG-2 tiene
una longitud de 188 bytes. En DVB-S, se añaden 16 bytes de protección de
error Reed-Solomon para formar un paquete de datos de 204 bytes de longi-
tud. Esto se llama codificación RS (204,188). Al lado del receptor, hasta 8
errores pueden corregirse en este paquete de 204-bytes de largo. La posición
de este/estos error/es no es relevante. Si hay más de 8 errores en un paquete,
esto todavía puede detectarse fiablemente pero ya no será posible corregir
estos errores. El paquete de Flujo de Transporte se marca entonces como
„errado‟ por medio del indicador de error de transporte en el encabezado del
Flujo de Transporte. Este paquete es desechado por el decodificador MPEG-
2. La protección de errores Reed-Solomon reduce la tasa de datos:
tasa_neta_de_datos Reed-Solomon = tasa_bruta_de_datos • 188/204
= 55Mb/s • 188/204 =
= 50.69Mb/s;
Sin embargo, la simple protección de errores no sería suficiente para la
transmisión por satélite por lo que una protección de error adicional en la
forma de codificación convolucional se inserta después de la protección de
errores Reed-Solomon. Esto incrementa aún más el flujo de datos. Esta ex-
pansión se hace controlable por medio de un parámetro, la Relación de Códi-
go (FEC). La Relación de Código describe la relación entre la tasa de datos
de entrada y la tasa de datos de salida de este segundo bloque de corrección
14 - 6 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
de errores:
salidadedatosdetasa
entradadedatosdetasaóncodificacidetasa
____
______ ;
En DVB-S, la Relación de Código puede seleccionarse dentro del rango de
1/2, 3/4, 2/3,... 7/8. Si la Relación de Código es 1/2, el Flujo de Datos se in-
crementa por un factor de 2. La protección de errores es ahora máxima y la
Tasa de Datos neta ha caído a un mínimo. Una Relación de Código de 7/8
proporciona no sólo una sobretasa mínima sino también una mínima protec-
ción de errores. Por consiguiente, la Tasa de Datos neta disponible es máxi-
ma. Normalmente un compromiso bueno es una Relación de Código de 3/4.
La Relación de Código puede luego usarse para controlar la protección de
errores y así, recíprocamente, también la Tasa de Datos neta.
La Tasa de Datos Netos en DVB-S con una Relación de Código de 3/4,
después de la codificación convolucional, está dada por:
tasa_neta_de_datos DVB-S 3/4 = tasa_de_codificación • tasa_neta _de_datosR-S
= 3/4 • 50.69Mb/s
= 38.01Mb/s ;
14.2 El Modulador DVB-S
La descripción siguiente trata en detalle todos los elementos de un modu-
lador DVB-S. Ya que esta parte del circuito también se encuentra en el modu-
lador DVB-T, se recomienda leer esta sección junto con la que sigue.
La primera etapa de un modulador DVB-S (Fig. 14.5.) es la Interfaz de
Banda Base. Aquí es donde la señal se sincroniza con el Flujo de Transporte
MPEG-2. Este Flujo de Transporte MPEG-2 consiste en paquetes con una
longitud constante de 188 bytes, consistiendo en 4 bytes de encabezado y 184
de bytes carga útil; el encabezado empieza con un Byte de Sincronización.
Este tiene un valor constante de 0x47 y continua a intervalos constantes de
188 bytes. En la interfaz de la banda base, la señal es sincronizada a la estruc-
tura de este byte de sincronización. La sincronización ocurre dentro de
aproximadamente 5 paquetes y todas las señales de reloj se derivan de ésta.
En el próximo bloque, la Unidad de Dispersión de Energía, cada octavo
byte de sincronización es primero invertido. Es decir, 0x47 se vuelve 0xB8
luego de inversión de bits. Los otros 7 bytes de sincronización entre éstos
permanecen inalterados. Usando esta inversión del byte de sincronización, se
insertan luego marcas de tiempo adicionales dentro de la señal de datos que
14 - 7
son ciertas marcas de tiempo largas, por encima de 8 paquetes, comparadas
con la estructura del Flujo de Transporte. Estas marcas de tiempo se necesitan
para restablecer los procesos en el bloque de dispersión de energía en ambos
lados, transmisión y recepción. Esto, a su vez significa que ambos, el modu-
lador o transmisor y el demodulador o receptor, reciben transparentemente
esta tanda de ocho paquetes de la inversión del byte de sincronización en el
Flujo de Transporte y los usan para controlar ciertos pasos del proceso. Puede
suceder que una tanda relativamente larga de ceros o unos ocurra en forma
completamente accidental en una señal de datos. Sin embargo, esto no se
desea ya que no contienen ninguna información de reloj o causan líneas es-
pectrales discretas sobre un período particular. Para eliminarlos, virtualmente
cada método de transmisión digital aplica la dispersión de energía antes de la
modulación real.
FIRPasa-
bajo
Pasa-
banda
x
x
+ x
90°
OL1
OL2
Ma
pe
ad
or
√cos2
Fig. 14.6. Segunda parte de un modulador DVB-S,
0 1 2 3 4 7 0 1 2
0x4
7
0x4
7
0x4
7
0x4
7
0x4
7
0x4
7
0x4
7
0x4
7
0x4
7
0xB
8
0xB
8
Byte de
Sincronización
Paquete del
Flujo de
Transporte
MPEG-2
Fig. 14.7. Inversión del byte de sincronización
Para lograr la dispersión de energía, se genera primero una secuencia de
bits pseudo-aleatoria (PRBS) (Fig. 14.8.) la cual, sin embargo, se reinicia una
y otra vez de una manera definida. En DVB-S, el arranque y el restableci-
miento toman lugar siempre que un byte de sincronización esté invertido.
14 - 8 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
El Flujo de Datos es entonces mezclado con la sucesión pseudo-aleatoria
por medio de un OR Exclusivo que rompe sucesiones largas de unos o ceros.
Si este Flujo de Datos de energía-dispersa es nuevamente mezclado con la
misma secuencia pseudo-aleatoria en el receptor, la dispersión es de nuevo
cancelada.
El receptor contiene un circuito idéntico, consistente en un registro de
desplazamiento de 15-etapas con realimentación que es cargado de una mane-
ra definida con una palabra inicial siempre que ocurra un byte de sincroniza-
ción invertido. Esto significa que los dos registros de desplazamiento en el
transmisor y en el receptor están operando completamente en sincronía y se
sincronizan por la sucesión de 8 paquetes del bloque de inversión del byte de
sincronización. Esta sincronización sólo es posible porque los bytes de la
sincronización y los bytes de la sincronización invertidos atraviesan completa
y transparentemente y no son mezclados con la secuencia de bits pseudo-
aleatoria.
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 00 0 0 0
=1
=1&
Habilitar / deshabilitar
aleatorización
Entrada de datos
MPEG-2
Salida aleatoria
de datos /
sincronización
transparente
Fig. 14.8. Etapa de dispersión de energía (randomizer)
La próxima etapa contiene el Codificador Exterior (Fig. 14.5. y 14.9.), la
protección de errores Reed-Solomon. A estas alturas, 16 bytes de protección
de errores se añaden a los paquetes de datos que todavía son de 188 bytes de
largo pero ahora de energía-dispersa. Los paquetes tienen una longitud de 204
bytes que hacen posible corregir hasta 8 errores en el receptor. Si hay más
errores, la protección de errores falla y el paquete se marca como errado en el
demodulador por el indicador de error de transporte en el encabezado del
Flujo de Transporte poniéndose en „uno‟.
Sin embargo, frecuentemente ocurren errores de ráfaga durante una trans-
misión. Si se producen más de 8 errores en un paquete protegido por codifi-
cación Reed-Solomon, la protección de errores de bloque fallará. Los datos
son, por consiguiente, intercalados, es decir distribuidos dentro de un cierto
período de tiempo en un paso operativo posterior.
14 - 9
Cualquiera de los errores de ráfaga presentes es luego roto por el des-
intercalador (Fig. 14.10.) en el receptor y son distribuidos dentro de varios
paquetes del Flujo de Transporte. Después será más fácil corregir estos erro-
res de ráfaga que ahora se han vuelto errores simples y no se requiere ningún
dato adicional.
DVD
Mod.RS
DVB
Demod.RS
4 bytes
encabezado
184 bytes
Carga útil
16 bytes
RS FEC
Enlace
Transmisión
Transporte
MPEG-2
Transporte
MPEG-2
188 bytes
204 bytes
Fig. 14.9. Codificación Reed-Solomon
En DVB-S, el intercalado se hace en un así llamado Intercalador Forney
(Fig. 14.11.) que está compuesto de dos interruptores giratorios y varios re-
gistros de desplazamiento. Esto asegura que los datos se revuelvan, y así dis-
tribuirlos, tan "des-sistemáticamente" como sea posible. El máximo intercala-
do está por encima de 11 paquetes del Flujo de Transporte. Los bytes de sin-
cronización y los bytes invertidos de sincronización siguen siempre una ruta
particular precisa. Esto significa que la velocidad de rotación de los interrup-
tores corresponde a un múltiplo exacto de una longitud de paquete y el inter-
calador y el des-intercalador están síncronos con el Flujo de Transporte
MPEG-2.
1 2 3 4 5 6
12 5 34 6
Des-intercalador en el
receptor
Error simpleError de ráfaga
Fig. 14.10. Des-intercalador
14 - 10 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
M
2M
3M
(I-2)M
(I-1)M
n
M
2M
3M
(I-2)M
(I-1)M
Ruta de sincronizacion
Intercalador Des-intercalador
8 bit8 bit8 bit
1 paso
por byte
I=12; M=204/I=204/12=17
I
Rutas
Max. Retardo = M(I-1)I =
2244Bytes = 11 paquetes del FT
Fig. 14.11. Intercalador y Des-intercalador Forney
La etapa siguiente del modulador es el Codificador Convolucional (codifi-
cador Trellis). Esta etapa representa la segunda y así llamada Protección de
Errores Interna. El codificador convolucional (Fig. 14.11.) tiene una estructu-
ra relativamente simple pero entenderlo no es realmente fácil.
T T T T T T
+ + +
+ +
+
++
XOR
rBit
rBit
rBit
Pe
rfo
rad
or
rsal > rBit
salida1
salida2
Codificador Convolucional
Registro de
desplazamiento
Tasa de codificación = 1/2, … 7/8
Fig. 14.12. Codificador convolucional en DVB-S y DVB-T
El codificador convolucional consiste en un registro de desplazamiento de
6-etapas y dos rutas de señal en que la señal de entrada es mezclada con el
contenido del registro de desplazamiento en ciertas derivaciones. El Flujo de
Datos de entrada es dividido en 3 flujos de datos. Los datos primero pasan a
través del registro de desplazamiento dónde ellos influyen en los flujos de
datos superior e inferior del codificador convolucional por una operación OR
Exclusivo que dura 6 ciclos del reloj. Esto dispersa la información de un bit
14 - 11
sobre 6 bits. En puntos específicos en ambas rutas de datos, superior e infe-
rior, hay compuertas XOR que mezclan los flujos de datos con los contenidos
del registro de desplazamiento. Esto proporciona dos flujos de datos a la sali-
da del codificador convolucional, cada uno de los cuales muestra la misma
tasa de datos que la señal de entrada. Adicionalmente, al Flujo de Datos se le
proporcionó sólo una memoria particular que se extiende por encima de los 6
ciclos del reloj. La Tasa de Datos total a la salida es ahora dos veces más alta
que la de los datos de la entrada que corresponde a una Relación de Código =
1/2. Un techo de 100% se le ha agregado a la señal de datos.
14.3 Codificación Convolucional
Cada codificador convolucional (Fig. 14.12.) consiste en etapas con mayor
o menor retardo y con la memoria que, en la práctica, se lleva a cabo usando
registros de desplazamiento. En DVB-S, y también en DVB-T, se decidió
usar un registro de desplazamiento de seis-etapas con 5 derivaciones cada uno
en las rutas superior e inferior. Los flujos de bits retardados tomados de estas
derivaciones son XOR con el flujo de bits no-retrazados, resultando así dos
salidas de flujos de datos, sujetos a una así llamada „convolución‟, cada una
con la misma tasa de datos que la tasa de datos de entrada. Una convolución
ocurre siempre que una señal se "manipula" a sí misma, retardada en el tiem-
po.
R1 R2
+ +
+
XOR
entrada
salida1
salida2
XOR XOR
Fig. 14.13. Ejemplo de un Codificador Convolucional de 2 etapas
Un filtro digital (FIR) también realiza una convolución. Tomaría demasia-
do tiempo analizar directamente el codificador convolucional usado en DVB-
S y en DVB-T dado que, debido a sus seis etapas, tiene una memoria de 26 =
64. Por ende, reduciéndolo a un codificador de muestra que tenga sólo dos
etapas sólo necesitamos observar los 22 = 4 estados. El registro de desplaza-
miento puede asumir los estados interiores 00, 01, 10 y 11 (Fig. 14.12.). Para
probar el comportamiento del arreglo del circuito es necesario aplicar luego
un cero y un uno en el registro de desplazamiento para cada uno de estos 4
estados y luego analizar el estado resultante y también calcular las señales de
14 - 12 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
salida debido a los OR Exclusivos. Por ejemplo, si se introduce un cero en el
registro de desplazamiento que tiene un valor actual de 00, el nuevo valor
resultante también será 00 ya que un cero es desplazado hacia afuera y al
mismo tiempo un nuevo cero es desplazado hacia adentro. En la ruta superior
de la señal, las dos operaciones del XOR producen un resultado global de 0 a
la salida. Lo mismo se aplica a la ruta inferior.
Si se aplica un uno en el registro de desplazamiento que contiene 00, el
nuevo estado será 10 y un uno se obtiene como señal de salida tanto en la ruta
superior de la señal como en la inferior. Los otros tres estados pueden funcio-
nar de la misma manera aplicando un uno y un cero en cada caso. Los resul-
tados se muestran en la Fig. 14.14. El resultado total del análisis puede ilus-
trarse más claramente en un diagrama de estados (Fig.14.15.) en dónde se
ingresan los cuatro estados interiores del registro de desplazamiento en los
círculos.
o[0]
n[0]
o[0]
n[0]
+ +
+
ent[0]
sal1
sal2
[0] [0]
[0] [0]
[0]
[0]
[0]
[0]
o[0]
n[1]
o[0]
n[0]
+ +
+
ent[1]
sal1
sal2
[1] [1]
[0] [0]
[0]
[1]
[1]
[1]
o[1]
n[0]
o[0]
n[1]
+ +
+
ent[0]
sal1
sal2
[0] [1]
[0] [0]
[0]
[0]
[1]
[0]
o[0]
n[0]
o[1]
n[0]
+ +
+
ent[0]
sal1
sal2
[0] [0]
[0] [1]
[1]
[0]
[1]
[1]
o[1]
n[0]
o[1]
n[1]
+ +
+
ent[0]
sal1
sal2
[0] [1]
[0] [1]
[1]
[0]
[0]
[1]
o[1]
n[1]
o[0]
n[1]
+ +
+
ent[1]
sal1
sal2
[1] [0]
[1] [0]
[0]
[1]
[0]
[1]
o[0]
n[1]
o[1]
n[0]
+ +
+
ent[1]
sal1
sal2
[1] [1]
[0] [1]
[1]
[1]
[0]
[0]
o[1]
n[1]
o[1]
n[1]
+ +
+
ent[1]
sal1
sal2
[1] [0]
[0] [1]
[1]
[1]
[1]
[0]
Fig. 14.14. Estados del Codificador Convolucional de muestra (o[] = estado anterior,
n[] = nuevo)
14 - 13
El bit menos significativo es ingresado a la derecha y el más significativo
a la izquierda lo que significa que el arreglo del registro de desplazamiento
tiene que ser imaginado invertido. Las flechas entre estos círculos marcan las
posibles transiciones de estado. Los números al lado de los círculos describen
el bit de estímulo pertinente y los bits de salida del arreglo, respectivamente.
Puede verse claramente que no todas las transiciones entre los estados indivi-
duales son posibles. Así, es imposible, por ejemplo, pasar directamente de 00
a 11 sin primero pasar, por ejemplo a través del estado 01.
01
11
10
00
1/10
0/10
1/00
0/00
1/01 0/01
1/11 0/11
x/yy
x = datos ent.
y = datos sal.
(sal1 , sal2)
zz, Estado interno
del registro,
derecha=LSB
izquierda=MSB
Fig. 14.15. Diagrama de estado del codificador convolucional de muestra
Trazando las transiciones de estado permitidas contra el tiempo resulta el
denominado diagrama de Trellis (espaldera). Dentro del diagrama de Trellis,
es sólo posible seguir ciertos caminos o ramas; ya que no son posibles todos
los caminos a través de Trellis. En muchas regiones rurales, ciertas plantas
(árboles frutales, viñedos) se siembran para crecer a lo largo de enrejados en
una pared. Les obligan así a que crezcan de una manera ordenada de acuerdo
con un patrón particular siendo fijados a ciertos puntos en la pared. Sin em-
bargo, a veces sucede que algunos de esos puntos se rompen debido al mal
tiempo, y el enrejado queda en desorden. El patrón existente hace posible, sin
embargo, indagar dónde la rama podría haber estado y acomodarla nueva-
mente. Lo mismo pasa con nuestros flujos de datos después de la transmisión,
dónde los flujos del datos codificados convolucionalmente pueden haber sido
forzados fuera del „enrejado‟ debido a errores de bit causados, por ejemplo,
por el ruido. Pero dado el historial del flujo de datos, ya que su curso es cono-
cido a través del diagrama de Trellis, pueden corregirse los errores de bit
reconstruyendo los caminos en base a la mayor probabilidad. Éste es preci-
14 - 14 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
samente el principio de funcionamiento del llamado Decodificador Viterbi,
nombrado después de su inventor. El decodificador Viterbi es virtualmente la
contraparte del decodificador convolucional y no existe, por consiguiente,
ningún decodificador convolucional. Además, un decodificador Viterbi es
mucho más elaborado que un codificador convolucional.
t1t0 t2 t3
00
01
10
11
tiempo
Estado del
registro
0/00 0/00 0/00
1/11 1/110/11
1/01
0/101/00
Fig. 14.16. Diagrama de Trellis
Después de la codificación convolucional, el Flujo de Datos está ahora in-
flado por un factor de 2. Por ejemplo, 10 Mb/s ahora se han vuelto 20 Mb/s
pero las dos salidas de flujos de datos ahora acarrean 100% de techo como
protección de errores. Por otro lado, esto baja correspondientemente la tasa de
datos netos disponible. Este techo, como también la protección de errores,
puede controlarse en la Unidad de Picado (Fig. 14.17.), dado que la Tasa de
Datos puede rebajarse omitiendo bits selectivamente. La omisión, es decir el
picado, se hace de acuerdo con un arreglo llamado el „patrón de picado‟, que
son acreditados tanto en el transmisor como en el receptor.
Esto hace posible variar la Relación de Código entre 1/2 y 7/8. 1/2 signifi-
ca ningún picado, o sea una protección de errores máxima y 7/8 constituye
una protección de errores mínima y, correspondientemente, una tasa de datos
neta máxima. En el receptor, los bits „picados‟ son llenados con bits „No Im-
porta‟ y son tratados como errores en el decodificador Viterbi y posterior-
mente reconstruidos. Hasta aquí las etapas de procesamiento en DVB-S y en
DVB-T son 100% idénticas. En el caso de DVB-T, los dos flujos de datos se
combinan para formar un flujo de datos común, accediendo alternadamente a
los flujos de datos picados superior e inferior. En DVB-S los flujos de datos
superior e inferior van directamente al Mapeador dónde los dos flujos de da-
tos son convertidos en la constelación correspondiente de la modulación
QPSK.
184 13 Transmitting Digital Television Signals by Satellite - DVB-S
14 - 15
X1
Y1
X1 X2 X3 X4
Y1 Y2 Y3 Y4
X1 X2 X3
Y1 Y2 Y3
X1 X2 X3 X4 X5
Y1 Y2 Y3 Y4 Y5
X1 X2 X3 X4 X5
Y1 Y2 Y3 Y4 Y5
X6 X7
Y6 Y7
X1
Y1
X1 Y2 Y3
Y1 X3 Y4
X1 Y2
Y1 X3
X1 Y2 Y4
Y1 X3 Y5
X1 Y2 Y4 Y6
Y1 Y3 X5 X7
1/2
2/3
3/4
5/6
7/8
Fig. 14.17. Picado en DVB-S
2BN = BS
Δf Δf
Δf Δf
2cos 2cos
2cos 2cos
r=Δf/BN
f
Fig. 14.18. Filtrado digital Roll-off
El „mapeado‟ es seguido por un filtrado digital para que el espectro „caiga‟
suavemente hacia los canales adyacentes. Esto limita el ancho de banda de la
señal y al mismo tiempo optimiza el patrón de ojo de la señal de datos. En
DVB-S, el filtrado digital se lleva a cabo con un ‘factor de caída‟ r = 0.35. La
señal cae con un perfil tipo raíz del coseno cuadrado dentro de la banda de
frecuencias. La forma de coseno cuadrado del espectro requerida sólo se pro-
duce combinando el filtro de salida del transmisor con el filtro del receptor
porque ambos filtros exhiben el perfil de raíz del coseno cuadrado. El factor
de caída describe la pendiente del filtro digital y está definido como r =∆f/fN.
Después del filtrado digital, la señal es modulada en QPSK en el modulador
14 - 16 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
IQ, convertida a RF a la frecuencia de subida al satélite y que, después de la
amplificación de potencia, alimenta a la antena de la estación satelital. Es
luego subida al satélite en la banda de los 14 a 17GHz.
14.4 Procesamiento de la Señal en el Satélite
Los satélites geoestacionarios de radiodifusión directa que se ubican per-
manentemente sobre el ecuador en una órbita situada a aproximadamente
36,000Km sobre la superficie de la Tierra reciben la señal DVB-S subiendo
de la estación terrena de transmisión hacia el satélite y la limitan primero con
un filtro pasabanda. Dada la distancia de la transmisión hacia el satélite de
más de 36,000Km se produce una pérdida de espacio-libre por encima de los
200dB y, como resultado, la señal útil se atenúa correspondientemente, la
antena de transmisión hacia el satélite y la antena receptora en el satélite de-
ben poseer las ganancias adecuadas. En el satélite, la señal DVB-S se con-
vierte a la frecuencia de bajada en la banda de 11 a 13 GHz y luego amplifi-
cada por medio de un TWA (Travelling Wave tube Amplifier - Amplificador
valvular de desplazamiento de onda). Estos amplificadores son altamente no-
lineales y, en la práctica, tampoco pueden corregirse debido a la disponibili-
dad de energía en el satélite. Durante el día, las celdas solares proporcionan la
energía al satélite y también se cargan las baterías. Durante la noche, el satéli-
te se alimenta sólo de sus baterías.
Antes de que la señal se retransmita a la Tierra, es nuevamente filtrada pa-
ra suprimir las componentes fuera de banda. La antena transmisora del satéli-
te tiene un cierto patrón para obtener la óptima cobertura en el área de recep-
ción a ser cubierta en la Tierra. Esto produce una „huella‟ dentro de la cual los
programas pueden ser recibidos. Debido a la alta pérdida de espacio libre de
aproximadamente 200dB, debida a la distancia de la bajada de más de
36,000Km, la antena de transmisión del satélite debe poseer la alta ganancia
correspondiente. La potencia de transmisión está en el orden de los 100w. La
unidad de procesamiento de señal del satélite se llama Transpondedor. La
subida y bajada al satélite están polarizadas, es decir hay canales polarizados
horizontal y verticalmente. La polarización se usa para poder aumentar el
número de canales.
14.5 El Receptor DVB-S
Después de que la señal DVB-S viniendo del satélite haya viajado otra vez
a lo largo de 36,000Km y, por consiguiente, se haya atenuado correspondien-
temente en 200dB y su potencia haya sido reducida aún más por las condicio-
nes atmosféricas como la lluvia o la nevada, llega a la antena receptora del
satélite y se enfoca al punto focal del plato. Éste es el punto preciso donde
14 - 17
está montado el bloque de bajo ruido (LNB). El LNB contiene una guía de
onda con sondas para cada una de las polarizaciones horizontal y vertical.
Dependiendo de qué plano de polarización haya sido seleccionado, la señal de
la sonda horizontal o la de la vertical es la que logrará pasar. El plano de po-
larización es seleccionado por el voltaje de alimentación al LNB (14/18V). La
señal recibida se amplifica después en un amplificador de bajo ruido de arse-
niuro de galio y es luego convertida a la primera frecuencia intermedia (FI)
satelital en la banda de 950 a 2,100MHz.
Receptor DVB-S
LNB
Plato
1ra FI Sat (950...2100 MHz)
CC 14/18V
22 kHz
Fig. 14.19. Receptor satelital y LNB
Los LNB “universales” modernos (apropiados para recibir TV digital)
contienen dos osciladores locales con salidas de 9.75GHz y 10.6GHz, la señal
recibida es convertida mezclándola con los 9.75GHz o los 10.6GHz depen-
diendo de si el canal recibido está en la banda baja o la alta del satélite. Los
canales DVB-S normalmente están en la banda superior y se emplea el osci-
lador de 10.6GHz.
La frase “apropiado para recibir TV digital” sólo se refiere a la presencia
de un oscilador de 10.6 GHz y resulta engañosa. El LNB cambia entre 9.75 y
10.6 GHz por medio de un voltaje de conmutación de 22KHz superpuesto en
la alimentación de energía al LNB. La alimentación al LNB se provee vía el
cable coaxial que distribuye la salida de frecuencia intermedia satelital en la
banda de los 950 a 2,050MHz. Por consiguiente, durante el trabajo de instala-
ción, debe tenerse cuidado de apagar el receptor satelital ya que de otra mane-
ra un posible corto circuito podría dañar el suministro de voltaje hacia el
LNB.
En el receptor DVB-S, conocido como set-top-box , “caja” o decodifica-
dor DVB-S, la señal sufre una segunda conversión a una segunda FI satelital.
Esta conversión se realiza con la ayuda de un mezclador IQ que se alimenta
de un oscilador controlado por el circuito de recuperación de la portadora.
Después de la conversión IQ, se obtienen nuevamente las señales I y Q aná-
logas. Las señales I y Q luego pasan por un convertidor A/D y son aplicadas
14 - 18 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
al filtro apareado en el que el mismo proceso de filtrado de raíz del coseno
cuadrado tiene lugar con un factor de caída de 0.35 como en el lado de la
transmisión. Junto con el filtro del transmisor, esto produce el filtrado de la
señal DVB-S con una caída de coseno cuadrado real. El proceso de filtrado
debe aparearse con respecto al factor de caída tanto al lado del transmisor
como del receptor.
BP
9.75
GHz
10.6
GHz
LPX
H
V
10.7 … 12.75 GHz950 … 2100 MHz
V
H
1ra FI Sat.
Figura de Ruido del
LNB = 0.6 … 1dB,
Ganancia aprox. 50dB
Fig. 14.20. Unidad exterior – LNB
Des-
intercalador
Decodificador
Reed Solomon
Removedor de
energía
dispersa
Interfaz de
Banda base
Decodificador
ViterbyDes-mapeador
Recuperador
de portadora y
reloj
1ra
FI
Sat FI1
FI2
AD
AD
2cos
Filtro
apareado
MPEG-2
Fig. 14.21. Receptor DVB-S (sin el decodificador MPEG-2)
Después del filtro apareado, el circuito de recuperación de reloj y portado-
ra y los des-mapeadores se extraen las señales de entrada. El des-mapeador
genera de nuevo un flujo de datos donde los primeros errores son removidos
en el decodificador Viterbi. El decodificador Viterbi es la contraparte del
14 - 19
codificador convolucional. El decodificador Viterbi debe tener conocimiento
de la Relación de Código en uso. El decodificador debe informarse de esta
Relación de Código (1/2... 3/4...7/8) mediante la intervención del operador.
El decodificador Viterbi es seguido por el des-intercalador convolutional
dónde cualquier error de ráfaga es roto en errores individuales. Los errores de
bit todavía presentes se corrigen luego en el decodificador Reed-Solomon. A
los paquetes del flujo de transporte, que tenían una longitud original de 188
bytes, se les habían adicionado 16 bytes como protección de errores en el
transmisor. Éstos pueden usarse en el lado receptor por corregir hasta 8 erro-
res por paquete que ahora tienen una longitud de 204 bytes. Los errores de
ráfaga, es decir los errores múltiples en un paquete, deben de haber sido rotos
por el proceso de des-intercalado precedente. Sin embargo, si un paquete del
flujo de transporte, protegido contra errores con una longitud de 204 bytes,
contiene más de 8 errores la protección de errores fallará. El indicador de
error de transporte en el encabezado del flujo de transporte es puesto en „1‟
para marcar este paquete como errado. La longitud del paquete es ahora de
188 bytes. Los paquetes del Flujo de Transporte marcados como errados no
deben ser usados por el decodificador MPEG-2 y deberá aplicarse decodifica-
ción y ocultación del error.
Después de la decodificación Reed-Solomon la dispersión de energía es
removida y la inversión de bytes de la sincronización es cancelada. Durante
este proceso la unidad de dispersión de energía se sincroniza con esta suce-
sión de 8 paquetes de bytes de inversión de la sincronización. A la salida de la
siguiente interfaz de banda base está nuevamente disponible el Flujo de
Transporte MPEG-2 y se aplica luego al decodificador MPEG-2.
Hoy, todo el decodificador DVB-S se localiza en un chip después de los
convertidores A/D que, a su vez, normalmente se integran en el sintonizador
satelital. Es decir, el sintonizador, que es controlado vía el bus I2C, tiene un
conector tipo F a la entrada para la señal del LNB y una salida paralela para el
flujo de transporte.
14.6 Influencias que Afectan la Cadena de Transmisión Sa-telital
Esta sección trata de las influencias a ser esperadas en la cadena de trans-
misión satelital y se verá que estas influencias están principalmente restringi-
das al ruido. Sin embargo, permítanos primero empezar con el modulador.
Puede asumirse como ideal hasta el modulador IQ. El modulador IQ puede
presentar diferentes ganancias en las ramas I y Q, tener algún error de fase en
el rotador de 90° o una falta de supresión de la portadora. Puede también ser
afectado por el ruido y corrimientos de fase en esta sección del circuito. Sin
embargo, estos problemas pueden ignorarse debido a la naturaleza robusta de
14 - 20 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
la modulación QPSK; normalmente nunca se alcanzará un orden de magni-
tud tal que afecte notoriamente a la calidad de la señal. En el satélite, la
válvula de onda progresiva (TWT) genera no-linealidades severas, pero
prácticamente éstas no afectan. En la región de subida y bajada del satélite,
sin embargo, dónde la señal DVB-S se atenúa severamente por más de 200dB
debido a la distancia de 36,000Km que la señal viaja en cada sentido, se expe-
rimentan fuertes efectos causados por el ruido. Estos efectos del ruido son el
Ruido Aditivo Blanco Gaussiano (AWGN) sobrepuesto en la señal, la cual
será la única influencia a ser discutida.
Mod.
DVB-S
Rec.
DVB-S
Ruido blanco
gausiano aditivo
(AWGN)
No-linealidad
Ruido
Errores IQ
Fig. 14.22. Influencias que afectan la transmisión por satélite
Seguidamente se analizará la bajada satelital mediante un ejemplo con
respecto a la atenuación de la señal y los efectos resultantes del ruido.
La mínima relación portadora/ruido (C/N) y la tasa de error de bit del ca-
nal necesarias son conocidas y se predeterminan de la pre-corrección de error
(Reed-Solomon y la codificación convolucional, FEC) (Fig. 14.23.).
Para obtener una idea de la relación portadora/ruido (C/N) esperada,
permítanos considerar los niveles en la bajada del satélite.
Un satélite geoestacionario está “estacionado” en una órbita a 35,800Km
sobre el ecuador. Ésta es la única órbita en que puede viajar síncronamente
alrededor de la Tierra. A 45° de latitud, la distancia a la superficie de la Tierra
está dada por:
d = Radio de Tierra • sen(45°) + 35,800Km = 6,378Km • sen(45°) +
35,800Km = 37,938Km;
14 - 21
Potencia transmitida (por ejemplo Astra 1F):
Potencia del transpondedor supuesta:82w = 19dBW Ganancia de la antena de transmisión 33dB
PIRE del satélite (potencia radiada isotrópica equivalente)
52dBW
Atenuación de espacio libre: Distancia Tierra - Satélite = 37,938Km 91.6dB Frecuencia de transmisión = 12.1GHz 1.7dB Constante de pérdida 92.4dB
Atenuación de espacio libre 205.7dB
Potencia recibida: PIRE del satélite 52.0dBW Atenuación de espacio libre 205.7dB Atenuación en cielo claro 0.3dB Error direccional de recepción 0.5dB Error de polarización 0.2dB
Potencia recibida en la antena -154.7dBW
Ganancia de la antena 37dB
Potencia recibida -117.7dBW
Potencia de ruido en el receptor: Constante de Boltzmann -228.6dBW/K/Hz Ancho de banda = 33MHz 74.4dB Temperatura 20°C = 273K+20K = 293K 24.7dB Figura de ruido del LNB 1.0dB
Potencia de ruido -128.5dBW
Relación Portadora/Ruido C/N: Potencia recibida C -117.7dBW Potencia de ruido N -128.5dB
C/N 10.8 dB
Así, una C/N de alrededor de 10dB puede esperarse en el ejemplo. Valores
de la relación C/N entre 9 y12dB pueden esperarse en la práctica.
Las ecuaciones siguientes forman la base para el cálculo de C/N:
Atenuación del espacio libre:
L[dB] = 92.4 + 20•log(f/GHz) + 20•log(d/Km);
f = frecuencia de transmisión en GHz;
d = distancia Transmisor-receptor en Km;
14 - 22 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
Ganancia de la antena parabólica:
G[dB] = 20 + 20•log(D/m) + 20•log(f/GHz);
D = diámetro de la antena en m;
f = frecuencia de transmisión en GHz;
Potencia de ruido a la entrada del receptor:
N[dBW] = -228.6 + 10•log(b/Hz) + 10•log((T/°C +273)) + F;
b = anchura de banda en Hz;
T = temperatura en °C;
F = figura de ruido del receptor en dB.
La Fig. 14.23. muestra las relaciones C/N mínimas como una función de
la Relación de Código usada. Además, se trazan las tasas de error de bits pre-
Viterbi, post-Viterbi (= pre Reed-Solomon) y post Reed-Solomon. Una Rela-
ción de Código frecuentemente usada es 3/4. Con una relación C/N mínima
de 6.8dB, resulta una tasa de error pre-Viterbi de 3E-2. La tasa de error de
bits post-Viterbi es 2E-4 qué corresponde al límite en que el decodificador
Reed-Solomon subsiguiente todavía entrega una tasa de errores de bits de 1E-
11 o mejor. Esto corresponde aproximadamente a un error por hora y está
definido como cuasi libre de error (QEF). Al mismo tiempo, estas condicio-
nes también casi corresponden al “umbral” (o efecto “pared”). Un poco más
de ruido y la transmisión se deteriora abruptamente.
Sintonizador
DVB-S
Decodificador
Viterbi
Decodificador
RS
Decodificador
MPEG-2
Del
satélite
Flujo de Transporte
MPEG-2
BER<1E-11
(QEF) = 1 error/horaBER<2E-4BER<3E-2
@ CR=3/4CR C/N
1/2 >4.1dB
2/3 >5.8dB
3/4 >6.8dB
5/6 >7.8dB
7/8 >8.4dB
Fig. 14.23. Tasa de Error de Bits (BER) y relación C/N mínima necesarios en el re-
ceptor
En el cálculo de la C/N esperada en el enlace de transmisión por satélite
del ejemplo hay, por consiguiente, aún un margen de aproximadamente 3dB
disponibles para una Relación de Código de 3/4. La precisa relación entre la
14 - 23
tasa de error de bits del canal, es decir la tasa de errores de bits pre-Viterbi, y
la relación señal a ruido (S/N) se muestra en la Fig. 14.24.
0 5 10 15 20
1E-131E-121E-111E-101E-091E-081E-071E-061E-051E-041E-031E-021E-011E+00
C/N [dB]
BE
R
Fig. 14.24. Tasa de Error de Bits (BER) como una función de C/N en DVB-S
14.7 DBV-S2
DVB-S fue adoptado en 1994, usando QPSK como método de modulación
y un sistema de protección concatenado de error Reed-Solomon FEC y de
codificación convolucional. En 1997 fue formulado el estándar DVB DSNG
[ETS301210], el que fue creado para propósitos informativos (DSNG = Digi-
tal Satellite News Gathering). Las señales en vivo se transmiten por el satéli-
te, desde furgonetas de difusión de exteriores, durante grandes acontecimien-
tos públicos, a los estudios. DVB DSNG utiliza ya sea 8PSK ó 16QAM. En
2003 fueron definidos nuevos métodos, para difusión directa y para usos pro-
fesionales, como “DVB-S2” (Fig. 14.25.) en el documento ETSI
[ETS302307].
14 - 24 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
Adaptación
de modo
Adaptación
de flujo
Codificador
FECMapeador
Encuadre
de capa
física
Filtro digital
Roll-off
0.2, 0.25, 0.35
Modulador
IQ
Interfaz
de
entrada
Relación de
código
FEC
DVB-S
opcional
TS
MPEG-2
QPSK
8PSK
16APSK
32APSK
Mod.
jerárquica
Señalización
de la capa
física,
inserción de
piloto, cifrado
Conversión,
amplificación,
antena
Entrada de
Flujos
múltiples o
simples
(TS MPEG-2
o genérico)
Codificación CRC-8,
señalización de
banda base
BCH,
LDPC,
Intercalado de bits
Padding,
Cifrado de banda
base
Fig. 14.25. Diagrama de bloques de un modulador DVB-S2
QPSK, 8PSK (uniforme y no uniforme) y 16APSK (desplazamiento de fa-
se de 16 amplitudes) fueron proveídos como métodos de modulación, este
último fue utilizado solamente en el campo profesional (DSNG). La protec-
ción de error usada es totalmente nueva, denominada LDPC (chequeo de
paridad de baja densidad). El estándar es absolutamente abierto para radiodi-
fusión, servicios interactivos y DSNG. Pueden también ser transmitidos flujos
de datos no conformes con los flujos MPEG-2 y es posible transmitir uno o
varios flujos de transporte. Esto también se aplica a los flujos de datos genéri-
cos que también se pueden dividir en paquetes.
La Fig. 14.25. muestra el diagrama de bloque de un modulador DVB-S2.
En la interfaz de entrada, el flujo o los flujos de datos aparecen bajo la forma
de un flujo de transporte MPEG-2 o de flujos de datos genéricos. Después de
los bloques de modo y de adaptación del flujo, los datos alimentan al bloque
de la codificación FEC.
Q
I
0010
0111
Relación de
código:
1/4, 1/3, 2/5,
1/2, 3/5, 2/3,
3/4, 4/5, 5/6,
8/9, 9/10
Fig. 14.26. QPSK código Gray, mapeo absoluto (como en DVB-S)
14 - 25
Q
I
000110
101011
Relación de
código:
3/5, 2/3,
3/4, 5/6,
8/9, 9/10
100
111
010
001
Fig. 14.27. 8PSK Código Gray
Son mapeados en el mapeador que sigue, QPSK (Fig. 14.26.), 8PSK (Fig.
14.27.), 16APSK (Fig. 14.28.) ó 32APSK (Fig. 14.29.). Éste es siempre el
mapeado absoluto, es decir, no-diferencial. La modulación jerárquica es un
caso especial. Es virtualmente retro-compatible con el estándar DVB-S, per-
mitiendo transmitir un flujo DVB-S y un flujo adicional DVB-S2. En el modo
jerárquico de modulación (Fig. 14.30.), la constelación se puede interpretar de
dos diversas maneras.
El cuadrante se puede interpretar como un punto de la constelación, ga-
nando 2 bits para la trayectoria prioritaria conforme a DVB-S. Es también
posible, sin embargo, buscar los dos puntos discretos en el cuadrante, decodi-
ficando otro bit para la trayectoria de baja prioridad en el proceso. En este
caso, se transmiten 3 bits por símbolo. En DVB-T también existe la modula-
ción jerárquica. Después del mapeo la señal pasa por el encuadre en la capa
física y las etapas de filtrado digital roll-off y después convertidos en la señal
de modulación apropiada para el modulador IQ. El factor de roll-off es 0.20,
0.25 o 0.35.
Q
I
00000010
00010011
Relación de
código:
2/3, 3/4, 4/5
5/6, 8/9, 9/10
1000
1011
0110
0101
0100
1001
0111
1010
11001110
1111 1101
Fig. 14.28. 16APSK
14 - 26 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
Q
I
0000000100
0001000110
Relación de
código:
3/4, 4/5, 5/6,
8/9, 9/10
00001
00111
10100
10010
10000
00011
10110
00101
1000110101
10111 10011
01001
11001
01000
11000
11010
01010
11011
01011
01111
11111
01110
11110
11100
01100
11101
01101
Fig. 14.29. 32APSK
La protección de error (Fig. 14.31.) consiste en un codificador BCH (Bo-
se-Chaudhuri-Hocquenghem) y un codificador LDPC (chequeo de paridad de
baja densidad) seguidos por el intercalador (interleaver) de bits. Las tasas de
código posibles van de 1/4 a 9/10 y se muestran en las figuras de los respecti-
vos diagramas de constelación (QPSK … 32APSK). Comparado con DVB-S,
la relación mínima de C/N necesaria en DVB-S2 es mucho más dependiente
del método de modulación y se puede variar también por la tasa de código.
Q
I
11
00
00
11
Cuadrante
00Cuadrante
10
Cuadrante
01Cuadrante
11
Bit alta
prioridad
Bit baja
prioridad
Fig. 14.30. Modulación jerárquica QPSK
Algunas someras comparaciones del estándar DVB-S2 se dan a continua-
14 - 27
ción:
Tabla 14.1. Mínima relación C/N necesarias en DVB-S y DVB-S2
Método de Modulación min. C/N requerida [dB]
DVB-S QPSK aprox. 3…7.5
DVB-S2 QPSK aprox. 2.4…6.5
DVB-S2 8PSK aprox. 5.5…11
DVB-S2 16APSK aprox. 9…13.1
DVB-S2 32APSK aprox. 12.7…15.6
Opuesto a DVB-S, DVB-S2 tiene una estructura de cuadro. Hay un cuadro
FEC y un cuadro de capa física. Un cuadro FEC contiene en primer lugar los
datos que se transmitirán, ya sean datos que tienen una estructura de flujo de
transporte MPEG-2 o datos que sean absolutamente independientes de éste,
denominados datos genéricos. Este campo de datos es seguido por un encabe-
zado de banda base de 80 bits de largo. El bloque de datos con el encabezado
de banda base rellena luego a uno de longitud dependiente de la tasa de códi-
go seleccionada en la protección de error y luego se le provee con el código
BCH más el código LDPC. Dependiendo del modo, un cuadro FEC tiene una
longitud de 64,800 ó 16,200 bits. El cuadro FEC se divide luego en un cuadro
de capa física compuesto de n ranuras. El cuadro de capa física comienza con
el encabezado de la capa física de una ranura de largo en la cual la portadora
es modulada en BPSK con un desfasaje de π/2. Esto es seguido por las ranu-
ras 1… ranura 16. La ranura 17 puede ser un bloque de pilotos, si se transmi-
ten los pilotos (opcional). Esto es seguido por otras 16 ranuras de tiempo con
datos y luego, después de la ranura 32, posiblemente de otro bloque de pilo-
tos, etc.
Cifrado de
banda
base
Codificador
BCH
Codificador
LDPC
Intercalador
de bits
= parte del
bloque de
adaptación
de flujo
Bloque codificador de FEC
BCH=Bose-Chaudhuri-Hocquenghem
LDPC=código de verificación de paridad de baja
densidad
Relación de código:
1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 2/3
3/4, 4/5, 5/6, 8/9, 9/10
Fig. 14.31. Bloque FEC en DVB-S2
14 - 28 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
Encabezado de
banda baseCampo de datos
Padding
BCH
LDPC
DFL
kBCH
kLPDC = relación de código*cuadro FEC
Cuadro del FEC – 64,800 ó 16,200 bits
FEC interior: codificación LDPC
FEC exterior: codificación BCH
80 bits Datos de un TS MPEG-2 o genéricos
Relación
de código
16*tBCH bits
tBCH=8, 10,12
Fig. 14.32. Cuadro FEC en DVB-S2
Tabla 14.2. Parámetros de codificación en DVB-S2
LDPC kBCH kLDPC tBCH Cuadro FEC
Relación de
código
1/4 16008 16200 12 64800
1/3 21408 21600 12 64800
2/5 25728 25920 12 64800
1/2 32208 32400 12 64800
3/5 38688 38880 12 64800
2/3 43040 43200 10 64800
3/4 48408 48600 12 64800
4/5 51648 51840 12 64800
5/6 53840 54000 10 64800
8/9 57472 57600 8 64800
9/10 58192 58320 8 64800
1/4 3072 3240 12 16200
1/3 5232 5400 12 16200
2/5 6312 6480 12 16200
1/2 7032 7200 12 16200
3/5 9552 9720 12 16200
2/3 10632 10800 12 16200
3/4 11712 11880 12 16200
4/5 12432 12600 12 16200
5/6 13152 13320 12 16200
8/9 14232 14400 12 16200
9/10 N/A N/A N/A 16200
14 - 29
Una ranura tiene una longitud de 90 símbolos. Un bloque de pilotos tiene
una longitud de 36 símbolos. La Tabla 14.1. muestra los parámetros de la
codificación de cuadro FEC. Las tasas de datos en DVB-S2 pueden ser calcu-
ladas usando la fórmula mostrada en la Fig. 14.33. En la práctica (una tasa de
símbolo de 27.5 MS/s), son cerca de 49 Mb/s. Muestras de las tasas de datos
se enumeran en la tabla 14.3.
Tabla 14.3. Muestras de la tasa de datos en DVB-S y DVB-S2 con una tasa de
símbolo de 27.5MS/s
Estándar Modulación CR (Relación
de Código)
Pilotos Tasa de datos
neta [Mb/s]
DVB-S QPSK ¾ -- 38.01
DVB-S2 QPSK 9/10 On 48.016345
DVB-S2 QPSK 9/10 Off 49.186827
DVB-S2 QPSK 8/9 On 47.421429
DVB-S2 QPSK 8/9 Off 48.577408
DVB-S2 8PSK 9/10 On 72.005046
DVB-S2 8PSK 9/10 Off 73.678193
Cuadro FEC
Ranura 1 Ranura 2 Ranura n
Ranura 1 Ranura 2 Ranura 16Bloque
pilotosRanura n
Encabezado
PL
...
...
n ranuras 90
Símbolos
por ranura
1 ranura
Encabezado PL
BPSK desp. π/2
36símbolos pilotos sin modulación
Después de las ranuras de tiempo 16, 32, ...
Fig. 14.33. Campo de capa física en DVB-S2
14 - 30 Transmisión de Señales de TV Digital por Satélite, DVB-S
Tasa_de_datos_neta = tasa_de_símbolo / (cuadro_FEC/q + 90 +
redondeo((cuadro_FEC/q/90/16-1))*36)*
(cuadro_FEC*relación_de_código-(16*tBCH)-80);
# de polinomios
BCH
80 bits
Encabezado DF
36 símbolos
piloto
90 símbolos
Encabezado PL
cuadro_FEC = 64,800 ó 16,200 bits;
q = 2, 3, 4, 5 bits/símbolo: (QPSK, 8PSK, 16APSK, 32APSK)
redondeo(A) redondea A al próximo entero superior igual o mayor que A
relación_de_código = ¼ … 9/10;
tBCH = 8, 10, 12;
Fig. 14.34. Fórmula para calcular la tasa de datos neta en DVB-S2
Bibliografía: [ETS300421], [MÄUSL3], [MÄUSL4], [REIMERS],
[GRUNWALD], [FISCHER3], [EN301210], [ETS302307]
15 Tecnología de Medición en DVB-S
15.1 Introducción
Hasta ahora se ha discutido en detalle la transmisión vía satélite de señales
de TV digitales. Las siguientes secciones tratarán sobre la tecnología de me-
dición en DVB-S. Las Pautas de Medición DVB ETR290 también contienen
un capítulo relativamente pequeño sobre tecnologías de medición en DVB-S.
Aquí, la discusión será relativamente breve, comparada con las tecnologías de
medición en DVB-C y DVB-T.
La transmisión por satélite es relativamente robusta y, en el principio, sólo
sujeta a efectos del ruido (aprox. 205dB de atenuación por espacio libre), y la
posible irradiación de los enlaces de microonda.
Por estas razones, los parámetros de prueba esenciales en una señal DVB-
S son:
el nivel de la señal,
C/N (la relación portadora/ruido),
la tasa de error de bits,
la atenuación de hombros.
Se requiere lo siguiente para la medición de las señales DVB-S:
un analizador del espectro moderno. (ej. Rohde&Schwarz FSP, FSU)
un receptor profesional DVB-S con medición de BER,
un transmisor de prueba DVB-S para mediciones en las cajas y recep-
tores IDTV. (ej. Rohde&Schwarz SFQ, SFU, SFL)
15.2 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER)
Debido a la protección de errores interna y externa, existen tres tasas de
error de bits en DVB-S:
la tasa de error de bits pre-Viterbi,
la tasa de error de bits pre Reed-Solomon,
la tasa de error de bits post Reed-Solomon.
La tasa de error de bits de mayor interés, porque proporciona casi la totali-
dad de la información sobre la cadena de transmisión, es la tasa de error de
bits pre-Viterbi. Puede medirse volviendo a aplicar el flujo de datos, después
del decodificador Viterbi, a un codificador convolucional con la misma con-
figuración que la del transmisor. Si luego el flujo de datos antes del decodifi-
cador Viterbi se compara con aquel después del codificador convolucional
15 - 2 Tecnología de Medición en DVB-S
(Fig. 15.1.) (teniendo en la cuenta el retraso del codificador), los dos serán
idénticos si no hay ningún error. Un comparador para la rama I y otro para la
rama Q determinan las diferencias, y así los errores de bit.
La cuenta de los bits errados se relaciona luego al número de bits transmi-
tidos en el período correspondiente, produciendo la tasa de error de bits
BER = bits errados / bits transmitidos;
El rango de la tasa de error de bits pre-Viterbi va desde 1•10-4 a 1•10-2. Lo
que quiere decir que uno de cada diez mil o uno de cada cien bits está errado.
Decodifi-
cador
Viterbi
Retardo Comparación
Codificador
convolucional
BER
I Q
Datos
I
Q
Fig. 15.1. Circuito para determinar la tasa de error de bits pre-Viterbi
El decodificador Viterbi puede corregir sólo una fracción de los errores de
bits. Por consiguiente, hay una tasa de error de bits residual que subsiste antes
del decodificador Reed-Solomon. Contando los procesos de corrección del
decodificador Reed-Solomon y relacionándolos al número de bits transmiti-
dos dentro del período correspondiente se obtiene la tasa de error de bits pre
Reed-Solomon. El límite de la tasa de error de bits pre-Reed-Solomon es de
2•10-4. Hasta allí, el decodificador Reed-Solomon puede reparar todos los
errores. Al mismo tiempo, sin embargo, la transmisión está “en el borde”.
Con un poco más de interferencia, como una atenuación adicional debida a la
lluvia, la transmisión se perderá y la imagen comenzará a mostrar el conocido
“cuadriculado”.
Pero el decodificador Reed-Solomon tampoco puede corregir todos los
errores de bit, resultando así paquetes de flujo de transporte erróneos que se
marcan luego en el encabezado de los TS (bit indicador de error de transporte
= 1). Si se cuentan los paquetes erróneos del flujo de transporte, puede calcu-
larse la tasa de errores de bit post Reed-Solomon.
15 - 3
10 MHz / divCenter 1.9 GHz Span 100 MHz
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
Ref Lvl
-18 dBm
D1 -18.18 dBm
RS
Fig. 15.2. Espectro de una señal DVB-S (10dB/div, 10MHz/div, Span 100MHz)
Si la tasa de errores de bit medida es muy baja (ej. menos de 1•10-6), de-
ben seleccionarse tiempos más largos, en el rango de minutos u horas, para
detectarlos con algún grado de exactitud. Dado que hay una relación directa
entre la tasa de errores de bits y la relación portadora/ruido, puede usarse para
determinar esta última (vea el diagrama en la Sección 14.6 “Efectos de la
Interferencia en la Cadena de Transmisión”, Fig. 14.24.). Virtualmente cada
chip DVB-S o receptor DVB-S contiene un circuito por determinar la tasa de
errores de bit pre-Viterbi porque este valor puede usarse para alinear la antena
receptora del satélite y para determinar la calidad de la recepción. El circuito
en sí no es muy complejo. En la mayoría de los casos, los receptores de DVB-
S exhiben dos gráficos de barra en su menú de configuración, uno para la
fuerza de la señal y otro para la calidad de la señal. El último se deriva de la
tasa de error de bits.
15.3 Medición de las Señales DVB-S empleando un Analiza-dor del Espectro
Un analizador del espectro puede usarse eficazmente para medir la poten-
cia en el canal DVB-S, por lo menos en la transmisión hacia el satélite. Claro,
15 - 4 Tecnología de Medición en DVB-S
también sería más simple usar un medidor térmico de potencia pero un anali-
zador del espectro también puede usarse por determinar la relación portado-
ra/ruido en la transmisión hacia el satélite, posiblemente de manera directa.
Una señal DVB-S tiene la apariencia de ruido y tiene un factor de cresta bas-
tante grande. Debido a su fuerte similitud con el ruido Gaussiano blanco, su
potencia se mide exactamente como en el caso del ruido.
Para determinar la potencia de la portadora, el analizador del espectro es
configurado como sigue: En el analizador se selecciona una resolución de
ancho de banda de 2MHz y una anchura de banda de video de 3 a 10 veces la
resolución del ancho de banda (10MHz). Para lograr algún promedio, debe
ponerse un tiempo del barrido lento (2,000ms). Estos parámetros se requieren
debido al detector RMS usado en el analizador del espectro.
Se emplea la siguiente configuración:
Frecuencia central al centro del canal DVB-S,
Span a 100MHz,
Resolución de ancho de banda a 2MHz,
Ancho de banda de video a 10MHz (debido al detector RMS y repre-
sentación logarítmica),
Detector en RMS
Tiempo de barrido lento (2,000ms)
Marcador de ruido al centro del canal (resultados en C' en dBm/Hz).
Esto da lugar a un espectro como el mostrado en la Fig. 15.2. El detector
RMS calcula la densidad de energía de la señal en una ventana con una an-
chura de banda de 1Hz, la ventana de prueba es empujada continuamente
sobre la ventana de frecuencias a medir (rango del barrido). En principio, se
determina primero el valor RMS (media cuadrática de la raíz) del voltaje de
todas las muestras en la ventana de señal de anchura de banda de 1Hz:
𝑈𝑅𝑀𝑆 =1
𝑁 𝑢1
2 + 𝑢22 + 𝑢3
2 +⋯ ;
De esto, la energía en esta ventana de señal se calcula referente a una im-
pedancia de 50Ω y se convierte a dBm. Ésta es entonces la densidad de energ-
ía de la señal en una ventana de la anchura de banda de 1Hz. Cuanto más
lento sea el tiempo seleccionado para el barrido, más muestras se puede aco-
modar en esta ventana y el resultado de la prueba tendrá un mejor y más sua-
ve promedio.
Debido a que la señal luce como ruido, usaremos el marcador de ruido pa-
ra medir la potencia de la señal. El marcador de ruido se coloca al centro de la
banda para este propósito. El requisito previo es un canal plano, aunque pue-
15 - 5
de asumirse que éste es siempre el caso en la transmisión hacia el satélite. Si
el canal no es plano, deben usarse otras funciones de medición apropiadas
para medir la potencia del canal pero éstas están subordinadas al analizador
de espectro.
El analizador nos proporciona el valor C' como la densidad de potencia de
ruido a la posición del marcador de ruido en dBm/Hz, teniendo en cuenta
automáticamente el ancho de banda del filtro y las características del amplifi-
cador logarítmico del analizador. Para relacionar la densidad de potencia de la
señal C' al ancho de banda de Nyquist BN de la señal DVB-S, es necesario
calcular la potencia de la señal C como sigue:
C = C'+ 10log BN = C'+ 10log (tasa de símbolo/Hz); [dBm]
El ancho de banda de Nyquist de la señal corresponde a la tasa de símbolo
de la señal DVB-S.
Ejemplo:
Valor medido del marcador de ruido: -100dBm/Hz
Valor de la corrección, tasa de símbolo de 27.5MS/s: + 74.4dB
Potencia en el canal DVB-S: - 25.6dBm
15.3.1 Determinación Aproximada de la Potencia de Ruido N
Si fuera posible apagar la señal DVB-S sin cambiar las relaciones de ruido
en el canal, el marcador de ruido al centro de la banda proporcionaría ahora la
información sobre las relaciones de ruido en el canal. Sin embargo, esto no
puede hacerse de una manera sencilla. Se puede obtener, si no un valor de
exacto, por lo menos una "buena idea" de la medida, si el marcador de ruido
se aplica en el hombro de la señal DVB-S para medirlo en la proximidad cer-
cana de la señal. Esto es porque puede asumirse que la franja de ruido en la
banda requerida continúa en forma similar a la del hombro.
El valor N‟ de la densidad de potencia de ruido es mostrada por el analiza-
dor del espectro. La potencia de ruido N, en el canal con el ancho de banda
BK del canal de transmisión DVB-S, es calculada de la densidad de potencia
de ruido N‟ como sigue:
N = N'+10logBK = N'+10log (ancho de banda de ruido/Hz); [dBm]
El ancho de banda del ruido a ser usado es la tasa de símbolo (recomenda-
do por [ETR290]).
15 - 6 Tecnología de Medición en DVB-S
Ejemplo:
Valor medido del marcador de ruido: -120dBm/Hz
Valor de corrección (tasa de símbolo = 27.5 MS/s): + 74.4dB
Potencia de ruido en el canal DVB-S: - 45.6dBm
La C/N resultante es:
C/N[dB] = C[dBm]-N[dBm] ;
En el ejemplo: C/N[dB] = -25.6 [dBm] - (-45.6dBm) = 20dB;
De hecho, para medir la C/N en la bajada, el ruido es medido en los vacíos
entre los canales individuales. La única otra posibilidad de medir la C/N sería
si tuviéramos disponible un analizador de constelación o vía el atajo de medir
la tasa de error de bits. La propia potencia recibida puede medirse por medio
de un receptor profesional DVB-S que incluya este tipo de medida.
15.3.2 C/N, S/N y Eb/No
La relación portadora-ruido, C/N, es un valor importante para evaluar la
calidad de la cadena de transmisión satelital. Del valor C/N, se puede llegar a
una conclusión directa con respecto a la tasa de error de bits esperada. La C/N
es el resultado de la potencia radiada por el satélite (< ~ 100W), la ganancia
de las antenas a los lados de transmisión y recepción (tamaño de la antena
receptora) y la pérdida de espacio libre entre ellas. También juegan un papel
la alineación de la antena receptora satelital y la figura de ruido del LNB. Los
receptores DVB-S muestran el valor C/N como una ayuda por apuntar la an-
tena receptora.
C/N[dB] = 10log (Pportadora / Pruido);
Además de la relación portadora-ruido, existe también la relación señal-
ruido (S/N):
S/N[dB] = 10log (Pseñal / Pruido);
La potencia de la señal es aquí la potencia de la señal después del filtro
digital. Pruido es la potencia del ruido dentro del ancho de banda de Nyquist
(tasa de símbolo).
La relación señal-ruido S/N se obtiene así de la relación portadora-ruido:
15 - 7
S/N[dB] = C/N[dB] + 10log (1-r/4);
donde r es el factor de caída (= 0.35 en DVB-S);
en DVB-S:
S/N[dB] = C/N[dB] -0.3977dB;
15.3.3 Cálculo de la Relación EB/N0
En DVB-S, el término EB/N0 se menciona a menudo. Ésta es la energía por
bit con respecto a la densidad de potencia de ruido.
EB = la energía por bit;
N0 = densidad de potencia de ruido en dBm/Hz;
El EB/N0 puede calcularse de la relación C/N:
EB/N0 [dB] = C/N[dB] + 10log(188/204) - 10log(m) -10log(CR);
donde:
m = 2 para QPSK/DVB-S;
m = 4 para 16QAM
6 para 64QAM y
8 para 256QAM, y
la Relación de Código (CR) es 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8.
Con una Relación de Código de 3/4 como en el caso de la modulación de
QPSK usual,
EB/N0 [dB]3/4 = C/N[dB] + 10log(188/204) - 10log(2) - 10log(3/4);
= C/N[dB] + 0.3547dB - 3.0103dB + 1.2494dB;
= C/N[dB] - 1.4062dB;
15.4 Medición de la Atenuación de Hombros
La señal DVB-S dentro del canal DVB-S requerido debe estar tan plana
como sea posible, es decir no debe mostrar ninguna ondulación o inclinación.
Hacia los bordes del canal, el espectro de DVB-S cae por un filtrado con una
pendiente suave. Sin embargo, hay todavía componentes de la señal fuera de
la banda real requerida y éstos son llamados “hombros” de la señal DVB-S.
El objetivo es lograr la mayor atenuación posible de los hombros, de por lo
menos 35dB. [ETS300421] especifica una máscara de tolerancia para el es-
15 - 8 Tecnología de Medición en DVB-S
pectro de la señal DVB-S pero, en principio, el proveedor de la red satelital
puede definir una máscara de tolerancia particular para la atenuación de los
hombros.
El espectro de la señal se analiza empleando un analizador del espectro y
las funciones simples del marcador.
Fig. 15.3. Espectro DVB-S con “hombros”
15.5 Prueba del Receptor DVB-S
La comprobación de los receptores DVB-S („cajas‟, Fig. 15.4., e IRDs)
toma gran importancia. Para estas pruebas, se usan los transmisores de prueba
DVB-S qué pueden simular la cadena de transmisión satelital y el proceso de
modulación. Tal transmisor de prueba (ej. el Transmisor Prueba de TV Roh-
de&Schwarz SFQ, SFU) incluye, además del modulador DVB-S y el conver-
tidor, una fuente de ruido complementario y posiblemente hasta un simulador
de canal. El transmisor de prueba se alimenta con un flujo de transporte
MPEG-2 de un generador MPEG-2. El transmisor de prueba luego suministra
una señal DVB-S dentro del rango de la primera FI satelital (900 –
2,100MHz). Esta señal puede aplicarse directamente a la entrada del receptor
DVB-S. Es luego posible crear variadas condiciones de señal para el receptor
DVB-S cambiando los numerosos parámetros en el transmisor de la prueba.
También es posible medir la tasa de error de bits como una función de la rela-
ción C/N. Tales transmisores de la prueba se utilizan en el desarrollo y en la
producción y control de calidad de los receptores DVB-S.
15 - 9
Fig. 15.4. Prueba de receptores DVB empleando un generador MPEG-2 (Rohde&
Schwarz DVRG) y un transmisor de prueba (Rohde&Schwarz SFU): El generador
MPEG-2 (arriba) suministra el flujo de transporte con contenidos de prueba y alimen-
ta al transmisor de prueba DVB (centro) que, a su vez, genera una señal de RF modu-
lada IQ conforme con DVB para el receptor DVB (abajo). La señal de salida de video
del receptor DVB se muestra en el monitor de TV (izquierda).
Bibliografía: [ETS300421], [ETR290], [REIMERS], [GRUNWALD],
[FISCHER3], [SFQ], [SFU]
15 - 10 Tecnología de Medición en DVB-S
16 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)
En muchos países, una buena cobertura de radio y TV se provee vía cable
de banda ancha, especialmente en áreas densamente pobladas. Estas redes de
cable tienen un ancho de banda ya sea de cerca de 400MHz (~ 50 - 450MHz)
o cerca de 800MHz (~ 50 - 860MHz). Adicionalmente a las conocidas bandas
de VHF y UHF de la televisión terrestre se ocupan canales especiales. Los
programas análogos de televisión se pueden recibir fácilmente con un televi-
sor convencional sin complejidades adicionales y es el motivo de por qué este
tipo de cobertura de TV es de gran interés para muchos. El único obstáculo,
en comparación con la recepción análoga de TV vía satélite, es el pago men-
sual adicional que con un sistema de recepción basado en satélites se autofi-
nanciaría, en muchos casos, en el plazo de un año. Si la antena parabólica es
lo suficientemente grande, la calidad de imagen es a menudo mejor que vía el
cable de banda ancha ya que los productos de intermodulación dan lugar a
veces a interferencia visible debido a la asignación múltiple de canales en el
cable de banda ancha.
La decisión entre cable o recepción satelital depende simplemente de las
consideraciones siguientes:
Conveniencia,
Cargos de conexión al Cable,
Recepción de uno o varios canales,
Calidad de imagen,
Requerimientos o preferencias personales.
En muchas áreas de Europa, la recepción puramente terrestre ha caído de-
bajo del 10%. Naturalmente, esto no se aplica al resto del mundo.
Desde alrededor de 1995, muchas redes de cable también están llevando
señales digitales de TV según el estándar DVB-C y muchas otras en bandas
de frecuencia por encima de los 300MHz. Esta sección intenta explicar en
mayor detalle los métodos para transmitir señales digitales de TV vía cable de
banda ancha. Los métodos y parámetros elegidos para la transmisión fueron
seleccionados con referencia a las características típicas de un cable de banda
ancha. El cable exhibe una mucho mejor relación de señal/ruido que en la
transmisión vía satélite y no hay muchos problemas con las reflexiones, lo
que permite que sean utilizados métodos digitales de modulación de más alta
calidad, desde 64QAM (coaxial) hasta 256QAM (fibra óptica). Una red de
16 - 2 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)
cable de banda ancha consiste en una cabecera de cable, de los acoplamientos
de distribución de cable que consisten en cables coaxiales y amplificadores de
cable, del “último tramo” desde el distribuidor a la conexión de la casa del
suscriptor y de la propia red interna del suscriptor. Se evitarán deliberada-
mente los términos técnicos especiales tales como “nivel de red” puesto que
estos términos pueden ser específicos a operadores de cable o a países. Los
enlaces de distribución de cable desde la cabecera a la última caja de distribu-
ción pueden también funcionar con fibras ópticas. Este sistema de cable de
banda ancha distribuye programas de radio y programas análogos y digitales
de TV. Hay también, cada vez con mayor frecuencia, canales de enlace de
retorno en una banda de frecuencia por debajo de los 65MHz.
64QAMR
S
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Fig. 16.1. 64QAM (izquierda) y 256QAM (derecha)
16.1 La Norma DVB-C
La difusión de video Digital para aplicaciones de cable fue especificada en
1994 en la norma ETS 300429. Este servicio ha estado disponible en las redes
de cable desde entonces, o poco después. Veremos que en el modulador de
DVB-C, el flujo de transporte MPEG-2 pasa casi a través de las mismas eta-
pas de acondicionamiento que en la norma satelital DVB-S. Es solamente la
última etapa de la codificación convolucional la que falta aquí: es simplemen-
te innecesaria porque el medio de propagación es mucho más robusto. Esto es
seguido por el modulador de amplitud en cuadratura en 16-, 32-, 64-, 128- o
256-QAM. En sistemas de cable coaxial, se emplea 64QAM mientras que las
redes de fibra óptica utilizan con frecuencia 256QAM.
Considerando un sistema coaxial convencional con un espaciamiento de
canal de 8MHz, se utiliza normalmente una señal portadora modulada en 64-
QAM con una tasa de símbolo de 6,9MS/s, por ejemplo. En este caso, la tasa
de símbolo debe ser menor que el ancho de banda del sistema de 8MHz. La
señal modulada cae suavemente hacia los bordes del canal con un factor de
16 - 3
pendiente r = 0,16. Dados 6.9MS/s y 64QAM (6 bits/símbolo), se obtiene una
tasa de datos bruta de
tasa_de_datos_brutaDVB-C = 6 bits/símbolo • 6.9MS/s = 41.4Mb/s;
En DVB-C se utiliza solamente la protección de error Reed-Solomon (RS)
tal como en DVB-S, es decir RS (188, 204). Así, a un paquete del flujo de
transporte MPEG-2 de 188 bytes de longitud se le adicionan 16 bytes de pro-
tección de error, dando por resultado una longitud total del paquete de 204
bytes durante la transmisión.
El flujo neto resultante es:
tasa_de_datos_netaDVB-C = tasa_de_datos_brutaDVB-C•188/204=38.15Mb/s;
Así, un canal satelital de 36 MHz de ancho de banda con una tasa de
símbolo de 27.5MS/s y un índice del código de 3/4 tiene la misma tasa de
datos neta, es decir, la misma capacidad de transporte que este canal DVB-C
con un ancho de solamente 8MHz.
Lo siguiente se aplica para DVB-C:
tasa_de_datos_netaDVB-C = ld(m) • tasa_de_símbolo • 188/204;
También, sin embargo, el canal DVB-C tiene una mucha mejor relación de
señal/ruido (S/N) con alrededor de 30dB, comparado con alrededor de 10dB
en el caso de DVB-S.
Las constelaciones proporcionadas en la norma DVB-C son 16QAM,
32QAM, 64QAM, 128QAM y 256QAM. Según DVB-C, el espectro es filtra-
do con un factor de pendiente r = 0,16. El método de transmisión especificado
en DVB-C también se conoce como el estándar internacional ITU-T J83A.
Hay también el estándar paralelo ITU-T J83B usado en Norteamérica, que
será descrito más adelante, y el ITU-T J83C que se utiliza en los canales de
6MHz en Japón. En principio, el J83C tiene la misma estructura que DVB-C
pero utiliza un diferente factor de pendiente r = 0,13. Todo es idéntico. El
ITU-T J83B, el método encontrado en los EE.UU. y en Canadá, tiene un FEC
totalmente distinto y se describe en una sección separada.
16.2 El Modulador DVB-C
El modulador DVB-C no necesita ser explicado en gran detalle puesto que
la mayor parte de las etapas son totalmente idénticas a las del modulador
DVB-S. El modulador se engancha, en el interfaz de banda base, al flujo de
16 - 4 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)
transporte MPEG-2 que consiste de paquetes de flujo de transporte (TS) de
188 bytes de largo. Los paquetes de los TS consisten en un encabezado de 4
bytes, comenzando con el byte de sincronización (0x47) y seguido por 184
bytes de carga útil. Después de esto, cada byte de sincronización se invierte a
0xB8 para llevar marcadores de tiempo a largo plazo en el flujo de datos al
receptor para la dispersión de energía y su cancelación. Esto es seguido por la
apropiada etapa de dispersión de la energía (o aleatorizador), y después por el
codificador Reed-Solomon que agrega 16 bytes de protección de error a cada
paquete de 188 bytes de largo de los TS. Los paquetes, que ahora tienen 204
bytes de longitud, son aplicados al intercalador de Forney para hacer la se-
cuencia de datos más resistente a las ráfagas de error. Estas ráfagas de error se
rompen por la cancelación de la intercalación en el demodulador DVB-C que
le facilitan la labor al decodificador Reed-Solomon en la corrección de erro-
res.
Inv. Sincro.
&
Dispersión
de energía
Codificador
Exterior
Reed-
Solomon
Convertidor
Byte a m-
tuple
Codificador
Diferencial
Mod.
QAM
Convertidor
FI/RF &
Ampl.
Interfase
bandabase
RS(204, 188)Clock
MPEG-2
TS
Interpola-
dor
Convolu-
cional
I
Q
FI
Fig. 16.2. Modulador DVB-C
El flujo de datos con protección de error alimenta luego al mapeador, don-
de el cuadrante QAM debe ser cifrado diferencialmente, en contraste con
DVB-S y DVB-T. Esto es porque en el demodulador 64QAM la portadora
sólo se puede recuperar en múltiplos de 90° y el receptor DVB-C puede en-
gancharse a cualquier múltiplo de 90º de la fase de la portadora. El mapeador
es seguido por la modulación de amplitud en cuadratura que ahora se hace
digitalmente. Generalmente, se selecciona 64QAM para los enlaces coaxiales
y 256 QAM para los de fibra óptica. La señal filtrada con un factor de pen-
diente r = 0,16. Esta pendiente gradual hacia los bordes de la banda optimiza
la apertura del ojo de la señal modulada. Después de la amplificación de po-
tencia, la señal es inyectada en el sistema de banda ancha del cable.
16 - 5
16.3 El Receptor DVB-C
El receptor DVB-C – ya sea en “caja” o integrado - recibe el canal DVB-C
en la banda de 50 a 860MHz. En la transmisión se han agregado efectos, de-
bido al enlace de transmisión, tales como ruido, reflexiones y distorsiones de
amplitud y retardo de grupo. Estos efectos serán discutidos más adelante en
una sección separada.
Sintoniza-
dor y
convertidor
RF/IF
Demodu-
lador
QAM
Filtro
apareado
&
ecualiza-
dor
Decodifi-
cador
Diferencial
Retiro de
Dispersión
de Energía
& Inv. de
sincro
Decodifi-
cador
Reed-
Solomon
Desinter-
polador
Convolu-
cional
Des-
mapeador
Recuperación de Portadora & Reloj
RF del
cable
IF
I
Q
I
Q
MPEG-2
TS
Fig. 16.3. Receptor DVB-C
El primer módulo del receptor DVB-C es el sintonizador de cable que es
esencialmente idéntico a un sintonizador para televisión análoga. El sintoni-
zador convierte el canal DVB-C de 8MHz de ancho a la frecuencia interme-
dia (FI) con un centro de banda de aproximadamente 36MHz. Estos 36MHz
también corresponden al centro de la banda de un canal de FI de una TV aná-
loga según la norma ITU BG/Europa. Los componentes de canales adyacen-
tes son suprimidos por un filtro SAW que tiene un ancho de banda de exac-
tamente 8MHz. Donde se requieran canales de 7 ó 6MHz, el filtro debe susti-
tuirse por el apropiado. Este filtrado pasa-banda a 8, 7 ó 6MHz es seguido por
una conversión adicional a una FI más baja para simplificar la conversión
análoga/digital (A/D) subsiguiente. Antes de la conversión A/D, sin embargo,
todos los componentes de frecuencia por encima de la tasa de muestreo se
deben eliminar mediante un filtro pasabajos. Entonces, la señal se muestrea a
aproximadamente 20MHz con una resolución de 10 bits o mayor. Esta FI,
ahora convertida a digital, se aplica a un demodulador IQ y luego a un filtro
apareado raíz cuadrada del coseno que funciona digitalmente. En paralelo con
esto, se recupera la portadora y el reloj. La portadora recuperada, con una
incertidumbre de múltiplos de 90°, alimenta la entrada de portadora del de-
modulador IQ. Esto es seguido por un ecualizador de canal, combinado en
parte con el filtro apareado, un filtro complejo FIR en el cual se procura co-
rregir la distorsión del canal debido a los errores de respuesta de amplitud y
de retardo de grupo. Este ecualizador funciona de acuerdo con el principio de
16 - 6 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)
máxima probabilidad, es decir, intenta optimizar la calidad de la señal “ajus-
tando” los “tornillos” digitales que son las derivaciones del filtro digital. La
señal, así optimizada, pasa al des-mapeador donde se recupera el flujo de
datos. Este flujo de datos todavía tendrá errores de bit pero aún contiene la
protección de error. En primer lugar, se quita la intercalación y, por consi-
guiente, las ráfagas de error se convierten en errores simples. El decodifica-
dor Reed-Solomon que sigue puede eliminar hasta 8 errores por paquete RS
de 204 bytes de largo. Como resultado se tienen nuevamente paquetes de
flujo de transporte con una longitud de 188 bytes que, sin embargo, todavía
poseen energía dispersa. Si hay más de 8 errores en un paquete, ya no pueden
ser reparados y el indicador de error del transporte en el encabezado del TS se
pone en “uno”. Después del decodificador RS son canceladas la dispersión de
energía y la inversión de cada octavo byte de sincronización; y el flujo de
transporte MPEG-2 está otra vez presente en la interfaz física de la banda
base. En la práctica, todos los módulos del convertidor A/D a la salida del
flujo de transporte se implementan en un solo chip. Los componentes esencia-
les en una caja DVB-C son el sintonizador, algunos componentes discretos, el
chip demodulador DVB-C y el chip decodificador MPEG-2, que son contro-
lados por un microprocesador.
16.4 Efectos que Interfieren sobre la Cadena de Transmi-sión DVB-C
Puesto que, en la práctica, los moduladores DVB-C utilizan solamente
moduladores IQ digitales, actualmente, se pueden relegar los errores IQ tales
como el desequilibrio de amplitud, los errores de fase y la fuga de portadora.
Estos efectos simplemente ya no están presentes, en contraste con la transmi-
sión de primera generación. Los efectos que ocurren durante la transmisión
son esencialmente el ruido, la intermodulación e la interferencia de modula-
ción cruzada, los ecos y los efectos de amplitud y retardo de grupo. Si a un
amplificador de cable se le satura y, al mismo tiempo, se le ocupa con una
gran cantidad de canales, se producen productos de intermodulación que apa-
recerán en la gama útil de la señal. Cada amplificador, por lo tanto, necesita
estar funcionado en el punto de operación correcto. Es, por lo tanto, de gran
importancia que los niveles en la cadena de la transmisión sean los correctos.
Un nivel alto puede producir intermodulación en los amplificadores, mientras
que un nivel demasiado bajo reduce la relación señal/ruido, ambos dan lugar
a ruido. Los niveles en una instalación doméstica, por ejemplo, deben ser
ajustados de una manera tal que se obtenga una máxima relación de se-
ñal/ruido (S/N) para DVB-C. Un amplificador que puede estar presente está
calibrado de tal manera que la relación señal/ruido esté en el punto de inver-
sión del conector de antena más distante. Las señales DVB-C son también
muy sensibles a la respuesta de amplitud y al retardo de grupo.
16 - 7
Una línea de conexión levemente defectuosa entre la toma de TV por ca-
ble y el receptor de DVB-C es a menudo suficiente para hacer una recepción
correcta imposible. Que la operación de una cadena de transmisión DVB-C
siga siendo casi sin errores (QEF) requiere una relación de portadora/ruido
(C/N) mejor que 26dB para 64QAM. La tasa de error de bit del canal, es de-
cir, la tasa de error de bit antes de Reed-Solomon, es 2•10-4. El decodificador
Reed-Solomon corrige después errores hasta una tasa de error residual de bits
después de Reed-Solomon de 1•10-11. Esto corresponde a una operación casi
sin error (1 error por hora) pero está también cerca de la “pared” (o de “la
caída al precipicio”). Un poco más de ruido y la transmisión se caerá abrup-
tamente. La relación S/N requerida para el caso de QEF depende del grado de
modulación. Cuanto más alto es el grado de modulación de amplitud en cua-
dratura, más sensible el sistema de transmisión. La Figura 16.5. muestra la
variación de la tasa de error de bit con respecto a la relación S/N para QPSK,
16QAM, 64QAM y 256QAM.
Cabecera del
CableReceptor
DVB-C
Ruido
Interferencia
Ecos
Respuesta de
amplitud
Retardo de
Grupo
Intermodulación
Interferencia
Ruido
Errores IQ del modulador
- Desbalance IQ
- Error de Fase
- Fuga de portadora
Ruido
Corrimiento de fase
Intermodulación
Interferencia
Modulación cruzada
Fig. 16.4. Efectos que interfieren en la cadena de transmisión DVB-C
Actualmente, las señales más ampliamente utilizadas en redes coaxiales
son señales moduladas en 64QAM. Éstas requieren una relación S/N mejor
que 26dB que desde luego corresponde a una operación cerca de la “pared” (o
la “caída al abismo”).
16 - 8 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)
4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36
S/N [dB]
BER para 4 / 16 / 64 / 256 QAM
BER
1•10-12
1•10-11
1•10-10
1•10-9
1•10-8
1•10-7
1•10-6
1•10-5
1•10-4
1•10-3
1•10-2
1•10-1
1•10-0
Fig. 16.5. Tasa de error de bits en función de la relación S/N en DVB-C [EFA]
16 - 9
Sintonizador
DVB-C
Decodifica-
dor Reed-
Solomon
Decodifica-
dor MPEG-2
Del
cable
S/N>26 dB
en 64QAM BER<2E-4 BER<1E-11
QEF=1 error/hora
Flujo de
transporte
MPEG-2
Fig. 16.6. Tasas de error de bits en DVB-C
Bibliografía: [ETS300429], [ETR290], [EFA], [GRUNWALD],
[ITU-T J83]
16 - 10 Transmisión de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha (DVB-C)
17 Transmisión vía Cable de Banda Ancha según el ITU-T J83B
En América del Norte se usa una norma diferente por transmitir las señales
de TV digital vía cable de banda ancha que es la IRC-T J83B. En principio, la
J83B es comparable a las J83A, C (Europa, Japón) pero en detalle hay gran-
des diferencias, sobre todo en la FEC. El ancho de banda del canal en la J83B
es de 6MHz tal como en la J83C (Japón). Los métodos de la modulación usa-
dos son sólo 64QAM y 256QAM con un factor de pendiente r = 0.18
(64QAM) y r = 0.12 (256QAM). La protección de error (FEC) es mucho más
elaborada que en la J83A ó C. Esto empieza con los cuadros MPEG.
Sincro
checksum
Codificador
Reed-
Solomon
IntercaladorAleatori-
zación
Codificador
TrellisMapeador
Modulador
QAM
Convertidor
FI/RF
&
Amp.
Al
cable
Ancho de
banda
6MHzCR=14/15 en 64QAM; r=0.18; 42 bits de sincronización
CR=19/20 en 256QAM; r=0.12; 40 bits de sincronización
FII
Q
I, J variable, señalización
via sincroSólo en TS MPEG-2
Checksum
187 bytes
CRC en
vez de
0x47
Paquete de TS MPEG-2
Sincro.
Cuadro
...122 6 122 6
122 símbolos a 7 bits 6 símbolos RS a 7 bits
RS(128, 122); se pueden reparar 3 símbolos
Fig. 17.1 Diagrama de bloque de un modulador ITU-T J83B
El byte de sincronización en el flujo de transporte MPEG-2 se reemplaza
por un checksum (código de control) especial que también es continuamente
calculado paralelamente en el lado del receptor, como en ATM (modo de
transferencia asíncrono) y usado como criterio para la sincronización si es
17 - 2 Transmisión de Cable de banda ancha según el ITU-T J83B
que ellos concuerdan. La J83B hace posible transmitir ambos, un flujo de
transporte MPEG-2 y un ATM. A esto sigue un codificador de bloque Reed-
Solomon RS(128,122) qué, en contraste con la J83A, no está fijado por la
estructura de bloque MPEG-2. El codificador RS es seguido por un intercala-
dor que condiciona un flujo de datos para prevenir los errores de ráfaga. Un
randomizer o aleatorizador mantiene una distribución espectral favorable y
rompe las secuencias largas de ceros y unos en el flujo de datos. La última
fase en la FEC es un codificador Trellis (codificador convolucional) que aña-
de protección de error adicional y, naturalmente, un techo en el flujo de datos.
El flujo de datos acondicionado de esta manera es luego modulado en
64QAM ó 256QAM y después transmitido por cable de la banda ancha, co-
axial o fibra-óptica.
Además de las normas J83A, B y C, existe también la Norma J83D descri-
ta en el mismo documento de ITU pero ésta no se está usando en la práctica.
La J83D corresponde al ATSC (discutida en una sección separada); la única
diferencia es que se propone aquí modulación 16VSB en lugar de 8VSB.
Bibliografía: [ITUJ83], [EFA], [SFQ], [SFU]
18 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
En contraste con las técnicas de medición empleadas en la transmisión de
señales de TV digital vía satélite, en el cable de banda ancha se provee una
gama más amplia de técnicas de medición para pruebas, que son también
necesarias. Las influencias que actúan sobre una señal en el cable de banda
ancha, que se puede modular con hasta 256QAM, son, en gran medida, más
variadas y críticas que en el dominio satelital. En esta sección serán discuti-
dos los instrumentos de prueba y los métodos de medición para las señales
DVB-C y J83A, B, C. Una gran cantidad de espacio es reservada para el de-
nominado análisis de la constelación de señales moduladas I/Q, que también
se halla en DVB-T. Las influencias o los parámetros que se considerarán en la
transmisión de cable son:
Niveles de señal
Relaciones C/N y S/N
Errores de modulación I/Q
Interferencias
Convulsión de fase
Reflexiones en el cable
Respuesta en frecuencia
Tasa de error de bits
Relación de error de modulación y magnitud de error vectorial
Para poder detectar y evaluar estas influencias, se utilizan los siguientes
instrumentos de prueba:
Un moderno analizador de espectro
Un receptor de prueba con análisis de constelación
Un transmisor de prueba con generador de ruido integrado y/o un si-
mulador de canal para pruebas de stress en receptores DVB-C y J83A,
B, C.
18 - 2 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
18.1 Receptores de Prueba DVB-C/J83A, B, C con Análisis de la Constelación
El instrumento más importante de la prueba para medir señales digitales
de TV en redes de cable de banda ancha es un receptor de prueba DVB-
C/J83A, B, C con un analizador de constelación integrado. Tal receptor de
prueba funciona como sigue:
La señal digital de TV es recibida por un sintonizador de cable de alta ca-
lidad que la convierte a FI. El ancho de banda del canal de TV que se recibe
es luego limitado a 8, 7 ó 6MHz por un filtro SAW (Surface Acoustic Wave -
onda acústica superficial), suprimiendo así los canales adyacentes. General-
mente, el canal de TV se convierte luego a una segunda FI más baja para
poder utilizar convertidores A/D mejores y más baratos. La señal de FI, que
se ha filtrado con un filtro pasa-bajo anti-aliasing, luego es muestreada en un
convertidor A/D y se desmodula en el demodulador DVB-C/J83A, B, C. Du-
rante este proceso, un procesador de señal tiene acceso al demodulador a ni-
vel I/Q y detecta los puntos de la constelación como frecuencias que apuntan
en las direcciones de I y de Q en los campos de decisión del diagrama de la
constelación QAM. Esto proporciona las distribuciones de frecuencia („nu-
bes‟) alrededor de los puntos individuales de la constelación - hay 64 nubes
QAM en el caso de 64QAM. Los parámetros individuales de QAM son des-
pués determinados por los análisis matemáticos de la distribución de frecuen-
cias. Además, el diagrama de la constelación en sí se muestra gráficamente y
se puede así comprobar visualmente. La señal es también desmodulada poste-
riormente para convertirse en el flujo de transporte MPEG-2 que se puede
aplicar a un decodificador de prueba MPEG 2 para distintos análisis.
Sint.
Conv.
RF/FI
Filtro
SAW
Mezcla-
dor
X
Pasa-
bajos
Anti-
alias
Dem.
DVB-C
Gen.
Ruido
DSP
Pantalla
RF
FI 1 FI 2
A
D
TS
MPEG-2
I Q
Fig. 18.1. Diagrama de bloques de un receptor de prueba DVB-C/J83A, B, C con
analizador de constelación
18 - 3
Si la señal DVB-C o J83A, B, C adecuada está presente en el receptor de
prueba y todos los ajustes en el receptor se han seleccionado de modo que
pueda engancharse correctamente a la señal QAM, se obtiene un diagrama de
constelación con los puntos de la constelación de tamaño variable (Fig. 18.2.)
con el aspecto de nubes de ruido. El tamaño de los puntos de la constelación
depende de la magnitud de los efectos de interferencia. Cuanto más pequeños
los puntos de la constelación, mejor es la calidad de la señal.
64QAMR
S
Fig. 18.2. Diagrama de una constelación 64QAM con ruido y correctamente engan-
chada
Fig.18.3. Canal seleccionado sin señal QAM, sólo ruido
Para que el receptor se enganche en DVB-C y J83A, B, C, se deben selec-
cionar correctamente los siguientes parámetros de ajuste del receptor de prue-
ba:
Frecuencia del canal: centro de banda del canal, aprox. 47 a 860 MHz
Norma: DVB-C/J83A, J83B o J83C
Ancho de banda del canal: 8, 7, 6 MHz
Nivel de QAM: 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM, 256QAM
Tasa de Símbolo: aprox. 2 a 7MS/s
18 - 4 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
Filtro SAW: ON con canales adyacentes ocupados
Control de atenuación de entrada: en AUTO si fuera posible.
Si simplemente no hubiera señal en el canal seleccionado de RF, el anali-
zador de constelación del receptor de prueba mostrará un diagrama totalmente
ruidoso de la constelación (Fig. 18.3.) que, sin embargo, no presenta ninguna
característica regular. La constelación aparece como un punto gigante de en el
centro de la pantalla, pero sin contornos definidos.
Si se hubiera seleccionado accidentalmente un canal análogo en vez de,
por ejemplo, un canal DVB-C, se producen diagramas de constelación como
figuras de Lissajous que cambian continuamente dependiendo del contenido
del canal de TV análogo. Sin embargo, si hubiera una señal QAM en el canal
seleccionado pero algunos de los parámetros del receptor se han seleccionado
incorrectamente (la RF no es exactamente correcta, quizá la tasa incorrecta de
símbolo o el nivel incorrecto de QAM, etc.), aparecerá un punto gigante de la
constelación con contornos mucho más agudos.
Fig. 18.4. Diagrama de constelación con frecuencia y tasa de símbolo seleccionados
erróneamente (completamente des-sincronizada)
Si han seleccionado correctamente todos los parámetros se y solamente la
frecuencia portadora sigue siendo divergente, el diagrama de la constelación
rotará. Es posible ver círculos concéntricos.
Un diagrama ideal de la constelación, absolutamente sin deformación,
mostraría solamente un solo punto de la constelación por campo de decisión
en el centro exacto de los campos (Fig. 18.6.). Sin embargo, tal diagrama de
la constelación sólo se puede generar en una simulación.
18 - 5
Fig. 18.5. Señal QAM con la portadora fuera de sincronización
0-1 1
Inphase
0
-1
1
Qu
ad
ratu
re P
ha
se
Constellation Diagram
64-QAM, Cos α: .15, 41.7MB/s
X: -.7071 Y: .7071
R
S
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Fig. 18.6. Diagrama ideal de una señal 64QAM sin distorsión ni perturbaciones
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Fig. 18.7. Señal DVB-C modulada en 256QAM
Hoy también se encuentran transmisiones de hasta 256 QAM, principal-
mente en redes HFC (híbrido de fibra/coaxial). Tal diagrama de constelación
se muestra en la Fig. 18.7.
18 - 6 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
18.2 Detección de Efectos de Interferencia Mediante el Aná-lisis de la Constelación
En esta sección, se discuten los efectos más importantes de interferencia
sobre la cadena de transmisión de cable de banda ancha, y cómo son analiza-
dos usando el diagrama de la constelación. Las influencias siguientes se pue-
den considerar y distinguir directamente por medio del análisis de la conste-
lación:
Ruido Gaussiano blanco aditivo
Convulsión (jitter) de fase
Interferencia
Errores de modulación I/Q
Aparte de la determinación puramente visual del diagrama de la constela-
ción, los parámetros siguientes pueden también calcularse directamente de él:
Nivel de señal
Relaciones C/N y S/N
Convulsión de fase
Desbalance de amplitud I/Q
Error de fase I/Q
Supresión de portadora
Tasa de error de modulación (MER)
Magnitud vectorial de error (EVM)
18.2.1 Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN) Un efecto de interferencia que afecta a todos los tipos de enlaces de
transmisión de la misma manera es el ruido Gaussiano blanco aditivo
(AWGN). Este efecto puede provenir más o menos de virtualmente cualquier
punto a lo largo de la cadena de transmisión. En el diagrama de la constela-
ción, los efectos del ruido se reconocen en los puntos de la constelación por-
que ahora son de tamaño variable (Fig. 18.8.). Para medir el valor RMS de la
interferencia del ruido, las marcas en las áreas individuales se cuentan dentro
de los campos individuales de la constelación, es decir, se detecta la frecuen-
cia con la cual el centro y las áreas alrededor de él se marcan a distancias
cada vez mayores. Si se mostraran multidimensionalmente estas marcas o
cuentas dentro de un campo de la constelación, se obtendría una curva Gaus-
siana acampanada bidimensional (Fig. 18.9.).
18 - 7
Fig. 18.8. Diagrama de constelación de una señal 64QAM con ruido aditivo
X1
X2
f(X1 , X2)
Fig. 18.9. Curva de Gauss acampanada bi-dimensional [EFA]
Esta distribución bidimensional será hallada igualmente en cada campo de
la constelación. Para encontrar el valor RMS del efecto del ruido, la desvia-
ción estándar es calculada simplemente de estos resultados. La desviación
estándar corresponde directamente al valor RMS de la señal de ruido. Rela-
cionando este valor N RMS con la amplitud de la señal S de la QAM, toman-
do el logaritmo, se puede calcular la relación logarítmica señal/ruido S/N en
dB.
Una distribución normal de frecuencia se puede describir por la función de
distribución normal Gaussiana como:
𝑦 𝑥 = 1
𝜎 ∙ 2𝜋 𝑒
−0.5 𝑥−𝜇𝜎
2
;
donde σ = desviación estándar, µ = valor medio. La desviación estándar pue-
de ser calculada de los resultados como:
18 - 8 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
𝜎 = 𝑥 − 𝜇 2 𝑓 𝑥
∞
−∞
𝑑𝑥 ;
Se puede ver claramente que, en principio, la fórmula para determinar la
desviación estándar corresponde a la relación matemática para calcular el
valor RMS.
Debe precisarse, sin embargo, que no es sólo ruido sino también interfe-
rencia de impulsos, de productos de intermodulación o de modulación cruza-
da que, debido a las no-linealidades en la cadena de transmisión, las que pue-
den causar distorsiones comparables a las nubes de ruido en el diagrama de la
constelación y que no pueden distinguirse del ruido real.
0-1 1
Inphase
0
-1
1
Qu
ad
ratu
re P
ha
se
Constellation Diagram
16-QAM
X: .3215 Y: -.7042
R
S
Sampling Time Offset: 0Tsym
Quadrature
PhaseηI,Q
Fig. 18.10. Representación bi-dimensional de un diagrama de constelación 16QAM
[HOFMEISTER]
En principio, hay dos definiciones para el nivel señal a ruido: la relación
señal a ruido S/N y la relación portadora a ruido C/N. Cada una se puede
convertir la otra. La relación C/N debe referirse siempre al ancho de banda
real de la señal, 6, 7 u 8MHz en redes de cable. La S/N se refiere a las condi-
ciones después del filtrado roll-off y a la anchura de banda Nyquist real de la
señal. Utilice la tasa de símbolo de la señal para el ancho de banda de la señal
y para el ancho de banda del ruido.
Pero, básicamente, también se recomienda utilizar la tasa de símbolo como
el ancho de banda de referencia para la anchura de banda de ruido al medir
C/N, proporcionando una definición inequívoca para la relación C/N, según
lo propuesto en las Pautas de Medición DVB [ETR290].
La potencia S de la señal se obtiene de la potencia C de la portadora, co-
mo:
18 - 9
S = C[dBm] + 10 log(1 - r/4);
donde r es el factor de la pendiente.
La relación logarítmica señal a ruido S/N es, por lo tanto:
S/N[dB] = C/N[dB] + 10 log(1-r/4);
Ejemplo:
Ancho de banda del canal: 8MHz
Tasa de Símbolo: 6.9MS/s
Factor de pendiente: 0,15
S/N[dB] = C/N[dB] + 10 log(1-0,15/4) = C/N[dB] – 0.1660dB;
18.2.2 Convulsión de Fase La convulsión o el ruido de fase en la señal QAM son causados por los
mezcladores en la cadena de transmisión o por el mismo modulador I/Q. En
el diagrama de la constelación, la alteración de la fase produce distorsión
veteada de mayor o menor magnitud (Fig. 18.12.). El diagrama de la conste-
lación se „tambalea‟ en rotación alrededor del punto central.
Fig. 18.11. Diagrama de constelación de una señal 64QAM con Convulsión de Fase
Para encontrar la convulsión de fase, las distorsiones veteadas de los pun-
tos exteriores de la constelación se miden donde la alteración de la fase tenga
el mayor efecto. Luego la distribución de frecuencia dentro del campo de
decisión se considera a lo largo de la trayectoria circular en la que el punto
central está en el origen del diagrama de estado. Una vez más, se puede calcu-
lar aquí la desviación estándar que todavía está afectada por el ruido adicio-
nal. Este efecto del ruido puede todavía ser calculado.
18 - 10 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
18.2.3 Interferencia Sinusoidal Una interferencia sinusoidal (Fig. 18.12.) produce distorsiones circulares
en los puntos de la constelación. Estos círculos son el resultado del vector de
interferencia que rota alrededor del centro del punto de la constelación. El
diámetro de los círculos corresponde a la amplitud de la interferencia sinusoi-
dal.
Fig.18.12. Efecto de una Interferencia Sinusoidal
18.2.4 Efectos del Modulador I/Q En la primera generación de moduladores DVB-C fueron utilizados modu-
ladores análogos I/Q. Los errores en el modulador I/Q (Fig. 18.13.) dieron
lugar a errores I/Q en la señal modulada QAM. Si, por ejemplo, la rama I
tiene una ganancia diferente que la rama Q del modulador I/Q, se produce un
desequilibrio de amplitud I/Q. Si el retardo de fase de 90° en la alimentación
de portadora al modulador Q no es exactamente 90°, se produce un error de
fase I/Q. La carencia de la supresión de portadora era un problema aún más
frecuente. Esta es causada por diafonía de la portadora o una cierta compo-
nente de CC en señal moduladora de I o de Q. Hoy, los moduladores de cable
de banda ancha son exclusivamente digitales y el problema del modulador
I/Q descrito ya no es relevante. Serán mencionados sólo brevemente como
complemento.
18 - 11
90°
I
Q
re(t)
im(t)
Fase
Ganancia I
Ganancia Q
CC
CC
Iqmod(t)
Fig. 18.13. Modulador IQ con Errores
18.2.4.1 Desbalance I/Q En el caso de un desequilibrio I/Q, el diagrama de la constelación se aplas-
ta en la dirección de I o en la de Q dando por resultado un diagrama rectangu-
lar en vez de cuadrado (Fig. 18.14.). El desequilibrio de la amplitud puede ser
determinado midiendo las longitudes de los lados del rectángulo. Se define
como:
Al = (v2/v1 - 1) • 100%;
donde v1 es la ganancia en la dirección I o lado I del rectángulo, y v2 la ga-
nancia en la dirección Q o lado Q del rectángulo.
Fig. 18.14. Diagrama de Constelación con Desbalance I/Q
18 - 12 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
18.2.4.2 Error de Fase I/Q
Un error de fase I/Q (PE – Phase Error) conduce a un diagrama de la
constelación de forma diamantada (Fig. 18.15.). El error de fase en el retarda-
dor de fase de 90° del modulador I/Q se puede determinar de los ángulos del
diamante en el diagrama de la constelación. El ángulo agudo tiene un valor de
90° - PE y el ángulo obtuso tiene un valor de 90° + PE.
Fig. 18.15. Diagrama de Constelación con un Error de Fase I/Q
18.2.4.3 Supresión de la Portadora
En el caso de una insuficiente supresión de la portadora (Fig. 18.16.), el
diagrama de la constelación se desplaza fuera del centro en una cierta direc-
ción. El grado de supresión de la portadora se puede calcular de la magnitud
del desplazamiento.
Se define como:
CS = -10 log(PRT/PSig) [dB];
Fig. 18.16. Insuficiente Supresión de la Portadora
18 - 13
18.2.5 Tasa de Error de Modulación (MER) Todos los efectos de interferencia, previamente explicados sobre una señal
digital de TV en redes de cable de banda ancha, causan que los puntos de la
constelación muestren desviaciones fuera de su posición nominal en el centro
de los campos de decisión. Si las desviaciones son demasiado grandes, los
umbrales de decisión son excedidos y se producen errores de bit. Sin embar-
go, las desviaciones del centro del campo de decisión se pueden también con-
siderar como parámetros de medición por el tamaño de la cantidad total de
interferencia. Lo cual es exactamente el objeto de un parámetro artificial de
medición conocido como la tasa de error de modulación (MER). La medida
del MER asume que las muestras reales en los campos de la constelación han
sido desplazadas del centro del campo respectivo por cantidades de interfe-
rencia (Fig. 18.17.). Las cantidades de interferencia dan vectores de error y
los puntos del vector de error del centro del campo de la constelación al punto
de muestra real en el campo de la constelación. Luego las longitudes de todos
estos vectores de error se miden contra el tiempo en cada campo de la conste-
lación y se forma la media cuadrática o se adquiere el valor máximo de pico
en una ventana de tiempo. La definición exacta del MER se puede encontrar
en las Pautas de Medición DVB [ETR290].
I
Q
Vector ideal
Centro ideal
Vector de error
Vector resultante
Fig. 18.17 Vectores de Error para Determinar la Relación de Error de Modulación
(MER)
𝑀𝐸𝑅𝑃𝐼𝐶𝑂 =𝑚𝑎𝑥 𝑣𝑒𝑐𝑡𝑜𝑟_𝑑𝑒_𝑒𝑟𝑟𝑜𝑟
𝑈𝑅𝑀𝑆 × 100% ;
18 - 14 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
𝑀𝐸𝑅𝑅𝑀𝑆 = 1𝑁
𝑣𝑒𝑐𝑡𝑜𝑟_𝑑𝑒_𝑒𝑟𝑟𝑜𝑟 2𝑁−1𝑛=0
𝑈𝑅𝑀𝑆 × 100% ;
La referencia URMS es aquí el valor RMS de la señal QAM. Aunque, gene-
ralmente, se utiliza una escala logarítmica:
𝑀𝐸𝑅𝑑𝐵 = 20 × 𝑙𝑜𝑔 𝑀𝐸𝑅 %
100 𝑑𝐵
El valor MER es consecuentemente una cantidad agregada que incluye to-
dos los errores individuales posibles y describe así totalmente el funciona-
miento de la cadena de transmisión.
En principio:
MER [dB] ≤ S/N [dB];
18.2.6 Magnitud Vectorial de Error (EVM) La magnitud vectorial del error (EVM) tiene una relación cercana con la
tasa de error de modulación (MER), la única diferencia es que se emplea una
referencia distinta. Mientras que en el MER, la referencia es el valor RMS de
la señal QAM, es el valor máximo de la señal QAM el que se utiliza como
referencia para el EVM.
EVM y MER se pueden convertir a partir uno del otro con la ayuda de la
tabla 18.1.
18.3 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER)
En DVB-C y en J83A, C, la transmisión es protegida por la protección de
error Reed-Solomon RS (204,188). Usando 16 bytes de protección de error
por paquete de flujo de transporte, esta protección permite que sean corregi-
dos 8 errores simples por paquete del TS en el lado de la recepción. Contando
los eventos de corrección realizados por el decodificador Reed-Solomon en el
lado de la recepción y asumiendo que éstos son atribuibles a errores simples,
y relacionándolos con el flujo de bits entrante en un período comparable (un
paquete de flujo de transporte tiene 188•8 bits útiles y un total de 204•8 bits),
proporcionan la tasa de error de bit, un valor entre 1•10-4 y 1•10-11.
18 - 15
Tabla 18.1. MER y EVM
QAM MER>EVM EVM>MER MER>EVM MER>EVM
[%] [%] [dB] [dB]
4 EVM=MER MER=EVM |EVM|=MER MER=|EVM|
16 EVM= EVM= |EVM|= MER=
MER/1.342 MER*1.342 MER |EVM|
+2.56dB -2.56dB
32 EVM= EVM= |EVM|= MER=
MER/1.304 MER*1.304 MER |EVM|
+2.31dB -2.31dB
64 EVM= EVM= |EVM|= MER=
MER/1.527 MER *1.527 MER |EVM|
+3.68dB -3.68dB
128 EVM= EVM= |EVM|= MER=
MER/1.440 MER*1.440 MER |EVM|
+3.17dB -3.17dB
256 EVM= EVM= |EVM|= MER=
MER/1.627 MER*1.627 MER |EVM|
+4.23dB -4.23dB
Sin embargo, no todos los errores pueden ser corregidos por el decodifica-
dor Reed-Solomon. Los errores en los paquetes del TS que ya no pueden ser
corregidos conducen a paquetes errados que después son marcados por el
indicador de error de transporte del encabezado del flujo de transporte
MPEG-2. La cuenta de los errores no-corregibles relacionada con el volumen
correspondiente de datos permite que la tasa de error de bit post Reed-
Solomon sea calculada.
Por consiguiente, hay dos tasas de error de bits en DVB-C y en J83A, C:
Tasa de error de bits antes de Reed-Solomon – tasa de error de bit del
canal
Tasa de error de bits después de Reed-Solomon
La Tasa de error de bits es definida como:
BER = bits errados / bits transmitidos;
La tasa de error de bits tiene una relación fija con la relación señal/ruido si
solamente el ruido está implicado. Esta relación se muestra en la figura de
abajo. Además, la figura incluye la degradación equivalente de ruido (END –
Equivalent Noise Degradation) y el margen del ruido con un ejemplo.
18 - 16 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
Degradación Equivalente de Ruido (END):
La degradación equivalente de ruido es una medida de la “pérdida de in-
serción” del sistema entero desde el modulador vía el enlace de cable hasta el
demodulador. Especifica la desviación de la relación de S/N real de la ideal
para un BER de 1•10-4 en dB. En la práctica se alcanzan valores de alrededor
de 1dB.
Margen de Ruido:
El margen de ruido es el margen entre la relación S/N que conduce a un
BER de 1•10-4, y el valor de S/N del sistema de cable. Cuando se mide el
valor de S/N en el cable, el ancho de banda del canal de la señal QAM se
utiliza como la anchura de banda del ruido.
Fig. 18.18. Espectro de una Señal DVB-C
18.4 Medición de Señales DVB-C Empleando un Analizador de Espectro
Un analizador de espectro es un buen instrumento para medir la potencia
del canal DVB-C, por lo menos en el lado de la modulación. Una señal DVB-
C parece ruido y tiene absolutamente un alto factor de cresta. Debido a su
semejanza con el ruido Gausiano blanco, la potencia se mide de la misma
manera como se mide la potencia del ruido.
Para encontrar la potencia de la portadora DVB-C/J83A, B, C, el analiza-
dor de espectro se configura como sigue:
18 - 17
En el analizador se seleccionan una resolución de ancho de banda de
300KHz y una anchura de banda de video de 3 a 10 veces la resolución del
ancho de banda (3MHz). Para alcanzar cierto promedio, se debe elegir un
tiempo de barrido lento (2,000ms). Se requieren estos parámetros porque
estamos utilizando el detector RMS del analizador de espectro. Se emplea la
siguiente configuración:
Frecuencia Central: centro del canal de cable
Span: 10MHz
Resolution BW: 300KHz
Video BW: 3MHz (debido al detector RMS y a la
escala logarítmica)
Detector: RMS
Sweep: lento (2,000ms)
Noise marker: centro del canal (C' en dBm/Hz)
Para medir la potencia se utiliza el marcador de ruido, debido a que la se-
ñal es similar al ruido. Para esto el marcador de ruido se fija al centro de la
banda. El requisito previo es un canal plano que, sin embargo, siempre se
puede asumir en el modulador. Si el canal no es plano, se deben utilizar otras
funciones de medición útiles pero dependientes del analizador para medir la
potencia del canal.
El analizador proporciona el valor C‟ como densidad de potencia de ruido
en la posición del marcador de ruido en dBm/Hz, tomando automáticamente
en consideración la anchura de banda del filtro y las características del ampli-
ficador logarítmico del analizador. Para relacionar la densidad de energía de
la señal C‟ con el ancho de banda de Nyquist BN de la señal de cable. La
potencia C‟ de la señal debe ser calculada como sigue:
C = C'[dBm/Hz] + 10log BN
= C'[dBm/Hz] + 10log(tasa de símbolo/Hz) dB; [dBm]
La anchura de banda Nyquist de la señal corresponde a la tasa de símbolo
de la señal de cable.
Ejemplo:
Valor de medición del marcador de ruido: -100.0 dBm/Hz
Valor de corrección para una tasa de símbolo de
6.9MS/s:
+ 68.4dB
Potencia en el canal: - 31.6dBm
18 - 18 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
Encontrando la Potencia de Ruido N por Aproximación:
Si fuera posible apagar la señal DVB-C/J83A, B, C sin cambiar las condi-
ciones del ruido en el canal, el marcador de ruido en el centro del canal pro-
porcionaría la información sobre las condiciones del ruido en el canal. Sin
embargo, esto no se puede hacer tan fácilmente. Se puede tener una “buena
idea”, por lo menos, si no un valor exacto de la medida, sobre la potencia de
ruido en el canal si el marcador de ruido se utiliza muy cerca a la señal, en el
“hombro” de la señal DVB-C/J83A, B, C. Esto es porque se puede asumir
que la franja de ruido dentro de la banda útil continúa de una manera similar a
cómo aparece en el hombro.
El valor N‟ de la densidad de potencia de ruido es entregado por el anali-
zador de espectro. Para calcular la potencia de ruido en el canal que tiene el
ancho de banda BN de la señal desde la densidad de potencia de ruido N', la
potencia de ruido N debe ser encontrada como sigue:
N = N'+ l0log BN
= N' + 10log (ancho de banda de ruido /Hz) dB; [dBm]
La anchura de banda de ruido recomendada por [ETR290] es el ancho de
banda real de la señal, que es la tasa de símbolo.
Ejemplo:
Valor de medición del marcador de ruido: -140.0dBm/Hz
Valor de corrección para un ancho de banda
de 8 MHz:
+ 68.4dB
Potencia de ruido en el canal: - 71.6dBm
Por tanto, el valor resultante C/N es:
C/N[dB] = C[dBm] - N[dBm] ;
ej.: C/N[dB] = -31.6dBm -(-71.6dBm) = 40dB;
18.5 Medición de la Atenuación de Hombros
Los componentes fuera de banda cercanos a la banda DVB-C/J83A, B, C
deseada se reconocen por los „hombros‟ de la señal QAM (Fig. 18.18. y
18.19.). Estos hombros se deben suprimir tanto como sea posible para causar
la menor interferencia posible a los canales adyacentes. Ésta es definida como
la mínima atenuación de hombros requerida (ej.: 43dB). La atenuación de
hombros es medida usando las funciones simples del marcador del analizador
de espectro.
18 - 19
Fig.18.19. Hombros en la Señal DVB-C
18.6 Medición del Rizado e Inclinación en el Canal
El rizado en la respuesta de amplitud de un canal de TV digital debe ser
tan baja como sea posible (menos de 0.4 dBp-p). Por otra parte, la inclinación
de este canal no debe ser tampoco mayor que este valor. El rizado y la incli-
nación del canal pueden ser medidas usando un analizador de espectro. Los
datos de la corrección del ecualizador del canal en el receptor de prueba se
pueden también utilizar para esta medida. De éstos, algunos receptores de
prueba de cable permiten que sea calculada la respuesta de frecuencia del
canal.
18.7 Prueba de los Receptores DVB-C/J83A, B, C
Como en DVB-S y también en DVB-T, es muy importante la prueba de
los receptores (ya sean cajas o integrados). Los transmisores de prueba pue-
den simular una cadena de transmisión de cable y el proceso de modulación.
Aparte del modulador y el convertidor de cable, tal transmisor de prueba
(como el Test Transmitter SFQ, SFU de Rohde&Schwarz) también contiene
una fuente de ruido y posiblemente hasta un simulador de canal. El transmi-
sor de prueba es alimentado con un flujo de transporte MPEG-2 de un gene-
rador MPEG-2. La señal de salida del transmisor de prueba se puede conectar
directamente a la entrada del receptor de cable. Alterando numerosos paráme-
tros es posible generar varias condiciones de estrés para el receptor. Es tam-
bién posible medir la tasa de error de bits en función de la relación C/N.
18 - 20 Medición de Señales de TV Digital por Cable de Banda Ancha
Fig. 18.20. Análisis de la constelación de una señal DVB-C desde un transmisor de
prueba (Rohde&Schwarz SFQ, abajo-izquierda) empleando un transmisor de prueba
(Rohde&Schwarz EFA, arriba-izquierda): Un generador MPEG-2 (Rohde&Schwarz
DVRG, centro-izquierda) suministra un flujo de transporte MPEG-2 con contenido de
prueba que alimenta al transmisor de prueba. El receptor DVB-C EFA muestra de
vuelta la señal DVB-C como un flujo de transporte MPEG-2 que puede ser decodifi-
cado por el decodificador MPEG-2 de prueba (Rohde&Schwarz DVMD, centro-
derecha). La foto también muestra el analizador vectorial de señales VSA (abajo-
derecha), el monitor de TV (arriba-centro) y un analizador “601” VCA (arriba-
derecha).
Bibliografía: [ETR290], [EFA], [SFQ], [HOFMEISTER], [ETS300429],
[REIMERS], [GRUNWALD], [JAEGER], [FISCHER3], [SFU]
19 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogona-les Codificado (COFDM)
Hace aproximadamente 100 años, casi desde el principio de la transmisión
eléctrica de mensajes, se han usado los métodos de portadora única para
transmitir la información. El mensaje a ser transmitido se impresiona en una
portadora sinusoidal aplicando técnicas analógicas de modulación de ampli-
tud, de frecuencia o de fase. Desde los años ochenta se usa cada vez más la
transmisión de portadora única por los métodos digitales en el formato de
corrimiento de frecuencia (FSK) y en muchos casos también por la modula-
ción vectorial (QPSK, QAM). Las principales aplicaciones para ésta son el
facsímile, el módem, la radio móvil, enlaces de microonda, la transmisión
satelital y la transmisión de datos sobre cables de banda ancha. Sin embargo,
las características de muchas vías de transmisión son tales que los métodos de
portadora única demuestran ser sensibles a la interferencia, complejos o in-
adecuados. No obstante, desde los días de Marconi y Hertz, son precisamente
estos enlaces de transmisión los que frecuentemente usa la mayoría. Hoy,
cada niño conoce de radios de transistores, receptores de televisión y móviles
o los sencillos walkie-talkies, todos de los cuales operan con una portadora
modulada en un ambiente terrestre. Y cada automovilista sabe del efecto en la
recepción del programa de radio que está escuchando y que cesa de repente
cuando se detiene en una luz roja - está en un „punto muerto‟. Debido a la
recepción por trayectoria múltiple ocurren desvanecimientos selectivos de
frecuencia y de ubicación. En la transmisión de radio terrestre también deben
esperarse interferencias sinusoidales de banda estrecha, de banda ancha o de
tipo impulso qué pueden afectar adversamente la recepción. La ubicación, el
tipo, la orientación y la movilidad, es decir el movimiento, todos juegan un
papel. Esto aplica para la recepción de radio, de TV y de radios móviles. Por
las condiciones de recepción, la recepción terrestre es el tipo más difícil de
todas. Esto se aplica igualmente a la vieja línea de dos hilos en el campo de
las telecomunicaciones. Puede haber reflexiones, diafonía de otros pares,
interferencias de impulso y deficiencias en la respuesta de amplitud y de re-
tardo de grupo. Sin embargo está aumentando más y más la demanda por
enlaces de datos con superiores velocidades de tráfico binario de las PCs a la
Internet. Los métodos de portadora única más usuales y también los sistemas
de transmisión de datos como RDSI ya están alcanzando sus límites. Para
muchas personas, 64Kb/s, ó 128Kb/s con canales agrupados, no son suficien-
tes en RDSI. En los enlaces de radio terrestre están ahora los servicios de
radiodifusión, que siempre han tenido un vasto ancho de banda, como la tele-
visión con 8MHz, que están „clamando‟ por métodos de transmisión numéri-
ca fiables. El empleo del método de multi-portadoras es una aproximación
fiable para lograrlo. La información no se transmite digitalmente vía una sola
19 - 2 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
portadora sino por muchas - en algunos casos miles de sub-portadoras con
múltiple protección de error e interpolado de datos. Estos métodos, conocidos
desde los años setenta, son:
Múltiplex por división de frecuencias ortogonales codificado
(COFDM),
Multitono Discreto (DMT).
Ellos se usan en:
Radiodifusión Sonora Digital (DAB),
Radiodifusión de Video Digital Terrestre (DVB-T),
Línea de Subscriptor Digital Asimétrica (ADSL),
Transmisión de señales de datos vía las líneas eléctricas,
ISDB-T,
DTMB
En esta Sección, se describen las bases, las características y la generación
de métodos de modulación de multi-portadora como el múltiplex por división
de frecuencias ortogonales codificado (COFDM) o el multitono discreto
(DMT).
Por los años setenta, el concepto de modulación de multi-portadoras vuel-
ve a investigarse en los Laboratorios Bell en los EE.UU. [CHANG] y a con-
siderarse en Francia. Sin embargo, por esos días, no estaban aún disponibles
los chips suficientemente rápidos para llevar a cabo estas ideas. No fue hasta
después de muchos años, al principio de los años noventa, que el concepto se
convirtió en realidad y fuera aplicado por primera vez en la Radiodifusión
Sonora Digital (DAB). Aunque la DAB realmente no puede llamarse un éxito
absoluto de mercadeo, esto no es ciertamente debido a la tecnología sino a un
mercadeo impropio (o la falta completa de él) y esto, en principio, es atribui-
ble a la industria y a la política. La propia tecnología es de primera clase.
Incluso hoy, en muchos campos, es difícil de convencer al consumidor que
este producto u otro sea bueno. Es ciertamente correcto dejar muchas decisio-
nes al consumidor pero entonces éste debe tener conocimiento de las nuevas
posibilidades y principios subyacentes o incluso hasta poder comprar un nue-
vo tipo de producto. En el caso de DAB, esto sólo ha sido posible desde 2001
lo qué es infortunado para este excelente método de transmitir el sonido vía
los canales terrestres, virtualmente con calidad de CD. En el caso de ADSL
en telecomunicaciones la situación es diferente, ya que el ADSL es aceptado
cada vez más y exigido para el acceso a Internet debido a su velocidad, y en
el caso de DVB-T que se está extendiendo a países dónde se lo promueve
políticamente y es estipulado como una tecnología apropiada. Si se aplican
correctamente, la DAB y el DVB-T realizan una buena contribución a la con-
servación de la energía y las frecuencias y al mismo tiempo prodigan un buen
19 - 3
desempeño.
Fig. 19.1. El canal de radio terrestre
19.1 ¿Por qué Multi-Portadoras?
Los métodos de multi-portadora pertenecen a los métodos de transmisión
más complicados de todos y de ninguna manera son inferiores a los métodos
de acceso múltiple por división de código (CDMA – Code Division Multiple
Access). ¿Pero por qué esta complejidad? La razón es simple: el medio de
transmisión es un medio sumamente difícil de manejar.
El medio de la transmisión terrestre involucra:
rutas de transmisión terrestres,
condiciones difíciles de transmisión por líneas.
Las rutas de transmisión terrestres, en particular, exhiben los siguientes
rasgos característicos:
Recepción de Multi-trayectoria vía varios caminos de eco causados
por las reflexiones en edificios, montañas, árboles, vehículos;
Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN);
Fuentes de interferencia de banda estrecha o de banda ancha causadas
por los motores de combustión interna, tranvías u otras fuentes de ra-
dio;
Efecto Doppler, es decir el cambio de frecuencia en la recepción
móvil.
19 - 4 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
La recepción de multi-trayectoria conlleva a los fenómenos de desvaneci-
miento selectivo de frecuencia o de ubicación (Fig. 19.2.), un efecto conocido
como el “efecto de la luz roja” en los radios de automóvil. El automóvil se
detiene en un semáforo con luz roja y la recepción de radio cesa. Si uno se-
lecciona otra estación o mueve el automóvil ligeramente hacia adelante, la
recepción se restaura. Si la información se transmite esencialmente por sólo
una portadora discreta a una frecuencia particular, las reflexiones causarán
cancelaciones de la señal recibida en situaciones particulares a exactamente
esta frecuencia. Este efecto es una función de la frecuencia, la intensidad y el
retardo del eco.
Fig. 19.2. Función de transferencia de un canal de radio con recepción multi-
trayectoria, desvanecimiento selectivo de frecuencia
Si se transmiten señales digitales con una alta tasa de datos por portadoras
moduladas vectorialmente (modulación I/Q), estas exhibirán un ancho de
banda que corresponde a la tasa de símbolo.
El ancho de banda disponible es normalmente especificado. La tasa de
símbolo se obtiene del tipo de modulación y de la tasa de datos. Sin embargo,
los métodos de portadora única tienen una tasa de símbolo relativamente alta,
a menudo dentro de un rango de más de 1MS/s hasta 30MS/s. Esto lleva a
que los períodos de símbolo sean muy cortos, de 1µs o menores (inversa de la
tasa de símbolo). Sin embargo, los retardos de la reflexión pueden caer fácil-
mente dentro de un rango de hasta 50µs o mayores en los canales de transmi-
sión terrestres. Tales reflexiones llevarían a interferencia de inter-símbolo
entre símbolos adyacentes o incluso entre símbolos bastante alejados y hacer
la recepción más o menos imposible. Un truco obvio sería hacer que el perío-
do del símbolo fuera lo más largo posible para minimizar la interferencia de
inter-símbolo y, además, podrían insertarse pausas entre los símbolos, los
llamados intervalos de guarda.
19 - 5
Símbolo
n
Símbolo
n+1
Símbolo
n+2
Símbolo
n+3
Símbolo
n+4
Símbolo
n+5
Símbolo
n
Símbolo
n+1
Símbolo
n+2
Símbolo
n+3
Símbolo
n+4
Símbolo
n+5
+
=
Trayectoria 1+2
Trayectoria 1
Trayectoria 2
∆t
Interferencia inter-símbolo ∆t = retardo del eco
Fig. 19.3. Interferencia /diafonía inter-símbolo con recepción multi-trayectoria
Fig. 19.4. COFDM: multi-portadoras en un canal de radio con desvanecimiento
Sin embargo, queda todavía el problema de los fenómenos de desvaneci-
miento selectivo por ubicación y frecuencia. Si la información no se transmite
vía una sola portadora sino que es distribuida sobre muchas, hasta miles de
sub-portadoras y basada en la correspondiente protección de error global,
manteniendo constante el ancho de banda del canal disponible, sólo se afec-
tarán portadoras individuales o bandas por el desvanecimiento, pero no todas
ellas.
En el receptor, podría recuperarse suficiente información libre de error
después de las portadoras relativamente indemnes y así poder reconstruir un
flujo de salida de datos libre de error por medio de las medidas de protección
de error tomadas. Si, sin embargo, se usan muchos miles de sub-portadoras en
lugar de una portadora, la tasa de símbolo se reduce por el factor del número
de sub-portadoras y los símbolos se alargan correspondientemente varias
miles de veces hasta un milisegundo. El problema de desvanecimiento se
resuelve y, al mismo tiempo, el problema de interferencia inter-símbolo tam-
bién se resuelve debido a símbolos más largos y a las pausas apropiadas entre
ellos.
Un método de multi-portadoras nace y se denomina Múltiplex por Divi-
sión de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM). Ahora sólo es nece-
19 - 6 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
sario ver que las numerosas portadoras adyacentes no se interfieren entre
ellas, es decir, que sean ortogonales entre sí.
19.2 ¿Qué es COFDM?
El Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM) es un
método de multi-portadoras con hasta miles de sub-portadoras, ninguna de las
cuales se interfiere con la otra porque son ortogonales entre sí. La informa-
ción a ser transmitida es distribuida intercalada entre muchas sub-portadoras,
que habiéndose agregado primero la protección de error apropiada, resulta en
el Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM).
Cada una de estas sub-portadoras es modulada mediante modulación vectorial
QPSK, 16QAM y a menudo hasta 64QAM.
Codificado
COFDM
Múltiplex por División de
Frecuencia Ortogonal
COFDM es una combinación de múltiplex ortogonal (de ángulos rectos
entre sí o, en otros términos, no interfiriéndose uno con el otro) y de división
de frecuencia (división de la información en muchas sub-portadoras en el
dominio de la frecuencia).
En un canal de transmisión, la información puede transmitirse continua-
mente o en ranuras de tiempo. Es posible transportar diferentes mensajes en
varias ranuras de tiempo, como flujo de datos de fuentes diferentes. Este
método de ranuras de tiempo ha sido aplicado por mucho tiempo, principal-
mente en telefonía para la transmisión de llamadas diferentes en una línea, un
canal satelital o también un canal de radio móvil. La interferencia típica tipo
impulsos causada por la irradiación de un teléfono móvil que conforma la
norma GSM a los sistemas estereofónicos y a los juegos de TV tienen su ori-
gen en este método de ranuras de tiempo, también llamada, en este caso, ac-
ceso múltiple por división de tiempo (TDMA). No obstante, también es posi-
ble subdividir un canal de transmisión de un cierto ancho de banda en el do-
minio de la frecuencia, produciendo sub-canales en cada uno de los cuales
puede colocarse una sub-portadora. Cada sub-portadora se modula indepen-
dientemente de las otras y lleva su propia información separada de las otras
sub-portadoras. Cada una de estas sub-portadoras puede ser modulada vecto-
rialmente, mediante QPSK, 16QAM y a menudo hasta 64QAM.
Todas las sub-portadoras se espacian separadamente por un intervalo
constante ∆f. Un canal de comunicación puede contener hasta miles de sub-
portadoras cada una de las cuales podría llevar la información de una fuente
que podría no tener que ver con ninguna de las otras en absoluto. Sin embar-
19 - 7
go, también es posible, en primer término, proporcionar un flujo de datos
común con protección de error para luego dividirlo en muchas sub-
portadoras. Ésto es el múltiplex por división de frecuencia (FDM). Así, en
FDM, un flujo de datos común es entrecortado y transmitido en un canal, no
vía una sola portadora sino por muchas, hasta miles de sub-portadoras digita-
les modulas vectorialmente. Dado que estas sub-portadoras se encuentran
muy cercanas entre sí, con un espacio de unos kilohercios, debe tenerse gran
cuidado para que estas sub-portadoras no se interfieran entre sí. Las portado-
ras deben ser ortogonales unas con otras. El término ortogonal normalmente
se refiere a „90° entre sí‟ pero en ingeniería de comunicaciones generalmente
significa señales que no se interfieren entre sí debido a ciertas características.
¿Cuándo las portadoras adyacentes de un sistema FDM se influyen entre sí en
mayor o menor grado? Sorprendentemente, tenemos que empezar con un
pulso rectangular y su transformada de Fourier. Un solo pulso rectangular de
duración ∆t proporciona un espectro de forma sen(x)/x en el dominio de la
frecuencia, con nulos espaciados separadamente por una constante ∆f = 1/∆t
en el espectro. Un solo pulso rectangular exhibe un espectro continuo, es
decir en lugar de las líneas espectrales discretas hay una curva de forma
sen(x)/x continua.
∆f
A(f)
f
Sen(x)/x
∆t
t
Transformada de
Fourier
Fig. 19.5. Transformada de Fourier de un pulso rectangular
Variando el período ∆t del pulso rectangular varía el espaciado ∆f de los
nulos en el espectro. Si ∆t tiende a cero, los nulos en el espectro tenderán
hacia el infinito. Esto produce un pulso Dirac que tiene un espectro infinita-
mente plano que contiene todas las frecuencias. Si ∆t tiende hacia el infinito,
los nulos en el espectro tenderán a cero. Esto produce una línea espectral a
frecuencia cero, que es CC. Para todos los casos intermedios simplemente
corresponde a:
∆f = 1/∆t;
Un tren de pulsos rectangulares de período Tp y anchura del pulso ∆t tam-
bién corresponde a esta variación de forma sen(x)/x pero en este caso hay
19 - 8 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
sólo líneas espectrales discretas espaciadas separadamente por fp = 1/Tp, qué,
sin embargo, conforman esta variación de forma sen(x)/x.
¿Cuál es entonces la relación entre el pulso rectangular y la ortogonalidad?
Las señales de una portadora son sinusoidales. Una señal sinusoidal de fre-
cuencia fs = 1/Ts resulta en una sola línea espectral a la frecuencia fs y -fs en el
dominio de la frecuencia. Sin embargo, estas portadoras sinusoidales llevan la
información por modulación de amplitud y corrimiento de frecuencia.
Ancho de banda del Canal
∆f
f
Fig. 19.6. Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
Es decir, estas señales de portadora sinusoidal no se extienden continua-
mente de menos infinito a más infinito sino que cambian su amplitud y fase
después de un tiempo particular ∆t. Es posible imaginarse una señal portadora
modulada como compuesta de secciones sinusoidales recortadas rectangular-
mente, llamadas ráfagas de paquete. Matemáticamente, una circunvolución
ocurre en el dominio de la frecuencia, es decir, los espectros de pulso de ven-
tana rectangular y de onda sinusoidal se sobreponen. En el dominio de la
frecuencia hay un espectro de forma sen(x)/x en las posiciones de fs y fs en
lugar de una línea espectral discreta. Los nulos del espectro sen(x)/x son des-
critos por la longitud ∆t de la ventana rectangular. El espacio entre nulos es
∆f = 1/∆t.
Si a la sazón se transmiten muchas portadoras adyacentes simultáneamen-
te, las colas del sen(x)/x producidas por la transmisión de ráfagas interferirán
con las portadoras adyacentes.
Sin embargo, esta interferencia se minimiza si el espaciado entre portado-
ras es seleccionado de tal manera que una cresta de la portadora siempre co-
incida con un nulo de las portadoras adyacentes. Esto se logra seleccionando
el espaciado entre sub-portadoras ∆f para que correspondan a la inversa de la
19 - 9
longitud de la ventana rectangular, es decir el período de la ráfaga o período
del símbolo. Tal ráfaga de paquete, con muchas y a menudo miles de sub-
portadoras moduladas, es denominada un símbolo COFDM.
COFDM
Duración de
símbolo ∆t
Fig. 19.7. Símbolo COFDM
Lo siguiente debe cumplirse como condición de ortogonalidad COFDM:
∆f = 1/∆t,
donde ∆f es el espaciado entre las sub-portadoras y ∆t el período del símbolo.
Por ejemplo, si el período del símbolo de un sistema COFDM es conocido,
el espaciado entre sub-portadoras puede deducirse directamente, y viceversa.
En DVB-T, las siguientes condiciones se aplican a los llamados modos 2k
y 8k (Tabla 19.1.):
Tabla 19.1. Modos COFDM en DVB-T
Modo: 2k 8k
No. de sub-portadoras: 2048 8192
Espaciado aprox. entre sub-portadoras ∆f: 4 kHz 1 kHz
Duración aprox. del símbolo ∆t = 1/∆f: 250 µs 1 ms
19 - 10 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
∆f
Fig. 19.8. Condición de ortogonalidad en COFDM
19.3 Generación de los Símbolos COFDM
En COFDM, la información a ser transmitida es primero protegida de
errores, es decir se le agrega un techo considerable antes de que este flujo de
datos, que consiste en la carga útil y la protección de error, se impresione en
un gran número de sub-portadoras. Cada una de éstas, a menudo miles de
sub-portadoras, debe transmitir una porción de este flujo de datos. Como en el
método de portadora única, cada sub-portadora requiere el mapeado por el
que se generan el QPSK, 16QAM ó 64QAM. Cada sub-portadora se modula
independientemente de las otras. En principio, podría imaginarse que un mo-
dulador COFDM está compuesto de hasta miles de moduladores QAM, cada
uno con un mapeador. Cada modulador recibe a su propia, precisamente deri-
vada, portadora. Todos los procesos de modulación se sincronizan entre sí de
tal una manera que, en cada caso, se produce un símbolo común qué tiene una
longitud exacta de ∆t = 1/∆f. Sin embargo, este procedimiento es pura teoría:
en la práctica, sus costos serían astronómicos y sería inestable pero, no obs-
tante, sirve para ilustrar el principio del COFDM.
En realidad, un símbolo COFDM se genera por un proceso de mapeado
múltiple en el que se producen dos tablas, seguido por una Transformada
Inversa Rápida de Fourier (IFFT - Inverse Fast Fourier Transform). Es decir,
el COFDM es simplemente el resultado de aplicar matemática numérica en
una computadora de gran velocidad (Fig. 19.10.).
El proceso de modulación COFDM es como sigue: El flujo de datos con
protección de error, proveído de un techo, es entrecortado y dividido, tan al
azar como sea posible, en un gran número, de hasta miles, de sub-flujos, un
proceso llamado multiplexado e interpolado. Cada sub-flujo pasa paquete por
paquete a un mapeador que genera la descripción del sub-vector respectivo,
dividido en sus partes real e imaginaria. Se generan dos tablas con hasta mu-
chos miles de entradas, produciendo una tabla de la parte real y otra tabla de
la parte imaginaria. Esto produce la descripción de la sección del dominio del
19 - 11
tiempo en el dominio de la frecuencia. Cada sub-portadora, ahora modulada,
se describe como la sección del eje-x y la sección del eje-y o, expresado ma-
temáticamente, como los componentes cosinusoidal y sinusoidal, o la parte
real e imaginaria. Estas dos tablas - la tabla real y la tabla imaginaria - son
ahora las señales de entrada para el próximo bloque de procesamiento de la
señal, la transformada inversa rápida de Fourier (IFFT). Después de la IFFT,
el símbolo está ahora disponible en el dominio del tiempo. La forma de la
señal tiene una apariencia completamente aleatoria, estocástica, debido a los
muchos miles de sub-portadoras independientemente moduladas que contie-
ne. En la práctica, muchas personas encuentran difícil visualizar cómo se
producen tantas portadoras, por lo que el proceso de modulación se describirá
ahora paso a paso con la ayuda de la IFFT.
Σ
Ma
pe
ad
or
Ma
pe
ad
or
oo
oo
o
Datos con
FEC
Símbolo
OFDM
Fig. 19.9. Diagrama de bloques teórico de un modulador COFDM
El modulador COFDM se muestra en la figura 19.10., qué consiste en el
bloque IFFT seguido por un mezclador complejo (modulador I/Q), se alimen-
ta uno por uno con varias tablas de la parte real y la parte imaginaria en el
dominio de la frecuencia después de la cual se realiza la transformada inversa
rápida de Fourier y el resultado es obtenido en las salidas re(t) e im(t) después
de la IFFT, es decir en el dominio de tiempo, y después del mezclador com-
plejo.
19 - 12 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
IFFT
90°
Re(f)
Im(f)
I
Q
re(t)
im(t)
cofdm(t)
Fig. 19.10. Implementación práctica de un modulador COFDM mediante la IFFT
Esto empieza con un espectro que es simétrico con respecto al centro de la
banda del canal COFDM, consistiendo simplemente en la portadora No.1 y la
N. Después de la IFFT, se produce una señal de salida re(t) que es puramente
cosinusoidal. Una salida im(t), u(t) = 0V está presente. Se espera una señal en
el dominio del tiempo completamente real ya que el espectro cumple con las
condiciones de simetría requeridas para esto. Después del modulador I/Q, se
produce una señal modulada en amplitud con portadora suprimida qué se
genera sólo por la componente real en el dominio del tiempo (vea la figura
19.11).
Dominio de la
Frecuencia
Dominio del
Tiempo
Re(f) re(t)
im(t)Im(f)cofdm(t)
Fig. 19.11. IFFT de un espectro simétrico
19 - 13
Dominio de la
Frecuencia
Dominio del
Tiempo
Re(f) re(t)
im(t)Im(f)cofdm(t)
Fig. 19.12. IFFT de un espectro asimétrico
Dominio de la
Frecuencia
Dominio del
Tiempo
Re(f) re(t)
im(t)Im(f)cofdm(t)
Fig. 19.13. IFFT con frecuencia modificada
Sin embargo, si por ejemplo, la línea espectral en el rango superior de la
banda, es decir la portadora N, se suprime y sólo queda la componente de la
portadora No.1, se obtiene una señal compleja en el dominio del tiempo debi-
do al espectro asimétrico (Fig. 19.12. y 19.13.). A la salida re(t) después de la
IFFT, una señal cosinusoidal, con la mitad de la amplitud anterior, está ahora
presente. Además, la IFFT proporciona una señal de salida sinusoidal im(t)de
la misma frecuencia y la misma amplitud. Esto produce una señal compleja
en el dominio del tiempo. Si éstas, re(t) e im(t), alimentan al siguiente modu-
lador I/Q, la modulación desaparece, resultando en una sola oscilación sinu-
soidal convertida a la banda de frecuencia de la portadora. Se produce una
señal modulada en banda lateral única y el arreglo ahora representa un modu-
lador SSB (Single Side Band – Banda Lateral Única). Cambiando la frecuen-
cia de la sub-portadora cambia la frecuencia de las señales cosinusoidal y
sinusoidal de salida re(t) e im(t) (Fig. 10.19.). re(t) e im(t) tienen la misma
amplitud y frecuencia y una diferencia de fase de 90° exactamente, como
19 - 14 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
antes. El factor decisivo para entender este tipo de aplicación de COFDM es
que, en principio, esta relación mutua se aplica a todas las sub-portadoras.
Para cada sub-portadora, im(t) siempre está a 90° con respecto a re(t) y tiene
la misma amplitud.
Incluir más y más portadoras produce una señal con una apariencia cada
vez más aleatoria para re(t) e im(t), las partes real e imaginaria tienen una
relación de fase de 90° entre sí en el dominio de tiempo.
Se dice que im(t) es la transformada Hilbert de re(t). Esta transformada
puede imaginarse como un desfasador de 90° para todas las componentes
espectrales. Si ambas señales en el dominio del tiempo alimentan el modula-
dor I/Q siguiente, se produce el símbolo COFDM actual. En cada caso, por
este tipo de modulación se suprime la sub-banda superior o inferior del
COFDM correspondiente, proporcionando miles de moduladores de banda
lateral única del tipo corrimiento de fase. Muchas referencias, algunas de los
cuales datan de hace más de 20 años contienen notas respecto a los modula-
dores de banda lateral única del tipo corrimiento de fase. Sólo es debido al
hecho que cada sub-portadora re(t) e im(t) tienen la misma amplitud y están a
precisamente 90° entre sí, que la banda lateral superior del COFDM no pro-
duce diafonía a la inferior, y viceversa, con respecto a la frecuencia central.
Dado que hoy en día los moduladores I/Q análogos, no-ideales, son usados
muy a menudo debido al método de modulación directa, los efectos origina-
dos sólo pueden explicarse de esta manera.
Dominio de la
Frecuencia
Dominio del
Tiempo
Re(f) re(t)
im(t)Im(f)cofdm(t)
Fig. 19.14. COFDM con 3 portadoras
19 - 15
Dominio de la
Frecuencia
Dominio del
Tiempo
Re(f) re(t)
im(t)Im(f)
cofdm(t)
Fig. 19.15. COFDM con 12 portadoras
Cuantas más portadoras (Fig. 19.14.), mayor la apariencia aleatoria del
símbolo COFDM correspondiente. Incluso sólo 12 portadoras colocadas en
orden relativamente aleatorio entre si resulta en un símbolo COFDM con
apariencia estocástica. Los símbolos son calculados y generados sección por
sección uno tras otro. El mismo número de bits de datos son siempre combi-
nados y modulados dentro de un gran número, hasta miles, de sub-portadoras
COFDM. Primeramente, se producen las tablas de las partes real e imaginaria
en el dominio de la frecuencia y luego, después del IFFT, tablas para re(t) e
im(t) qué se guardan en memorias. Período por período, se genera luego un
símbolo de COFDM de una longitud exacta y constante ∆t = 1/∆f. Entre estos
símbolos, se mantiene un intervalo de guarda definido aunque a menudo de
longitud ajustable.
Símbolo n Símbolo n+1
Intervalo de guarda
Fig. 19.16. Símbolos COFDM con intervalo de guarda
19 - 16 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
Dentro de este intervalo de guarda, los eventos transitorios debidos a ecos
pueden disminuir lo qué previene la interferencia de inter-símbolo. El interva-
lo de guarda debe ser más largo que el tiempo de retardo del eco más largo en
el sistema de transmisión. Al final del intervalo de guarda, todos los eventos
transitorios deben de haber decaído. Si éste no es el caso, se produce ruido
adicional debido a la interferencia de inter-símbolo que, a su vez, es una fun-
ción simple de la intensidad de la reflexión.
Sin embargo, los intervalos de guarda no se ponen simplemente a cero.
Normalmente, el final del símbolo siguiente se inserta precisamente en este
intervalo de tiempo (Fig. 19.17.) y así los intervalos de guarda no pueden
verse en cualquier oscilograma. Desde el estricto punto de vista del procesa-
miento de señal, estos intervalos de guarda pueden generarse muy fácilmente.
En cualquier caso las señales producidas después de la IFFT son primero
escritas en una memoria y después se leen alternadamente una tras otra. El
intervalo de guarda se crea luego simplemente leyendo primero el contenido
del final de la respectiva memoria compleja en la correspondiente longitud
del intervalo de guarda (Fig. 19.18.).
¿Pero por qué no simplemente dejar el intervalo del guarda vacío en lugar
de llenarlo con el final del próximo símbolo como normalmente se hace? La
razón está basada en la manera cómo el receptor COFDM se engancha con
los símbolos COFDM. Si el intervalo de guarda no estuviera ocupado con
información de carga útil, el receptor tendría que pegarle a los símbolos de
COFDM exactamente en el punto correcto que, sin embargo, en la práctica no
es posible debido al redondeo por los ecos múltiples durante la transmisión.
Símbolo n Símbolo n+1
Intervalo de
Guarda
Fig. 19.17. Intervalo de guarda rellenado con el final del símbolo siguiente (CP =
Prefijo Cíclico)
19 - 17
IFFT
MEM1
MEM2
Marcador
Fig. 19.18. Generación del intervalo de guarda
En este caso, sólo podrían detectarse con dificultad el principio y el final
de los símbolos. Si, sin embargo, por ejemplo el final del próximo símbolo
está repetido en el intervalo del guarda precedente, pueden encontrarse fácil-
mente los componentes de señal que se repiten varias veces en la señal por
medio de la función de autocorrelación en el receptor. Esto hace posible en-
contrar el principio y el fin del área dentro de los símbolos no afectados por la
interferencia de inter-símbolo debido a los ecos. La Fig. 19.19. muestra esto
para el caso de dos trayectorias en la recepción. Usando la función de autoco-
rrelación, el receptor posiciona su ventana de muestreo FFT, que tiene la lon-
gitud exacta de un símbolo, dentro de los símbolos de tal una manera que
siempre se alinea con el área despejada. Así, la ventana de muestreo no se
posiciona exactamente encima del símbolo real ya que esto sólo produce un
error de fase que produce un giro de todo el diagrama de la constelación y
debe eliminarse en los pasos de procesamiento subsecuente.
S1 S2
RetardoG
1
G
2
Intervalo de Guarda Símbolo
Trayectoria
1
Trayectoria
2
Suma
Ventana FFT Ventana FFT Ventana FFT Ventana FFT Ventana FFT
Función de Auto-correlación
Fig. 19.19. Recepción multi-trayectoria en COFDM
19 - 18 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
No debe pensarse, sin embargo, que el intervalo de guarda puede usarse
para eliminar el desvanecimiento. Esto no es así. No hay nada que pueda
hacerse contra el desvanecimiento aparte de agregar protección de error al
flujo de datos por medio de la FEC (pre-corrección de error) y distribuyendo
los flujos de datos tan uniformemente como sea posible sobre todas las sub-
portadoras del COFDM en el canal de la transmisión.
19.4 Señales Suplementarias en el Espectro COFDM
Hasta ahora sólo se ha mencionado que, en el múltiplex por división de
frecuencia ortogonal, la información más la protección del error están distri-
buidas sobre muchas sub-portadoras y éstas son luego moduladas vectorial-
mente y transmitidas. Esto da la impresión que cada portadora está llevando
la carga útil. Sin embargo, esto no es así, de hecho. En todos los métodos
conocidos de transmisión COFDM (DAB, DVB-T, ISDB-T, WLAN, ADSL),
pueden encontrarse, o no, en un mayor o menor grado las siguientes categor-
ías de portadoras COFDM:
Portadoras de carga útil,
Portadoras sin usar, puestas a cero,
Pilotos fijos,
Pilotos dispersos, que no son fijos,
Portadoras de datos especiales para información suplementaria.
El término „señales suplementarias‟ ha sido deliberadamente reservado ya
que, aunque tienen la misma función por todas partes, tienen designaciones
diferentes.
En esta sección se discutirá en mayor detalle la función de estas señales
suplementarias en el espectro COFDM.
Las portadoras de carga útil ya se han descrito. Ellas transmiten los datos
de carga útil reales más la protección de error y son moduladas vectorialmen-
te de las varias maneras. Entre otras, se usan a menudo QPSK coherente,
16QAM ó 64QAM como modulación y los 2, 4 o 6 bits combinados por por-
tadora son mapeados directamente hacia la portadora respectiva. En el caso
de codificación diferencial no-coherente, que también se usa frecuentemente,
la información está contenida en la diferencia entre un símbolo y el próximo
de la constelación de portadoras. Los métodos principales son DQPSK o
DBPSK. La codificación diferencial tiene la ventaja de ser „auto-curativa‟, es
decir se corrige automáticamente cualquier error de fase que pueda estar pre-
sente, ahorrando medios de corrección de canal en el receptor, que resulta
más simple. Sin embargo, esto ocurre a costa de dos veces la tasa de error de
bits comparado con la codificación coherente.
19 - 19
Así, las portadoras de datos pueden codificarse como sigue:
Coherente,
Diferencialmente codificada.
En la mayoría de los casos no se usan las portadoras de los bordes, es de-
cir, las portadoras superiores e inferiores se ponen a cero y no llevan informa-
ción en absoluto. Son denominadas las portadoras de cero-información y hay
dos razones básicas para la existencia de estas portadoras de cero-información
sin usar:
Prevenir la diafonía del canal adyacente facilitando el filtrado de los
hombros del espectro COFDM, y
Adaptar la capacidad de bits por símbolo a la estructura de datos de
entrada.
Un espectro de COFDM (Fig. 19.20.) tiene los llamados „hombros‟ que
simplemente son el resultado de las colas de sen(x)/x de cada portadora indi-
vidual. Estos hombros causan interferencia en los canales adyacentes y, por
consiguiente, es necesario, para mejorar la llamada atenuación de hombros,
aplicar las prevenciones de filtrado convenientes. Estas prevenciones de fil-
trado, a su vez, se simplifican no usando las portadoras del borde simplemen-
te porque los filtros no necesitan, en este caso, ser tan empinados.
2 MHz / divCenter 300 MHz Span 20 MHz
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
Ref Lvl
-20 dBm
RS
1
Marker 1 [T1 NOI]
-79.54 dBm/Hz
300.00000000 MHz
Fig. 19.20. Espectro real de una señal DVB-T COFDM
Para alcanzar un múltiplo entero de símbolos, también es a menudo nece-
sario amarrarse con la estructura de datos de la entrada que frecuentemente
19 - 20 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
también se estructura en bloques. Un símbolo puede transportar un cierto
número de bits debido a las portadoras de datos presentes en el símbolo. La
estructura del flujo de datos de entrada también puede proporcionar un cierto
número de bits por bloque. El número de portadoras de carga útil en el símbo-
lo se selecciona de tal forma que el cálculo resulta exacto después de un cier-
to número de bloques completos de datos y símbolos. Sin embargo, debido al
uso de la IFFT, es necesario seleccionar una potencia de dos como el número
de portadoras que, después de substraer todos los datos y las portadoras pilo-
to, todavía deje portadoras, denominadas las portadoras de cero-información.
También coexisten las siguientes portadoras piloto:
Portadoras piloto con una posición fija en el espectro, y
Portadoras piloto con una posición variable en el espectro.
Se usan portadoras piloto con una posición fija en el espectro para el con-
trol automático de frecuencia (AFC) en el receptor, es decir para engancharlo
a la frecuencia transmitida. Estas portadoras piloto normalmente son una se-
ñal cosinusoidal y se localizan sobre el eje real en posiciones de amplitud
fijas. Hay normalmente una cantidad de tales pilotos fijos en el espectro. Si la
frecuencia de recepción no está enganchada a la frecuencia del transmisor,
todos los diagramas de la constelación girarán. En el receptor, estos pilotos
fijos dentro de un símbolo simplemente son ignorados y la frecuencia de re-
cepción se corrige de tal manera que la diferencia de fase de un piloto fijo con
el próximo se vuelva cero.
Se usan los pilotos con posición variable en el espectro como señal de me-
dición para la estimación y corrección del canal en el receptor, en el caso de
modulación coherente. Se podría decir que representan una señal de barrido
para la estimación del canal a fin de poder medir el canal.
Las portadoras de datos especiales con información suplementaria son
muy a menudo usadas como un canal de información rápido del transmisor al
receptor para informar al receptor de cambios hechos en el tipo de modula-
ción, por ejemplo un cambio de QPSK a 64QAM. Frecuentemente se trans-
miten de esta manera todos los parámetros de la transmisión actual del trans-
misor al receptor, como en DVB-T. Por lo tanto, sólo es necesario poner la
frecuencia aproximada en el receptor.
19.5 Modulación Jerárquica
Los métodos de la transmisión numérica presentan a menudo una abrupta
„caída al abismo‟ o „efecto pared‟ cuando la recepción cesa abruptamente
porque el límite de la relación señal/ruido se ha excedido. Naturalmente, esto
también se aplica al COFDM. En algunos métodos de transmisión COFDM
19 - 21
(DVB-T, ISDB-T), la llamada „modulación jerárquica‟ se usa para neutralizar
este efecto. Cuando se aprovecha la modulación jerárquica, la información se
transmite por medio de dos métodos de transmisión diferentes dentro de un
espectro COFDM. Uno de los métodos de transmisión es más robusto pero no
puede soportar una tasa de datos alta. El otro es menos robusto pero es capaz
de manejar una tasa de datos superior, haciendo posible transmitir, por ejem-
plo, la misma señal de video con una calidad de señal más pobre y otra con
una buena calidad de señal en el mismo flujo COFDM. En el receptor puede
seleccionarse uno u otro método con una mirada en las condiciones de recep-
ción. A estas alturas no se discutirá la modulación jerárquica en mayor detalle
porque hay varias adaptaciones y éstas dependen de la norma pertinente.
19.6 Resumen
El Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado
(COFDM) es un método de transmisión que, en lugar de una portadora, usa
un gran número de sub-portadoras en un canal de transmisión. Se diseña so-
bre todo para las características de un canal de transmisión terrestre conte-
niendo reflexiones múltiples. La información a ser transmitida es provista con
protección de error (múltiplex por división de frecuencia ortogonal codificada
- COFDM) y distribuida dentro de todas estas sub-portadoras. Las sub-
portadoras son moduladas vectorialmente y en cada caso transmiten una parte
de la información. El COFDM produce símbolos más largos que en la trans-
misión de portadora única y, como resultado, con la ayuda de un intervalo de
guarda, puede eliminarse la interferencia de inter-símbolo debido a los ecos.
Debido a la protección de error y el hecho que la información es distribuida
encima de muchas sub-portadoras, es posible recuperar el flujo de datos ori-
ginales libre de errores a pesar de cualquier desvanecimiento debido a las
reflexiones. Una nota final: Muchas referencias mencionan COFDM y
OFDM. En la práctica, no hay diferencia entre los dos métodos. OFDM es
una parte de COFDM. OFDM nunca trabajaría sin la protección de error con-
tenida en COFDM.
Bibliografía: [REIMERS], [HOFMEISTER], [FISCHER2], [CHANG],
[DAMBACHER].
19 - 22 Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codificado (COFDM)
20 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Ya se han explicado las características particulares de un canal de radio te-
rrestre en el capítulo anterior sobre COFDM (Múltiplex de División de Fre-
cuencia Ortogonal Codificado). Las que son determinadas principalmente por
la recepción de trayectoria múltiple que conlleva al desvanecimiento selectivo
por ubicación y frecuencia. En DVB-T, es decir en la transmisión terrestre de
señales de TV digital según la norma de la Digital Video Broadcasting, fue
decidido que el método de modulación más apropiado para lidiar con este
problema sería el COFDM, cuyos principios se explican en el capítulo ante-
rior. La Figura 20.1. muestra un esquema funcional del modulador DVB-T,
radicando su núcleo en el modulador COFDM con el bloque IFFT, seguido
por el modulador I/Q, que puede ser tipo digital o analógico. La posición del
modulador I/Q en el circuito puede variar, dependiendo de cómo se imple-
mente en la práctica el modulador DVB-T. La modulación COFDM es prece-
dida por la codificación del canal, es decir por la pre-corrección de error, que
es exactamente la misma en DVB-T como en la transmisión por satélite
DVB-S.
Filtro
FIR
Pre-
corr.
Amp.
Poten-
cia
Filtro
Pasa-
Banda
Entre-
lazador
de bits
Entre-
lazador
de
símbolo
Mapea-
dor
Adapt.
de
cuadro
IFFT
Inserta-
dor
Interv.
Guarda
Demux
C(oded) O(rthogonal) F(requency) D(ivision) M(ultiplex)
FI
RF
Pilotos, TPS
FEC LPTS1
TS2 FEC HP
(Opción) (2, 4, 6)
Fig. 20.1. Diagrama de bloques del modulador DVB-T – Parte 1
Como también puede verse en el esquema funcional son posibles dos en-
tradas de flujo de transporte MPEG-2, que luego proveerán la llamada modu-
lación jerárquica. Sin embargo, la modulación jerárquica se suministra en
DVB-T como una opción y todavía no ha sido puesta en práctica. La modula-
ción jerárquica se proveyó originalmente para transmitir el mismo programa
20 - 2 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
de TV con tasa de datos, corrección de error y calidad diferente en un canal
DVB-T. La ruta de alta prioridad (HP) transmite un flujo de datos con una
tasa de datos baja, es decir una calidad de imagen más pobre debido a una alta
compresión, pero permite usar una buena protección de error o un tipo más
robusto de modulación (QPSK). La ruta de baja prioridad (LP) se usa para
transmitir el flujo de transporte MPEG-2 con una tasa de datos superior, una
menor protección de error y un tipo de modulación de calidad superior
(16QAM, 64QAM). En el receptor, pueden seleccionarse HP o LP depen-
diendo de las condiciones de recepción. La modulación jerárquica intenta
disminuir el impacto, como lo era, de la llamada "caída al precipicio”. Pero
también es bastante coherente transmitir dos flujos de transporte totalmente
independientes. Ambas ramas, HP y LP, contienen el mismo codificador de
canal empleado en DVB-S pero, como ya se mencionó, ésta es una opción en
el modulador DVB-T, no en el receptor donde ésta involucra un gasto adicio-
nal muy pequeño.
Invers.
Sincro.
Disp.
Energía
Codif.
Reed-
Solomon
Entre-
lazador
Conv.
Codif.
Conv. Pic
ad
oInterf.
Banda-
base
Sincronización
Idem a DVB-CTasa de Código
1/2…(3/4)...7/8
Salida de
datos
Codificada
I
Q
TS in
Inv. Sinc. FEC1/
codif.
exterior
FEC2/
codif.
interior
Tasa de Datos de Entrada x 204/188x 2 x(1.5-Tasa de Código)
= Tasa de Datos de Salida
[2.17…(1.63)...1.36]
Idem a DVB-S
Fig. 20.2. Diagrama de bloques del modulador DVB-T – Parte 2, FEC
No todas las portadoras del COFDM en DVB-T son portadoras de carga
útil. Hay también un gran número de portadoras piloto y portadoras especia-
les. Estas portadoras especiales se usan para la sincronización de frecuencia,
estimación y corrección del canal y para implementar un canal de informa-
ción rápido. Ellas se insertan en sus posiciones en el espectro de DVB-T antes
de la IFFT.
Antes de discutir la norma DVB-T en mayor detalle, permítanos primero
preguntar: "¿Por qué DVB-T?"
Hay dos escenarios totalmente operacionales para suministrar televisión
digital, vía satélite y cable, ambos son accesibles a muchos hogares a lo largo
del mundo. ¿Por qué entonces la necesidad de otro más, la vía terrestre? El
DVB-T que, además, es complejo y caro y puede requerir una gran cantidad
de mantenimiento. Las razones de por qué es necesaria la cobertura adicional
20 - 3
con televisión digital terrestre son:
Requisitos regionales (infraestructuras históricas, ausencia de recep-
ción satelital),
Situaciones geográficas regionales,
Recepción de TV portátil,
Recepción de TV móvil,
Servicios municipales suplementarios locales (televisión regio-
nal/urbana).
Muchos países en el mundo no tienen cobertura de TV por satélite, o es
inadecuada, por diversas razones, políticas, geográficas o de otra naturaleza.
En muchos casos, la cobertura sustituta por cable tampoco es posible, debido,
por ejemplo, a la tundra y que a menudo tampoco puede financiarse debido a
la baja densidad poblacional. Esto deja sólo la cobertura terrestre. Países que
están bastante lejos del ecuador como aquéllos en Escandinavia tienen mu-
chos problemas con la recepción satelital, ya que las antenas receptoras de
satélite casi están apuntando al suelo. Hay también muchos países que no han
tenido previamente recepción de satélite analógica como norma tal como
Australia dónde la recepción satelital juega sólo un rol menor. Los centros
poblados allí se cubren vía terrestre y vía cable o satélite. En muchos países,
por razones políticas, no se permite colectar una variedad ingobernable de
programas de TV del cielo. Incluso regiones en Europa Central con buena
cobertura satelital y por cable requieren de cobertura adicional de TV terres-
tre, principalmente para programas de TV locales que no están siendo trans-
mitidos vía satélite. Además, la recepción portátil y la móvil son casi sólo
posibles vía una ruta terrestre.
20.1 La Norma DVB-T
En 1995, la norma terrestre para la transmisión de programas de TV digi-
tal fue definida en el ETS 300744 en concordancia con el Proyecto DVB-T.
Un canal DVB-T puede tener un ancho de banda de 8, 7 ó 6MHz. Hay dos
modos diferentes de operación: el modo 2K y el modo 8K, dónde 2K acomo-
da 2,048 puntos IFFT y 8K adopta 8,192 puntos IFFT. Como ya es conocido,
del capítulo sobre COFDM, el número de sub-portadoras COFDM debe ser
una potencia de dos. En DVB-T se decidió usar los símbolos con una longitud
de aproximadamente 250µs (modo 2K) ó 1ms (modo 8K). Dependiendo de
los requisitos, puede seleccionarse uno u otro modo. El modo 2K tiene un
mayor espaciamiento entre sub-portadoras de aproximadamente 4KHz pero el
período de símbolos es mucho más corto. Comparado con el modo 8K, con
un espaciamiento entre sub-portadoras de aproximadamente 1kHz, es mucho
menos susceptible a extenderse en el dominio de la frecuencia causado por el
efecto Doppler debido a la recepción móvil y a ecos múltiples pero mucho
20 - 4 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
más susceptible a los retardos mayores por ecos. Por ejemplo, en redes de
frecuencia única siempre se seleccionará el modo 8K debido al mayor espa-
ciamiento posible entre transmisores. En recepción móvil, el modo 2K es
bueno debido al mayor espaciamiento entre sub-portadoras. La norma DVB-T
permite el control flexible de los parámetros de transmisión.
Aparte de la longitud del símbolo, que es el resultado del uso del modo 2K
u 8K, el intervalo de guarda puede ajustarse también dentro de un rango de
1/4 a 1/32 de la longitud del símbolo. Es posible seleccionar el tipo de modu-
lación (QPSK, 16QAM ó 64QAM)). La protección de error (FEC) está dise-
ñada igual que en la norma satelital DVB-S. La transmisión DVB-T puede
adaptarse a los requisitos respectivos con respecto a la robustez o la tasa de
datos neta ajustando la Relación de Código (1/2... 7/8).
Además, la norma DVB-T mantiene la codificación jerárquica como una
opción. En la codificación jerárquica, el modulador tiene dos entradas de
flujo de transporte y dos FECs idénticos pero independientemente configura-
bles. La idea es aplicar una gran cantidad de corrección de error a un flujo de
transporte con una tasa de datos baja y después transmitirlo con un tipo muy
robusto de modulación. Este camino del flujo de transporte se denomina la
ruta de alta prioridad (HP). El segundo flujo de transporte tiene una tasa de
datos superior y se transmite con menos corrección de error, como modula-
ción 64QAM, y a este camino se le llama la ruta de baja prioridad (LP). Es
posible, por ejemplo, designar paquetes de programas idénticos con codifica-
ción MPEG-2, uno a una tasa de datos superior y el otro a una tasa de datos
inferior, y combinar ambos paquetes en dos paquetes multiplexados en flujos
de transporte independientes. Una tasa de datos superior automáticamente
significa buena calidad (de imagen). Al flujo de datos con la tasa de datos
más baja, y correspondientemente la más baja calidad de imagen, se le asigna
el camino de alta prioridad y al de la tasa de datos superior se le asigna la ruta
de baja prioridad. En el receptor, la señal de alta prioridad se desmodula más
fácilmente que la de baja prioridad. Dependiendo de las condiciones de re-
cepción, se seleccionarán las rutas HP o LP en el receptor. Si la señal es po-
bre, por lo menos se podrá recibir algo debido a la tasa de datos más baja y a
la mayor compresión, aunque la calidad de la imagen y sonido sea inferior.
En DVB-T se usa modulación COFDM coherente, es decir, las portadoras
de carga útil se mapean absolutamente y no se codifican diferencialmente. Sin
embargo, esto requiere de la estimación y corrección del canal, por lo que se
proveen numerosas señales piloto en el espectro DVB-T y se usan como seña-
les de prueba para la estimación del canal.
20.2 Las Portadoras DVB-T
En DVB-T, se usa una IFFT con 2,048 u 8,192 puntos. En teoría, 2,048 u
20 - 5
8,192 portadoras están disponibles para la transmisión de datos. Sin embargo,
no todas estas portadoras se usan como portadoras de carga útil. En el modo
8K, hay 6,048 portadoras de carga útil y en el modo 2K hay 1,512. El modo
8K tiene así exactamente cuatro veces más portadoras de carga útil que el
modo 2K pero dado que la tasa de símbolos es mayor por un factor de 4 en el
modo 2K, ambos modos siempre tendrán la misma tasa de datos dadas las
mismas condiciones de transmisión. El DVB-T contiene los siguientes tipos
de portadora:
Portadoras de la carga útil con posición fija,
Portadoras inactivas con posición fija,
Pilotos continuos con posición fija,
Pilotos dispersos con posición cambiante en el espectro,
Portadoras TPS con posición fija.
Piloto
Continuo o
Disperso
Portadora
TPS
Piloto
Continuo o
Disperso
Portadora
TPS
Fig. 20.3. Portadoras DVB-T: portadoras de carga útil, Pilotos Continuos y Disper-
sos, portadoras TPS
El significado de las palabras “portadora de carga útil” es clara: éstas son
simplemente las portadoras usadas para la transmisión real de datos. Las por-
tadoras de los extremos superior e inferior del canal se ponen a cero, es decir,
están inactivas y no llevan ninguna modulación en absoluto, sus amplitudes
son cero. Los pilotos continuos se localizan en el eje real, es decir en el eje I
(en-fase), ya sea a 0° o a 180° y tienen una amplitud definida. Los pilotos
continuos están 3dB por encima de la potencia media de la señal y se usan en
el receptor como la referencia de fase y para el control automático de fre-
cuencia (AFC), para enganchar la frecuencia del receptor a la del transmisor.
Los pilotos dispersos se extienden por todo el espectro del canal DVB-T de
símbolo a símbolo y virtualmente constituyen una señal de barrido para la
20 - 6 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
estimación del canal. Dentro de cada símbolo hay un piloto disperso cada 12da
portadora. Cada piloto disperso saltará hacia adelante tres posiciones de por-
tadora en el próximo símbolo, por lo que en cada caso las dos portadoras de
carga útil intermedias nunca se convertirán en un piloto disperso aunque
aquellos que ocupan cada 3ra posición en el espectro a veces son portadoras
de carga útil y a veces pilotos dispersos. Los pilotos dispersos también están
sobre el eje I a 0° o a 180° y tienen la misma amplitud que los pilotos conti-
nuos.
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
= Piloto disperso = Portadora de carga útil
Fig. 20.4. Cambio de posición de los Pilotos Dispersos
Las portadoras TPS se localizan en posiciones de frecuencia fija. Por
ejemplo, la portadora No.50 es una portadora TPS. TPS significa Señaliza-
ción de Parámetros de Transmisión (Transmission Parameter Signaling).
Estas portadoras representan virtualmente un canal de información rápido por
el que el transmisor le informa al receptor sobre los parámetros de la transmi-
sión actual. Son moduladas en DBPSK (Differential Binary Phase Shift Ke-
ying - modulación por desplazamiento de fase binaria diferencial) y se locali-
zan en el eje I a 0° o a 180°. Son diferencialmente codificadas, es decir, la
información está contenida en la diferencia entre un símbolo y el próximo.
Todas las portadoras TPS en un símbolo acarrean la misma información, es
decir, todas están ya sea a 0° o todas a 180° en el eje I. En el receptor, la posi-
ción correcta de 0° ó 180° de la portadora TPS es determinada por el voto
mayoritario por cada símbolo que se usa luego para la demodulación. DBPSK
significa que se transmite un cero cuando el estado de las portadoras TPS
cambia de un símbolo al próximo, y un uno si la fase de la portadora TPS no
cambia de un símbolo al próximo. La información de TPS completa es trans-
mitida sobre 68 símbolos y comprende 68 bits. Este segmento sobre 68
símbolos es llamado un „cuadro‟ y los pilotos dispersos dentro de este cuadro
también saltan encima del canal DVB-T desde el inicio del canal hasta el fin
del canal.
20 - 7
Q
I
Fig. 20.5. Portadoras TPS moduladas en DBPSK
Se usan 17 de los 68 bits del TPS para la inicialización y sincronización,
13 bits son protecciones del error, actualmente se usan 22 bits y 13 bits son
reservados para aplicaciones futuras. La Tabla 20.1. explica cómo se utilizan
las portadoras TPS.
Las portadoras TPS mantienen al receptor informado sobre:
Modo (2K, 8K),
Longitud del intervalo del guarda (1/4, 1/8, 1/16, 1/32),
Tipo de modulación (QPSK, 16QAM, 64QAM),
Relación de Código (1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8),
Uso de codificación jerárquica.
Sin embargo, el receptor ya debe de haber determinado el modo (2K u 8K)
y la longitud del intervalo de guarda que no tienen significado como informa-
ción de TPS.
En la Fig. 20.3., la posición de los pilotos y las portadoras TPS pueden
verse claramente en un diagrama de constelación 64QAM. Los dos puntos
exteriores en el eje I corresponden a las posiciones de los pilotos continuos y
los pilotos dispersos. Los dos puntos internos en el eje I son las portadoras
TPS.
La posición de los pilotos continuos y de las portadoras TPS en el espectro
puede verse en las Tablas 20.2 y 20.3. En estas tablas, se listan los números
de las portadoras en los que pueden encontrarse los pilotos continuos y las
portadoras TPS. La cuenta empieza en portadora número cero que es la pri-
mera portadora no-nula al inicio del canal.
20 - 8 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Tabla 20.1. Ubicación de los bits de las portadoras TPS:
Número de
bit
Formato Propósito/Contenido
s0 Inicialización s1- s16 0011010111101110 ó
1100101000010001
Palabra de sincronización
s17 - s22 010 111 Indicador de longitud s23, s24 Número de cuadro s25, s26 Constelación
00=QPSK/01=16QAM / 10=64QAM s27, s28, s29 Información de jerarquía
000=No jerárquico,
001= α =1, 010= α =2, 011= α =4, s30, s31, s32 Relación de Código, flujo HP,
000=1/2, 001=2/3, 010=3/4,
011=5/6, 100=7/8 s33, s34, s35 Relación de Código, flujo LP,
000=1/2, 001=2/3, 010=3/4,
011=5/6, 100=7/8 s36, s37 Intervalo de guarda
00=1/32, 01=1/16, 10=1/8, 11=1/4 s38, s39 Modo de transmisión
00=2K, 01=8K, s40 - s53 todos a "0" Reservado para uso futuro s54 - s67 Código BCH Protección de error
Los variados tipos de portadoras usados en DVB-T se resumen brevemen-
te como sigue. De las 2,048 portadoras en el modo 2K, se usan sólo 1,705
portadoras y todas las demás se ponen a cero. Dentro de estas 1,705 portado-
ras hay 1,512 portadoras de carga útil que pueden ser moduladas en QPSK,
16QAM ó 64QAM, 142 pilotos dispersos, 45 pilotos continuos y 17 portado-
ras TPS.
Algunos de los pilotos dispersos coinciden, a veces, con las posiciones de
los pilotos continuos que es el por qué el número 131 debe usarse para calcu-
lar las portadoras de la carga útil reales en el caso de los pilotos dispersos en
el modo 2K. Las condiciones en el modo 8K son comparables. Tampoco aquí
están usándose todas las 8,192 portadoras, sólo 6,817 de las que, a su vez,
6,048 son las portadoras de carga útil reales. El resto son pilotos dispersos
(568), pilotos continuos (177) y portadoras TPS (68). Como antes, el número
524 debe usarse para los pilotos dispersos al calcular las portadoras de carga
útil ya que a veces un piloto disperso coincidirá con un piloto continuo. Cada
12da portadora en un símbolo es un piloto disperso. Es así fácil de calcular el
número de pilotos dispersos dividiendo el número de portadoras realmente
usadas entre 12 (1705/12 = 142, 6817/12 = 568).
20 - 9
Tabla 20.2. Posiciones de los Pilotos Continuos
Modo 2K Modo 8K
0 48 54 87 141 0 48 54 87 141 156 192 201 255 279 282 333 432 450
156 192 201 255 279 483 525 531 618 636 714 759 765 780 804 873 888 918
282 333 432 450 483 939 942 969 984 1050 1101 1107 1110 1137 1140 1146
525 531 618 636 714 1206 1269 1323 1377 1491 1683 1704 1752 1758 1791
759 765 780 804 873 1845 1860 1896 1905 1959 1983 1986 2037 2136 2154
888 918 939 942 969 2187 2229 2235 2322 2340 2418 2463 2469 2484 2508
984 1050 1101 1107 2577 2592 2622 2643 2646 2673 2688 2754 2805 2811
1110 1137 1140 2814 2841 2844 2850 2910 2973 3027 3081 3195 3387
1146 1206 1269 3408 3456 3462 3495 3549 3564 3600 3609 3663 3687
1323 1377 1491 3690 3741 3840 3858 3891 3933 3939 4026 4044 4122
1683 1704 4167 4173 4188 4212 4281 4296 4326 4347 4350 4377
4392 4458 4509 4515 4518 4545 4548 4554 4614 4677
4731 4785 4899 5091 5112 5160 5166 5199 5253 5268
5304 5313 5367 5391 5394 5445 5544 5562 5595 5637
5643 5730 5748 5826 5871 5877 5892 5916 5985 6000
6030 6051 6054 6081 6096 6162 6213 6219 6222 6249
6252 6258 6318 6381 6435 6489 6603 6795 6816
Tabla 20.3. Posiciones de las portadoras TPS
Modo 2K Modo 8K
34 50 209 346 413 569 34 50 209 346 413 569 595 688 790 901
595 688 790 901 1073 1219 1073 1219 1262 1286 1469 1594 1687 1738
1262 1286 1469 1594 1687 1754 1913 2050 2117 2273 2299 2392 2494 2605
2777 2923 2966 2990 3173 3298 3391 3442 3458
3617 3754 3821 3977 4003 4096 4198 4309 4481
4627 4670 4694 4877 5002 5095 5146 5162 5321
5458 5525 5681 5707 5800 5902 6013 6185 6331
6374 6398 6581 6706 6799
Tabla 20.4. Portadoras en DVB-T:
Modo 2K Modo 8K
2048 8192 portadoras
1705 6817 portadoras usadas
142/131 568/524 pilotos dispersos
45 177 pilotos continuos
17 68 portadoras TPS
1512 6048 portadoras de carga útil
20 - 10 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Las portadoras de carga útil son moduladas ya sea en QPSK, 16QAM ó
64QAM y transmiten el flujo de transporte MPEG-2 con protección de erro-
res. La Fig. 20.6. muestra los diagramas de constelación para QPSK, 16QAM
y 64QAM con las posiciones de las portadoras especiales en el caso de modu-
lación no-jerárquica.
RS
RS
Fig. 20.6. Diagramas de constelación DVB-T para QPSK, 16QAM y 64QAM
20.3 Modulación Jerárquica
Para asegurar que una recepción fiable sea garantizada aún en pobres con-
diciones, en DVB-T se provee la codificación jerárquica como una opción.
Sin ella, una relación de señal/ruido que sea lo bastante mala llevará a una
dura “caída al precipicio”, conocida también como el “efecto pared”. En el
caso de la frecuentemente usada transmisión DVB-T con modulación
64QAM y una Relación de Código de 3/4 ó 2/3, el límite de una recepción
estable está dado para una relación señal/ruido justo por debajo de 20dB.
Fig. 20.7. QPSK alojado en 64 QAM con modulación jerárquica
20 - 11
En esta sección se explicará más en detalle la modulación jerárquica.
Cuando se emplea la modulación jerárquica, el modulador DVB-T tiene dos
entradas de flujo de transporte y dos bloques FEC. Un flujo de transporte con
una baja tasa de datos alimenta la vía de alta prioridad (HP) y provee de una
gran cantidad de protección de error, seleccionando, por ejemplo, una Rela-
ción de Código de 1/2. Un segundo flujo de transporte con una tasa de datos
superior alimenta en paralelo la vía de baja prioridad (LP) y se la provee con
una menor protección de error, como con una Relación de Código de 3/4.
En principio, ambos flujos de transporte, HP y LP, pueden contener los
mismos programas pero a tasas de datos diferentes, es decir, con cantidades
diferentes de compresión. Sin embargo, los dos también pueden llevar cargas
útiles totalmente diferentes. En el camino de alta prioridad, se usa QPSK qué
es un tipo de modulación particularmente robusto. En el camino de baja prio-
ridad, se necesita un nivel superior de modulación debido a una tasa de datos
mayor. En DVB-T, las portadoras individuales de la carga útil no se modulan
con diferentes tipos de modulación. En cambio, cada portadora de carga útil
transmite porciones de ambas, LP y HP. La vía de alta prioridad se transmite
con el llamado „QPSK enquistado‟ en 16QAM ó 64QAM. La Figura 20.7.
muestra el caso de QPSK enquistado en 64QAM. La información de LP se
lleva en el punto discreto de la constelación y la de HP es determinada por el
cuadrante. Una nube de 4 por 4 puntos en un cuadrante como un conjunto
corresponde virtualmente a un punto de la constelación QPSK en este cua-
drante.
RS
RS
RS
RS
RS
16QAM, α=1
64QAM, α=1 64QAM, α=2 64QAM, α=4
16QAM, α=2 16QAM, α=4
RS
Fig. 20.8. Constelaciones posibles con modulación jerárquica
20 - 12 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Una modulación 64-QAM habilita 6 bits por símbolo a ser transmitido.
Sin embargo, ya que la información del cuadrante, como QPSK, desvía 2 bits
por símbolo para el flujo HP, sólo 4 bits por símbolo permanecen para la
transmisión del flujo LP. Las tasas de datos brutas para LP y HP tienen así
una relación fija de 4:2 entre sí. Además, las tasas de datos netas son depen-
dientes de la Relación de Código usada. También es posible un QPSK enquis-
tado en 16QAM. La proporción entre las tasas de datos brutas LP y HP viene
a ser 2:2. Para hacer más robusto el camino de alta prioridad QPSK, es decir,
menos susceptible a la interferencia, el diagrama de constelación puede ex-
tenderse al eje I y al eje Q. Un factor α de 2 ó de 4 aumenta la distancia entre
los cuadrantes individuales de los diagramas 16QAM ó 64QAM. Cuanto ma-
yor sea α, más insensible se vuelve la vía de alta prioridad y más sensible la
vía de baja prioridad ya que los puntos discretos de la constelación se juntan
más. La Figura 20.8. muestra las 6 posibles constelaciones con modulación
jerárquica, 64QAM con α = 1, 2 y 4 y 16QAM con α = 1, 2 y 4. La informa-
ción sobre la presencia o ausencia de modulación jerárquica, el factor α y la
Relación de Código para LP y HP se transmiten en las portadoras TPS. Esta
información se evalúa en el receptor que automáticamente ajusta su des-
mapeador. La decisión para desmodular HP o LP en el receptor puede tomar-
se automáticamente dependiendo de las condiciones actuales de la recepción
(tasa de errores de bit del canal) o dejada al usuario para seleccionarla ma-
nualmente. La modulación jerárquica ya no se suministra como una opción en
los modernos chipsets DVB-T ni en las cajas decodificadoras ya que, en la
práctica, no se requiere ningún hardware adicional. En muchos receptores
DVB-T, sin embargo, no se proporciona ningún software para esta opción
puesto que actualmente no se utiliza en ningún país. A principios de 2002, la
modulación jerárquica fue intentada en pruebas de campo en Australia pero,
actualmente, tampoco se utiliza allí.
20.4 Parámetros del Sistema DVB-T para Canales de 8, 7 y 6MHz
En lo siguiente párrafos, se derivarán los parámetros del sistema DVB-T y
se explicarán en detalle. Estos parámetros son:
Frecuencias de muestreo IFFT,
Anchos de banda de la señal DVB-T,
Espectro ocupado por los canales DVB-T de 8, 7 y 6MHz,
Tasa de datos, y
Niveles de señal de las portadoras individuales.
El parámetro básico del sistema en DVB-T es la frecuencia de muestreo
IFFT del canal de 8-MHz, que está definido como:
20 - 13
fmuestreo IFFT 8MHz = 64/7MHz = 9.142857143MHz;
De este parámetro básico, pueden derivarse todos los otros parámetros del
sistema, es decir aquéllos para los canales de 8, 7 y 6MHz. La frecuencia de
muestreo IFFT es la tasa de muestreo del símbolo COFDM o, respectivamen-
te, el ancho de banda dentro de la cual pueden acomodarse todas las sub-
portadoras 2K (= 2,048) y 8K (= 8,192). Sin embargo, muchas de estas 2,048
u 8,192 sub-portadoras se ponen a cero y el ancho de banda de la señal DVB-
T debe ser más angosto que aquel del canal real de 8, 7 o 6MHz. Como se
verá, el ancho de banda de la señal del canal de 8MHz es sólo aproximada-
mente 7.6MHz, quedando así un espacio aproximado de 200KHz entre los
extremos superior e inferior de este canal y sus canales adyacentes.
Estos 7.6MHz contienen a las 6,817 o 1,705 portadoras usadas realmente.
En el caso de los canales de 7 ó 6MHz, la frecuencia de muestreo IFFT de
estos canales puede calcularse de la frecuencia de muestreo IFFT del canal de
8MHz multiplicándolo simplemente por 7/8 ó 6/8, respectivamente.
fmuestreo IFFT 7MHz = 64/7MHz * 7/8 = 8MHz;
fmuestreo IFFT 6MHz = 64/7MHz * 6/8 = 48/7MHz = 6.857142857MHz;
Todas las 2,048 u 8,192 portadoras de la IFFT en los canales de 8, 7 y
6MHz pueden encontrarse dentro de estos anchos de banda de la IFFT. De
estos anchos de banda o frecuencias de muestreo, pueden derivarse fácilmen-
te los respectivos espaciados entre sub-portadoras dividiendo el ancho de
banda fmuestreo IFFT, entre el número de sub-portadoras de la IFFT:
∆f = fmuestreo IFFT / Nportadoras totales;
∆f 2K = fmuestreo IFFT /2048;
∆f 8K = fmuestreo IFFT /8192;
Por ende, el espaciado entre sub-portadoras COFDM en un canal DVB-T
de 8, 7 ó 6MHz de ancho en modos 2K y 8K es:
Tabla 20.5. Espaciado de sub-portadoras en modos 2K y 8K en DVB-T:
Ancho de banda del
canal
∆f
Modo 2K
∆f
Modo 8K
8MHz 4.464285714KHz 1.116071429KHz
7MHz 3.90625KHz 0.9765625KHz
6MHz 3.348214275KHz 0.8370535714KHz
Del espaciado entre sub-portadoras, la longitud del símbolo ∆tsímbolo puede
20 - 14 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
determinarse directamente. Debido a la condición de ortogonalidad, se tiene:
∆tsímbolo = 1/∆f;
Por consiguiente, las longitudes de símbolo en los varios modos y anchos
de banda del canal en DVB-T son:
Tabla 20.6. Duraciones de Símbolo en DVB-T:
Ancho de banda del
canal
∆tsímbolo
Modo 2K
∆tsímbolo
Modo 8K
8MHz 224 µs 896 ms
7MHz 256 µs 1.024 ms
6MHz 298.7 µs 1.1947 ms
Los anchos de banda de la señal DVB-T se obtienen del espaciado entre
sub-portadoras ∆f del canal respectivo (8, 7 ó 6MHz) y el número de portado-
ras realmente usadas en los modos 2K y 8K (1,705 y 6,817).
fseñal DVB-T = Nportadoras_usadas • ∆f;
Tabla 20.7. DVB-T: Ancho de Banda de Señal:
Ancho de banda del
canal
fseñal DVB-T
Modo 2K
fseñal DVB-T
Modo 8K
8MHz 7.612MHz 7.608MHz
7MHz 6.661MHz 6.657MHz
6MHz 5.709MHz 5.706MHz
En principio, hay dos maneras de contar las sub-portadoras COFDM del
canal DVB-T. Las portadoras pueden contarse ya sea de 0 a 2,047 ó de 0 a
8,192 de acuerdo con el número de portadoras IFFT o la cuenta pueden em-
pezar con la portadora número cero como la primera portadora usada real-
mente en el modo respectivo. Este último método de conteo es el más usual,
contar de 0 a 1,704 en modo 2K y de 0 a 6,816 en modo 8K. En la Fig. 20.9.
se muestra la posición del espectro del canal DVB-T y los parámetros más
importantes del sistema DVB-T se resumen nuevamente. La Fig. 20.9. tam-
bién muestra el número de la portadora central que es de importancia particu-
lar durante las pruebas. Este número de portadora, 3,408 en el modo 8K y 852
en el modo 2K, corresponde al centro exacto del canal DVB-T. A estas altu-
ras sólo pueden observarse algunos efectos que pueden ser causados por el
modulador DVB-T. Los valores mostrados dentro de corchetes en la figura se
aplican al modo 2K (por ejemplo: 3,408 [852]) y los otros aplican al modo
8K.
20 - 15
La tasa de datos bruta de la señal DVB-T se deriva, entre otras cosas, de la
tasa de símbolo de la señal DVB-T COFDM. La tasa de símbolo es una fun-
ción de la longitud del símbolo y de la longitud del intervalo de guarda como
sigue:
Tasa_de_símboloCOFDM = 1 / (duración_de_símbolo + intervalo_de_guarda);
La tasa de datos bruta es entonces el resultado de la tasa de símbolo, el
número de portadoras reales de carga útil y el tipo de modulación (QPSK,
16QAM, 64QAM). En el modo 2K, hay 1,512 portadoras de carga útil y en el
modo 8K hay 6,048. En QPSK, se transmiten 2 bits por símbolo, en 16QAM
son 4 bits por símbolo y en 64QAM son 6 bits por símbolo. Dado que los
símbolos son más largos por un factor de 4 en el modo 8K pero, por otro lado,
hay cuatro veces más portadoras de carga útil en el canal, este factor lo cance-
la otra vez, lo que significa que las tasas de datos son independientes del mo-
do (2K u 8K). La tasa de datos bruta del canal DVB-T está dada por:
Tasa_bruta _de_datos = tasa_de_símboloOFDM • #_de_portadoras_de_carga_útil •
bits_por_símbolo;
La longitud total de los símbolos COFDM está compuesta de la longitud
del símbolo y la longitud de los intervalos del guarda:
Tabla 20.8. DVB-T: Duración Total de Símbolo
Duración total del símbolo = símbolo + guarda [µs]
Ancho 2K 2K 2K 2K 8K 8K 8K 8K
de banda 1/4 1/8 1/16 1/32 1/4 1/8 1/16 1/32
[MHz]
8 280 252 238 231 1120 1008 952 924
7 320 288 272 264 1280 1152 1088 1056
6 373.3 336 317.3 308 1493.3 1344 1269.3 1232
La tasa de símbolo del canal DVB-T es calculada como:
tasa_de_símbolo = 1 / duración_total_de_símbolo;
Tabla 20.9. Tasas de Símbolo en DVB-T
Tasa de símbolo [kS/s]
Ancho 2K 2K 2K 2K 8K 8K 8K 8K
de banda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda
del canal 1/4 1/8 1/16 1/32 1/4 1/8 1/16 1/32
8MHz 3.5714 3.9683 4.2017 4.3290 0.8929 0.9921 1.04504 1.0823
7MHz 3.1250 3.4722 3.6760 3.7888 0.7813 0.8681 0.9191 0.9470
6MHz 2.6786 2.9762 3.1513 3.2468 0.6696 0.7440 0.7878 0.8117
20 - 16 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Y la tasa de datos bruta es determinada por:
tasa_bruta _de_datos = tasa_de_símbolo • #_de_portadoras_de_carga_útil •
bits_por_símbolo;
Tabla 20.10. DVB-T: Tasa Bruta de Datos
tasa bruta de datos [Mb/s] ancho 2K 2K 2K 2K 8K 8K 8K 8K
de banda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda guarda
de canal 1/4 1/8 1/16 1/32 1/4 1/8 1/16 1/32
8MHz 10.800 12.000 12.706 13.091 10.800 12.000 12.706 13.091
QPSK
8MHz 21.6 24.0 25.412 26.182 21.6 24.0 25.412 26.182
16QAM
8MHz 32.4 36.0 38.118 39.273 32.4 36.0 38.118 39.273
64QAM
7MHz 9.45 10.5 11.118 11.455 9.45 10.5 11.118 11.455
QPSK
7MHz 18.9 21.0 22.236 22.91 18.9 21.0 22.236 22.91
16QAM
7MHz 28.35 31.5 33.354 34.365 28.35 31.5 33.354 34.365
64QAM
6MHz 8.1 9.0 9.530 9.818 8.1 9.0 9.530 9.818
QPSK
6MHz 16.2 18.0 20.06 19.636 16.2 18.0 19.06 19.636
16QAM
6MHz 24.3 27.0 28.59 29.454 24.3 27.0 28.59 29.454
64QAM
Ancho de
Banda del
Canal
8/7/6 MHz
Portadora Central
3408 [852]
Ancho de Banda de
la Señal
Portadora #0 Portadora #6816
[1704]
Ancho de Banda IFFT
Fig. 20.9. Espectro de una señal DVB-T en los modos 8K y [2K] para canales de
8/7/6MHz
20 - 17
Adicionalmente, la tasa neta de datos depende de la Relación de Código
del codificador convolucional usado y de la protección de error Reed-
Solomon RS(188, 204) como sigue:
tasa_neta_de_datos = tasa_bruta_de_datos • 188/204 • tasa_de_código;
Ya que el factor de 4 la cancela, la fórmula global para determinar la tasa
neta de datos de las señales DVB-T es independiente del modo (2K u 8K) y
es:
tasa_neta_de_datos = 188/204 • tasa_de_código • log2(m) • 1(1 + guarda)
• canal • const1;
donde: m = 4 (QPSK), 16 (16-QAM), 64 (64-QAM);
log2(m) = 2 (QPSK), 4 (16-QAM), 6 (64-QAM);
Relación de Código = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8;
guarda = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32;
canal = 1 (8MHz), 7/8 (7MHz), 6/8 (6MHz); y
const1 = 6.75 • 106 bits/s.
De esto pueden determinarse las tasas netas de datos de los canales de 8, 7
y 6MHz en los varios modos de operación:
Tabla 20.11. Tasa Neta de Datos con Modulación No-jerárquica en un Canal DVB-T
de 8MHz:
Modulación Relación
de Código
Guarda
1/4
Guarda
1/8
Guarda
1/16
Guarda
1/32
(Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) (Mb/s)
QPSK 1/2 4.976471 5.529412 5.854671 6.032086
2/3 6.635294 7.372549 7.806228 8.042781
3/4 7.464706 8.294118 8.782007 9.048128
5/6 8.294118 9.215686 9.757785 10.05348
7/8 8.708824 9.676471 10.24567 10.55617
16QAM 1/2 9.952941 11.05882 11.70934 12.06417
2/3 13.27059 14.74510 15.61246 16.08556
3/4 14.92941 16.58824 17.56401 18.09626
5/6 16.58824 18.43137 19.51557 20.10695
7/8 17.41765 19.35294 20.49135 21.11230
64QAM 1/2 14.92941 16.58824 17.56401 18.0926
2/3 19.90588 22.11765 23.41869 24.12834
3/4 22.39412 24.88235 26.34602 27.14439
5/6 24.88235 27.64706 29.27336 30.16043
7/8 26.12647 29.02941 30.73702 31.66845
20 - 18 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Tabla 20.12. Tasa Neta de Datos con Modulación No-jerárquica en un Canal DVB-T
de 7MHz:
Modulación Relación
de Código
Guarda
1/4
Guarda
1/8
Guarda
1/16
Guarda
1/32
(Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) (Mb/s)
QPSK 1/2 4.354412 4.838235 5.122837 5.278075
2/3 5.805882 6.450980 6.830450 7.037433
3/4 6.531618 7.257353 7.684256 7.917112
5/6 7.257353 8.063725 8.538062 8.796791
7/8 7.620221 8.466912 8.964965 9.236631
16QAM 1/2 8.708824 9.676471 10.245675 10.556150
2/3 11.611475 12.901961 13.660900 14.074866
3/4 13.063235 14.514706 15.368512 15.834225
5/6 14.514706 16.127451 17.076125 17.593583
7/8 15.240441 16.933 824 17.929931 18.473 262
64QAM 1/2 13.063235 14.514706 15.368512 15.834225
2/3 17.417647 19.352941 20.491350 21.112300
3/4 19.594853 21.772059 23.052768 23.751337
5/6 21.772059 24.191177 25.614187 26.390374
7/8 22.860662 25.400735 26.894896 27.709893
La tasa neta de datos en DVB-T varía entre aproximadamente 4Mb/s y
31Mb/s que depende de los parámetros de transmisión y los anchos de banda
de canal usados. En los canales de 7 y 6MHz las tasas netas de datos dispo-
nibles son menores por un factor de 7/8 ó 6/8, respectivamente, comparado
con el canal de 8MHz.
En la modulación jerárquica, las tasas brutas de datos en modulación
64QAM están distribuidas en una proporción de 2:4 entre HP y LP y en
16QAM la proporción de las tasas brutas de datos entre HP y LP son de 2:2.
Además, las tasas netas en los caminos de alta prioridad y baja prioridad de-
penden de las tasas de código allí usadas.
Las fórmulas por determinar las tasas netas de datos netas de HP y LP son:
tasa_neta_de_datosHP = 188/204 • tasa_de_códigoHP • bits_por_símboloHP
• 1(1 + guarda) • canal • const1;
tasa_neta_de_datosLP = 188/204 • tasa_de_códigoLP • bits_por_símboloLP
• 1(1 + guarda) • canal • const1;
donde:
bits por símboloHP = 2;
bits por símboloLP = 2 (16QAM) ó 4 (64QAM);
20 - 19
Relación de
CódigoHP/LP = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8;
duración de guarda = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32;
canal = 1 (8MHz), 7/8 (7MHz), 6/8 (6MHz); y
const1 = 6.75•106 bits/s.
Tabla 20.13. Tasa Neta de Datos con Modulación No-jerárquica en un Canal DVB-T
de 6MHz:
Modulación Relación
de Código
Guarda
1/4
Guarda
1/8
Guarda
1/16
Guarda
1/32
(Mb/s) (Mb/s) (Mb/s) (Mb/s)
QPSK 1/2 3.732353 4.147059 4.391003 4.524064
2/3 4.976471 5.529412 5.854671 6.032086
3/4 5.598529 6.220588 6.586505 6.786096
5/6 6.220588 6.911765 7.318339 7.540107
7/8 6.531618 7.257353 7.684256 7.917112
16QAM 1/2 7.464706 8.294118 8.782007 9.048128
2/3 9.95 2941 11.058824 11.709343 12.064171
3/4 11.197059 12.441177 13.173010 13.572193
5/6 12.441176 13.823529 14.636678 15.080214
7/8 13.063235 14.514706 15.368512 15.834225
64QAM 1/2 11.197059 12.441177 13.173010 13.572193
2/3 14.929412 16.588235 17.564014 18.096257
3/4 16.795588 18.661765 19.759516 20.358289
5/6 18.661765 20.735294 21.955017 22.620321
7/8 19.594853 21.772059 23.052768 23.751337
Esto nos trae a los últimos detalles de la norma DVB-T relacionados a la
experiencia real en el campo: la constelación y los niveles de las portadoras
individuales. Dependiendo del tipo de constelación (QPSK, 16QAM ó
64QAM, jerárquico con α = 1, 2 ó 4), se obtiene un valor medio de la señal de
las portadoras de carga útil qué simplemente puede calcularse por medio de la
media cuadrática (valor RMS) de todas las posibles longitudes del vector en
su distribución correcta. Esta media está definida como 100% o simplemente
como „Uno‟. En el caso del modo 2K, hay 1,512 portadoras de carga útil, la
potencia media es 100% o Uno. Los niveles de la portadora TPS son fijados
de la misma manera que las portadoras de carga útil individuales. Los pilotos
continuos y dispersos se determinan de otra forma. Debido a la necesidad de
una fácil detectabilidad, estos pilotos se aumentan en 2.5dB con respecto al
nivel medio de la señal de las portadoras de carga útil. Es decir, el nivel de
voltaje de los pilotos continuos y dispersos es mayor por 4/3 comparado con
el nivel medio de las portadoras de carga útil y el nivel de potencia es supe-
rior por 16/9.
20 - 20 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
20 log(4/3) = 2.5dB; Relación de voltaje de los pilotos continuos y
dispersos con respecto a la señal promedio de
las portadoras de carga útil;
y
10 log(16/9) = 2.5dB; Relación de potencia de los pilotos continuos y
dispersos con respecto a la señal promedio de las
portadoras de carga útil;
Resumiendo, se puede decir que la posición de las portadoras TPS en el
diagrama de constelación siempre corresponde al punto de 0dB del valor me-
dio de las portadoras de carga útil y que la posición de los pilotos continuos y
de los pilotos dispersos siempre corresponde al punto de 2.5dB, sin tener en
cuenta la constelación DVB-T involucrada en el momento.
Los instrumentos de prueba se calibran a menudo para la relación portado-
ra-a-ruido (C/N) y no para la relación señal-a-ruido (S/N). La relación señal-
a-ruido, sin embargo, es pertinente para el cálculo de la tasa de errores de bits
(BER) causada por la pura interferencia del ruido en el canal. La C/N debe
convertirse entonces en S/N. Al convertir C/N a S/N, la energía en los pilotos
debe tenerse en la cuenta. La energía en la pura portadora de carga útil sin los
pilotos puede determinarse como sigue, para ambos modos 2K y 8K:
Carga_útil_a_señal2k = 10 log(1512/(1512 + (131 + 45) • 16/9 + 17 • 1)) = 0.857dB;
= 10 log(carga_útil / (carga_útil + (disperso + continuo) • (4/3)2+ TPS • 1));
Carga_útil_a_señal8k = 10 log(6048/(6048 + (524 + 177) • 16/9 + 68 • 1)) = 0.854dB;
El nivel de las puras portadoras de carga útil en DVB-T es de alrededor de
0.86dB debajo del nivel total de portadora.
El mapeado (mapping) de los diagramas de constelación para QPSK,
16QAM y 64QAM es otro parámetro de sistema en DVB-T. Las tablas de
mapeado describen la asignación de bits en los diagramas de constelación
respectivos. Las tablas de mapeado siguientes están trazadas con el bit menos
significativo LSB (bit 0) a la izquierda y el bit más significativo MSB respec-
tivo a la derecha. Por consiguiente, el orden de izquierda a derecha es bit 0,
bit 1 para QPSK, bit 0, bit 1, bit 2, bit 3 para 16QAM y bit 0, bit 1, bit 2, bit
3, bit 4, bit 5, bit 6, bit 7 para 64QAM.
20 - 21
QPSK 10 O 00 O
11 O 01 O
16QAM 1000 O 1010 O 0010 O 0000 O
1001 O 1011 O 0011 O 0001 O
1101 O 1111 O 0111 O 0101 O
1100 O 1110 O 0110 O 0100 O
64QAM 100000
O
100010
O
101010
O
101000
O
001000
O
001010
O
000010
O
000000
O
100001
O
100011
O
101011
O
101001
O
001001
O
001011
O
000011
O
000001
O
100101
O
100011
O
101111
O
101101
O
001101
O
001111
O
000111
O
000101
O
100100
O
100110
O
101110
O
101100
O
001100
O
001110
O
000110
O
000100
O
110100
O
110110
O
111110
O
111100
O
011100
O
011110
O
010110
O
010100
O
110101
O
110111
O
111111
O
111101
O
011101
O
011111
O
010111
O
010101
O
110001
O
110011
O
111011
O
111001
O
011001
O
011011
O
010011
O
010001
O
110000
O
110010
O
111010
O
111000
O
011000
O
011010
O
010010
O
010000
O
Fig. 20.10. Tablas de Mapeado en DVB-T
20.5 El Modulador y el Transmisor DVB-T
Habiendo tratado en detalle la norma DVB-T y todos sus parámetros de
sistema, ahora pueden discutirse el modulador y el transmisor DVB-T. Un
modulador DVB-T puede tener una o dos entradas de flujo de transporte se-
guidas por la pre-corrección de error (FEC) y esto sólo depende si este modu-
lador soporta la modulación jerárquica o no. Si se usa modulación jerárquica,
ambas etapas FEC son entre sí completamente independientes pero son total-
mente idénticas en cuanto a su configuración. Un camino del flujo de trans-
porte con FEC es llamado la vía de alta prioridad (HP) y el otro es la vía de
baja prioridad (LP). Ya que las dos etapas FEC son completamente idénticas
a las FEC de la norma satelital DVB-S, discutida en el capítulo pertinente,
éstas no necesitan ser discutidas aquí en detalle.
El modulador se engancha al flujo de transporte presente a la entrada, en la
interfaz de la banda base. Usa para esto el byte de sincronización que tiene un
valor constante de 0x47 en intervalos de 188 bytes. Para llevar marcas de
20 - 22 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
tiempo prolongadas en el flujo de transporte, cada octavo byte de la sincroni-
zación es invertido y se vuelve 0xBB. Sigue luego la etapa de dispersión de
energía que se sincroniza a estos bytes de sincronización invertidos en ambos
lados, transmisión y recepción. Seguidamente, el control de error inicial es
realizado en el codificador Reed-Solomon. Los paquetes de los TS se agran-
dan ahora en 16 bytes por la protección de error. Después de este bloque de
codificación, el flujo de datos es intercalado para que sea capaz de separar
ráfagas de error durante el des-entrelazado al lado del receptor. En el codifi-
cador convolucional se agrega protección de error adicional, qué puede redu-
cirse de nuevo en la fase de picado.
D
A
D
A
IFFT
Mem1
Mem2
Mod.
I/Q RF
IFFT
Mem1
Mem2
Mod.
I/Q
D
A
FI
RFRF
Modulación Directa a RF
Fig. 20.11. Implementaciones posibles de un modulador DVB-T
Hasta este punto, las rutas HP y LP son completamente idénticas pero
pueden tener tasas de código diferentes. Los datos con control de error de las
rutas HP y LP, o los datos de la única ruta del TS en el caso de modulación
no-jerárquica, pasan luego al de-multiplexor dónde son en seguida divididos
en 2, 4 ó 6 flujos de datos salientes dependiendo del tipo de modulación (2
rutas para QPSK, 4 para 16QAM y 6 para 64QAM). Los flujos de datos así
divididos pasan después a un intercalador de bits dónde se forman los bloques
de 126 bits de largo que son luego intercalados en cada ruta. En el intercala-
dor de símbolos que sigue, los bloques se mezclan nuevamente, bloque por
bloque, y el flujo de datos con control de error es uniformemente distribuido
dentro del canal. Un adecuado control de error y una buena distribución de-
ntro del canal DVB-T son los pre-requisitos para que el OFDM funcione co-
rrectamente. Unidos, vienen a ser el COFDM - Múltiplex de División de
Frecuencia Ortogonal Codificado. Después de eso, todas las portadoras de
20 - 23
carga útil se mapean dependiendo si se usa modulación jerárquica o no-
jerárquica, y de que el factor α sea = 1, 2 ó 4. Esto produce dos tablas, una
para la parte real Re(f) y otra para la parte imaginaria Im(f). Sin embargo,
ellas también contienen huecos en donde los pilotos y las portadoras TPS son
luego insertados por el bloque de adaptación de cuadro. Las tablas completas,
comprendiendo 2,048 y 8,192 valores, respectivamente, alimentan inmedia-
tamente al corazón del modulador DVB-T, el bloque IFFT.
Después de eso la señal COFDM está disponible, separada en sus partes
real e imaginaria en el dominio de tiempo. Se guardan temporalmente en buf-
fers los 2,048 y 8,192 valores, respectivamente, para las partes real e imagina-
ria en el dominio de tiempo. Es decir, son alternadamente escritos en un buf-
fer mientras que el otro está siendo leído. Durante la lectura, el final del buf-
fer se lee primero como resultado de lo cual se forma el intervalo de guarda.
Para obtener un mejor entendimiento de esta sección, refiérase al capítulo
sobre COFDM. Normalmente la señal es luego filtrada digitalmente a nivel
temporal de I/Q (filtro FIR) para mantener una mejor atenuación de los hom-
bros.
En un transmisor de potencia, la señal es ahora pre-ecualizada a fin de
compensar las no-linealidades de la etapa de salida. Al mismo tiempo es re-
cortada a fin de limitar la señal DVB-T con respecto a su factor de cresta ya
que, consecuentemente, las etapas de salida podrían destruirse debido al muy
alto factor de cresta de la señal COFDM, debido a sus amplitudes muy altas y
muy bajas.
La colocación del modulador I/Q depende de cómo se implementen en la
práctica el modulador o el transmisor DVB-T. Una manera es realizar separa-
damente la conversión digital/análoga de las señales I y Q a nivel I/Q y luego
aplicarlas a un modulador I/Q analógico que permite la mezcla directa a RF
de acuerdo con el principio de modulación directa, un principio habitualmen-
te usado en la actualidad. La otra opción es permanecer en el nivel digital,
incluyendo el modulador I/Q y después realizar la conversión D/A. Sin em-
bargo, esto requiere una etapa de conversión más desarrollada, que es más
compleja y cara, en una frecuencia intermedia más baja que la RF final y, por
consiguiente, habitualmente evitada en la actualidad. Por otro lado, esta ven-
taja se gana a expensas de las características, posiblemente desagradables, de
un modulador I/Q analógico, cuya presencia siempre puede descubrirse vir-
tualmente en la señal de salida. Sin embargo, dada una correcta implementa-
ción, es posible lograr una modulación directa de la banda base a RF (Fig.
20.11.).
20 - 24 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Filtro
SAW
(PB)
Filtro
Pasa-
bajos
OL
FFTCorr. de
Canal
Decodif.
de CanalDes-
mapeador
Reloj
Tiempo
sincro.
FIR
Retardo
NCO
90° Estim.
Canal
Corr.
Frec.
Dec.
TPS
X
X
X
RF
FI
Sintonizador Análogo
A
D
Pilotos
Dispersos
Pilotos
Continuos
Portadoras
TPS.
FFT Window
TS
fi1 = 36 MHz
fi2 = fs/4 fs = 4*32/7 MHz
Fig. 20.12. Diagrama de bloques de un receptor DVB-T (Parte 1)
20.6 El Receptor DVB-T
Uno puede pensar que el modulador DVB-T es un dispositivo bastante
complejo pero el receptor es aún más complicado. Sin embargo, debido a la
alta densidad de empaque de los circuitos integrados modernos, la mayoría de
los módulos del receptor DVB-T (Fig. 20.12.) pueden hoy acomodarse en un
solo chip.
El primer módulo del receptor DVB-T es el sintonizador. Se usa por con-
vertir la RF del canal DVB-T a una frecuencia intermedia (FI). En su cons-
trucción, un sintonizador DVB-T difiere sólo por tener una mucho mejor
característica de ruido de fase. El sintonizador es seguido por el canal DVB-T
con 36MHz al centro de la banda. Esto también corresponde al centro de la
banda de un canal de TV analógico con un ancho de banda de 8MHz. Sin
embargo, en la televisión analógica, todo se envía a la frecuencia de portadora
de video que corresponde a una frecuencia intermedia de 38.9MHz. En tele-
visión digital, es decir en DVB-S, DVB-C y también en DVB-T, es la fre-
cuencia central del canal la que se considera como la frecuencia del canal. En
la frecuencia intermedia, la señal pasa por un filtro pasabanda de un ancho de
banda de 8, 7 ó 6MHz, usando filtros de onda acústica superficial (SAW). En
este rango de frecuencia los filtros pueden implementarse fácilmente con las
características requeridas para DVB-T. Después de este filtrado pasabanda los
canales adyacentes se suprimen a un grado aceptable. Un filtro SAW tiene un
desplazamiento de fase mínimo, es decir, no produce ninguna distorsión de
retardo de grupo, salvo rizados de amplitud y de retardo de grupo.
En el próximo paso la señal DVB-T es convertida a una segunda FI, aún
más baja, de aproximadamente 5MHz. Usualmente es una FI de 32/7MHz =
4.571429MHz. Después de esta etapa de mezcla, todos los componentes de la
señal superiores a la mitad de la frecuencia de muestreo se suprimen con la
ayuda de un filtro pasabajo para evitar los efectos de aliasing. Esto es seguido
20 - 25
por la conversión análoga/digital. El convertidor A/D normalmente se crono-
metra a exactamente cuatro veces la segunda FI, es decir 4•32/7 =
18.285714MHz. Esto es necesario para poder aplicar el método llamado fs/4
para la demodulación I/Q en el demodulador DVB-T (vea el capítulo sobre la
modulación I/Q). Siguiendo al convertidor A/D, se aplica el flujo de datos,
que está ahora disponible con una tasa de datos de aproximadamente 20 Me-
gapalabras/s, entre otras, a la etapa de sincronización de tiempo. En esta eta-
pa, se usa auto-correlación para derivar la información de la sincronización.
Usando la auto-correlación se detectan las componentes de la señal qué con-
curran varias veces dentro de ella y que sean de la misma forma. Subsecuen-
temente, en el intervalo de guarda, el final del próximo símbolo se repite an-
tes que cada símbolo actual, la función de auto-correlación proporcionará una
señal de identificación en el área de los intervalos de guarda y en el área de
los símbolos. La función del auto-correlación se usa luego para posicionar la
ventana de muestreo FFT en el área del intervalo de guarda más el símbolo
libre de interferencia de inter-símbolo y esta señal de control de posiciona-
miento alimenta al procesador FFT en el receptor DVB-T.
En paralelo con la sincronización de tiempo, el flujo de datos viniendo del
convertidor A/D es dividido en dos flujos de datos por un conmutador. Por
ejemplo, las muestras de número impar pasan por la rama superior y las de
número par pasan por la rama inferior, produciendo dos flujos de datos con la
mitad de la tasa de datos en cada caso. Sin embargo, estos flujos están despla-
zados entre sí por la mitad de un ciclo del reloj de muestreo. Para eliminar
este corrimiento, los valores intermedios se interpolan por medio de un filtro
FIR en la rama inferior. Este filtro, a su vez, causa un retraso básico, de por
decir 30 períodos del reloj o más, que debe reproducirse en la rama superior
usando registros de desplazamiento simples. Los dos flujos de datos se apli-
can luego a un mezclador complejo que es alimentado con portadoras prove-
nientes de un oscilador controlado numéricamente (NCO). Este mezclador y
el NCO se usan después para corregir la frecuencia de la señal DVB-T, debi-
do a la falta de exactitud de los osciladores, el receptor también debe engan-
charse a la frecuencia transmitida por medio del control automático de fre-
cuencia (AFC). Esto es realizado por el AFC evaluando los pilotos continuos
después de la transformada rápida de Fourier (FFT). Si la frecuencia del re-
ceptor difiere de la frecuencia transmitida, todos los diagramas de la constela-
ción girarán más o menos rápidamente hacia la izquierda o hacia la derecha.
La dirección de rotación simplemente depende si la desviación es positiva o
negativa y la velocidad depende de la magnitud del error. Entonces sólo es
necesario medir la posición de los pilotos continuos en el diagrama de la
constelación. El único factor de interés con respecto a la corrección de fre-
cuencia es la diferencia de fase de los pilotos continuos de símbolo a símbolo,
el objetivo es reducir esta diferencia de fase a cero. La diferencia de fase es
una variable controlada directamente por el AFC, es decir, se cambia la fre-
cuencia del NCO hasta que la diferencia de fase se vuelva cero. La rotación
20 - 26 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
de los diagramas de constelación se detiene y el receptor se engancha a la
frecuencia transmitida.
El bloque de procesamiento de señal FFT, la ventana de muestreo que es
controlada por la sincronización de tiempo, transforma los símbolos COFDM
al dominio de la frecuencia, proporcionando nuevamente 2,048 ó 6,182 partes
reales e imaginarias. Sin embargo, éstas todavía no corresponden directamen-
te a las constelaciones de portadora. Dado que la ventana de muestreo FFT no
se ubica precisamente encima del símbolo real, allí existe un cambio de fase
en todas las sub-portadoras COFDM, es decir todos los diagramas de conste-
lación están girados. Esto significa que los pilotos continuos y dispersos ya
no se localizan en el eje real, sino en alguna parte sobre un círculo, cuyo radio
corresponde a la amplitud de estos pilotos. Además, deben esperarse distor-
siones de canal debido a reflexiones, respuesta de amplitud o retardos de gru-
po. Esto, a su vez, significa que los diagramas de constelación también pue-
den distorsionarse en amplitud y pueden rotarse adicionalmente en mayor o
menor magnitud. Sin embargo, la señal DVB-T acarrea una gran cantidad de
pilotos que pueden usarse como señales de medición para la estimación y
corrección del canal en el receptor. En un período de doce símbolos, los pilo-
tos dispersos habrán venido a caer a cada tercera posición de la portadora, es
decir, la información sobre la distorsión en el canal está disponible en cada
tercera posición de la portadora. Midiendo las amplitudes y la distorsión de
fase de los pilotos continuos y dispersos se habilita la función de corrección a
ser calculada para el canal, girando los diagramas de constelación a su posi-
ción nominal. Además, la distorsión de amplitud es eliminada y los diagramas
de constelación son comprimidos o expandidos de tal manera que los pilotos
vengan a caer en la posición correcta a su posición nominal en el eje real.
Conocer el funcionamiento de estimación y corrección del canal es impor-
tante para comprender los problemas de pruebas en DVB-T. De los datos de
estimación de canal, es posible deducir una gran cantidad de información de
prueba en el receptor de prueba DVB-T (la función de transferencia del canal,
la respuesta al impulso, etc.) y problemas en el modulador DVB-T (el modu-
lador I/Q, la portadora central).
Des-
entrela-
zador
Simbolo/
bit
Decodif.
Viterbi
Des-
entrela-
zador
Conv.
Decodif.
Reed
Solomon
Disp. de
Energía
Inv. de
Sinc.
Interf.
de
Banda-
Base
Tasa de Código
1/2…(3/4)...7/8
Entrada de
datos FEC
del de-
mapeador
Salida
del TS
Fig. 20.13. Diagrama de bloques de un receptor DVB-T (Parte 2), decodificación del
canal
20 - 27
En paralelo con la corrección del canal, las portadoras TPS se decodifican
en el canal no corregido. Las portadoras de señalización de los parámetros de
transmisión no requieren la corrección del canal ya que éstas son codificadas
diferencialmente, la modulación de las portadoras TPS viene a ser DBPSK
(modulación de desplazamiento de fase diferencial binaria – Differential Bi-
nary Phase Shift Keying). Cada símbolo contiene un gran número de portado-
ras TPS y cada portadora lleva la misma información. El bit respectivo a ser
descifrado es determinado por la decodificación diferencial con respecto al
símbolo anterior y elegido por mayoría dentro de un símbolo. Además, la
información de TPS está protegida contra error. Por consiguiente, la informa-
ción TPS puede evaluarse correctamente para la transmisión DVB-T antes de
alcanzar el umbral de “caída al precipicio”. La información TPS es requerida
por el des-mapeador que sigue a la corrección de canal, y también por el de-
codificador de canal. Las portadoras TPS hacen posible derivar el tipo de
modulación actualmente seleccionado (QPSK, 16QAM ó 64QAM) y la in-
formación sobre la presencia de modulación jerárquica. Luego el des-
mapeador se adecua correspondientemente al tipo correcto de modulación, es
decir, es cargada la tabla correcta de des-mapeado. Si la modulación jerárqui-
ca está presente, la decisión sobre qué camino (alta prioridad (HP) o baja
prioridad (LP)) será decodificado deba realizarse dependerá de la tasa de error
de bits, ya sea manual o automáticamente. Siguiendo el des-mapeador, el
flujo de datos está otra vez disponible y se entrega para la decodificación del
canal.
Aparte del des-intercalador de símbolos y bits, el decodificador del canal
(Fig. 20.13.) se configura exactamente igual que para la norma DVB-S de TV
satelital. Los datos des-mapeados pasan del des-mapeador al des-intercalador
de símbolos y bits donde son restaurados y luego se aplican al decodificador
Viterbi. En los lugares dónde los bits hayan sido picados, se reemplazan nue-
vamente con bits provisionales. Éstos son manejados como si fueran bits
errados por el decodificador Viterbi, que luego intenta corregir, como los
primeros errores, de acuerdo con los métodos del codificador Trellis.
El decodificador Viterbi es seguido por el des-intercalador convolucional
que rompe las ráfagas de error desbaratando el intercalado. Esto facilita la
corrección de errores de bit al decodificador Reed-Solomon. El decodificador
Reed-Solomon corrige hasta 8 errores de bit por paquete con la ayuda de los
16 bytes de control de error. Si hay más de 8 errores por paquete, el „indica-
dor de error de transporte‟ se pone en uno y este paquete de flujo de transpor-
te no podrá ser procesado posteriormente por el decodificador MPEG-2 y
debe llevarse a cabo un enmascaramiento del error. También, debe deshacerse
la dispersión de energía. Esta etapa se sincroniza por los bytes de sincroniza-
ción invertidos y esta inversión del byte de sincronización también debe des-
hacerse después de que el flujo de transporte MPEG-2 esté nuevamente dis-
ponible.
20 - 28 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Sintonizador
Decodifi-
cador
MPEG-2
SAW PB
µProcesador
XA
D
Demod.
DVB-T
Bus I2C
Video
Audio
Teclado / Control
Remoto
MPEG-2
TS
Fig. 20. 14. Diagrama de bloques de una “caja” (set-top box) DVB-T
Un receptor de DVB-T práctico tiene sólo algunos componentes discretos
como el sintonizador, el filtro SAW, el oscilador mezclador para la segunda
FI y el filtro pasa-bajo. Éstos son seguidos por un chip demodulador DVB-T
que contiene todos los módulos del demodulador DVB después del converti-
dor A/D. El flujo de transporte que sale del demodulador DVB-T alimenta el
decodificador MPEG-2 dónde se decodifica en video y audio. Todos estos
módulos son controlados por un microprocesador vía un bus I2C.
20.7 Interferencia en el Enlace de Transmisión DVB-T y sus Efectos
Los trayectos de la transmisión terrestre están sujetos a numerosas in-
fluencias. Aparte del ruido blanco Gaussiano aditivo (AWGN), están princi-
palmente los ecos múltiples, es decir, la recepción multi-trayectoria que hace
este tipo de transmisión muy problemática. La recepción terrestre puede re-
sultar fácil o difícil dependiendo de las circunstancias del eco.
Modulador
& transmisor
DVB-T
Limitación de factor de cresta
Intermodulación
Ruido
Errores IQ
Interferencia
Ecos (trayectoria múltiple)
Interferencia
Ruido (AWGN)
Corrimiento Doppler
Fig. 20.15. Interferencias sobre un enlace de transmisión DVB-T
20 - 29
La calidad del enlace de la transmisión también es determinada por el
modulador y el transmisor DVB-T. El alto factor de cresta de las transmisio-
nes COFDM conlleva a requisitos especiales en el lado de la transmisión. En
teoría, el factor de cresta, es decir, la relación entre la máxima amplitud de
pico y el valor RMS de las señales del DVB-T, es de un orden de magnitud
entre 35 y 41dB, por lo que no es posible operar ningún amplificador de po-
tencia práctico con éstos factores de cresta. Tarde o temprano, ellos lo llevar-
ían a su destrucción. Por consiguiente, en la práctica, el factor de la cresta se
limita entre 12 y 13dB antes de que la señal DVB-T alimente al amplificador
de potencia. Sin embargo, esto lleva a una pobre atenuación de hombros en la
señal DVB-T y, además, se produce ruido en-banda del mismo orden de
magnitud que la atenuación de hombros debido a intermodulation y modula-
ción-cruzada. Resultando así una atenuación de hombros de entre 38 y 40dB.
Para conseguir una atenuación de hombros de un orden de magnitud razona-
ble, se conectan filtros pasabanda pasivos sintonizados al canal DVB-T (Fig.
20.16.). Esto proporciona una atenuación de hombros mayor a 50dB (máscara
crítica). Pero no hay nada que pueda hacerse contra la ahora presente relación
portadora/ruido en-banda de aproximadamente 38... 40dB. Estos productos de
interferencia son el resultado del recorte requerido para reducir el factor de
cresta y determinan ahora el desempeño del transmisor DVB-T. Es decir, un
transmisor DVB-T presentará una relación C/N del orden de 38 a 40dB.
Hoy se usa la modulación directa en, virtualmente, todos los moduladores
DVB-T; es decir, la señal es directamente convertida a la banda base digital
en RF como resultado del uso de moduladores I/Q analógicos. En consecuen-
cia, esta sección del circuito tampoco está operando ya con perfección teórica,
tiene efectos adversos en la calidad de la señal, resultando en errores I/Q co-
mo el desequilibrio de amplitudes, errores de fase I/Q y falta de supresión de
la portadora. Es la destreza de los fabricantes de moduladores mantener estas
influencias a un mínimo. Sin embargo, la presencia de un modulador I/Q
analógico en el transmisor DVB-T siempre es perceptible por los instrumen-
tos de medición como se verá después en el capítulo sobre la ingeniería de
pruebas. También, la calidad finita del proceso de la señal en el modulador
DVB-T resulta en la creación de interferencias similares al ruido. Cuanto más
ruido ocurra en el enlace de la transmisión, mas repercutirá en las condiciones
de recepción. Análogamente, pueden esperarse reflexiones múltiples e inter-
ferencia sinusoidal o de tipo impulsiva y estos ecos pueden, a su vez, llevar a
desvanecimientos selectivos de frecuencia y ubicación.
20 - 30 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
C/N
Fig. 20.16. Atenuación de hombros después del recorte y filtrado pasabanda
Cálculo del factor de cresta en las señales COFDM:
El factor de cresta está normalmente definido como:
cfu = 20 log(Upico/Urms);
Los medidores de Potencia y los analizadores de espectro a veces también
se calibran con la siguiente definición:
cfp = 10 log(PEP)/Pavg;
donde: PEP es la potencia envolvente pico (Upico / √2)2/ Zo
y Pavg = Urms2/Zo
Las dos definiciones del factor de cresta difieren así por 3dB:
cfu = cfp.+ 3dB;
El factor de la cresta de las señales COFDM es calculado como sigue:
El voltaje de pico máximo se obtiene sumando las amplitudes máximas de
todas las portadoras individuales:
Upico = N • Upico0;
donde Upico0 es la amplitud máxima de una sola portadora COFDM
y N es el número de portadoras COFDM usadas.
El valor RMS de una señal COFDM es calculado de la media cuadrática
20 - 31
como:
)0.( 2UrmsNUrms ;
donde: Urms es el voltaje RMS de una sola portadora COFDM
2/00 2UpicoUrms ;
El valor RMS de la señal COFDM es entonces:
)2/0.( 2UpicoNUrms ;
Insertando en la ecuación el valor pico máximo que ocurre cuando todas
las portadoras individuales se sobreponen y el valor RMS de la señal total se
tiene:
))2/0.(/)0.log((20)/log(20 2UpicoNUpicoNUrmsUpicocfOFDM
Esto, a su vez, puede transformarse y puede simplificarse para tornarse:
)2log(10)2log(20 NNcfOFDM ;
Los factores de la cresta teóricos en el DVB-T son entonces
dBcf KTDVB 352 ;
en modo 2K usando 1,705 portadoras, y
dBcf KTDVB 418 ;
en modo 8K usando 6,817 portadoras.
Debe notarse que éstos son valores teóricos que, debido a la resolución li-
mitada del procesamiento de la señal y al recorte, no pueden ocurrir en la
práctica. Los valores prácticos van desde un orden de magnitud de 13dB
(transmisor de potencia DVB-T) a aproximadamente 15dB (con los modula-
dores sin recorte de crestas).
20 - 32 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
20.8 La Ruta de la Transmisión
En los párrafos siguientes será considerado en mayor detalle el camino en
sí de la transmisión DVB-T. En el caso ideal, una ruta única de la señal llega
a la antena receptora. La señal es entonces atenuada sólo en mayor o menor
grado y está sujeta meramente al ruido blanco Gaussiano aditivo (AWGN).
Este canal, con una vista directa del transmisor, se llama un canal Gaussiano
y provee las mejores condiciones de recepción para el receptor (Fig. 20.17.).
Si se agregan ecos múltiples a esta ruta de señal directa, las condiciones de
recepción se ponen mucho más difíciles. Este canal con una línea directa de
vista y un número definido de ecos múltiples, que pueden simularse como un
modelo de canal matemático, se llama un canal Rice (Fig. 20.18.).
Si además la línea directa de vista al transmisor, es decir la ruta directa de
señal, también se bloquea, el canal se denomina un canal Rayleigh (Fig.
20.19.). Esto representa las peores condiciones de recepción estacionaria.
Vista directa
sin ecos
Fig. 20.17. Canal Gaussiano
Vista directa y
Ecos múltiples
Fig. 20.18. Canal Rice
20 - 33
Sin vista directa
Sólo ecos múltiples
Fig. 20.19. Canal Rayleigh
Si, por ejemplo, el receptor se está moviendo a una cierta velocidad
alejándose del transmisor o acercándose a él, ocurrirá un cambio de frecuen-
cia negativo o positivo ∆f debido al Efecto Doppler (Fig. 20.20.). Este cambio
de frecuencia de por si no presenta ningún problema al receptor DVB-T que
se compensará por medio de su AFC. Lo que puede calcularse de la velocidad
del movimiento, de la frecuencia de transmisión y de la velocidad de la luz.
Vista directa
sin ecos
V
Fig. 20.20. Efecto Doppler
V
Fig. 20.21. Efecto Doppler combinado con multi-trayectoria
20 - 34 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Se cumple lo siguiente:
∆f = v • (f/c) • cos(φ);
dónde
v es la velocidad,
f la frecuencia de transmisión,
c la velocidad de luz (299‟792,458m/s) y
φ el ángulo de incidencia del eco respecto a la dirección del movimiento.
Ejemplo: Para una frecuencia de transmisión de 500MHz y una velocidad
de 200Km/h, el corrimiento Doppler es 94Hz.
Si, sin embargo, se agregan ecos múltiples (Fig. 20.21.), el espectro
COFDM resulta confuso. Esta confusión es debida al hecho que el receptor
móvil se está moviendo hacia la señal pero también alejándose de otras fuen-
tes. Es decir hay ahora peines espectrales COFDM que está cambiando hacia
arriba y hacia abajo. Debido al espaciamiento de sus sub-portadoras, el modo
8K, que es más angosto por un factor de 4, es mucho más sensible a esta con-
fusión en el dominio de la frecuencia que el modo 2K. El modo 2K es así la
mejor opción para la recepción móvil, aunque el DVB-T no se pensó origi-
nalmente para la recepción móvil.
Considerando la conducta del receptor DVB-T en presencia de ruido. Más
o menos ruido en el canal DVB-T lleva a más o menos errores de bit durante
la recepción. El decodificador Viterbi puede corregir mayor o menor cantidad
de estos errores de bit que depende de la Relación de Código seleccionado en
el codificador convolucional. En principio, se aplican las mismas reglas al
DVB-T como a los métodos de portadora única (DVB-C o DVB-S), es decir,
se aplican las mismas curvas de "cascada" de la tasa de error de bit vs. rela-
ción señal/ruido. Se recomienda una única precaución respecto a la relación
señal/ruido, que también se denomina a menudo la relación portadora/ruido.
Las dos difieren ligeramente en DVB-T, la razón está en la potencia en las
portadoras piloto y las portadoras auxiliares (los pilotos continuos y dispersos
y las portadoras TPS). Para determinar la tasa de errores de bit en DVB-T,
sólo la potencia en las portadoras de carga útil reales puede usarse como po-
tencia de la señal. En DVB-T, la diferencia entre la potencia de la portadora
integral y la potencia en las portadoras de carga útil puras es de 0.857dB en el
modo 2K y de 0.854dB en el modo 8K pero el ancho de banda de ruido de las
portadoras de carga útil puras se reduce con respecto a la señal general.
El ancho de banda reducido de ruido de las portadoras de carga útil es:
10 log • (1512/1705) = -0.522dB en modo 2K;
y
10 log • (6048/6917) = -0.520dB en modo 8K;
20 - 35
Así, la diferencia entre C/N y S/N en DVB-T es:
C/N - S/N = -0.522dB - (-0.857dB) = 0.34dB en modo 2K,
y
C/N - S/N = -0.52dB - (-0.854dB) = 0.33dB en modo 8K.
De S/N en la Figura 20.22., la tasa de errores de bit antes de Viterbi, puede
determinarse la tasa de errores de bit del canal. La Figura sólo se aplica a la
modulación no-jerárquica ya que el patrón de la constelación puede ampliarse
con la modulación jerárquica.
Las relaciones de portadora/ruido mínimas teóricas para el funcionamiento
cuasi libre de errores dependen de la Relación de Código en DVB-T y en
DVB-S. Además, el tipo de modulación (QPSK, 16-QAM, 64-QAM) y el
tipo de canal (Gaussiano, Rice y Rayleigh) tienen influencia. Las C/N míni-
mas teóricas se listan más adelante para el caso de la codificación no-
jerárquica.
0 5 10 15 20 25 30 S/N[dB]
BER
1E-1
1E-2
1E-3
1E-4
1E-5
1E-6
1E-7
QPSK
16QAM
64QAM
Fig. 20.22. Tasa de error de bits (BER) en DVB-T como una función de la relación
S/N en QPSK, 16QAM y 64QAM con modulación no-jerárquica
Tabla 20.14. Relaciones C/N mínimas para modulación No-jerárquica
Tipo de
modulación
Relación
de Código
Canal
Gaussiano
Canal
Rice
Canal
Rayleigh
[dB] [dB] [dB]
QPSK 1/2 3.1 3.6 5.4
2/3 4.9 5.7 8.4
3/4 5.9 6.8 10.7
5/6 6.9 8.0 13.1
7/8 7.7 8.7 16.3
16QAM 1/2 8.8 9.6 11.2
20 - 36 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
2/3 11.1 11.6 14.2
3/4 12.5 13.0 16.7
5/6 13.5 14.4 20.3
7/8 13.9 15.0 22.8
64QAM 1/2 14.4 14.7 16.0
2/3 16.5 17.1 19.3
3/4 18.0 18.6 21.7
5/6 19.3 20.0 25.3
7/8 20.1 21.0 27.9
Así, las demandas para un C/N mínimo fluctúan dentro de una gama am-
plia desde aproximadamente 3dB para QPSK con una Relación de Código de
1/2 en un canal Gaussiano hasta aproximadamente 28dB para 64QAM con
una Relación de Código de 7/8 en un canal Rayleigh. Los valores prácticos
van aproximadamente de 18 a 20dB (64QAM, Relación de Código 2/3 ó 3/4)
para una recepción estacionaria y de aproximadamente 11 a 17dB (16QAM,
Relación de Código 2/3 ó 3/4) para recepción móvil.
Tabla 20.15. Relaciones C/N mínimas teóricas con Modulación Jerárquica (QPSK,
64QAM, α=2); ruta de baja prioridad (LP)
Tipo de
Modulación
Relación
de Código
Canal
Gaussiano
Canal
Rice
Canal
Rayleigh
[dB] [dB] [dB]
QPSK 1/2 6.5 7.1 8.7
2/3 9.0 9.9 11.7
3/4 10.8 11.5 14.5
64-QAM 1/2 16.3 16.7 18.2
2/3 18.9 19.5 21.7
3/4 21.0 21.6 24.5
5/6 21.9 22.7 27.3
7/8 22.9 23.8 29.6
20.9 Redes Iso-frecuencia en DVB-T (SFN)
La COFDM es muy adecuada para la operación iso-frecuencia. Como el
nombre lo indica, en el funcionamiento con frecuencia única, todos los
transmisores operan a la misma frecuencia, lo que constituye una gran eco-
nomía con respecto a los recursos de frecuencia. Todos los transmisores ra-
dian una señal idéntica y tienen que operar entre sí en sincronía completa. Las
señales de los transmisores adyacentes son vistas como si fueran simples
ecos. La sincronización de frecuencia, con altas demandas de exactitud y
estabilidad, es la condición más fácil de cumplir porque incluso la televisión
analógica tenía que hacerlo. En DVB-T, el transmisor de RF se engancha a la
mejor referencia disponible: una señal de GPS (Sistema del Posicionamiento
20 - 37
Global) qué está disponible a lo largo del mundo y se usa ahora también para
sincronizar las frecuencias de transmisión de una red iso-frecuencia DVB-T.
Los satélites GPS irradian una señal de 1pps (pulso por segundo) a la que se
engancha un oscilador de 10MHz en los receptores GPS profesionales; a su
vez actúa como señal de referencia para los transmisores DVB-T.
Hay también, sin embargo, un requisito estricto con respecto a la distancia
máxima entre los transmisores (Fig. 20.23. y las Tablas 20.16, 20.17. y
20.18.). Esta distancia está relacionada con la longitud del intervalo de guarda
y la velocidad de la luz, es decir al retraso de señal asociado. La interferencia
de inter-símbolo sólo puede evitarse si en el caso de recepción de trayectoria
múltiple, el retraso en cualquier camino no sea mayor que la longitud del
intervalo de guarda. La pregunta sobre lo que pasaría si la señal se recibiera
de un transmisor más distante violando el intervalo del guarda se responde
fácilmente: produce interferencia de inter-símbolo que se considera como
ruido en el receptor.
Playout distancia
Tx1, RF1
Tx3, RF1
Tx5, RF1
Tx4, RF1
Tx2, RF1
Fig. 20.23. Red Iso-frecuencia en DVB-T (SFN)
Tabla 20.16. Longitud del Intervalo de Guarda para Modos 8K, 2K y Distancia entre
Transmisores (Canal de 8MHz):
Modo Duración de
símbolo
µs
Relación de
Intervalo de
Guarda
Intervalo de
Guarda
µs
Distancia al
transmisor
Km
2K 224 1/4 56 16.8
2K 224 1/8 28 8.4
2K 224 1/16 14 4.2
2K 224 1/32 7 2.1
8K 896 1/4 224 67.1
8K 896 1/8 112 33.6
8K 896 1/16 56 16.8
8K 896 1/32 28 8.4
20 - 38 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Simplemente, deben atenuarse suficientemente las señales de los transmi-
sores más distantes. El umbral para el funcionamiento cuasi libre de errores
está formado por las mismas condiciones que el ruido puro. Por consiguiente,
es de importancia particular que se calibren correctamente los niveles en una
red iso-frecuencia (SFN). En cada sitio de transmisión no se requiere la po-
tencia máxima sino la que sea justa. El planeamiento de la red requiere de
información topográfica.
En muchos casos, sin embargo, el planeamiento de la red es relativamente
simple puesto que sobre todo solamente se instalan redes iso-frecuencia re-
gionales pequeñas con sólo muy pocos transmisores.
Tabla 20.17. Longitud del Intervalo de Guarda para Modos 8K, 2K y Distancia entre
Transmisores (Canal de 7MHz):
Modo Duración de
símbolo
µs
Relación de
Intervalo de
Guarda
Intervalo de
Guarda
µs
Distancia al
transmisor
km
2K 256 1/4 64 19.2
2K 256 1/8 32 9.6
2K 256 1/16 16 4.8
2K 256 1/32 8 2.4
8K 1024 1/4 256 76.7
8K 1024 1/8 128 38.4
8K 1024 1/16 64 19.2
8K 1024 1/32 32 9.6
Tabla 20.18. Longitud del Intervalo de Guarda para Modos 8K, 2K y Distancia entre
Transmisores (Canal de 6MHz):
Modo Duración de
símbolo
µs
Relación de
Intervalo de
Guarda
Intervalo de
Guarda
µs
Distancia al
transmisor
km
2K 299 1/4 75 22.4
2K 299 1/8 37 11.2
2K 299 1/16 19 5.6
2K 299 1/32 9 2.8
8K 1195 1/4 299 89.5
8K 1195 1/8 149 44.8
8K 1195 1/16 75 22.4
8K 1195 1/32 37 11.2
La velocidad de luz es c = 299‟792,458 m/s, la que produce un retraso de
la señal por kilómetro de distancia al transmisor de t1km = 1000m/c = 3.336
µs. Dado que en el modo 8K, el intervalo del guarda es más largo en términos
20 - 39
absolutos, es principalmente este modo que se opta en la operación iso-
frecuencia.
Se emplean intervalos del guarda largos para redes de iso-frecuencia. Se
usan intervalos de guarda de longitud media en las redes regionales. Final-
mente, los intervalos del guarda cortos se emplean para redes locales o se
usan fuera de las redes iso-frecuencia.
En una red iso-frecuencia, todos los transmisores individuales deben sin-
cronizarse entre si. El programa de contribución se inyecta desde el centro de
playout, donde se ubica el multiplexor MPEG-2, ya sea vía satélite, fibra
óptica o enlace de microonda. Está claro que los flujos de transporte MPEG-2
están sujetos a diferentes retardos en las líneas de conducción debido a las
diferentes longitudes de las rutas. Sin embargo, es necesario que en cada mo-
dulador DVB-T en una red SFN sean procesados los mismos paquetes del
flujo de transporte en los símbolos COFDM. Cada modulador debe realizar
cada paso de la operación en completa sincronía con todos los otros modula-
dores en la red. Los mismos paquetes, los mismos bits y los mismos bytes
deben todos ser procesados al mismo tiempo. Cada sitio de transmisión DVB-
T debe transmitir los símbolos COFDM completamente idénticos en exacta-
mente el mismo momento.
La modulación DVB-T está estructurada en cuadros, estando un cuadro
compuesto de 68 símbolos COFDM DVB-T. Dentro de un cuadro, se trans-
mite la información TPS completa y los pilotos dispersos se esparcen sobre
todo el canal DVB-T. Cuatro de estos cuadros, a su vez, constituyen un súper-
cuadro.
Estructura de cuadro DVB-T:
68 símbolos COFDM = 1 cuadro,
4 cuadros = 1 súper-cuadro.
Un súper-cuadro en DVB-T acomoda un número entero de paquetes de
flujo de transporte MPEG2, como sigue:
Tabla 20.19. Número de paquetes de flujo de transporte por súper-cuadro
Relación
de Código
QPSK
2K
QPSK
8K
16QAM
2K
16QAM
8K
64QAM
2K
64QAM
8K
1/2 252 1008 504 2016 756 3024
2/3 336 1344 672 2688 1008 4032
3/4 378 1512 756 3024 1134 4536
5/6 420 1680 840 3360 1260 5040
7/8 441 1764 882 3528 1323 5292
20 - 40 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
En consecuencia, un súper-cuadro en una red de iso-frecuencia debe com-
ponerse de paquetes de flujo de transporte completamente idénticos y cada
modulador en la SFN debe generar y debe transmitir el súper-cuadro al mis-
mo tiempo.
Por consiguiente, estos moduladores deben sincronizarse entre si y,
además, deben igualarse estática y dinámicamente las diferencias en los re-
tardos de las rutas. Para poder lograr esto, paquetes con marcas de tiempo se
insertan en el flujo de transporte MPEG-2 en el centro de playout. Estos pa-
quetes son paquetes de flujo de transporte especiales que se configuran simi-
larmente a una tabla MPEG-2 (PSI/SI). Para este propósito, el flujo de trans-
porte es dividido en secciones, cuyas longitudes son escogidas de aproxima-
damente medio segundo ya que deben corresponder a un cierto número entero
de paquetes de flujo de transporte que encajen en un cierto número entero de
súper-cuadros. Estas secciones se llaman mega-cuadros.
Un mega-cuadro está compuesto de un número entero de súper-cuadros,
como sigue:
1 mega-cuadro = 2 súper-cuadros en modo 8K,
1 mega-cuadro = 8 súper-cuadros en modo 2K.
La señal 1pps de los satélites GPS también se usa para sincronizar en
tiempo los moduladores DVB-T. En el caso de una red de iso-frecuencia, hay
un receptor GPS profesional con salidas de 10MHz como señal de referencia
y 1pps como señal de tiempo en cada sitio de transmisión y en el centro de
playout (Fig. 20.24.) dónde se genera el flujo multiplexado.
Playout de
contenido
Tx1, RF1
Tx3, RF1
Tx5, RF1
Tx4, RF1
Tx2, RF1
Insertador del
MIP
GPS Pulso 1pps
MIP
GPS:
Sistema de
posicionamiento
Global
Fig. 20.24. Red de distribución DVB-T con inserción del MIP
20 - 41
En el sitio del multiplexor hay un denominado „insertador de MIP‟ que in-
serta este paquete especial del flujo de transporte en cada mega-cuadro, que
es por lo que a este paquete se denomina Paquete de Inicialización de Mega-
cuadro (MIP). El MIP tiene un PID especial de 0x15 para que pueda ser iden-
tificado; contiene la referencia de tiempo y la información de control para los
moduladores DVB-T. Entre otras cosas, contiene la cuenta del tiempo desde
que el último pulso 1pps fue recibido por el insertador de MIP. Esta marca de
tiempo con una resolución de pasos de 100ns se usa para medir automática-
mente la distancia de la ruta. Esta información de tiempo es evaluada por el
adaptador SFN que automáticamente corrige el retardo desde el centro de
playout al sitio de transmisión por medio de un buffer de almacenamiento.
También provee de la información sobre el retardo máximo en la red. Dada
esta información, que puede entrarse manualmente en cada sitio de transmi-
sión o es llevada en el paquete MIP, cada adaptador SFN se ajusta a sí mismo
a este tiempo. El paquete MIP también contiene un indicador al inicio del
próximo mega-cuadro en número de paquetes del TS. Usando esta informa-
ción del indicador, cada modulador está en condiciones de empezar un mega-
cuadro al mismo tiempo.
MFP#0 MFP#1 MFP#2 MIP MFP#0... ...
Megacuadro
Paquete TS de MPEG-2
Marca de tiempo de Sincronización
Puntero
GPS
Pulso
1pps
Fig. 20.25. Estructura de un mega-cuadro a nivel de flujo de transporte
La longitud de un mega-cuadro depende de la longitud del intervalo de
guarda y del ancho de banda del canal. Cuanto más angosto el canal (8, 7 ó
6MHz), más largos los símbolos de COFDM ya que el espaciado de las sub-
portadoras disminuye (Tabla 20.20.). Cada modulador DVB-T puede sincro-
nizarse ahora por medio de la información contenida en el paquete MIP. El
paquete MIP siempre puede transmitirse en una posición fija en el mega-
cuadro pero también se permite variar esta posición. La tabla siguiente con-
tiene una lista de las longitudes exactas de un mega-cuadro.
20 - 42 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Tabla 20.20. Duración de un Mega-cuadro:
Intervalo de
Guarda
Canal de
8MHz
Canal de
7MHz
Canal de
6MHz
1/32 0.502656 s 0.574464 s 0.670208 s
1/16 0.517888 s 0.598172 s 0.690517 s
1/8 0.548352 s 0.626688 s 0.731136 s
1/4 0.609280 s 0.696320 s 0.812373 s
Un MIP también puede usarse para transmitir información adicional como
los parámetros de transmisión DVB-T que hacen posible controlar y configu-
rar la red completa SFN DVB-T desde un centro. Por ejemplo, puede usarse
para cambiar el tipo de modulación, la Relación de Código, la longitud del
intervalo de guarda, etc. Sin embargo, aunque esto es posible, puede no ser
soportador por todos los moduladores DVB-T.
Si, por alguna razón, la transmisión de los paquetes MIP se detuviera o si
la información en los paquetes MIP se corrompiera, la red iso-frecuencia
perderá la sincronización. Si un transmisor DVB-T detecta que ha dejado de
engancharse o que no ha recibido por algún tiempo una señal de GPS y las
referencias de 1pps y 10MHz; y, por consiguiente, se han corrido, tiene que
salir del aire o sólo será una fuente de ruido en la red iso-frecuencia. La re-
cepción confiable será sólo posible mediante la recepción direccional cercana
al transmisor. Por esta razón se supervisan los MIPs en el flujo de transporte
que llega al transmisor usando a menudo un decodificador de prueba MPEG-
2 (vea la Fig. 20.26.).
Carga Útil
184 bytes
188 bytes
Contenido del MIP
Identificador de paquete=PID (13 bits)
Byte de sincronización 0x47
Encabezado del TS
4 bytes
0x15
Fig. 20.26. Paquete de inicialización de un megacuadro (MIP)
La Figura 20.27. (MIP = Megaframe Initializing Packet) muestra clara-
mente que el flujo multiplexado MPEG-2 lleva ahora un extenso paquete a
20 - 43
modo de tabla, denominado el paquete MIP, conteniendo la marca de tiempo
de sincronización, el indicador y el retardo máximo. Asimismo contiene los
parámetros de transmisión. También se puede apreciar que cada transmisor en
la cadena puede direccionarse. Como en una tabla, el contenido del paquete
MIP es protegido por un checksum CRC.
Adicionalmente, cada transmisor también puede “incitarse”, es decir, es
posible cambiar el momento en el que el símbolo COFDM sea transmitido.
Esto no incitará a la red iso-frecuencia fuera de sincronización sino que sólo
variará el retardo de los señales de los transmisores con respecto a los otros y
puede usarse para optimizar la red SFN. Estos desplazamientos de tiempo se
encuentran en las funciones “TX time offset” en la Fig. 20.27.
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PAT
PMT 900[TVMx]
PMT 28107 [Bayer. FS]
PMT 28901 [BR. alpha]
PMT 50001 [3sat]
CAT
NIT
SDT
BAT
TDT
TOT
MIP
-
-
PSI/PS
TS-
Program 900 [TVMx]
Video MPEG2
Program 28107 [Bayer. FS]-
Video MPEG2
Audio MPEG1
Program 28901 [BR. alpha]-
Video MPEG2
Audio MPEG1
Program 50001 [3sat]-
Video MPEG2
Audio MPEG1
- Unreferenced PID
?
?
?
?
?
?
?
?
PID 0x01C1
PID 0x0642
PID 0x0AE3
PID 0x0B07
PID 0x0CE7
PID 0x0D03
PID 0x18CD
PID 0x1EAB
Null Packets
Mega-frame Initialization Packet
Transport packet header 32 bit 0x47601519
Synchronization id 8 bit 0x00
Section length 8 bit 57
Pointer 16 bit 0x0000
Periodic flag 1 bit 1
Future use 16 bit 0x0000
Synchronization time stamp 24 bit 0x189765 180.8229 ms
Maximum delay 24 bit 0x2625A0 250.0000 ms
TPS mip 32 bit 0x41960000
Constellation 2 bit 0x1 16-QAM
Hierarchy information 3 bit 0x1 non-hierarchical
Code rate HP stream 3 bit 0x1 2/3
Guard interval 2 bit 0x2 1/8
Tramsmission mode 2 bit 0x1 8k
Bandwidth of RF channel 2 bit 0x1 8 MHz
TS priority 1 bit 0x1 High
reserved (future use) 17 bit 0x00000
individual addressing length 8 bit 38
Individual addressing of transmitters
Tx identifier 16 bit 0x0000 broadcast address
Function loop length 8 bit 7
Function Loop
Function tag 8 bit 0x03 private data function
Function length 8 bit 7
Private data [hex] FF 49 54 49 53
Tx identifier 16 bit 0x0001 broadcast address
Function loop length 8bit 4
Function Loop
Function tag 8 bit 0x00 Tx time offset function
Function length 8 bit 4
Time offset 16 bit 0x0000 0.0000 ms
Tx identifier 8 bit 0x0002
Function loop length 8 bit 4
Function Loop
Function tag 8 bit 0x00 Tx time offset function
Function length 8 bit 4
Time offset 16 bit 0x0000 0.0000 ms
Tx identifier 16 bit 0x0003
Function loop length 8 bit 4
Function Loop
Function tag 8 bit 0x00 Tx time offset function
Function length 8 bit 4
Fig. 20.27. Análisis del paquete MIP [DVMD]
Al desplazar el tiempo de la transmisión, el receptor cree que la posición
geográfica del transmisor respectivo ha cambiado. Ésto puede ser de interés si
dos transmisores en una SFN estuvieran muy separados y acercándose al
20 - 44 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
límite del intervalo de guarda (ej. la red DVB-T de Alta Baviera con la Torre
Olímpica en Múnich y el transmisor del Monte Wendelstein a una distancia d
de 63Km) o si el intervalo de guarda se ha elegido muy corto por razones de
la tasa de datos (ej. Sydney, Australia, con g=1/16).
20.10 Mínimo Nivel de Entrada Requerido en un Receptor DVB-T
Para obtener una recepción sin errores de una señal DVB-T, un nivel
mínimo requerido debe estar presente en la entrada del receptor DVB-T. De-
bajo de cierto nivel de señal la recepción se interrumpe y ocurrirán los efectos
de cuadriculado y congelamiento; sobre este umbral la reproducción es inta-
chable. Esta sección discute los principios para determinar este nivel mínimo.
El nivel mínimo en DVB-T depende de:
El tipo de modulación (QPSK, 16QAM, 64QAM)
La corrección de error empleada (Relación de Código 1/2, 2/3, 3/4,...
7/8)
El Modelo de canal (Gaussiano, Rice, Rayleigh)
El ancho de banda (8, 7, 6MHz)
La Temperatura ambiente
Las características del receptor (figura de ruido del sintonizador, etc.)
Las condiciones de recepción multi-trayectoria
En principio, se requiere una relación señal/ruido (S/N) mínima que es
matemáticamente una función de algunos de los factores enumerados arriba.
Los límites teóricos de S/N se enumeran en la tabla 20.14. en la sección 20.7.
Como ejemplo, los 2 casos siguientes serán considerados:
Caso 1: Canal Rice con 16QAM y Relación de Código = 2/3, y
Caso 2: Canal Rice con 64QAM y Relación de Código = 2/3.
El caso 1 corresponde a las condiciones adaptadas para una red DVB-T di-
señada para el uso portátil en interiores (ej. Alemania) y el caso 2 correspon-
de a las condiciones adaptadas para una red DVB-T con los parámetros dise-
ñados para la recepción con antena exterior (ej. Suecia, Australia). La Tabla
20.14. muestra que el
Caso 1 requiere una S/N de 11.6dB, y el
Caso 2 requiere una S/N of 17.1dB.
El nivel de ruido N presente en la entrada del receptor se obtiene de la re-
lación física siguiente:
20 - 45
N[dBW] = -228.6 + 10 log(B/Hz) + 10 log((T/0C +273)) + F;
donde:
B = ancho de banda en Hz;
Lo que sigue se aplica a la conversión del nivel de salida de la antena con
la intensidad de campo presente en el sitio de recepción:
E[dBμV/m] = U[dBμV] + k[dB];
k[dB] = (-29.8 + 20 log(f[MHz]) - g[dB];
donde:
E = intensidad de campo eléctrico,
U = nivel de salida en la antena,
k = factor k de la antena,
f = frecuencia recibida,
g = ganancia de la antena.
El nivel presente en la entrada del receptor está dado por:
S[dBμV] = U[dBμV] - pérdida[dB];
donde “pérdida” señala las pérdidas de la instalación (alimentador de la ante-
na, etc.)
Considerando ahora el Caso 1 (16QAM) y el Caso 2 (64QAM) en 3 fre-
cuencias:
a) f = 200MHz,
b) f = 500MHz,
c) f = 800MHz.
La ganancia de la antena se asume como g = 0dB en cada caso (antena no
directiva)
factor k de la antena:
a) k = (-29.8 + 48)dB = 16.2dB;
b) k = (-29.8 + 54)dB = 24.2dB;
c) k = (-29.8 + 58.1)dB = 28.3dB;
Intensidad de Campo para el Caso 1 (16QAM, mínimo nivel requerido
U = S - pérdida = 22.3dBμV - 0dB = 22.3μV:
a) E = (22.3 + 16.2)dBμV/m = 38.5dBμV/m;
20 - 46 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
b) E = (22.3 + 24.2)dBμV /m = 46.5dBμV/m;
c) E = (22.3 + 28.3)dBμV/m = 50.6dBμV/m;
Si se utiliza una antena direccional con ganancia, ej. una antena de azotea,
se obtienen las condiciones siguientes.
a) para f = 200MHz (asumiendo g = 6dB), E = 32,5dBμV/m;
b) para f = 500MHz (asumiendo g = 10dB), E = 36,5dBμV/m;
c) para f = 800MHz (asumiendo g = 10dB), E = 40.6dBμV/m;
Intensidad de Campo para el Caso 2 (64QAM; mínimo nivel requerido
U = S - loss = 27.8dBμV - 0dB = 27.8 μV):
a) E = (27.8 + 16.2)dBμV/m = 44.0dBμV/m;
b) E = (27.8 + 24.2)dBμV /m = 52.0dBμV/m;
c) E = (27.8 + 28.3)dBμV/m = 56.1dBμV/m;
Si se utiliza una antena direccional con ganancia, ej. una antena de azotea,
se obtienen las condiciones siguientes.
a) para f = 200MHz (asumiendo g = 6dB), E = 38.0dBμV/m;
b) para f = 500MHz (asumiendo g = 10dB), E = 42.0dBμV/m;
c) para f = 800MHz (asumiendo g = 10dB), E = 46.1dBμV/m;
Bajo condiciones de espacio libre, la intensidad de campo en el sitio de re-
cepción se puede calcular como:
E[dBμV/m] = 106.9 + 10 log(ERP[kW]) - 201g(d[km]);
donde:
E = intensidad de campo eléctrico
ERP = potencia radiada efectiva, es decir, la potencia del transmisor por la
ganancia de la antena;
d = distancia transmisor - receptor;
Bajo condiciones reales, sin embargo, se deben asumir intensidades de
campo mucho más bajas porque esta fórmula no toma en cuenta las sombras,
la recepción multidireccional etc. La reducción depende de las condiciones
topológicas (colinas, montañas, edificios, etc.) y puede ser de hasta 20 ó
30dB, pero también mucho mayor con un sombreado completo.
20 - 47
Ejemplo (sin la reducción; se recomienda una reducción de por lo menos
20dB):
ERP = 50Kw;
d = 1Km; E = (106.9 + 10 log(50) – 20 log(1))dBμV/m
= 123.9dBμV/m;
d = 10Km; E = (106.9 + 10 log(50) – 20 log(1))dBμV/m
= 103.9dBμV/m;
d = 30Km; E = 94.4dBμV/m;
d = 50Km; E = 89.9dBμV/m;
d = 100Km; E = 83.9dBμV/m;
Puesto que el plano de la polarización fue cambiado frecuentemente de
horizontal a vertical en el sitio del transmisor como parte de la conversión de
DVB-T. Puede también haber pérdidas de polarización de cerca de 10…
20dB en la antena de recepción si ésta tampoco se ha cambiado de horizontal
a vertical.
Si la señal DVB-T se recibe con una antena interior dentro de de la casa la
atenuación debida al edificio debe también ser considerada y asciende a otros
10 a 20dB.
En Alemania, fueron asumidos los siguientes valores para la intensidad de
campo con 16QAM, CR=2/3 como valores límites para la intensidad de cam-
po fuera del edificio durante la simulación de las condiciones de recepción:
• Recepción con una antena de techo: aprox. 55dBμV/m
• Recepción con una antena exterior: aprox. 65dBμV/m
• Recepción con una antena interior: aprox. 75…85dBμV/m
20.11 DVB-T2
En marzo de 2006 DVB decidió estudiar las opciones para un estándar
mejorado de DVB-T. En junio de 2006, al grupo DVB estableció un grupo de
estudio formal para desarrollar un esquema avanzado de modulación que se
pudiera adoptar como un estándar de televisión digital terrestre de segunda
generación, denominado DVB-T2.
A partir de los requisitos comerciales y de la convocatoria para tecnolog-
ías publicadas en abril de 2007 la primera fase de DVB-T2 estará dedicada a
proporcionar una recepción óptima a los receptores estacionarios (fijos) y
portátiles (es decir, las unidades que pueden ser ambulantes, pero no comple-
20 - 48 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
tamente móviles) usando las antenas existentes, mientras que una segunda y
tercera fase estudiará métodos para entregar mayores cargas útiles (con ante-
nas nuevas) y la versión de la recepción móvil. El nuevo sistema debe pro-
porcionar un incremento mínimo del 30% en la carga útil, bajo condiciones
similares del canal actualmente usado para DVB-T. Las tecnologías previstas
incluirán probablemente:
Pre-corrección de error con código LDPC/BCH, la misma codifica-
ción que fue seleccionada para DVB-S2, y otros estándares recientes.
La codificación LDPC (Low Density Parity Check - verificación de
paridad de baja densidad) combinado con la codificación BCH (Bose-
Chaudhuri-Hocquengham) ofrece un funcionamiento excelente en
presencia de altos niveles de ruido e interferencia, dando por resulta-
do una señal muy robusta.
Un método de diversidad, conocido como la codificación Alamouti,
que mejora la cobertura en redes iso-frecuencia a pequeña escala.
Compatibilidad con el uso de los cuadros de extensión futuros FEF
(Future Extension Frames).
Varias opciones disponibles en áreas tales como el número de porta-
doras, tamaño de los intervalos de guarda y de las señales piloto, para
poder reducir al mínimo los overheads para cualquier canal de trans-
misión.
Una nueva técnica, llamada Constelaciones Rotadas, que proporciona
robustez adicional en canales dificultosos.
Un mecanismo para ajustar por separado la robustez de cada servicio
dentro de un canal para satisfacer las condiciones de recepción reque-
ridas (ej. antena interior/antena exterior). Este mismo mecanismo
permite que las transmisiones sean adaptadas de tal manera que un
receptor pueda ahorrar energía decodificando un solo programa en
vez de todo el múltiplex de programas.
Métodos mejorados para reducir el factor de cresta o la relación de
potencia pico/promedio (PAPR – Peak to Average Power Ratio); co-
mo la Extensión de Constelación Activa (Active Constellation Exten-
sion) y la Técnica de Portadora Reservada (Reserved Carrier Techni-
que)
Más de 8K portadoras. 16K y 32K portadoras reducirían al mínimo el
overhead cuando se utilizan en redes iso-frecuencia. Las actuales re-
des SFN pueden considerar aumentos de 50% o más en la tasa binaria
neta.
20 - 49
Valoración mejorada del canal. Es probable un menor overhead por
la reducción del número de portadoras piloto.
Un 30% de mayor distancia posible entre los transmisores adyacentes
de una SFN. Es decir, una red SFN más grande.
Modulación y codificación variables.
Intercalado de frecuencia y tiempo.
Múltiplex flexible; varios flujos de transporte concurrentes incluyen-
do la encapsulación genérica del flujo para IP. Las entradas del siste-
ma pueden ser uno o más flujos de transporte MPEG-2 y/o uno o más
flujos genéricos.
Se espera que los nuevos receptores DVB-T2 puedan recibir DVB-T,
pero los receptores de DVB-T no recibirán DVB-T2 ya que requieren
cambios de hardware. Las mejoras del firmware (soporte lógico inal-
terable) no serán suficientes.
De los documentos publicados en el Internet por DVB y otros, se esperan
las características siguientes para el estándar DVB-T2:
Modulación COFDM estándar en uno de los modos QPSK, 16QAM,
64QAM, ó 256QAM (pero no 128QAM).
Modos de OFDM: 1K, 2K, 4K, 8K, 16K y 32K. La longitud del
símbolo para el modo 32K resulta en alrededor de 4ms.
Intervalos de Guarda: 1/128, 1/32, 1/16, 19/256, 1/8, 19/128 y 1/4.
FEC con codificación LDPC y BCH (como en DVB-S2), con rela-
ción de código de 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5 y 5/6.
Pocos pilotos, en 8 patrones distintos, y la ecualización basada en el
sistema CD3 de la RAI.
En el modo 32K se puede utilizar una parte mayor del canal estándar
de 8MHz, agregando una capacidad adicional del 2%.
Se especifica para anchuras de banda de canal de 1.7, 5, 6, 7, 8, y
10MHz.
Se puede utilizar MISO (Multiple-Inputs Single-Output – Múltiples
Entradas, Salida Única) (esquema de Alamouti).
Pueden utilizarse receptores de diversidad (como en DVB-T).
Empaquetar más canales en un SuperMUX (llamado TFS) no está en
el estándar, pero se podrán agregar más adelante.
20 - 50 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Un ejemplo para un perfil MFN DVB-T del Reino Unido (QAM64, 2K,
CR2/3, GI1/32) y un equivalente DVB-T2 (QAM256, 32K, CR3/5, GI1/128)
demuestra un aumento en la tasa binaria de 24.13Mb/s a 35.4Mb/s (+46.5%).
Otro ejemplo es un perfil italiano de SFN DVB-T (QAM64, 8K, CR2/3,
GI1/4) y un equivalente DVB-T2 (QAM256, 32K, CR3/5, GI1/16): demues-
tra un aumento en la tasa binaria de 19.91Mb/s a 33.3Mb/s (el +67%).
Tabla 20.21. Comparación de los modos disponibles en DVB-T y DVB-T2
DVB-T DVB-T2
FEC Codificación Convolutional +
Reed Solomon: 1/2, 2/3, 3/4,
5/6, 7/8
LPDC + BCH:
1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6
Modulación QPSK, 16QAM, 64QAM QPSK, 16QAM, 64QAM,
256QAM
Intervalo de
Guarda
1/4, 1/8, 1/16, 1/32 1/4, 19/256, 1/8, 19/128,
1/16, 1/32, 1/128
FFT 2K, 8K 1K, 2K, 4K, 8K, 16K, 32K
Pilotos Dispersos 8% del total 1%, 2%, 4%, 8% del total
Pilotos Continuos 2.6% del total 0.35% del total
La especificación de la capa física DVB-T2 está completa y no habrá otros
realces técnicos. El diseño del chip VLSI del receptor se puede emprender
confiando en la estabilidad de la especificación (el documento estándar inter-
no de DVB está disponible para todos los miembros de DVB incluyendo las
compañías desarrolladoras de chips)
El bosquejo del documento de la especificación de PSI/SI (información de
programa y de sistema) concuerda con el grupo DVB-TM-GBS. Cierta in-
formación se puede encontrar en el documento DVB-T2 Fact Sheet June
2008
El bosquejo del estándar DVB-T2 - EN 302 755 - ha sido entregado al Ins-
tituto Europeo de Estándares de Telecomunicaciones - ETSI - por DVB.ORG
el 20 de junio de 2008 (ETSI timetable DVB-T2). El “proceso de ETSI” to-
mará hasta el 25 de abril de 2009 en que el estándar final será publicado.
El bosquejo del estándar DVB-T2 fue ratificado por el DVB Steering Bo-
ard el 26 de junio de 2008. El bosquejo del estándar DVB-T2 EN 302 755 se
publica en la homepage de dvb.org como “DVB-T2 standard BlueBook”.
La primera prueba real de un transmisor de TV fue realizada por la BBC
Research & Innovation en junio de 2008 usando el canal 53 del transmisor de
20 - 51
Guildford al sudoeste de Londres. La BBC había desarrollado y construido el
prototipo del modulador/demodulador mientras al estándar DVB-T2 era bos-
quejado. Se espera que otros grupos en Europa se unan pronto al programa de
pruebas del DVB-T2.
Bibliografía: [ETS300744], [REIMERS], [HOFMEISTER], [EFA],
[SFQ], [TR101190], [ETR290]
20 - 52 Radiodifusión de Televisión Digital Terrestre (Norma DVB-T)
Fig. 20.28. Transmisor DVB-T de media potencia (Rohde&Schwarz)
Fig. 20.29. Filtro de máscara DVB-T, máscara crítica (filtro de modo dual, foto del
fabricante: Spinner)
21 Medición de las Señales DVB-T
La norma DVB-T y su complicado método de modulación COFDM se ya
han discutido completamente. El presente capítulo trata sobre los métodos
para probar las señales DVB-T de acuerdo con las Pautas de Medición DVB
ETR 290 y también más allá de éstas. Los requisitos de medición en DVB-T
son más exigentes que en los otros dos sistemas de transmisión, DVB-C y
DVB-S, debido a que la trayectoria de la transmisión terrestre es muy com-
pleja, el modulador DVB-T es mucho más complicado y se emplea modula-
dores IQ analógicos en la mayoría de los casos. Las técnicas de medición
DVB-T deben cubrir los efectos de interferencia siguientes:
Ruido (AWGN)
Convulsión de fase
Interferencias
Recepción de multi-trayectoria
Efecto Doppler
Efectos en la red iso-frecuencia
Interferencia con los canales adyacentes (atenuación de hombros)
Errores del modulador I/Q:
- Desequilibrio de amplitud I/Q
- Errores de fase I/Q
- Falta de supresión de portadora.
En esencia, los instrumentos de prueba usados en las técnicas de medición
DVB-T son comparables a aquéllos usados en las técnicas de medición de
cable de banda ancha. Se requiere lo siguiente para medir las señales DVB-T:
Un moderno analizador del espectro,
Un receptor de prueba DVB-T con analizador de constelación,
Un transmisor de prueba DVB-T para mediciones en los receptores
DVB-T.
El receptor de prueba DVB-T es de lejos el más importante medio de me-
dición en DVB-T. Debido a las señales piloto integradas en DVB-T, permite
realizar los análisis más extensos sobre la señal sin usar otras ayudas, el más
importante de éstos es el análisis del patrón de la constelación DVB-T. Aun-
que se han obtenido vastos conocimientos en el campo del análisis de la cons-
telación DVB-C desde los años noventa, duplicarlos simplemente al mundo
de DVB-T no es suficiente. Este capítulo trata principalmente de los rasgos
especiales del análisis de la constelación DVB-T, anotar los problemas y pro-
porcionar asistencia en interpretar los resultados de las medidas.
21 - 2 Medición de las Señales DVB-T
Comparado con el análisis de la constelación DVB-C, el análisis de la
constelación DVB-T no es simplemente un análisis de la constelación en mu-
chos miles de sub-portadoras y otras muchas cosas que puedan adecuarse.
La Figura 21.1. muestra el diagrama de constelación de una modulación
64QAM en DVB-T. Pueden verse fácilmente las posiciones de los pilotos
dispersos y de los pilotos continuos (a la izquierda y la derecha fuera del dia-
grama de la constelación 64QAM sobre el eje I) y de las portadoras TPS
(puntos de la constelación dentro del diagrama de la constelación, también
sobre el eje I). Los pilotos dispersos se usan para la estimación y corrección
del canal y representan un punto de control en el diagrama de constelación
que siempre se corrigen a la misma posición. Las portadoras de señalización
de los parámetros de transmisión sirven como un canal de información rápido
del transmisor al receptor. Aparte del ruido, no hay ninguna influencia adi-
cional que actúe en el diagrama de constelación mostrado (Fig. 21.1.).
DVB-T MEASURE: CONSTELL DIAGRAM
100 SYMBOLS PROCESSED
SYMBOL CNT
100
MAX HOLD
FREEZE
ON OFF
START CARR
0
STOP CARR
1704
ADD. NOISE
OFF
Fig. 21.1. Diagrama de constelación en 64QAM DVB-T
Un receptor de prueba de DVB-T (Fig. 21.2.) puede usarse para detectar
todas las influencias que actúan en la cadena de transmisión. Un receptor de
prueba DVB-T difiere básicamente de una caja receptora (set-top-box) en la
señal analógica que procesa al ser de un estándar muy superior, en los datos
I/Q y en los datos de estimación del canal que se acceden por un procesador
de señales (DSP). El DSP calcula el diagrama de constelación y los valores de
la medición. Además, la señal DVB-T se puede desmodular a nivel de flujo
de transporte MPEG-2.
21 - 3
DVB-T
dem.
DSP
Pantalla
Gen.
ruido
RF FI1 FI2 A
D
SAW
Filter
RF/FI
conv.
Sint.
Mezclador
X
Anti alias.
Filtro
Pasabajos
I Q
MPEG-2
TS
Fig. 21.2. Diagrama de bloques de un receptor de prueba DVB-T
21.1 Medición de la Tasa de Error de Bits
En DVB-T, como en DVB-S, hay 3 tasas de error de bits debido a la pro-
tección del error interior y exterior:
Tasa de error de bits antes de Viterbi,
Tasa de error de bits antes de Reed-Solomon,
Tasa de error de bits después de Reed-Solomon.
La tasa de error de mayor interés y que proporciona la mayor parte de la
información es la tasa de error de bits pre-Viterbi. Puede determinarse apli-
cando el flujo de datos post-Viterbi a otro codificador convolutional con la
misma configuración que la del transmisor. Si el flujo de datos antes de Vi-
terbi se compara con los de después del codificador convolutional - teniendo
en cuenta el retraso del codificador convolutional - los dos deberían ser idén-
ticos suponiendo que no hay ningún error. Las diferencias, y así los errores de
bits, son luego determinados por un comparador para las ramas I y Q.
Los errores de bits contados se relacionan luego con el número de bits
transmitidos dentro del período correspondiente, proporcionando la tasa de
error de bits.
BER = bits errados/bits transmitidos;
El rango de la tasa de error de bits pre-Viterbi está entre 1•10-9 (salida del
transmisor) y 1•10-2 (entrada del receptor en condiciones de recepción po-
bres).
21 - 4 Medición de las Señales DVB-T
Decodifi-
cador
Viterbi
Codifica-
dor
Conv.
Compa-
radorRetardo
Data
I
Q
Fig. 21.3. Circuito para determinar la tasa de error de bits pre-Viterbi
El decodificador Viterbi puede corregir sólo algunos de los errores de bits,
dejando una tasa de error de bits residual antes del Reed-Solomon. Contando
las correcciones del decodificador Reed-Solomon y relacionándolos al núme-
ro de bits transmitidos dentro del período correspondiente se obtiene la tasa
de error de bits pre Reed-Solomon.
Sin embargo, el decodificador Reed-Solomon tampoco puede corregir to-
dos los errores de bits, lo que conlleva luego a paquetes errados en el flujo de
transporte. Éstos se marcan en el encabezado de los TS (bit indicador de error
de transporte = 1). La tasa de error de bits post Reed-Solomon puede ser cal-
culada contando los paquetes errados del flujo de transporte.
Un receptor de prueba DVB-T detecta las 3 tasas de error de bits y los
muestra en uno de los menús principales de medida. Debe notarse que, con la
tasa de error de bits relativamente baja, normalmente disponible después de
los decodificadores Viterbi y Reed-Solomon, deben seleccionarse los tiempos
de medición de longitud correspondientes en el rango de minutos a horas.
El ejemplo de menú de medición [EFA] muestra que toda la información
importante sobre la transmisión DVB-T se combina aquí. Aparte de la RF
seleccionada, también muestra el nivel recibido, la desviación de frecuencia,
las 3 tasas de error de bits y los parámetros TPS decodificados.
21 - 5
DVB-T MEASURE:
CONSTELL
DIAGRAM...
FREQUENCY
DOMAIN...
TIME
DOMAIN...
OFDM
PARAMETERS...
RESET BER
ADD. NOISE
OFF
ATTEN : 0dB
57.6 dBuV
FREQUENCY / VER:
FREQUENCY DEV 2.200 kHz
SAMPL RATE DEV 12.2 ppm
BER BEFORE VIT 3.6E-5 (10/10)
BER BEFORE RS 0.2E-9 (1000/1K00)
BER AFTER RS 0.3E-12 (156K/1M00)
OFDM / CODE RATE:
FFT MODE 2K (TPS: 2K)
GUARD INTERVAL 1/8 (TPS: ¼)
ORDER OF QAM 64 (TPS: 16)
ALPHA 1 NH (TPS: 1)
CODE RATE ½ (TPS: 5/6, 1/2)
TPS RESERVED ---
SET RF
330.000 MHz
Fig. 21.4 Medición de la tasa de error de bit [EFA]
21.2 Medición de la Señal DVB-T usando un Analizador de Espectro
Un analizador del espectro es muy útil para medir la potencia del canal
DVB-T, por lo menos a la salida del transmisor DVB-T. Naturalmente, uno
podría usar un simple medidor de potencia térmica para este propósito pero,
en principio, es también posible usar un analizador del espectro que propor-
cionará una buena estimación de la relación portadora/ruido. Sin embargo,
antes que nada, ahora se determinará la potencia de la señal DVB-T. Una
señal COFDM parece ruido y tiene un factor de cresta bastante alto. Debido a
su similitud con el ruido blanco Gaussiano, su potencia es medida de manera
semejante.
Para determinar la potencia de la portadora, el analizador del espectro es
ajustado como sigue:
En el analizador se seleccionan una resolución de ancho de banda de
30KHz y un ancho de banda de video de 3 a 10 veces la resolución del ancho
de banda, es decir 300KHz. Para lograr un cierto nivel promedio, se fija un
tiempo del barrido lento de 2,000ms. Estos parámetros son necesarios porque
estamos usando el detector RMS del analizador del espectro. Se usa la si-
guiente configuración:
Center frequency: Centro del canal DVB-T,
Span: 20MHz,
Resolution bandwidth: 30KHz,
Video bandwidth: 300KHz (debido al detector RMS y la escala logarítmi-
ca),
21 - 6 Medición de las Señales DVB-T
Detector: RMS,
Sweep: Slow – Lento (2,000ms)
Noise marker: Centro del Canal (el valor C‟ resultante en dBm/Hz)
2 MHz / divCenter 300 MHz Span 20 MHz
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
Ref Lvl
-20 dBm
RS
1
Marker 1 [T1 NOI]
-79.54 dBm/Hz
300.00000000 MHz
RBW
VBW
SWT
30 kHz
100 Hz
17 +
RF Att
Unit
10 dB
dBm
Fig. 21.5. Espectro de una señal DVB-T
Tabla 21.1. Nivel de la banda útil mostrada por el analizador de espectro versus el
nivel de la señal DVB-T.
Resolución del
Ancho de Banda
[KHz]
Atenuación [dB] en banda
útil vs. nivel de señal DVB-T
en un canal de 7 MHz
Atenuación [dB] en banda
útil vs. nivel de señal DVB-T
en un canal de 8 MHz
1 38.8 38.2
4 32.8 32.2
5 31.8 31.2
10 28.8 28.2
20 25.8 25.8
30 24.0 24.0
50 21.8 21.8
100 18.8 18.8
500 11.8 11.8
El nivel indicado en la banda útil del espectro DVB-T (Fig. 21.5.) depende
de la elección de la resolución del ancho de banda (RBW – Resolution Band-
width) del analizador de espectro (ej. 1, 4, 10, 20, 30KHz) con respecto al
ancho de banda de la señal DVB-T (7.61MHz, 6.66MHz, 5.71MHz). En la
literatura (Norma DVB-T, Especificaciones de Sistemas), se pauta a menudo
𝐶 𝑑𝐵𝑚 − 10𝑙𝑜𝑔 𝑎𝑛𝑐ℎ𝑜_𝑑𝑒_𝑏𝑎𝑛𝑑𝑎_𝐷𝑉𝐵 − 𝑇
𝑟𝑒𝑠𝑜𝑙𝑢𝑐𝑖ó𝑛_𝑑𝑒_𝑎𝑛𝑐ℎ𝑜_𝑑𝑒_𝑏𝑎𝑛𝑑𝑎 𝑑𝐵 ;
21 - 7
4KHz como la anchura de banda de referencia pero no es siempre soportada
por los analizadores de espectro. En la anchura de banda de referencia de
4KHz, el nivel mostrado en la banda útil es 32.8dB (6.66MHz) ó 32.2dB
(7.61MHz), debajo del nivel de la señal DVB-T.
Para medir la potencia se usa el marcador de ruido, debido a la similitud
de la señal con el ruido. Para esto el marcador de ruido se pone al centro de la
banda pero el pre-requisito es que siempre pueda asumirse que existe un canal
plano en el transmisor. Si el canal no es plano deben usarse las funciones de
medición apropiadas para medir la potencia del canal, las que dependen del
analizador de espectro.
El analizador proporciona el valor C' como la densidad de potencia de rui-
do en la posición del marcador de ruido en dBm/Hz, tomando automática-
mente en cuenta el ancho de banda del filtro y las características del amplifi-
cador logarítmico del analizador. Para conseguir la densidad de potencia de
señal C' con relación al ancho de banda de Nyquist BN de la señal DVB-T es
necesario calcular la potencia C de la señal como sigue:
C = C' + 10log(ancho_de_banda_de_la_señal/Hz); [dBm]
El ancho de banda de la señal DVB-T es
7.61MHz en el canal de 8MHz,
6.66MHz en el canal de 7MHz,
5.71MHz en el canal de 6MHz.
Ejemplo (canal de 8MHz):
Valor de la medida del marcador del ruido: -100dBm/Hz
Valor de la corrección a 7.6MHz de ancho de banda: + 68.8dB
Potencia en el canal DVB-T: - 31.2dBm
Determinación aproximada de la Potencia de Ruido N:
Si fuera posible apagar la señal DVB-T sin cambiar las relaciones de ruido
en el canal, el marcador de ruido en el centro de la banda proporcionaría la
información sobre las relaciones de ruido en el canal. Sin embargo, esto no
puede hacerse tan fácilmente. Usando el marcador de ruido para medir la
señal muy cerca del hombro de la señal DVB-T proporcionará, si no un valor
preciso de la medida, por lo menos una "buena idea" sobre la potencia de
ruido en el canal. Esto es porque puede asumirse que en la banda útil, la fran-
ja del ruido continúa similarmente a la encontrada en el hombro.
21 - 8 Medición de las Señales DVB-T
El analizador de espectro muestra el valor N‟ de la densidad de potencia
de ruido. La potencia de ruido N dentro del ancho de banda de ruido es calcu-
lada de la densidad de potencia de ruido N‟ como sigue:
N = N‟ + 10log (ancho_de_banda_de_ruido/Hz); [dBm]
El ancho de banda de ruido a ser usado es el ancho de banda real de la se-
ñal DVB-T; por ejemplo, 7.6MHz para un canal de 8MHz.
Ejemplo:
Valor de la medición del marcador de ruido: -140dBm/Hz
Valor de la corrección a 7.6 MHz de ancho de banda: + 68.8dB
Potencia de ruido en la señal DVB-T: - 71.2dBm
De esto, el valor de C/N se obtiene como:
C/N[dB] = C[dBm] - N[dBm];
En el ejemplo: C/N[dB] = -31.2dBm - (-71.2dBm) = 40dB;
Cuando se estima C/N de esta manera, por medio de los hombros de la se-
ñal DVB-T, es importante que esta medición sea hecha directamente en el
acoplador de salida después del amplificador de potencia y antes de que cual-
quier filtro pasabanda pasivo. De lo contrario, se verán sólo los hombros re-
ducidos por el filtro pasabanda. El autor ha verificado la validez de este
método de estimación reiteradamente en comparaciones con los resultados de
la medición de un receptor de prueba DVB-T.
21.3 Análisis de la Constelación de las Señales DVB-T
La gran diferencia entre el análisis de la constelación de señales DVB-T y
DVB-C es que, en DVB-T, se analizan muchos miles de sub-portadoras
COFDM. El rango de la portadora debe ser seleccionable. A menudo, resulta
interesante mostrar todos los diagramas de constelación (portadoras No. 0 a
6,817 ó 0 a 1,705, resp.) como diagramas de constelación trazados unos en-
cima de otros. Los rangos de la portadora pueden seleccionarse de 2 maneras:
start/stop N° de portadora,
center/span N° de portadora.
Aparte de las puras portadoras de carga útil, las portadoras piloto y las
portadoras TPS también pueden ser consideradas pero no se realizará ningún
análisis matemático de la constelación en estas portadoras. En los siguientes
21 - 9
párrafos se discutirán las influencias individuales y los parámetros de medi-
ción.
Los siguientes valores de medición pueden ser detectados usando el análi-
sis de constelación:
Relación señal/ruido S/N,
Convulsión de fase,
Desequilibrio de amplitud I/Q,
Error de fase I/Q,
Tasa de error de modulación MER
21.3.1 Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN)
El ruido blanco (AWGN, ruido blanco Gaussiano aditivo) conlleva a que
los puntos de la constelación tengan forma de nube (Fig. 21.7.). Cuanto más
grande sea el punto de la constelación, mayor es el efecto del ruido. El pará-
metro de señal/ruido S/N puede determinarse analizando la función de distri-
bución (distribución Gaussiana normal) en el campo de decisión.
Fig. 21.6. Influencia del ruido
Los valores RMS de la componente de ruido corresponden a la desviación
estándar. Los efectos del ruido afectan a cada sub-portadora del DVB-T y
también pueden encontrarse en cada sub-portadora. Los efectos y los métodos
de medición son completamente idénticos a los métodos de DVB-C.
21 - 10 Medición de las Señales DVB-T
21.3.2 Convulsión de Fase (Jitter)
La convulsión de fase conlleva a una distorsión estriada en el diagrama de
la constelación. Es causada por los osciladores en el modulador, afecta a cada
portadora y también puede encontrarse en cada portadora.
Aquí, también, los métodos de medición y los efectos son completamente
idénticos a aquéllos en DVB-C.
Fig. 21.7. Efecto del jitter o convulsión de fase
21.3.3 Fuentes de Interferencia
Las fuentes de interferencia afectan a las portadoras individuales o al ran-
go de portadoras. Estas se pueden parecer al ruido y los puntos de la constela-
ción se vuelven nubes ruidosas, pero también pueden ser sinusoidales cuando
los puntos de la constelación aparecen como círculos.
21.3.4 Ecos, Recepción Multi-trayectoria
Los ecos o reflexiones, es decir, la recepción de trayectoria múltiple, con-
llevan al desvanecimiento selectivo de frecuencias. Hay interferencia en ran-
gos individuales de portadoras pero la información perdida como resultado
puede restaurarse debido al intercalado a través de la frecuencia y la gran
cantidad de protección de error (Reed-Solomon y codificación convolucional)
provista con el DVB-T. Por supuesto, el COFDM (múltiplex por división de
frecuencia ortogonal codificado) se desarrolló precisamente para este propósi-
to, enfrentar los efectos de recepción de trayectoria múltiple en la transmisión
terrestre.
21 - 11
21.3.5 Efecto Doppler
En la recepción móvil, un corrimiento de frecuencia ocurre sobre el espec-
tro total de DVB-T debido al Efecto Doppler. Por sí mismo, el Efecto Dop-
pler no representa un problema en la transmisión DVB-T porque un cambio
de unos cientos de hercios a las velocidades de un vehículo motorizado puede
manejarse fácilmente. Es cuando se combinan el Efecto Doppler y la recep-
ción de multi-trayectoria que el panorama se complica. Ecos que se mueven
hacia el receptor cambiarán el espectro en una dirección diferente de aquellos
que se alejan del receptor y, como resultado, la relación señal/ruido en el ca-
nal se deteriora.
21.3.6 Errores I/Q del Modulador
El enfoque de esta discusión se cambiará ahora a los errores I/Q del modu-
lador DVB-T (Fig. 21.9.), los efectos que difieren de aquéllos en DVB-C.
IFFT
90°
Re(f)
Im(f)
I
Q
re(t)
im(t)
ofdm(t)
Fig. 21.8. Modulador COFDM
Un símbolo en COFDM se produce por medio del mapeador, las partes re-
ales y las partes imaginarias de todas las sub-portadoras son fijadas en el do-
minio de la frecuencia antes de la IFFT (Inverse Fast Fourier Transform -
transformada inversa rápida de Fourier). Cada portadora es modulada inde-
pendientemente en QAM (QPSK, 16QAM, 64QAM) de acuerdo con la in-
formación a ser transmitida. El espectro no tiene simetrías o centro-simetrías
y tampoco es conjugado con respecto al centro de la banda IFFT.
Por consiguiente, según la teoría del sistema debe producirse una señal
compleja en el dominio del tiempo después de la IFFT. Considerando luego
las señales en el dominio del tiempo, real re(t) e imaginaria im(t), portadora
por portadora, se encuentra que para cada portadora, re(t) tiene exactamente
la misma amplitud que im(t) y que im(t) está siempre exactamente 90° fuera
de fase con respecto a re(t). Todas las re(t) superpuestas en el tiempo alimen-
21 - 12 Medición de las Señales DVB-T
tan a la rama I del mezclador complejo I/Q y todas las im(t) sobrepuestas en
el tiempo alimentan la rama Q. El mezclador I se alimenta con la portadora en
fase 0° y el mezclador Q se alimenta con la portadora desfasada 90° y los dos
productos de la modulación sumados dan como resultado la señal COFDM,
cofdm(t).
Fig. 21.9. Desequilibrio I/Q
Los ramas de las señales re (t) e im (t) deben exhibir exactamente las rela-
ciones correctas de nivel, unas con respecto a las otras. El desfasador de 90°
se debe también fijar correctamente. Y no debe haber ninguna componente de
CC sobrepuesta en las señales re(t) e im(t). De lo contrario, ocurrirán los de-
nominados errores I/Q. Los fenómenos resultantes que aparecen en la señal
DVB-T se muestran en la Fig. 21.9.
La Fig. 21.9. muestra el diagrama de constelación con un desequilibrio de
amplitud I/Q en el mezclador I/Q del modulador. El patrón está distorsionado
rectangularmente, es decir está comprimido en una dirección (horizontal o
vertical). Este efecto puede observarse fácilmente en DVB-C; pero en DVB-T
sólo puede verificarse en la portadora central (el centro de la banda), ya que
todas las demás portadoras muestran interferencia similares al ruido.
Un error de fase I/Q conlleva a una distorsión del diagrama de constela-
ción tipo romboide (Fig. 21.10.). Este efecto puede observarse sin problemas
en los sistemas de cable DVB-C; pero en DVB-T sólo puede verificarse en la
portadora central (centro de la banda), todas las otras portadoras también
muestran interferencia similar al ruido debido a este efecto.
21 - 13
Fig. 21.10. Error de Fase I/Q
Una portadora residual presente en el mezclador I/Q (Fig. 21.11.) desplaza
al diagrama de la constelación fuera del centro en alguna dirección. El patrón
en sí se mantiene sin distorsión. Este efecto sólo puede observarse en la por-
tadora central y sólo afecta a esta portadora.
Fig. 21.11. Efecto de portadora residual
Hoy, virtualmente todos los moduladores modernos de DVB-T operan de
acuerdo con el método de modulación directa. Un modulador I/Q analógico
usado en este modo normalmente presenta, entre otros, problemas en la su-
presión de la portadora. Aunque los fabricantes ya han logrado superar los
problemas de desequilibrio de amplitud y de corrimiento de fase I/Q en la
mayoría de los casos, hay un problema restante de supresión de portadora que
21 - 14 Medición de las Señales DVB-T
puede ser encontrado más o menos en cada modulador DVB-T de este tipo y
ha sido observado en mayor o menor grado en muchos sitios de transmisión
DVB-T alrededor del mundo por el autor. El problema de la portadora resi-
dual sólo puede verificarse en la portadora central (3,408 u 852, respectiva-
mente) en el centro de la banda y sólo causa interferencia allí o en áreas alre-
dedor de la portadora central. Puede detectarse en seguida una falta de supre-
sión de portadora como una muesca en la pantalla de la tasa de error de mo-
dulación encima del rango de las sub-portadoras DVB-T en el centro de la
banda y un experto en técnicas de medición DVB-T puede decir inmediata-
mente que se trata de un modulador DVB-T operando en el modo de modula-
ción directa.
21.3.7 Causa y Efecto de Errores I/Q en DVB-T
¿Cuál es la causa de los errores I/Q, por qué estos efectos sólo pueden ob-
servarse en la portadora central y por qué hace que todas las otras portadoras
muestren interferencias similares al ruido en presencia de cualquier desequi-
librio de amplitud y error de fase I/Q?
IFFT
90°
Re(f)
Im(f)
I
Q
re(t)
im(t)
cofdm(t)
Fase
Ganancia Q
Ganancia ICC
CC
Fig. 21.12. Modulador COFDM con errores I/Q
La Figura 21.12. muestra los lugares donde se producen estos errores en el
modulador I/Q. Un componente de CC en re(t) o im(t) después del IFFT con-
llevará a una portadora residual en la ramas I o Q; o en ambas ramas. Aparte
de la amplitud correspondiente, la portadora residual tendrá, por consiguiente,
también un ángulo de fase.
Ganancias diferentes en las ramas I y Q producirán un desequilibrio de
amplitud I/Q. Si el ángulo de fase al mezclador I/Q difiere de 90°, se produce
un error de cuadratura I/Q.
21 - 15
Las perturbaciones en DVB-T causadas por los errores de I/Q pueden ex-
plicarse muy claramente, sin mucha matemática, usando diagramas vectoria-
les. Empecemos con el diagrama vectorial de una modulación de amplitud
normal (Fig. 21.13.). Una AM puede representarse como un vector portadora
girando y por los vectores sobrepuestos de las dos bandas laterales, un vector
de la banda lateral que gira hacia la izquierda y un vector de la otra banda
lateral que gira hacia la derecha. El vector resultante siempre se localiza en el
plano del vector de la portadora, es decir el vector portadora es variado (mo-
dulado) en amplitud.
Fig. 21.13. Diagrama vectorial de una modulación de amplitud
Suprimiendo el vector de la portadora se produce modulación de amplitud
con portadora suprimida.
Fig. 21.14. Diagrama vectorial de una modulación de amplitud con portadora supri-
mida
21 - 16 Medición de las Señales DVB-T
Correspondientemente, el comportamiento de un modulador I/Q también
puede ser representado sobreponiendo 2 diagramas vectoriales (Fig. 21.15.).
Ambos mezcladores operan con portadora suprimida.
+
90°
I
Q
I
Q
Fig. 21.15. Modulación I/Q
Si la misma señal alimenta la rama I y la rama Q, pero con una diferencia
de fase de 90° entre sí, se obtiene un diagrama vectorial como el mostrado en
la Fig. 21.16. (modulación de banda lateral única). Puede verse claramente
que dos vectores de la banda lateral se suman y que dos vectores de la banda
lateral se cancelan (se substraen). Una banda lateral es así suprimida, produ-
ciendo modulación de amplitud de banda lateral única. Un modulador
COFDM puede concebirse como un modulador de banda lateral única para
muchos miles de sub-portadoras. En un modulador COFDM ideal, no hay
ninguna diafonía entre la banda superior COFDM y la inferior y viceversa.
+
90°
90°
I
Q
Q
I
Fig. 21.16. Modulación de banda lateral única
21 - 17
Ya que la IFFT es un proceso completamente matemático, puede asumirse
que es ideal. El mezclador I/Q, sin embargo, puede llevarse a cabo como un
mezclador digital (ideal) o como un mezclador analógico y hay; y habrá en el
futuro, mezcladores I/Q analógicos en los moduladores DVB-T (modulación
directa).
Si existe un desequilibrio de amplitud I/Q, significa que la banda lateral
superior o inferior ya no se cancela completamente, dejando una componente
de interferencia. Lo mismo se aplica a un error de fase I/Q. Por consiguiente,
queda claro que todas las sub-portadoras están sujetas a interferencias simila-
res al ruido con excepción de la portadora central. También queda claro por
qué una portadora residual empujará el patrón de la constelación fuera del
centro en la portadora central y sólo interferirá con esta última.
2 MHz / divCenter 300 MHz Span 20 MHz
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
Ref Lvl
-20 dBm
RS
1
Marker 1 [T1 NOI]
-79.54 dBm/Hz
300.00000000 MHz
RBW
VBW
SWT
30 kHz
100 Hz
17 +
RF Att
Unit
10 dB
dBm
Fig. 21.17. Espectro de una señal DVB-T
Esto también puede mostrarse impresionantemente en el espectro de la se-
ñal DVB-T si el modulador DVB-T tiene la función de prueba apagada, por
ejemplo, la banda inferior de la portadora en el espectro. Esto puede hacerse,
por ejemplo, con un transmisor DVB de prueba. En el centro de la banda (la
portadora central), una portadora residual existente puede verse claramente.
Si el modulador I/Q se ajusta luego para producir un desequilibrio de ampli-
tud, la diafonía de la banda lateral superior a la inferior se ve claramente. Lo
mismo se aplica a un error de fase I/Q.
El proceso de diafonía similar al ruido puede describirse fácilmente por
medio de operaciones trigonométricas simples que pueden derivarse del dia-
grama vectorial.
En el caso de desequilibrio de amplitud, los vectores contrarios ya no se
cancelan completamente (Fig. 21.21.), produciendo un vector de ruido que
causa diafonía de la banda superior del DVB-T a la banda inferior y vicever-
21 - 18 Medición de las Señales DVB-T
sa. La amplitud de las señales útiles reales disminuye la misma cantidad que
el aumento de la diafonía.
2 MHz / divCenter 300 MHz Span 20 MHz
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
Ref Lvl
-20 dBm
RS
1
Marker 1 [T1 NOI]
-79.54 dBm/Hz
300.00000000 MHz
RBW
VBW
SWT
30 kHz
100 Hz
17 +
RF Att
Unit
10 dB
dBm
Fig. 21.18. Banda inferior apagada
2 MHz / divCenter 300 MHz Span 20 MHz
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
Ref Lvl
-20 dBm
RS
1
Marker 1 [T1 NOI]
-79.54 dBm/Hz
300.00000000 MHz
RBW
VBW
SWT
30 kHz
100 Hz
17 +
RF Att
Unit
10 dB
dBm
Fig. 21.19. 10% de desbalance de amplitud
2 MHz / divCenter 300 MHz Span 20 MHz
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
Ref Lvl
-20 dBm
RS
1
Marker 1 [T1 NOI]
-79.54 dBm/Hz
300.00000000 MHz
RBW
VBW
SWT
30 kHz
100 Hz
17 +
RF Att
Unit
10 dB
dBm
Fig. 21.20. 10° de error de fase
21 - 19
a1 A2=a1(1-AI)
a1 A2=a1(1-AI)
Ruido N
Señal S
N = a1 - a2
S = a1 + a2;
S/N = (a1+a2)/(a1-a2) = (a1+a1(1-AI)/(a1-a1(1-AI) = (2-AI)/AI;
S/N[dB] = 20lg((2-AI[%]/100)/(AI[%]/100));
Fig. 21.21. Determinación de la relación S/N con desbalance de amplitud
Un error de la fase producirá un vector de ruido cuya longitud puede de-
terminarse del paralelogramo del vector. La amplitud de señal útil también
disminuye por la misma cantidad. Las Figuras 21.21 y 21.22 muestra las con-
diciones para la relación de señal/ruido S/N en la presencia de desequilibrio
de amplitud y de un error de fase, respectivamente, qué se han derivado ahora
como fórmulas. El objetivo en la aplicación práctica de un modulador DVB-T
es un desequilibrio de amplitud de menos de 0.5% y un error de la fase menor
de 0.5 grados.
Ruido
Señal
N = 2 a cos(90-Φ/2);
S = 2 a sin(90-Φ/2);
S/N = (2a)/(2a) (sin(90-Φ/2)/cos(90-Φ/2)) = tan(90-Φ/2);
S/N[dB] = 20lg(tan(90-Φ/2));
a
a
Φ
a
N
Fig. 21.22. Determinación de la relación S/N en presencia de un error de fase I/Q
Así, los errores de I/Q del modulador DVB-T sólo pueden ser identifica-
dos observando la portadora central pero pueden interferir con toda la señal
DVB-T. Además, se encontrará que en cada caso que, por lo menos, las dos
portadoras superior e inferior adyacentes a la portadora central también se
distorsionan. Esto es causado por la corrección de canal en el receptor DVB-
T dónde se realiza la estimación y corrección de canal en base a la evaluación
21 - 20 Medición de las Señales DVB-T
de los pilotos dispersos. Pero éstos sólo están disponibles en intervalos de 3
portadoras y entre ellos es necesario interpolar.
Fig. 21.23. Relación Señal/Ruido en DVB-T con desbalance de amplitud (AI) y error
de fase (PE) del modulador I/Q
Portadora central
8K: Nº 3408 Piloto continuo
2K: Nº 852 Piloto disperso / Carga útil
Fig. 21.24. Distorsiones en la vecindad de la portadora central debida a la corrección
de canal en el receptor DVB-T
En el modo 2K, la portadora central es la No. 852 qué es una portadora de
carga útil y a veces un piloto disperso. Sin embargo, al verificar los errores
I/Q no se presentará problema alguno. La situación es diferente en el modo
8K dónde la portadora central es la No. 3,408 que siempre es un piloto conti-
nuo. En este caso, sólo pueden extrapolarse los errores I/Q observando las
portadoras adyacentes superior e inferior.
Cada uno de los efectos descritos tiene sus propios parámetros de medi-
ción. En la norma de cable DVB-C, estos parámetros se han combinado para
formar un parámetro agregado adicional llamado la tasa de error de modula-
ción.
21 - 21
La tasa de error de modulación (MER) es una medida de la suma de todos
los efectos de interferencia que ocurren en la cadena de transmisión. Tal
como la relación señal/ruido, es normalmente especificada en dB. Si sólo un
efecto de ruido está presente, MER y S/N son iguales.
I
Q
Vector ideal
Centro ideal
Vector de error
Vector resultante
Fig. 21.25. Vectores de Error para Determinar la Tasa de Error de Modulación
(MER)
El resultado de todos los efectos de interferencia en una señal de TV digi-
tal en las redes de cable de banda ancha, explicado anteriormente, es que los
puntos de la constelación se desvían con respecto a su posición nominal en el
centro de decisión de errores. Si las desviaciones son demasiado grandes, los
límites de decisión se cruzan y ocurren errores de bits. Sin embargo, también
pueden considerarse las desviaciones del centro del campo de decisión como
parámetros de medición para la magnitud de una interferencia cualquiera. Lo
que precisamente es el objetivo de un parámetro de medición artificial como
el MER. Al medir el MER, se asume que se han retirado los puntos reales en
los campos de la constelación del centro del error respectivo por las interfe-
rencias. Las interferencias son vectores de error asignados, el vector de error
que apunta al centro del campo de la constelación al punto real en el campo
de la constelación (Fig. 21.25.). Luego las longitudes de todos éstos vectores
de error son medidas con respecto al tiempo y se forma la media cuadrática o
el valor pico máximo es medido en una ventana de tiempo. La definición de
MER puede encontrarse en las Pautas de Medición DVB [ETR 290].
𝑀𝐸𝑅𝑃𝐼𝐶𝑂 =max( 𝑒𝑟𝑟𝑜𝑟_𝑣𝑒𝑐𝑡𝑜𝑟𝑖𝑎𝑙 )
𝑈𝑅𝑀𝑆 .100% ;
21 - 22 Medición de las Señales DVB-T
𝑀𝐸𝑅𝑃𝐼𝐶𝑂 = 1
𝑁 ( 𝑒𝑟𝑟𝑜𝑟_𝑣𝑒𝑐𝑡𝑜𝑟𝑖𝑎𝑙 )𝑁=1
𝑛=0
𝑈𝑅𝑀𝑆 .100% ;
La referencia URMS es aquí el valor RMS de la señal QAM.
Normalmente, sin embargo, se emplea una escala logarítmica:
𝑀𝐸𝑅𝑑𝐵 = 21. 𝑙𝑜𝑔 𝑀𝐸𝑅[%]
100 [𝑑𝐵]
Por consiguiente, el valor MER es una cantidad agregada que incluye to-
dos los posibles errores individuales. El valor MER describe completamente
el desempeño de este eslabón de la transmisión.
En principio,
MER [dB] ≤ S/N [dB].
La representación de MER como una función del número MER(f) de la
sub-portadora (Fig. 21.27.) es de importancia particular en DVB-T porque
permite observar la situación global en el canal. Es fácil ver las áreas con
portadoras perturbadas. A menudo sólo una única medición del valor prome-
diado de MER se menciona en relación con las mediciones DVB-T pero este
valor no proporciona mucha información práctica. Siempre es importante
tener una representación gráfica del MER versus la frecuencia.
Fig. 21.26. Tasa de Error de Modulación (MER) vs. MER(f) de las subportadoras
COFDM [EFA]
21 - 23
En resumen, puede decirse que el ruido y la convulsión de fase afectan a
todas las portadoras con la misma magnitud, las interferencias afectan a por-
tadoras o rangos de portadoras en forma de ruido o sinusoidalmente. Los ecos
o reflexiones también afectan sólo a rangos de portadora.
Tabla 21.2. Interferencias de DVB-T
Efecto de la interferencia Afecta a Comprobación
Ruido todas las portadoras todas las portadoras
Convulsión de fase todas las portadoras todas las portadoras
Interferencia portadoras únicas portadoras afectadas
Ecos rangos de portadora portadoras afectadas,
respuesta de impulso
Doppler todas las portadoras
desviación de frecuencia,
smearing
Desequilibrio de amplitud IQ todas las portadoras portadora central
Error de fase IQ todas las portadoras portadora central
Portadora residual,
fuga de la portadora
portadora central y
portadoras adyacentes
portadora central
Los errores I/Q del modulador afectan parcialmente a las portadoras como
una perturbación similar al ruido y como tal sólo pueden identificarse obser-
vando a la portadora central.
Todas las influencias en la cadena de transmisión DVB-T descritas pueden
ser observadas fácilmente por el análisis de la constelación en un receptor de
prueba DVB-T. Además, un receptor de prueba DVB-T también permite la
medición del nivel recibido, la medición de la tasa de error de bits, el cálculo
de la respuesta de amplitud y del retardo de grupo y de la respuesta al impul-
so de los datos de estimación de canal. La respuesta al impulso es de gran
importancia en detectar la recepción de multi-trayectoria en el campo, parti-
cularmente en las redes iso-frecuencia (SFNs). Aparte del análisis de I/Q ya
discutido, un receptor de prueba DVB-T posibilita también realizar un gran
número de mediciones significantes en la cadena de transmisión DVB-T.
21.4 Medición del Factor de Cresta
Las señales del DVB-T tienen un gran factor de cresta que puede llegar
hasta 40dB en teoría. En la práctica, sin embargo, el factor de cresta se limita
a aproximadamente 13dB en los transmisores de potencia. El factor de cresta
puede medirse usando un receptor de prueba DVB-T. Para este propósito, el
receptor de prueba recoge el flujo de datos inmediatamente después del con-
vertidor A/D y calcula los valores RMS y el valor pico máximo de la señal
que ocurre en una ventana de tiempo. Según la definición, el factor de cresta
está dado por:
21 - 24 Medición de las Señales DVB-T
cf = 20 log(Umax pico/URMS);
Fig. 21.27. Medición del Factor de Cresta
21.5 Medición de la Respuesta de Amplitud, Fase y Retardo de Grupo
Aunque el DVB-T es bastante tolerante con respecto a la distorsión lineal
como la distorsión de amplitud, fase y de retardo de grupo, no existe, por otro
lado, ningún problema para medir estos parámetros. Un receptor de prueba
DVB-T puede fácilmente analizar a las portadoras piloto (pilotos dispersos y
pilotos continuos) contenidos en la señal y calcular de éstos las distorsiones
lineales. La distorsión lineal es así determinada de los datos de estimación de
canal.
Fig. 21.28. Respuesta de Amplitud y Retardo de Grupo
21 - 25
21.6 Medición de la Respuesta al Impulso
Transformando los datos de estimación de canal que están disponibles en
el dominio de la frecuencia y desde los cuales fue derivada la representación
de la respuesta de amplitud y de fase, en el dominio de tiempo, por medio de
una transformada inversa rápida de Fourier se proporciona la respuesta al
impulso. La longitud máxima calculable de la respuesta al impulso depende
de las muestras proporcionadas por la estimación del canal. Cada tercera sub-
portadora proporciona, en algún momento, una contribución a la estimación
del canal, es decir, la distancia entre dos puntos de la interpolación de la esti-
mación del canal es 3•∆f, dónde ∆f corresponde al espaciado de las sub-
portadoras COFDM. La longitud de respuesta al impulso calculable es enton-
ces 1/3 ∆f, es decir, un tercio del período del símbolo COFDM. En el caso
ideal, la respuesta al impulso consiste sólo en un impulso principal en t = 0,
es decir, hay sólo una trayectoria en la señal. De la respuesta al impulso, los
ecos múltiples pueden ser clasificados fácilmente de acuerdo con el retraso y
la atenuación de la trayectoria.
Fig. 21.29. Medida de la respuesta al impulso mediante una IFFT de la respuesta al
impulso del canal CIR
21.7 Medición de la Atenuación de Hombros
El sistema no utiliza todo el ancho de banda del canal, es decir algunas de
las 2K u 8K sub-portadoras se ponen a cero para no causar ninguna interfe-
rencia a los canales adyacentes. Sin embargo, debido a no-linealidades, hay
todavía componentes fuera de banda y el efecto en el espectro y su forma han
acuñado al término „atenuación de hombros‟.
21 - 26 Medición de las Señales DVB-T
Fig. 21.30. Espectro de una señal DVB-T a la salida del transmisor antes del filtro de
máscara
En la Norma, la atenuación de hombros permitida está definida como una
máscara de tolerancia. La Fig. 21.30. muestra el espectro de una señal DVB-T
a la salida del amplificador de potencia antes del filtro de máscara. Para de-
terminar la atenuación de hombros se definen diversos métodos y especial-
mente un método relativamente elaborado en las Pautas de Medición
[ETR290]. En la práctica, el espectro DVB-T en la mayoría de los casos es
medido simplemente usando tres marcadores, fijando un marcador para el
centro de la banda y los otros a ± (ancho de banda del canal DVB-T/2 + 0.2
MHz). Con un canal de 8MHz, esto da lugar a puntos de prueba en a ±4.2
MHz relativo al centro de la banda, ±3.7MHz para el canal de 7MHz y ±
3.2MHz para un canal de 6MHz. La Fig. 21.31, muestra el espectro de una
señal DVB-T después del filtro de máscara (máscara crítica). El estándar
DVB-T [ETS 300 744] define varias máscaras de la tolerancia para las varia-
das asignaciones de canales adyacentes.
Fig. 21.31. Espectro de una señal DVB-T medida a la salida del filtro de máscara
(máscara crítica)
21 - 27
En la práctica, se logran las atenuaciones de hombros siguientes:
Amplificador de Potencia, sin corrección: aprox. 28dB
Amplificador de Potencia, corregido: aprox. 38dB
Después del BPF de salida: aprox. 52dB
(máscara crítica)
Generalmente las máscaras de tolerancia enumeradas en la tabla 21.3.
(máscara no-crítica) y 21.4. (máscara crítica) se utilizan para evaluar una
señal DVB-T (ancho de banda de 7 y 8MHz). En los documentos correspon-
dientes (Norma DVB-T [ETS300744], Especificaciones de Sistema), se espe-
cifica generalmente la relación con respecto a la potencia del canal en el an-
cho de banda de referencia de 4KHz. Si el analizador de espectro no soporta
esta resolución del ancho de banda, es posible seleccionar otro distinto (ej.
10, 20 ó 30KHz) y los valores pueden ser convertidos.
10log (4/7610) = -32.8dB y 10log (4/6770) = -32.2dB corresponden a la
atenuación con respecto a la potencia total de la señal DVB-T con un ancho
de banda de referencia de 4KHz en la banda útil de DVB-T. Si se utiliza otra
resolución de ancho de banda del analizador, los valores correspondientes se
deben insertar en la fórmula. Las tablas también muestran la atenuación rela-
tiva comparada con el canal útil independientemente de la anchura de banda
de referencia.
El factor importante en elegir la resolución del ancho de banda del anali-
zador de espectro es que no sea demasiado pequeña ni demasiado grande.
Generalmente, se seleccionan 10, 20 ó 30KHz.
Tabla 21.3. Máscara de tolerancia DVB-T (no-crítica) en el canal de 7 y 8 MHz
frel[MHz]
Ancho del
canal
7MHz
frel[MHz]
Ancho del
canal
8MHz
Atenuación [dB]
vs. potencia del
canal a 4KHz de
ancho de banda de
referencia
Atenuación [dB]
Ancho del canal
7MHz
Atenuación [dB]
Ancho del canal
8MHz
± 3.4 ± 3.9 -32.2 (7MHz)
-32.8 (8MHz)
0 0
± 3.7 ± 4.2 -73 -40.8 -40.2
± 5.25 ± 6.0 -85 -52.8 -52.2
± 10.5 ± 12.0 -110 -77.8 -77.2
± 13.85 -126 -93.8
21 - 28 Medición de las Señales DVB-T
Tabla 21.4. Máscara de tolerancia DVB-T (crítica) en el canal de 7 y 8 MHz
frel[MHz]
a 7MHz
Ancho del
canal
frel[MHz]
Ancho del
canal
8MHz
Atenuación [dB]
vs. potencia del
canal a 4KHz de
ancho de banda de
referencia
Atenuación [dB]
Ancho del canal
7MHz
Atenuación [dB]
Ancho del canal
8MHz
± 3.4 ± 3.9 -32.2 (7MHz)
-32.8 (8MHz)
0 0
± 3.7 ± 4.2 -83 -50.8 -50.2
± 5.25 ± 6.0 -95 -62.8 -62.2
± 10.5 ± 12.0 -120 -87.8 -87.2
± 13.85 -126 -93.8
Fig. 21.32. Filtro de máscara (Máscara no-crítica, baja potencia, fabricada por Spin-
ner) con acopladores direccionales de prueba a la entrada y la salida
21 - 29
Fig. 21.33. Enlace de transmisión DVB-T con un generador de prueba MPEG-2
DVRG (centro izquierda), transmisor de prueba DVB-T SFQ (abajo izquierda), re-
ceptor de prueba DVB-T EFA (arriba izquierda), decodificador de prueba MPEG-2
DVMD (centro derecha) y monitor de TV, analizador de video VSA y analizador
“601” VSA (Rohde&Schwarz).
Bibliografía: [ETS300744], [ETR290], [HOFMEISTER], [EFA], [SFQ],
[SFQ], [SFU], [FISCHER2]
21 - 30 Medición de las Señales DVB-T
22 Radiodifusión de Video Digital para Portátiles (Norma DVB-H)
22.1 Introducción La introducción de 2G GSM (Sistema Global de segunda generación para
Comunicación Móvil) ha disparado un tremendo auge para este tipo de co-
municación inalámbrica. Si la posesión de un teléfono en el auto u otro tipo
de teléfono similar era prerrogativa en círculos muy especiales de personas a
comienzos de los noventa, una de cada dos personas tenía su propio teléfono
móvil personal para finales de la década y, hasta entonces, en la mayoría de
los casos, era utilizado solamente para llamar por teléfono o para enviar y
recibir mensajes cortos - SMS. Para entonces, sin embargo, la gente también
deseaba poder enviar y recibir datos vía un teléfono móvil, tal como de una
PC. Poder comprobar sus correos electrónicos fue inicialmente una manera
agradable de mantenerse actualizado, especialmente en el campo profesional;
hoy, esto es de uso normal. Sin embargo, en el estándar GSM, desarrollado
principalmente para la telefonía móvil, las tasas de datos son de 9600 bit/s.
Esto es absolutamente adecuado para e-mails simples de texto sin adjuntos
pero llega a ser algo molesto cuando se adjuntan largos archivos al mensaje
original. Puede también ser utilizado para navegar por la Internet pero es una
manera incómoda y costosa de hacerlo. Con la introducción de la telefonía
móvil 2.5G, el GPRS (General Packed Radio System - sistema general de
radio en paquetes), la tasa de datos fue extendida a 171.2Kb/s formando pa-
quetes, es decir, combinando las ranuras de tiempo del sistema GSM. Fue
sólo con la 3ra generación, el UMTS (Universal Mobile Telecommunication
System - sistema móvil universal de telecomunicación), que la tasa de datos
se pudo aumentar a 144 - 384Kb/s y 2Mb/s, que, sin embargo, dependen de
las respectivas condiciones de recepción y de la cobertura. Usando modula-
ción de alto nivel (8PSK), el estándar EDGE (Enhanced Data Rates for GSM
Evolution - tasas de datos realzadas para la evolución del GSM), permite
también tasas de datos más altas de hasta 345.6Kb/s (ECSD) y de 473.6Kb/s
(EGPRS), respectivamente.
Debido a su naturaleza, todos los estándares de radio móviles se diseñan
para una comunicación bidireccional entre el terminal y la estación base. Los
métodos de modulación como, por ejemplo, GMSK (Gaussian Minimum Shift
Keying) en GSM o WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) en
UMTS, se han diseñado para estas “rudas” condiciones de recepción en apli-
caciones móviles.
Hoy los teléfonos móviles no son más meros teléfonos ya que se pueden
utilizar como cámaras fotográficas o como consolas de juegos u organizado-
res, han evolucionado cada vez más para convertirse en terminales multime-
22 - 2 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
dia. Los fabricantes de equipos y los operadores de red están buscando conti-
nuamente por más nuevas aplicaciones.
Paralelamente a la evolución de la radio móvil, ocurrió la transición de la
televisión análoga a la televisión digital. Si a fines de los años ochenta, todav-
ía parecía imposible poder enviar imágenes en movimiento digitalmente vía
las rutas de transmisión existentes tales como satélite, televisión por cable o a
la antigua, vía terrestre, hoy es un hecho aceptado. Se hizo posible debido a
los métodos modernos de compresión tales como MPEG (Moving Picture
Experts Group - Grupo de expertos de imágenes en movimiento), a los méto-
dos modernos de modulación y a la protección de error apareados (FEC). Se
puede considerar como un acontecimiento clave en esta área el uso por prime-
ra vez de la denominada DCT (Discrete Cosine Transform - transformada
discreta de coseno) en el estándar JPEG (Joint Photographic Experts Group -
grupo de expertos en fotografía común). JPEG es un método para comprimir
imágenes fijas en cámaras fotográficas digitales. Al principio de los años
noventa, la experiencia ganada con la DCT también fue aplicada a la compre-
sión de imágenes en movimiento en el estándar MPEG. Primero, se produjo
el estándar MPEG-1 desarrollado para las tasas de datos del CD y otras apli-
caciones. Con MPEG-2 llegó a ser posible comprimir imágenes en movi-
miento de SDTV (TV de definición estándar) de los 270Mb/s originales a
menos de 5Mb/s, la tasa de datos del canal de audio sincronizado asociado
era, en la mayoría de los casos, de 200 a 400Kb/s. Incluso las señales de
HDTV (TV de alta definición) se podrían ahora reducir a tasas de datos tole-
rables de alrededor de 15Mb/s. El conocimiento de la anatomía del ojo huma-
no permitió realizar una reducción de la irrelevancia conjuntamente con la
reducción de la redundancia. Las componentes de la señal, la información, no
percibida por el ojo y el oído se quitan de la señal antes de la transmisión.
Los métodos de la compresión se han refinado tanto en MPEG-4 (H.264,
MPEG-4 Parte 10 AVC) que hoy son posibles incluso tasas de datos más
bajas, con una mejor calidad de imagen y sonido.
Durante el desarrollo del DVB, fueron desarrollados tres diversos métodos
de transmisión: DVB-S (satélite), DVB-C (cable) y DVB-T (terrestre). En
DVB-T, la televisión digital terrestre es transmitida en canales de radio de
banda ancha de 6, 7 u 8MHz en una gama de frecuencias entre 47MHz y
862MHz con tasas de datos netas entre 15Mb/s y 22Mb/s. En algunos países
tales como el Reino Unido, Suecia o Australia, DVB-T se diseña para la pura
recepción con antenas de techo y la tasa de datos posible es correspondiente-
mente alta, de unos 22Mb/s. Los países como Alemania han seleccionado la
opción “de interior” que facilita la posibilidad de recibir más de 20 programas
“libres en el aire” vía una antena de interiores (pasiva o activa). Debido al
grado de la protección de error (FEC) más alto requerido y al método más
robusto de modulación (16QAM en vez de 64QAM), sólo son posibles tasas
de datos más bajas, de unos 15Mb/s.
22 - 3
Si DVB-T es operado como una red que pueda ser recibida por receptores
portátiles, las tasas de datos son de unos 15Mb/s y por consiguiente sólo se
pueden acomodar alrededor de 4 programas o servicios en un canal DVB-T.
Ésto sigue siendo cuatro veces más de lo que podía ser recibido previamente
en un canal comparable de TV analógica. Las tasas de datos disponibles por
programa son, por lo tanto, de 2.5 a 3.5Mb/s, presentes en la mayoría de los
casos como tasas de datos variables en el denominado múltiplex estadístico.
UMTS/
GSM/
GPRS
Gateway
Encapsulador
IP/MPEG-2
Sevicio de
despacho
UMTS/
GSM/
GPRS
Aplicación
De
mu
x
MP
E
Sin
ton
iza
do
r
DV
B-(
T)H
Mo
d./T
x
DV
B-(
T)H
Mu
x
MP
EG
-2
Canal de interactividad
Flujo bidireccional
Servicios de
audio/videoFlujo de ida
(~15Mb/s, COFDM, 16QAM,8K, 4K, 2K portadoras, canales de 8/7/6/5MHz,47 … 860MHz, 1.5MHz)
Usuario Final
Fig. 22.1. Convergencia entre radio móvil y DVB
22.2 Convergencia entre Radio Móvil y DVB Las redes de radio móviles son redes en las cuales las conexiones bidirec-
cionales (punto a punto) son posibles a tasas de datos relativamente bajas.
Los métodos de modulación, protección de error y procedimientos de entrega
se adaptan correspondientemente al ambiente móvil. En el estándar, la factu-
ración, etc. también se encuentran relacionados al sistema. El tipo de servi-
cios que se seleccionarán, sea una llamada telefónica, un SMS o una trasmi-
sión de datos, es determinado por el usuario final y será cargado en su cuenta.
Las redes de radiodifusión son redes unidireccionales en las cuales el con-
tenido es „punto a multipunto‟ distribuido en común a una gran cantidad de
personas con tasas de datos relativamente altas. El contenido sobre demanda
es relativamente raro, un contenido predeterminado que es distribuido a mu-
chas personas a partir de un sitio transmisor u, hoy en día, también por redes
iso-frecuencia a partir de varios transmisores. Este contenido es generalmente
un programa de radio o de televisión. Las tasas de datos son mucho más altas
que en las redes de radio móviles. Los métodos de modulación y la protección
de error se diseñan a menudo solamente para la recepción portátil o para las
antenas de techo. En el estándar se provee la recepción móvil sólo como parte
22 - 4 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
del DAB (radiodifusión de audio digital). DVB-T se ha desarrollado solamen-
te para la recepción fija o portátil.
Como parte de DVB-H (Radiodifusión de video digital para terminales
portátiles), ahora se están haciendo tentativas para combinar el mundo de la
radio móvil con la radiodifusión (Fig. 22.1.) y para combinar las ventajas de
ambos sistemas de red, combinando la bi-direccionalidad de las redes de ra-
dio móvil a tasas de datos relativamente bajas con la uni-direccionalidad de
las redes de radiodifusión a tasas de datos relativamente altas. Si los mismos
servicios, tales como ciertos servicios de vídeo/audio sobre demanda son
exigidos por muchos suscriptores, el servicio de datos es desviado desde la
red de radio móvil al carril de difusión punto-a-multi-punto, dependiendo de
la demanda y de la cantidad de información implicada.
El tipo de información que diverge de la red de radio móvil a la red de ra-
diodifusión depende solamente de los requisitos actuales. Aún no se ha defi-
nido qué servicios serán ofrecidos a los teléfonos móviles en el futuro sobre
el servicio de DVB-H. Pueden ser puros servicios basados en IP o también
vídeo/audio sobre IP. En todos los casos, sin embargo, DVB-H será un servi-
cio basado en UDP/IP con respecto a MPEG/DVB-T/-H. Los usos concebi-
bles son programas de deportes en vivo, noticias y otros servicios que podrían
ser de interés al público que usa los teléfonos móviles. Es cierto que, dadas
las condiciones apropiadas de recepción, un móvil DVB-H habilitado también
podrá recibir transmisiones puras, no facturables de DVB-T.
22.3 Parámetros Esenciales del DVB-H Los parámetros esenciales del DVB-H corresponden a los del estándar
DVB-T. La capa física del DVB-T se ha ampliado sólo ligeramente. Además
de los modos 8K y 2K, ya presentes en DVB-T, fue introducido el modo 4K
como un buen compromiso entre los dos, permitiendo formar redes iso-
frecuencia de tamaño razonable que al mismo tiempo sean más favorables
para uso móvil. El modo 8K no es muy conveniente para el uso móvil debido
al pequeño espaciamiento de las sub-portadoras y el modo 2K sólo permite
distancias cortas de cerca de 20 kilómetros entre los transmisores. El modo
8K requiere más memoria para la intercalación y des-intercalación de los
datos que los modos 4K y 2K. La memoria que llega a estar disponible en los
modos 4K y 2K se puede ahora utilizar para una intercalación más profunda
en DVB-H, es decir, el intercalador se puede seleccionar entre “nativo” y
“profundo” en los modos 4K y 2K. Para parámetros adicionales de señaliza-
ción se utilizan en DVB-H los bits de TPS (Transmission Parameter Signa-
lling – señalización de parámetros de transmisión), reservados o ya usados de
otra manera.
22 - 5
Los parámetros introducidos adicionalmente en DVB-H se enumeran co-
mo un apéndice en el estándar DVB-T [ETS300744]. El resto de los cambios
o de las extensiones se relacionan con el flujo de transporte MPEG-2. Éstos, a
su vez, se pueden encontrar en el Estándar DVB de Radiodifusión de Datos
[ETS301192]. El flujo de transporte MPEG-2, como señal de banda base de
DVB, es la señal de entrada para un modulador DVB-H. En DVB-H, el En-
capsulación Multiprotocolo (MPE), ya definido en el contexto de la Radiodi-
fusión de Datos de DVB antes de DVB-H, se utiliza como método de time-
slicing (ranuras de tiempo) para poder ahorrar energía en la partición móvil.
La longitud y el espaciamiento de las ranuras de tiempo deben ser señaliza-
dos. A los paquetes IP empaquetados en ranuras de tiempo del MPE se les
pueden proporcionar, opcionalmente, un FEC adicional (pre-corrección de
error) en DVB-H. Esta es una protección de error Reed-Solomon a nivel de
paquete IP. Todo lo demás corresponde directamente a DVB-T o a MPEG-2,
respectivamente. DVB-H es un método para la transmisión de paquetes IP en
ranuras de tiempo sobre un flujo de transporte MPEG-2. La capa física usada
es DVB-T con algunas extensiones. Su objetivo es la convergencia entre una
red de radio móvil y una red de radiodifusión DVB-H. Los servicios de datos
se transmiten al móvil vía la red de radio móvil o vía la red DVB-H, depen-
diendo de volumen de tráfico.
22.4 Secciones DSM-CC En el Estándar MPEG-2 ISO/IEC 13818 Parte 6 se crearon inicialmente
los mecanismos para la transmisión de datos, los servicios de datos y las es-
tructuras del directorio. Existen las denominadas secciones DSM-CC (Digital
Storage Media Command and Control – control y comando de medios de
almacenamiento digital). En principio, las secciones DSM-CC tienen una
estructura comparable a las tablas PSI/SI. Comienzan con una identificación
de tabla que está siempre dentro de una gama de 0x3A a 0x3E. Las secciones
DSM-CC tienen una longitud de hasta 4KB y también se dividen en paquetes
del flujo de transporte y son multiplexadas para ser transmitidas en el flujo de
transporte. Usando carruseles de objetos (transmisión cíclica repetitiva de
datos), se transmiten enteras las ramas del directorio, con diferente explora-
ción de archivo, al receptor DVB vía secciones DSM-CC. Se hace esto en
MHP (Multimedia Home Platform), donde se transmiten los archivos HTML
y Java que se pueden después ejecutar en el receptor DVB habilitado con
MHP.
22 - 6 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
tabla_id = 0x3E
section_syntax_indicator
private_indicator = 1
reservado = 11
section_lenght
MAC_address_6
MAC_address_5
reservado
payload_scrambling_control
address_scrambling_control
LLC_SNAP_FLAG
current_next_indicator
section_number
last_section_number
MAC_address_4
MAC_address_3
MAC_address_2
MAC_address_1
IP_data()
CRC
8 bits
1
1
2
12
8
8
2
2
2
1
1
8
8
8
8
8
8
32
LSB
MSB
Dire
cció
n M
AC
, 6
byte
s
Fig. 22.2. Sección DSM-CC para transmisión IP (Tabla_ID=0x3E)
Pueden utilizarse secciones DSM-CC con una tabla_ID=0x3E (Fig. 22.2.)
para transmitir los paquetes de Internet (IP) en el flujo de transporte MPEG-2.
En un paquete IP se transmite un paquete TCP (Transport Control Protocol -
protocolo de control del transporte) o un paquete UDP (User Datagram Pro-
tocol). Los paquetes TCP realizan una transmisión controlada entre el trans-
misor y el receptor vía un procedimiento de intercambio de señales. En cam-
bio, los paquetes UDP se envían sin ningún mensaje de vuelta. Ya que en la
mayoría de los casos, no existe un canal de retorno en la operación de difu-
sión (de allí el término “radiodifusión”), los paquetes TCP no tienen ningún
sentido. Por esta razón, solamente se utilizan los protocolos UDP en DVB
durante una transmisión IP en la denominada Encapsulación Multiprotocolo
(MPE). Aunque hay un canal de retorno en DVB-H vía la red de radio móvil,
un paquete IP no puede ser solicitado nuevamente puesto que los mensajes
deben ir simultáneamente a muchos destinatarios en DVB-H.
22.5 Encapsulación Multiprotocolo En la Encapsulación Multiprotocolo de DVB, contenidos como, por ejem-
plo, archivos HTML o aún videos MPEG-4 y flujos de audio se transportan
22 - 7
en paquetes UDP (User Datagram Protocol). Aplicaciones como Windows
Media 9 también pueden ser transmitidas por este medio y también se pueden
reproducir en los dispositivos equipados adecuadamente. Los paquetes UDP
contienen la dirección del puerto de destino (puerto DST) (Fig. 22.3.), vía un
valor numérico de 16 bits de largo mediante el cual es direccionada la aplica-
ción de destino. Por ejemplo, la World Wide Web (WWW) se comunica
siempre vía el puerto 0x80. Los puertos son bloqueados y controlados por un
cortafuego (firewall).
E
E
E
Flujo de datos
Paquete UDP
Paquete IP
Puerto DST
DST IP
SRC IP
DST MAC
CRC checksum
Sección DSM-CC
TS MPEG-2
Fig. 22.3. Encapsulación Multiprotocolo (MPE)
Los paquetes UDP, a su vez, son luego encajados en la parte de la carga
útil de los paquetes IP. El encabezado (E) de los paquetes IP contiene las
direcciones IP de la fuente y del destino (SRC y DST) vía los cuales un pa-
quete IP se coloca a través de la red del transmisor al receptor en una forma
controlada.
Si los paquetes IP se transmiten vía una red normal de computadores, se
transportan mayormente en paquetes Ethernet. El encabezado de los paquetes
Ethernet contiene otra vez las direcciones del hardware de las componentes
de la red que se comunican la una con la otra, las denominadas direcciones
MAC (Media Access Command - comando de acceso a la media).
Cuando se transmiten paquetes IP vía redes DVB, la capa de Ethernet es
substituida por el flujo de transporte MPEG-2 y la capa física de DVB (DVB-
C, - S, - T). Los paquetes IP primero se empaquetan en las secciones DSM-
22 - 8 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
CC que, a su vez, se dividen en muchos paquetes del flujo de transporte. Esto
se llama Encapsulación Multiprotocolo: El UDP se dividió en IP, IP en DSM-
CC, DSM-CC en paquetes de los TS. El encabezado de las secciones DSM-
CC contiene la dirección MAC de destino (DST). Tiene una longitud de 6
bytes como en la capa de Ethernet. No hay dirección MAC de la fuente.
22.6 La Norma DVB-H DVB-H viene de "Digital Video Broadcasting for Handheld mobile termi-
nals" (Radiodifusión de Video Digital para los terminales móviles de mano) y
es una tentativa a la convergencia entre las redes de radio móviles y las redes
de radiodifusión. El flujo descendente de la red de radio móvil (GSM/GPRS,
UMTS) es reconfigurado sobre la red de radiodifusión dependiendo del vo-
lumen de tráfico. Si, por ejemplo, sólo un solo suscriptor solicita un servicio
vía UMTS, este flujo descendente continúa pasando vía UMTS. Si una gran
cantidad de suscriptores solicitan el mismo servicio a aproximadamente el
mismo tiempo, tiene sentido ofrecer este servicio, por ejemplo, un vídeo pun-
to a multi-punto, vía la red de radiodifusión. Los servicios intentados para ser
implementados vía DVB-H están todos basados en IP.
Modo 2K
∆f~4KHz,
ts~250µs
2048 portadoras
1705 portadoras usadas
Pilotos continuos
Pilotos dispersos
Portadora TPS
1512 portadoras de
datos
Encendido y apagado
del intercalado profundo
Modo 4K
∆f~2KHz,
ts~500µs
4096 portadoras
3409 portadoras usadas
Pilotos continuos
Pilotos dispersos
Portadora TPS
3024 portadoras de
datos
Encendido y apagado
del intercalado profundo
Modo 8K
∆f~1KHz,
ts~1000µs
8192 portadoras
6817 portadoras usadas
Pilotos continuos
Pilotos dispersos
Portadora TPS
6048 portadoras de
datos
Fig. 22.4. Descripción de los modos 2K, 4K y 8K en DVB-H
DVB-H está intentado para proporcionar el marco para una red modificada
DVB-T para transmitir servicios IP en ranuras de tiempo en un flujo de trans-
porte MPEG-2. Los parámetros físicos de la modulación son muy similares o
casi idénticos a los de una red DVB-T. El flujo de transporte MPEG-2 requie-
re de mayores modificaciones.
22 - 9
I Sinc. Largo Datos Res. FEC
Largo
DVB-HID de
celda
67 bits TPS
Más de 68 símbolos COFDM
Bit 27 … 29: modo jerárquico 000, 001, 010
Bit 27: 0 = intercalador nativo, 1 = intercalador
profundo (sólo en modos 2K y 4K)
Bit 38, 39: 00 = 2K, 01 = 8K, 10 = 4K
Bit 40 … 47: ID de celda
2 bits TPS nuevos:
Bit 48: DVB-H (ranura de tiempo) on/off
Bit 49: FEC IP on/off
Fig. 22.5. Bits TPS en un cuadro DVB-T (Señalización de los parámetros de transmi-
sión)
Una descripción del sistema DVB-H se proporciona en el documento ET-
SI [TM2939]. Los detalles relevantes se describen en el Estándar DVB de
Radiodifusión de Datos [ETS301192] y en la norma DVB-T [ETS300744].
La capa física DVB-T ha sido modificada o al menos influenciada.
Además del modo 8K especialmente bien adaptado a las redes iso-frecuencia
(SFN) y del modo 2K que es más conveniente para la recepción móvil, el
modo 4K fue introducido adicionalmente como compromiso opcional. Usan-
do el modo 4K, el espaciamiento entre transmisores puede ser el doble com-
parado con el modo 2K y la capacidad móvil se mejora enfáticamente compa-
rada con el modo 8K. La capacidad de memoria que resulta disponible en el
intercalador y el des-intercalador debería proveer una intercalación más pro-
funda que, a su vez, haría al DVB-H más resistente a los errores de ráfaga, es
decir, se distribuyen mejor en el tiempo los errores de multi-bit y del flujo de
datos. Algunos parámetros adicionales se deben también señalizar vía las
portadoras TPS en DVB-H.
22 - 10 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
Estas son:
Encendido y apagado de las ranuras de tiempo en el flujo de transporte
MPEG-2 (=DVB-H)
Encendido y apagado del FEC IP
Encendido y apagado del intercalador profundo
Modo 4K
Para este propósito, se utilizan 2 bits adicionales de los bits reservados de
TPS, los bits 42 y 43, y los bits ya usados. Los detalles se pueden encontrar
en la Fig. 22.5. Usar el modo 4K y la intercalación profunda en los modos 4K
y 2K permiten alcanzar un mejor funcionamiento de la RF en el canal móvil.
Al mismo tiempo, el espaciamiento realizable entre transmisores en el modo
4K (aprox. 35Km) es mayor por un factor de 2 comparado con el modo 2K
(aprox. 17Km) en una red SFN.
Aparte de los conocidos canales de 8, 7 ó 6MHz en DVB-T, ahora se pue-
de seleccionar en DVB-H un ancho de banda de 5MHz (Banda L, en los
EE.UU.).
Las otras modificaciones se encuentran en la estructura del flujo de trans-
porte MPEG-2.
TS MPEG-2
Secciones MPE (DSM-CC),
Secciones MPE-FEC
∆tRáfaga n Ráfaga n+1
Fig. 22.6. Ranuras de tiempo en DVB-H
En DVB-H, la transmisión IP se logra vía el flujo de transporte MPEG-2
por medio de la Encapsulación Multiprotocolo (MPE) ya descrita. Comparada
con la MPE convencional, sin embargo, hay algunas características especiales
en DVB-H: los paquetes IP se pueden proteger con un FEC Reed-Solomon
adicional (Fig. 22.7.). El FEC Reed-Solomon de un datagrama es transmitido
22 - 11
en sus propias MPE FEC. Estas secciones tienen el valor 0x78 como Ta-
bla_ID. El encabezado de estas secciones de FEC tiene la misma estructura
que la de las secciones de la MPE. Debido a la transmisión separada del FEC,
un receptor es capaz de recuperar el paquete IP, incluso sin la evaluación del
FEC si no hay errores. Además, la información IP a ser transmitida se combi-
na en ranuras de tiempo en el flujo de transporte MPEG-2. En las ranuras de
tiempo, el tiempo ∆t hasta el inicio de la siguiente ranura de tiempo está seña-
lizado en el encabezado del DSM-CC. Después de recibir una ranura de tiem-
po, el teléfono móvil se puede “ir a dormir” nuevamente, hasta poco antes de
que ocurra la próxima ranura de tiempo, para ahorrar energía de la batería. En
promedio, la tasa de datos en las ranuras de tiempo está cerca de 400 Kb/s,
dependiendo de la aplicación. Ésta es información IP pedida simultáneamente
por muchos usuarios. Para señalar el tiempo ∆t, hasta la próxima ranura de
tiempo, se usan 4 de un total de 6 bytes proporcionados para la dirección
MAC del destino en el encabezado del DSM-CC. El final de una ranura de
tiempo se señala vía el bit de límite del cuadro y de límite de la tabla en las
secciones de la MPE y del FEC (Fig. 22.8.). El receptor móvil es notificado
sobre donde se puede encontrar un servicio IP por medio de una nueva tabla
SI, la Tabla de Notificación MAC del IP (INT) en el flujo de transporte
MPEG-2. Allí también se transmiten los parámetros de la ranura de tiempo
(Fig. 22.8.).
Datagramas IPReed-
Solomon
191
columnas
64
columnas
n
filas
Secciones DSM-CC
(tabla_id=0x3E)
Secciones MPE-
FEC
DSM-CC
(tabla_id=0x78)
Fig. 22.7. Secciones MPE y FEC en DVB-H
En vez de los 4 bytes menos significativos de la dirección MAC, la sec-
ción MPE en DVB-H contiene los parámetros de la ranura de tiempo, el
tiempo ∆t hasta el principio de una nueva ranura de tiempo en pasos de 10ms,
22 - 12 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
y los dos bits de “table_boundary” y “frame_boundary”. “table_boundary”
marca la sección pasada dentro de una ranura de tiempo y “frame_boundary”
marca el extremo verdadero de una ranura de tiempo, especialmente cuando
se utilizan las secciones MPE FEC.
datagram_section_body()
{
MAC_address_6
MAC_address_5
reservado
payload_scrambling_control
address_scrambling_control
LLC_SNAP_FLAG
current_next_indicator
section_number
last_section_number
MAC_address_4
MAC_address_3
MAC_address_2
MAC_address_1
IP_data()
}
8 bits
8
2
2
2
1
1
8
8
8
8
8
8
LSB
MSB
Dire
cció
n M
AC
, 6
byte
s
tabla_id = 0x3E
section_syntax_indicator
private_indicator = 1
reservado = 11
section_lenght
datagram_section_body()
CRC
8 bits
1
1
2
12
32 bits
Reemplazado
en DVB-H
Parámetros
en tiempo
real
real_time_parameters()
{
delta_t
table_boundary
frame_boundary
address
}
12 bits
1
1
18
Fig. 22.8. Estructura de una sección MPE con parámetros de la ranura de tiempo
según DVB-H
22 - 13
22.7 Resumen DVB-H representa la convergencia entre GSM/UMTS y DVB. La red de
radio móvil GSM/UMTS se utiliza como el canal interactivo vía el cual los
servicios de alta-tasa, como video streaming (H.264/MPEG-4 Parte 10 AVC
o Windows Media 9) son solicitados y que después o bien se transmiten vía la
red de radio móvil (UMTS) o se redireccionan sobre la red DVB-H. En DVB-
H, es virtualmente utilizada físicamente una red DVB-T, con algunas modifi-
caciones al estándar DVB-T.
Como parte de DVB-H, fueron introducidos modos de funcionamiento
adicionales:
El modo 4K como un buen compromiso entre el modo 2K y el 8K,
ahora con el empleo de 3,409 portadoras.
La interpolación profunda es posible en los modos 4K y 2K
2 nuevos bits TPS para señalización adicional y señalización adicional
vía los bits TPS ya usados.
Ranuras de Tiempo para ahorrar energía.
Paquetes IP con protección FEC.
Introducción de un canal de 5MHz (Banda L en los EE.UU.)
22 - 14 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
tabla_id = 0x78
section_syntax_indicator
private_indicator = 1
reservado = 11
section_lenght
MPE_FEC_section_body()
CRC
8 bits
1
1
2
12
32 bits
MPE_FEC_section_body()
{
padding_columns
reservedo_para_uso_futuro
reservado
reservado_para_uso_futuro
current_next_indicator
section_number
last_section_number
real_time_parameters()
RS_data()
}
8 bits
8
2
5
1
8
8
42 bits
Fig. 22.9. Estructura de una sección MPE FEC de DVB-H con parámetros de ranura
de tiempo
En el flujo de transporte MPEG/2, la Encapsulación Multiprotocolo se
aplica en un método de ranura de tiempo. Los paquetes IP a ser transmitidos
se pueden proteger por un código FEC Reed-Solomon adicional. El terminal
del usuario final es notificado vía una tabla nueva de DVB-SI sobre la que
puede encontrar el servicio IP.
A finales de 2003, un primer prototipo de un terminal DVB-H habilitado
fue presentado, el cual tiene un receptor DVB-H integrado en un paquete
modificado de la batería.
22 - 15
Fig. 22.10. Representación de una Sección DVB-H en un Analizador MPEG-2
[DVM]
Bibliografía: [ETS300744], [TM2939], [ETSA301192],
[ISO/IEC13818-6], [R&S_APPL_1MA91]
22 - 16 DVB-H Radiodifusión de Video Digital para Portátiles
23 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamerica-na ATSC
Aunque la transmisión radial terrestre plantea una variedad de problemas
debido a la recepción de trayectoria múltiple y se maneja mejor usando méto-
dos de multiportadora (múltiplex por división de frecuencia ortogonal codifi-
cada - COFDM), América del Norte optó a favor de un método de portadora
única bajo el Comité de Sistemas de Televisión Avanzada (ATSC - Advanced
Television Systems Commitee). Por los años 1993 a 1995, el Comité de Sis-
temas de Televisión Avanzado - con la participación de AT&T, Zenit, Gene-
ral Instruments, MIT, Philips, Thomson y Sarnoff - desarrolló un método para
la transmisión de señales de TV digital terrestre, y también por cable,. El
método de transmisión por cable propuesto por ATSC no se puso en la prácti-
ca, y fue reemplazado por la Norma J.83B. Como en todos los otros métodos
de transmisión de TV digital, la señal de banda base está en la forma de un
flujo de transporte MPEG-2. La señal de video es codificada MPEG-2
(MPEG: Moving Picture Expert Group / Grupo de Expertos en Imágenes en
Movimiento); la señal de audio digital está codificada en Dolby AC-3. En
contraste con DVB, en ATSC fue favorecida la televisión de alta definición
(HDTV). Por consiguiente, la señal de entrada a un modulador ATSC es un
flujo de transporte con video codificado MPEG-2 e información de audio
codificada en Dolby AC-3 (AC-3: compresión digital de audio). Las señales
de video pueden ser SDTV (Televisión de Definición Estándar) o señales de
HDTV. El modo de la modulación usado es el de banda lateral vestigial con
código Trellis de ocho niveles (8VSB). Éste es un método de portadora única
basado en modulación IQ que usa sólo el eje I. Ocho puntos equidistantes de
la constelación son distribuidos a lo largo del eje I. La señal de banda base
8VSB tiene ocho niveles discretos de modulación de amplitud (Fig. 23.1.).
Sin embargo, primero se genera una señal 8ASK (ASK: Amplitude Shift Ke-
ying – modulación por desplazamiento de amplitud).
La señal ASK es una señal de escalera (Fig. 23.2.). La información del bit
a ser transmitido está contenida en la altura del paso. El ancho del paso co-
rresponde a un símbolo o duración del símbolo; pueden transmitirse tres bits
por símbolo. La inversa del ancho del paso es la tasa de símbolo. La señal
escalera ASK modula en amplitud a una portadora sinusoidal. Se obtiene
como resultado un espectro de doble banda lateral.
Para reducir el ancho de banda, en la modulación 8VSB se suprime par-
cialmente una banda lateral, igual que en la TV analógica (Fig. 20.4.). En
otras palabras, la señal modulada en amplitud está sujeta a un filtrado de ban-
da lateral vestigial, de allí la denominación 8VSB. Permanecen la banda
lateral superior y parte de la banda lateral inferior. El filtrado de banda lateral
23 - 2 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
vestigial en el transmisor hace necesario el uso de un filtro Nyquist en el re-
ceptor (Fig. 23.5.).
Q
I
Fig. 23.1. Diagrama de constelación de una señal 8ASK
ts
I
Q
u(t)
t
Duración del símbolo
Tasa de símbolo = 1/ts
Señal 8VSB
Fig. 23.2. Señal en banda base 8VSB/8ASK
En el receptor, la señal 8VSB está sujeta a un filtrado Nyquist suave al
centro de la banda original. El área debajo del borde de Nyquist a la izquierda
del centro de la banda anterior corresponde exactamente al área sobre el bor-
de de Nyquist a la derecha del centro de la banda anterior, y así se compensa
la parte perdida, para completar la banda lateral superior. Se obtiene como
resultado una respuesta en frecuencia plana. Si el borde de Nyquist no se
ajusta apropiadamente, la respuesta en frecuencia a las frecuencias bajas será
23 - 3
afectada.
Banda lateral
inferior
Banda lateral
superior
Frecuencia
portadoraPortadora
f
Fig. 23.3. Modulación 8ASK en el dominio de la RF
Portadora
Filtro VSB
Banda lateral
superior
Frecuencia
portadora
f
Banda lateral
Vestigial
Fig. 23.4. Filtrado de la banda lateral vestigial
Banda lateral
superior
Frecuencia
portadora
f
VS
B
Filtro Nyquist
en el receptor
Fig. 23.5. Filtrado en FI con pendiente Nyquist
Con un espectro de doble banda, los vectores que representan las bandas
superior e inferior (con inicio al final del vector de la portadora) giran en
direcciones opuestas, haciendo variar la longitud del vector resultante, es
decir modulando a la portadora (Fig. 23.6.). El propio vector de la portadora
permanece en el eje I. Aun si se suprime la portadora, el vector de suma re-
sultante, originado por las bandas superior e inferior, permanece sobre el eje I
(Fig. 23.6.).
23 - 4 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
Portadora
Banda lateral inferior
Banda lateral superior
Q
I I
Q
Banda lateral superior
Banda lateral inferior
Vector resultante siempre sobre el eje I Vector resultante siempre sobre el eje I
AM con
portadora
suprimida
Fig. 23.6. Diagrama vectorial mostrando modulación de amplitud con y sin portadora
I
Q
Banda lateral superior
Componentes I y Q causados por el filtrado
de la banda lateral
I
Q
Diagrama de constelación 8VSB
después del filtrado de la banda lateral
Fig. 23.7. Diagrama vectorial y de constelación de una señal 8VSB
Sin embargo, si se suprime en parte o completamente una banda lateral,
el vector resultante pivoteará sobre el eje I. El filtrado de la banda lateral pro-
duce una componente Q. Tal componente Q también aparece en las señales
de TV analógica con filtrado de banda lateral (Fig. 23.7.). Los receptores de
prueba de TV analógicos normalmente tienen una salida Q además de la sali-
da de video (salida I). La salida Q se usa por medir la modulación de fase
incidental de la portadora (ICPM). Debido al filtrado de banda lateral, el dia-
grama de constelación de una señal 8VSB incluye también una componente
Q, y la modulación ya no aparece como puntos, sino como líneas verticales.
Por consiguiente, en el diagrama de constelación 8VSB de un receptor de
prueba ATSC aparecen líneas verticales (Fig. 23.7. y 23.8.).
23 - 5
ATSC/VSB MEASURE: CONSTELL DIAGRAM
SYMBOL CNT
20000
HOLD
FREEZE
ON OFF
ADD. NOISE
OFF
20000 SYMBOLS PROCESSED
OFF
Fig. 23.8. Diagrama de constelación producido por un receptor de prueba ATSC
[EFA]
Q
+
90°
90°
I
Transformador
Hilbert
u(t)
I
Q
Io(t)
ssb(t)
Fig. 23.9. Modulación de banda lateral vestigial o banda lateral única por medio de
un transformador Hilbert
8VSB no es creado por medio de un simple filtro de banda lateral analó-
gico como el empleado en la TV analógica. Actualmente se emplea un trans-
formador de Hilbert y un modulador IQ (Fig. 23.9.). La señal banda base
8VSB es dividida en dos caminos. Un camino se aplica directamente al mez-
clador I, el otro se toma vía un transformador de Hilbert al mezclador Q. Un
transformador Hilbert es un retardador de fase de 90° para toda la banda de
frecuencias a ser filtrada. Junto con el modulador IQ, actúa como un único
modulador de banda lateral; parte de las frecuencias de la banda lateral infe-
rior se suprimen. El filtrado de la banda lateral de los transmisores de TV
23 - 6 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
modernos sigue el mismo principio. Un pre-requisito vital para la calidad del
filtrado de la banda lateral es la correcta puesta a punto y funcionamiento del
modulador IQ. Esto significa una ganancia idéntica en los caminos de I y Q;
es más, la portadora proporcionada al camino de Q debe tener una fase de
exactamente 90°. Por otro lado, la parte no deseada de la banda lateral infe-
rior no se suprimirá totalmente, para que se obtenga una portadora residual al
centro de la banda.
FECMod.
VSB
Gen.
Sincro
MUX
FI
RF
TS
MPEG-2
Segmento y
sincro de
campo
Fig. 23.10. Modulador y transmisor 8VSB
23.1 El Modulador 8VSB
Después de discutir el principio de la modulación ATSC, echemos una
mirada más cercana al modulador 8VSB (Fig. 23.10.). El flujo de transporte
MPEG-2 compatible con ATSC, incluyendo las tablas PSIP, los flujos ele-
mentales de video MPEG-2 y de audio digital Dolby AC-3, alimentan al blo-
que de pre-corrección de error (FEC) del modulador 8VSB a una tasa de da-
tos de 19.3926585 Mb/s. En la interfaz de banda base, el flujo de transporte
de entrada sincroniza la estructura del paquete de 188 bytes MPEG-2 por
medio de un byte de la sincronización.
Los 188 bytes incluyen el encabezado del paquete del flujo de transporte
con el byte de sincronización que tiene un valor constante de 0x47. El reloj
del paquete del flujo de transporte y el reloj de byte, que son derivados en la
interfaz de banda base, son usados en el bloque FEC y también derivados al
generador de sincronización para el modulador 8VSB. Del reloj del paquete
del flujo de transporte y del reloj de byte, el generador de sincronización ge-
nera la sincronización de segmentos de datos y la sincronización de campo.
23 - 7
Interfaz
de
Banda-
Base
Aleatori-
zador de
Datos
Codifi-
cador
Reed-
Solomon
Intercala
dor de
Datos
Codifi-
cador
Trellis
RelojSincronización
RS(208,188)
MPEG-2
TS
Fig. 23.11. FEC en 8VSB
X1
X2
X3
X4
X5
X6
X7
X8
X9
X1
0
X1
1
X1
2
X1
3
X1
4
X1
5
X1
6
+ + + + + + +
+ + + + + + + +
D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7
Sincronización de campo y segmento no aleatorizado
Inicialización durante el intervalo de sincronización de campo
0 0 0 0 0 0 0 0 0 01 1 1 1 1 1
Palabra de Inicialización
Fig. 23.12. Registro de desplazamiento para la aleatorización
En el bloque FEC (Fig. 23.11.), los datos se surten a un „aleatorizador‟
(Fig. 23.12.) para fragmentar secuencias largas de 1s ó 0s que pudieran estar
contenidas en el flujo de transporte. El aleatorizador ejecuta una operación
XOR (O exclusivo) de los datos entrantes con una secuencia binaria pseudo-
aleatoria (PRBS: Pseudo Random Binary Sequence). El generador PRBS, que
consiste de un registro de desplazamiento de 16-bit realimentado; se restable-
ce a una palabra de inicialización definida en un momento definido durante el
intervalo de sincronización de campo. La información de sincronización (por
ejemplo, los datos de sincronización de campo, la sincronización de los seg-
mentos de datos), lo que se discutirá en mayor detalle más adelante, no se
aleatoriza y se usa, entre otras cosas, para acoplar el receptor con el modula-
dor. Al lado del receptor, hay un generador PRBS y un aleatorizador com-
plementarios, es decir, exactamente el mismo diseño y corriendo exactamente
en sincronismo con el generador/aleatorizador del transmisor.
El aleatorizador en el receptor invierte el proceso que tiene lugar al lado
del transmisor, es decir restaura el flujo de datos original. La aleatorización es
23 - 8 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
necesaria dado que pueden ocurrir largas secuencias de 1s ó 0s. Durante tales
secuencias, no habría ningún cambio en los símbolos 8VSB y por consiguien-
te ninguna información de reloj. Esto causaría problemas de sincronización
en el receptor y, durante la transmisión de sucesiones largas de 1s ó 0s, pro-
duciría líneas espectrales discretas en el canal de transmisión. Este efecto es
cancelado aleatorizando, lo que causa la dispersión de energía, es decir, cre-
ando un espectro de densidad de potencia uniformemente distribuido. El alea-
torizador es seguido por el codificador de bloque Reed-Solomon. En ATSC,
un codificador RS (Fig. 23.13.) agrega 20 bytes de control de error al paquete
del flujo de transporte de 188-bytes (TS: Transport Stream) (comparado con
DVB: 16 bytes), resultando un tamaño de paquete total de 208 bytes. Los 20
bytes de control de error permiten que hasta 10 bytes erróneos por paquete
del TS sean corregidos en el receptor. Si un paquete del TS contiene más de
10 bytes erróneos, la corrección del error Reed-Solomon falla, y el paquete
del flujo de transporte involucrado se identifica como erróneo.
Modulador
ATSCRS
Demodulador
ATSCRS
4 byte
encabezado
184 bytes
Carga neta
20 bytes
protección de error
Cadena de
Transmisión
TS
MPEG-2
188 bytes
208 bytes
Codificador Reed-Solomon RS(208/188) = codificador exterior
1ra pre-corrección de error (FEC)
Pueden repararse
10 errores por paquete
Protección de errores Reed
Solomon RS(188, 208)
TS
MPEG-2
Fig. 23.13. Protección de error Reed-Solomon (FEC)
Para marcar un paquete del TS como erróneo, el bit indicador de error en
el encabezado del flujo de transporte del TS es puesto en 1 (Fig. 23.14.). El
paquete en cuestión será desechado después por el decodificador MPEG-2
que sigue al demodulador 8VSB en el receptor, y el error se ocultará.
El codificador Reed-Solomon RS(188,208) es seguido por un intercala-
dor de datos, que cambia la secuencia de los datos, es decir, entrevera los
datos. En el receptor, el des-intercalador restaura la secuencia original de los
datos. Con el intercalado, errores de ráfaga prolongados pueden ser corregi-
23 - 9
dos ya que están distribuidos sobre varios cuadros y pueden manejarse más
fácilmente por el decodificador Reed-Solomon. Al entrelazado le sigue una
segunda corrección del error en la forma de un codificador Trellis. El codifi-
cador Trellis puede compararse con el codificador convolucional usado en
DVB-S y DVB-T.
4 byte
encabezado188 bytes
184-bytes carga neta
1-bit Indicador de error: = 1 si hay más de 10 errores
47hex Byte de
sincronización
Paquete del TS después del decodificador RS
Fig. 23.14. Indicador de error de transporte en el encabezado del TS
D +
+
D
D
Entrada
de Data
Codificador Trellis
PrecodificadorMapeador
R
Salida
de Data
Tasa de Código = data ent. / data sal. = 2/3
Z2
Z1
Z0
Z2 Z1 Z0 R
0 0 0 -7
0 0 1 -5
0 1 0 -3
0 1 1 -1
1 0 0 +1
1 0 1 +3
1 1 0 +5
1 1 1 +7
Fig. 23.15. Codificador Trellis
El sistema ATSC emplea un codificador Trellis (Fig. 23.15.) con dos ru-
tas para la señal. Del flujo de bits entrante, un bit pasa a un pre-codificador
con una relación de código de 1, y el segundo bit a un codificador Trellis con
una relación de código de 1/2. Esto resulta en una relación de código global
de 2/3. Los tres flujos de datos generados por el pre-codificador y el codifica-
dor Trellis alimenta a un „mapeador‟ de símbolos, cuya salida es la banda
23 - 10 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
base VSB de 8 niveles. La contraparte del codificador Trellis en el extremo
receptor es el decodificador Viterbi.
Sincronismo
del segmento
de Datos
Tasa de Símbolo = 10.76 Msimb/s
Data + FEC
828 símbolos, 207 bytes
Segmento de Datos
832 símbolos
208 bytes (77.3 µs)
4 símbolos
(372 ns)4 símbolosNiveles
antes de la
adición del
piloto
+7
+5
+3
+1
-1
-3
-5
-7
Sincronismo
del segmento
de Datos
Fig. 23.16. Segmento de datos 8VSB
El decodificador Viterbi corrige los errores de bits desandando el camino
a través del diagrama de Trellis que tenga la mayor probabilidad seguido a
través del codificador (también vea el capítulo sobre DVB-S). Paralelamente
al bloque FEC, se provee de un generador de sincronización en el modulador
8VSB. Este generador produce, a intervalos definidos, patrones de sincroni-
zación especiales que se transmiten en lugar de los datos en la señal 8VSB
como la información de sincronización para el receptor. Los datos codifica-
dos por el FEC, la sincronización de segmento y la sincronización de campo
producidas por el generador de sincronización son combinadas en el multi-
plexor. La señal 8VSB es dividida en segmentos de datos (Fig. 23.16.). Cada
segmento de datos empieza con una sincronización de segmento de datos.
La sincronización de segmentos de datos consiste de 4 símbolos que se
asignan a niveles definidos de la señal 8VSB: El primer símbolo está en el
nivel de señal +5, los dos símbolos centrales al nivel –5, y el último símbolo a
+5. La sincronización de los segmentos de datos puede compararse al pulso
de sincronización de TV analógico. Marca el inicio de un segmento del datos
consistente en 828 símbolos y llevando un total de 207 bytes de datos. Un
segmento de datos completo - incluyendo la sincronización - comprende 832
símbolos y tiene una longitud de 77.3µs. Es seguido por el próximo segmento
de datos, que igualmente empieza con la sincronización de segmento de datos
de 4 símbolos. Un total de 313 segmentos de datos se combinan para formar
23 - 11
un campo (Fig. 20.17.). En la transmisión 8VSB, una distinción es hecha
entre el campo 1 y el campo 2. Cualquier campo está compuesto de 313 seg-
mentos de datos, el campo 1 y el campo 2 contienen un total de 626 segmen-
tos de datos. Cada campo empieza con una sincronización de campo. Éste es
un segmento de datos especial que igualmente empieza con la sincronización
de segmento de datos de 4 símbolos pero que contiene información especial.
Cada campo de 313 segmentos de datos tiene una duración de 24.2ms, dando
una longitud total de 48.4ms para los campos 1 y 2.
Sin
cro
niz
ac
ión
de
Se
gm
en
to
Sincronización de
Campos 1
Data + FEC
Data + FEC
313 segmentos
24.2 ms
313 segmentos
24.2 ms
1 segmento
832 símbolos
77.3 µs
Sincronización de
Campos 2
Fig. 23.17. Cuadro de datos 8VSB con dos campos
La sincronización de campo (Fig. 20.18.), al igual que el segmento de da-
tos, se inicia con una sincronización de segmento de datos. En lugar de los
datos normales, sin embargo, esta sincronización de segmento de datos con-
tiene varias secuencias pseudo-aleatorias, la información de modo VSB y
algunos símbolos especiales, reservados. Los bits de modo VSB llevan la
información de modo 8VSB/16VSB. El 16VSB fue intentado para transmi-
sión por cable, pero no se ha llevado a cabo en la práctica.
La transmisión terrestre emplea el modo 8VSB. Se usan las secuencias
pseudo-aleatorias contenidas en la sincronización de campo como secuencias
de preparación para el ecualizador de canal en el receptor. Es más, son las
secuencias pseudo-aleatorias por las que el receptor detecta la sincronización
23 - 12 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
de campo y es así capaz de sincronizarse a la estructura de cuadro. Durante la
sincronización del campo, el bloque aleatorizador se restablece en el modula-
dor y en el receptor. La señal 8VSB resultante de la banda base, consistente
en sincronizaciones de campo y segmento de datos, es llevada al modulador
8VSB. Antes de la modulación de amplitud, una componente continua (CC)
relativa de +1.25 se agrega a la señal de 8 niveles (Fig. 23.19.). Antes de esta
suma, la señal 8VSB tiene amplitudes discretas establecidas de -7, -5, -3, -1,
+1, +3, +5 y +7. Agregando la componente continua se cambian todos los
niveles 8VSB por un valor relativo de +1.25.
Segmento de datos
832 símbolos
208 bytes (77.3 µs)
4 símbolos
(372 ns)4 símbolos
+7
+5
+3
+1
-1
-3
-5
-7
PN
51
1 (
51
1 s
ym
bo
ls)
PN
63
(6
3 s
ym
bo
ls)
VS
B m
od
e (
24
sy
m.)
PN
63
(6
3 s
ym
bo
ls)
PN
63
(6
3 s
ym
bo
ls)
Re
se
rve
d (
92
sy
m.)
Pre
co
de
(1
2 s
ym
bo
ls)
Sincronismo
del segmento
de Datos
Sincronismo
del segmento
de Datos
Niveles
antes de la
adición del
piloto
Fig. 23.18. Sincronización de campo 8VSB
La modulación de amplitud de una señal de banda base - ya no libre de
CC - en un mezclador con portadora suprimida, sin embargo, produce una
señal con una componente de la portadora. Esta componente de la portadora
es llamada „piloto‟ en la señal 8VSB, y se encuentra exactamente al centro
del producto de la modulación 8VSB antes del filtrado de la banda lateral
vestigial. En el caso de doble banda lateral, el producto de la modulación
ocuparía un ancho de banda de por lo menos la tasa de símbolo. Si la tasa de
símbolo es 10.76 Ms/s, el ancho de banda requerido mínimo viene a ser
10.76MHz. El ancho de banda de canal en el sistema de TV norteamericano
ATSC es, sin embargo, sólo de 6MHz. Por consiguiente, como en la TV
analógica, la señal 8VSB pasa por un filtrado de banda lateral vestigial des-
pués de la modulación de amplitud, es decir se suprime la mayor parte de la
banda lateral inferior. Esto podría hacerse por medio de un filtro analógico
convencional; sin embargo, hoy ya no es empleado este método, ni siquiera
por los modernos transmisores de TV analógica. En cambio, la señal de banda
23 - 13
base 8VSB con su componente de CC es dividida en dos señales: Una es apli-
cada directamente al mezclador I y la otra pasa primero por un transformador
Hilbert y luego al mezclador Q (Fig. 23.20.).
Portadora
Filtro VSB+
Inserción del Piloto
CC + 1.25
+7+5+3+1-1-3-5-7
Fig. 23.19. Modulación 8VSB con piloto
Un transformador de Hilbert es que un desfasador de 90° para todas las
frecuencias de una banda. El transformador Hilbert junto con el modulador
IQ causa la supresión parcial de la banda lateral inferior que se obtiene debi-
do a la configuración de las amplitudes y fases involucradas. El espectro
8VSB resultante sólo contiene la banda lateral superior y una banda lateral
vestigial inferior. Es más, una línea espectral se encuentra al centro de la ban-
da anterior, es decir el centro de la banda antes del filtrado de la banda lateral
vestigial. La línea espectral es resultado de la componente CC agregada y es
llamada la portadora piloto. El espectro 8VSB (Fig. 23.23.) se filtra con un
factor de caída de r = 0.115. Después de la modulación VSB, la señal se con-
vierte a RF.
Esta conversión normalmente se efectúa hoy por modulación directa si-
multáneamente con la modulación VSB. Por consiguiente, un modulador IQ
analógico es normalmente usado en la modulación VSB que directamente
convierte la señal de banda base a RF. Como es un componente analógico, el
modulador IQ no opera tan perfectamente como un dispositivo digital. Debe
asegurarse por consiguiente que la ganancia de las rutas I y Q sean idénticas,
y que la fase de la portadora aplicada a la ruta Q tenga exactamente 90°. De
lo contrario la porción no deseada de la banda lateral inferior no se suprimirá
adecuadamente. Después de la conversión de RF, la señal pasa a través de las
etapas de pre-corrección y amplificación de potencia y luego aplicada a la
antena. Un filtro pasabanda pasivo en la línea de transmisión a la de antena
suprime las componentes fuera de banda.
23 - 14 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
+
90°
Transformador Hilbert
I
Q
Portadora
+
Inserción del
Piloto
CC + 1.25
Fig. 23.20. Modulador 8VSB típico con transformador Hilbert
23.2 8VSB Tasa de Datos Bruta y Tasa de Datos Neta
La tasa de símbolo empleada en 8VSB es calculada como sigue:
Tasa de símbolo = 4.5/286 • 684 MS/s = 10.76223776 MS/s;
Esto proporciona la tasa de datos bruta siguiente:
Tasa de datos bruta = 3 bit/símbolo • 10.76 MS/s = 32.2867 Mb/s;
La tasa de datos neta es entonces:
Tasa de datos neta = 188/208 • 2/3 • 312/313 • Tasa de datos bruta
= 19.39265846 Mb/s;
Las ecuaciones anteriores son basadas en los siguientes valores de pará-
metros:
8VSB = 3 bit/símbolo
Reed-Solomon = 188/208
Relación de código = 2/3 (Trellis)
Sincronización de campo = 312/313
23 - 15
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
dB
0 2 4 f [MHz]
RBW: 70.98 kHz AVG: 50/50
Fig. 23.21. Espectro 8VSB (pendiente del filtro r=0.115)
23.3 El Receptor ATSC
En el receptor ATSC, un sintonizador convierte la señal de RF a FI. Lue-
go los canales adyacentes se suprimen por un filtro SAW con una pendiente
Nyquist. La señal ATSC de banda limitada se convierte a una segunda FI más
baja para simplificar la conversión A/D después del filtro pasabajos anti-
aliasing. A la conversión A/D le sigue un ecualizador digital de canal que
corrige los errores de la transmisión. El bloque ecualizador de canal también
incluye un filtro apareado que realiza un filtrado con un factor de caída r =
0.115. Este filtrado en el transmisor y el receptor produce una característica
de Nyquist para la banda lateral vestigial. La señal 8VSB es luego desmodu-
lada y los bytes errados se corrigen en el bloque FEC. Aquí se obtiene el flujo
de transporte original, que luego se aplica al decodificador MPEG-2 para
restaurar las señales de video y audio originales.
Sintoni-
zadorSAW A/D Ecualizador
Demod.
8VSB FEC
Decodifi-
cador
MPEG-2
Video
Audio
Fig. 23.22. Receptor ATSC
23 - 16 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
23.4 Causas de Interferencia en la Vía de Transmisión ATSC
Las vías de transmisión ATSC están sujetas a los mismos tipos de inter-
ferencia que los de DVB-T. Los canales de transmisión terrestres son afecta-
dos por la interferencia como sigue:
Ruido
Interferencia
Recepción de Multi-trayectoria (ecos o fantasmas)
Respuesta de amplitud y retardo de grupo,
Efecto Doppler en la recepción móvil (no considerada en ATSC/8VSB)
De los tipos anteriores de interferencia, el ruido es el único que puede
predecirse bien y manejarse con relativa facilidad en la transmisión ATSC.
Todos los otros efectos, sobre todo la recepción multi-trayectoria, son difíci-
les de manejar. Esto es debido al principio de transmisión de portadora única
empleado por ATSC. Mientras que el ecualizador en 8VSB/ATSC es capaz
de corregir ecos, la 8VSB es más susceptible a interferencia comparada con
COFDM. La recepción móvil es prácticamente imposible.
El “efecto pared (brickwall)” ocurre a una S/N de cerca de 14.9dB en
ATSC. Esto corresponde a cerca de 2.5 errores de segmento por segundo o a
una tasa de error de segmento de 1.93 • 10-4. La tasa de error de bits pre Reed-
Solomon es 2 • 10-3 y la tasa de error de bits post Reed-Solomon es 2 • 10-6.
Si se asume que la potencia de ruido a la entrada del sintonizador es de
alrededor de 10dBμV (véase el capítulo sobre DVB-T), el voltaje de entrada
mínimo requerido del receptor es de alrededor de 25 dBμV en ATSC.
23.5 ATSC A/72 - Codificación Avanzada de Video (AVC)
En septiembre de 2008, el Comité de Sistemas de Televisión Avanzada
(ATSC) aprobó y publicó el estándar A/72, que detalla la metodología para
utilizar la Codificación Avanzada de Video (AVC-Advanced Video Coding)
dentro de una transmisión DTV de ATSC.
AVC, que fue desarrollado por el Grupo de Expertos de Codificación de
Video de la UIT-T junto con el Grupo de Expertos de Imágenes en Movi-
miento (MPEG) de ISO/IEC, también conocido como H.264 y MPEG-4 Parte
10 que puede proveer imágenes de alta calidad empleando menos bits. El
estándar A/72 define las restricciones con respecto a AVC, alojamientos del
formato de compresión, modos de baja latencia e imágenes fijas y las especi-
ficaciones del flujo de bits. También especifica cómo se transporta el subtitu-
lado CEA-708 dentro del flujo de bits de AVC.
El nuevo estándar consta de dos partes. La parte 1 se titula “Sistema de
23 - 17
Video y Características del AVC en el Sistema de Televisión Digital ATSC,”
y la parte 2 se titula “Características del Subsistema de Transporte de Video
AVC.”
Este nuevo estándar podrá ser aplicado en los países que todavía no
hayan adoptado un estándar de televisión digital. AVC también es una parte
importante del estándar ATSC-M/H móvil-portátil y del ATSC-NRT para
entrega de programas en tiempo no-real.
23.6 ATSC M/H
ATSC está desarrollando un estándar (ATSC-M/H) para la entrega de
contenido de televisión y de datos en tiempo real y no-real (NRT) a dispositi-
vos móviles y portátiles. Estos servicios de ATSC-M/H serán llevados dentro
de los canales de DTV con funcionalidad similar al ISDB-T o al DTMB sin
requerir ningún espectro adicional. Será retro-compatible; la presencia de
estos servicios no imposibilitará ni prevendrá la operación de los servicios
actuales de ATSC en el mismo canal de RF o no tendrá ningún impacto ad-
verso en los equipos de recepción heredados. La meta del estándar ATSC-
M/H es utilizar una porción de los 19.39Mb/s de las transmisiones 8VSB
HDTV para la difusión móvil. El servicio inicial planea ser simplemente un
simulcast móvil del canal primario de HDTV. Aparte del simulcast móvil,
también se tendrá la opción de trasegar carga útil del programa de HDTV a la
difusión móvil adicional para habilitar programas suplementarios.
Características del ATSC M/H
Recepción a alta velocidad – hasta 300Km/h
Hasta 8 programas móviles a 630Kb/s por cada transmisión ATSC,
mientras se mantengan 5Mb/s en el flujo principal
Extremadamente eficiente en la transmisión de datos y completamen-
te escalable
- 3Mb/s pueden proveer hasta 1Mb/s al servicio móvil/portátil
- En las pruebas en Buenos Aires se emplearon 2.2Mb/s para
una carga útil de 557Kb/s y un segundo servicio con una tasa
de código de 1/4.
Ahorro de energía en dispositivos portátiles debido a la transmisión
por ráfagas
- Los circuitos de RF del receptor se encienden intermitente-
mente para ahorrar carga de la batería (como en DVB-H)
23 - 18 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
Tasa de datos mínima del flujo principal: 130Kb/s
Recepción con antena única (no requiere diversidad)
Inmunidad a cortas interrupciones y ruido en ráfaga debido a la inter-
calación de tiempo (time interleaving)
Implementación sencilla empleando el equipamiento actual de
ATSC/MPEG
Sin contratiempos con el PSIP
El enlace STL no requiere cambios ni adicionales
Compatibilidad
Compatibilidad de la Capa Física (Transmisión) de RF
- El ATSC M/H no perturba a la detección/corrección de erro-
res de los receptores “heredados” existentes de DTV
- No requiere potencia adicional del transmisor
- Espectro de RF idéntico al de 8-VSB/ATSC
- ATSC M/H pre-procesa los datos del nuevo servicio a nivel
de paquete
- ATSC M/H tiene procesamiento concatenado a nivel de Tre-
llis
Compatibilidad con el Flujo de Transporte MPEG/ATSC
- El ATSC M/H no perturba la construcción/contenido del flujo
empaquetado ATSC/MPEG del servicio “principal”, o servi-
cios heredados
- Los paquetes ATSC M/H lucen como paquetes nulos a los re-
ceptores heredados
- Los encabezados de adaptación, el PSIP u otras construccio-
nes heredadas requeridas permanecen inalteradas por el
ATSC M/H
- ATSC M/H no requiere de ninguna sincronización especial en
el multiplexor del servicio MPEG/ATSC
- El ajuste de la sincronización y el manejo del límite del buf-
fer (almacenador intermediario) garantizan el desempeño de
la herencia
- El enlace STL no requiere cambios ni adicionales
23 - 19
Compatibilidad con la Transmisión Distribuida/SFN (Iso-frecuencia)
- Compatible con las capas física y de transporte
- Totalmente compatible con el estándar ATSC A/110B (SFN)
Descripción
La tecnología del sistema se compone de tres capas de actividad:
la capa física, relacionada con todo lo que tenga que ver sobre adqui-
rir los bits de la estación a los dispositivos portátiles y móviles;
la capa de gestión, que incluye la información de señalización y avi-
so sobre servicios, sistema del acceso condicional (CAS), gestión di-
gital de los derechos y la guía electrónica de servicios (ESG); y
la capa de presentación, que incluye la codificación de audio y vi-
deo, subtítulos y aplicaciones interactivas.
Excitador
M/H
Multiplexor
de Emisión
Codificadores
ATSC
Encapsulador
IP
Codificador
M/H
IP
ASI
ASI
PSIP
IP
SMPTE 310MTx
Enlace
Digital
existente
ESTUDIO PLANTA TRANSMISORANRT
Figura 23.23 Diagrama de Bloques de una Transmisión ATSC M/H & NRT
Los servicios móviles están basados en IP en vez del heredado transporte
MPEG. Sin embargo, el transporte de los datos M/H del lado de la integra-
ción con la señal convencional ATSC en el excitador del transmisor requiere
que los datagramas IP estén encapsulados en el transporte MPEG-2. La meto-
dología de transporte basada en IP permite una fácil integración de los servi-
cios en tiempo real y no-real. También ofrece soporte de flujos de programa
múltiples en cada canal M/H.
Cada canal M/H puede llevar típicamente alrededor de 600Kb/s de carga
útil. Dependiendo del nivel de robustez seleccionado por el operador de sis-
tema, cada canal M/H ocupará unos 2Mb/s del flujo principal de ATSC debi-
do al proceso adicional del canal requerido para fortalecer los datos móviles
de los rigores y las debilidades encontradas en la recepción móvil.
23 - 20 TV Digital Terrestre en la Norma Norteamericana ATSC
El contenido del programa se codifica mediante H.264 v1.3 para el vídeo
y HE-AAC para el audio. La resolución del video es escalable hasta 416×240
soportando presentaciones con relación de aspecto de 16:9, y el audio es esté-
reo con capacidad futura para sonido envolvente. Todos los flujos en tiempo
real se encapsulan usando RTP/RTCP, mientras que el contenido en tiempo
no-real se encapsula usando el protocolo de Entrega de Archivos sobre
Transporte Unidireccional (File Delivery over Unidirectional Transport -
FLUTE).
Los datos del M/H necesitan ser cifrados especialmente para que el re-
ceptor de M/H pueda recibir bajo condiciones de señal rápidamente cambian-
te, y, al mismo tiempo, lucir iguales a los datos ordinarios del 8VSB a los
receptores heredados para no perturbarlos. Esto se logra pre-codificando los
datos del M/H y después pasándolos por el proceso heredado de ATSC bajo
la forma de paquetes de datos que parezcan normales.
Arquitectura del sistema
La pre-codificación se hace en dos niveles, primero como bytes de datos
y luego como símbolos del canal. Los bytes de datos del M/H son cros-
intercalados y codificados con Reed-Solomon y con códigos cíclicos de veri-
ficación por redundancia (CRC). Los datos y sus bytes codificados se empa-
quetan en los paquetes normales de datos del ATSC, que luego se procesan
mediante el proceso heredado, incluyendo la intercalación. En el segundo
nivel de codificación, la codificación normal Trellis de ATSC se acrecienta
con un Código Convolucional Concatenado Serie (SCCC) para los datos del
M/H.
El grupo de paquetes M/H también contiene secuencias conocidas de da-
tos en intervalos regulares. Estas secuencias de „entrenamiento‟ permiten que
el receptor de M/H haga estimaciones exactas y frecuentes de las condiciones
de multi-trayectoria del canal.
La capacidad de encendido y adquisición instantáneos permite el ahorro
de energía en dispositivos portátiles a batería. Varios programas pueden ser
llevados por grupos y el sintonizador de RF del receptor solamente necesita
drenar energía durante los momentos relevantes.
Bibliografía: [A53], [EFA], [SFQ], [SFU]
24 Mediciones en ATSC / 8VSB
En la siguiente sección se discutirán en detalle las mediciones requeridas a
la interfaz aérea del sistema de transmisión de TV digital terrestre norteame-
ricano. La norma ATSC - Advanced Television Systems Committee / Comité
de Sistemas de Televisión Avanzada - emplea un método de modulación con
portadora única, que es el 8VSB, como se denomina a la modulación de ban-
da lateral vestigial de 8 niveles. El diagrama de constelación 8VSB no mues-
tra puntos sino líneas. Donde la componente Q es el resultado del filtrado de
la banda lateral vestigial, ocho líneas se forman de los originales ocho puntos.
Como regla básica en 8VSB, se puede decir que mientras más angostas sean
las ocho líneas, mejor es la calidad de la señal. Mientras que la modulación
8VSB parece relativamente más simple comparada con el método de multi-
portadora COFDM, correspondientemente presenta una susceptibilidad supe-
rior a los varios tipos de interferencia del ambiente terrestre.
Por consiguiente, se discutirán las siguientes causas de interferencia:
Ruido blanco Gaussiano aditivo
Ecos
Distorsión de amplitud y retardo de grupo
Convulsión de fase
Errores IQ del modulador
Atenuación de hombros insuficiente
Interferencias
Todos los tipos anteriores de interferencia se manifiestan como errores de
bits en la señal 8VSB. Los errores de bits pueden corregirse hasta cierto punto
por medio de la pre-corrección de error (FEC). En este contexto son vitales
las mediciones de la tasa de error de bits y un análisis detallado de las causas
de los errores de bits.
24.1 Medición de la Tasa de Error de Bits (BER)
En ATSC/8VSB son conocidas tres tasas de error de bits diferentes. Éstas
son el resultado de los dos métodos de control de error empleados, es decir, la
codificación de bloque Reed-Solomon, y la codificación convolucional. Las
tasas de error de bits (BER) son como sigue:
24 - 2 Mediciones en ATSC / 8VSB
Tasa de error de bits antes de Viterbi
Tasa de error de bits antes de Reed-Solomon
Tasa de error de bits después de Reed-Solomon
Decodificador
Viterbi
Decodificador
Reed
Solomon
Decodificador
MPEG-2
BER antes de
Viterbi
Sintonizador
ATSC
BER después
de Viterbi
BER después de RS
<1E-11
(QEF) = 1error/hora
Flujo de Transporte
MPEG-2
Fig. 24.1. Tasas de error de bits en ATSC
La BER más significante es la BER antes de Viterbi ya que ésta representa
la tasa de error de bits del canal. La BER antes de Viterbi es derivada del
decodificador Viterbi por medio de un circuito auxiliar que consiste en un
codificador Trellis, similar al empleado en el modulador 8VSB, y un compa-
rador. El comparador verifica si el flujo de datos codificado por el Trellis
corresponde a la señal de datos recibida. Cualquier desviación es tomada
como la tasa de error de bits.
La BER después de Viterbi, es decir, antes de Reed-Solomon, se deriva di-
rectamente del decodificador Reed-Solomon. La BER después de Reed-
Solomon indica los errores de bits no-corregibles, es decir que más de 10
errores de bits ocurren en un bloque codificado RS de 208 bytes del paquete
del flujo de transporte. La BER después de Reed Solomon se deriva igual-
mente del decodificador Reed-Solomon. Los errores de bits no-corregibles
son marcados por bits indicadores de error de transporte (puestos en 1) en el
flujo de transporte MPEG-2. La medición de la tasa de error de bits se realiza
por medio de un receptor de prueba ATSC/8VSB.
24.2 Mediciones en 8VSB con un Analizador de Espectro
Por medio de un analizador de espectro pueden realizarse mediciones en-
banda y, sobre todo, fuera-de-banda sobre la señal 8VSB. Los parámetros a
ser medidos con un moderno analizador de espectro son como sigue:
Atenuación de Hombros
Respuesta de frecuencia y amplitud
Amplitud de la portadora piloto
Armónicas
24 - 3
Configure el analizador del espectro como sigue:
Frecuencia Central al centro de la banda
Spam: 20MHz
Detector en RMS
Resolución del ancho de banda: 20KHz
Ancho de banda de video: 200KHz
Tiempo del barrido lento (>1s) para permitir promediar el detector
RMS
Funciones de promedio desactivadas
Fig. 24.2. Espectro de una Señal 8VSB con una adecuada y una mala supresión de la
banda lateral
Así pueden medirse la atenuación de hombros y, sobre todo, la supresión
de la parte no deseada de la banda lateral inferior, así como la amplitud del
piloto y la respuesta en frecuencia en la banda pasante.
24.3 Análisis de la Constelación en 8VSB
En contraste con un diagrama de modulación de amplitud de cuadratura
(QAM) donde se muestran puntos, el diagrama de constelación de una señal
8VSB muestra líneas. Un receptor de prueba ATSC normalmente comprende
un analizador de constelación que muestra el diagrama 8VSB como 8 líneas
verticales paralelas que deben, en el caso ideal, ser sumamente estrechas.
24 - 4 Mediciones en ATSC / 8VSB
Fig. 24.3. Diagrama de constelación sin distorsión de una señal ATSC/8VSB
Fig. 24.4. Diagrama de constelación mostrando el deterioro por el ruido
El diagrama de constelación en la Fig. 24.3. con líneas muy estrechas re-
vela sólo un ligero deterioro por el ruido, como las causadas en el modulador
o el transmisor ATSC. Como regla básica se puede decir que mientras más
angosta las líneas, menos significante es la distorsión de la señal. En caso de
distorsión por ruido puro, las líneas se ensanchan uniformemente en toda su
longitud (Fig. 24.4.). Mientras más anchas las líneas, mayor el deterioro debi-
do al ruido. En el análisis de la constelación, se determinan los valores RMS
del ruido. Basada en una función estadística, es decir, la distribución Gaus-
siana (distribución normal), la desviación estándar es determinada de las líne-
as I/Q obtenidas en los campos de decisión del diagrama de constelación. Del
valor de ruido RMS, el receptor de prueba calcula la relación señal-a-ruido (la
24 - 5
relación S/N) en dB referenciados a la potencia de la señal que es igualmente
calculada por el receptor de prueba.
En caso de convulsión de fase, las líneas en los campos de decisión del
diagrama de constelación tienen forma de trompeta, es decir su ancho se in-
crementan a medida que se alejen de la línea central horizontal (Fig. 24.5.).
Fig. 24.5. Diagrama de constelación 8VSB mostrando convulsión de fase
Umbral de
decisión
Vector ideal
Vector real
Vector de error
Q
I
Fig. 24.6 Determinación del MER en una señal 8VSB
El parámetro de la tasa de error de modulación (MER) resume todos los
errores que pueden medirse dentro de un diagrama de constelación. Para cada
24 - 6 Mediciones en ATSC / 8VSB
tipo de error (interferencia), un vector de error es continuamente calculado.
La suma de los cuadrados (valores RMS) de todos los vectores de error es
calculado. La relación entre el valor RMS del vector del error y la amplitud
de la señal proporciona el MER que es normalmente especificado en dB. En
caso del puro deterioro por ruido, el MER es igual a la relación S/N.
Lo siguiente aplica:
MER[dB] <= S/N[dB];
MERrms[dB] = -10 log(1/n • Σ Іerror_vectorІ2/Pseñal_sin_piloto);
Fig. 24.7. Resultados numéricos de un receptor de prueba 8VSB
Muchos parámetros de prueba también son mostrados como resultados
numéricos por el receptor de prueba 8VSB (Fig. 24.7.). Éstos incluyen la
amplitud de la señal, la tasa de error de bits (BER), la amplitud del piloto, la
tasa de símbolo, la convulsión de fase, la relación S/N y el MER.
24.4 Medición de la Respuesta en Frecuencia y Retardo de Grupo
Aunque la señal ATSC/8VSB no acarrea ninguna señal piloto que pudiera
proporcionar información sobre la calidad del canal, pueden determinarse
24 - 7
aproximadamente la respuesta en frecuencia, fase y retardo de grupo - con la
ayuda del ecualizador del receptor de prueba - de las secuencias PRBS conte-
nidas en la señal 8VSB. Las características de la señal mostradas por el recep-
tor de prueba 8VSB, por ejemplo, pueden usarse para alinear un modulador o
un transmisor ATSC. El ecualizador de datos también proporciona informa-
ción sobre ecos en el canal de transmisión (Fig. 24.8.) y permite el cálculo de
la respuesta al impulso (Fig. 24.9.).
Fig. 24.8. Medición de la respuesta de amplitud y fase por medio de un receptor de
prueba 8VSB [EFA]
Fig. 24.9. Respuesta al Impulso / Patrón de Fantasma
Bibliografía: [A53], [EFA], [SFQ]
24 - 8 Mediciones en ATSC / 8VSB
25 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T
25.1 Introducción
La respuesta japonesa a la televisión digital terrestre es el ISDB-T (Inte-
grated Services Digital Broadcasting-Terrestrial / Radiodifusión Digital de
Servicios Integrados -Terrestre) norma que se adoptó en 1999, mucho tiempo
después del DVB-T y el ATSC. Esta demora hizo posible también tener en
cuenta la experiencia ganada con las normas anteriores. A diferencia del
ATSC donde se emplea un método de portadora única, se decidió usar un
sistema de multi-portadoras COFDM para el ISDB-T, tal como en el DVB-T.
El ISDB-T es aun más complejo que el DVB-T; probablemente, también será
más robusto debido a un mayor intercalado en el tiempo. La primera estación
experimental fue instalada en la torre de Tokio y en conjunto, ISDB-T co-
menzó con once estaciones experimentales a través de Japón.
Brasil decidió adaptar el ISDB-T como base de su estándar para la Televi-
sión Digital, el denominado SBTVD – Sistema Brasileiro de Televisão Digi-
tal (ISDB-Tb) que fue adoptado en 2006. El SBDTV añade, entre otras ac-
tualizaciones, la codificación de video MPEG-4 Parte 10 (AVC o H.264) en
vez de la tradicional MPEG-2 adoptada en Japón y un corrimiento positivo de
1/7 de MHz de la frecuencia central del canal para prevenir interferencias en
el canal aural de la estación de TV analógica ubicada en el canal adyacente
inferior.
Ancho de banda del Canal
∆f
f
6, 7, 8 MHz
Tasa de datos: 3.7 … 23.4Mb/s
Modo I, II, III:
∆f=~4KHz, ~2KHz,
~1KHz
QPSK
16QAM
64QAM
DQPSK
Fig. 25.1. COFDM en ISDB-T
25 - 2 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T
25.1 El Concepto ISDB-T
En ISDB-T, se emplea COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division
Multiplex / Múltiplex por División de Frecuencia Ortogonal Codificado) en
modos 2K, 4K y 8K (Fig. 25.1.). El canal de 6MHz de ancho puede subdivi-
dirse en 13 sub-bandas (Fig. 25.2.) en las que pueden seleccionarse varios
parámetros de modulación y contenidos a transmitirse. El intercalado en el
tiempo puede encenderse opcionalmente en varias fases. Con un ancho de
banda real de canal de 6MHz, la banda útil tiene sólo un ancho de 5.57MHz,
es decir, hay una banda de guarda, de aproximadamente 200KHz, para los
canales adyacentes superior e inferior. Una sub-banda del canal ISDB-T tiene
un ancho de 430KHz.
Es posible seleccionar diferentes tipos de modulación en ISDB-T:
QPSK con corrección de canal
16-QAM con corrección de canal
64-QAM con corrección de canal
DQPSK sin corrección de canal (no requerida con DQPSK).
Hay 3 posibles modos (Canal de 6-MHz):
Modo I, con
- 108 portadoras por sub-banda
- espaciado entre sub-portadoras de 3.968KHz
- 1,404 portadoras dentro del canal
- 2,048 puntos IFFT
Modo II, con
- 216 portadoras por sub-banda
- espaciado entre sub-portadoras de 1.9841KHz
- 2,808 portadoras dentro del canal
- 4,196 puntos IFFT
Modo III, con
- 432 portadoras por sub-banda
- espaciado entre sub-portadoras de 0.99206KHz
- 5,616 portadoras dentro del canal
- 8,192 puntos IFFT
Como ya se mencionó, el canal total de 6MHz puede subdividirse en 13
sub-bandas de precisamente 3000/7kHz = 428.7KHz cada una, Fig. 25.2.).
No todas las 2,048, 4,192 u 8,192 portadoras COFDM en los modos I, II o
III se usan realmente como portadoras de carga útil.
25 - 3
En ISDB-T, hay
Portadoras nulas, es decir aquéllas que no se usan,
Portadoras de datos, es decir la carga útil real,
Pilotos dispersos (pero no con DQPSK),
Pilotos continuos
Portadoras TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration
Control / Control de Configuración de Transmisión y Multiplexado),
AC (Auxiliary Channels / Canales Auxiliares).
13
Subcanales
6, 7, 8 MHz
Ancho del canal
428.7KHz @ 6MHz
Fig. 25.2. Sub-canales en ISDB-T
AleatorizadorCodificador
RS(188, 204)
Intercalador de
Tiempo
Codificador
convolucionalTS
MPEG-2
Salida de
datos
Fig. 25.3. FEC en ISDB-T
Las tasas de datos netas están entre 280.85Kb/s por segmento ó 3.7Mb/s
por canal y 1,787.28Kb/s por segmento ó 23.2Mb/s por canal.
Debido al concepto de sub-bandas o segmentos (Fig. 25.2.) es posible
construir receptores de banda estrecha que reciban una o varias sub-bandas y
receptores de la banda ancha que reciban el canal completo de 6MHz.
En principio, la configuración del modulador ISDB-T es similar a la de un
modulador DVB-T. Tiene protección del error exterior, implementada como
25 - 4 Televisión Digital Terrestre según el ISDB-T
un codificador Reed-Solomon RS(204,188) (Fig. 25.3.), una unidad de dis-
persión de energía, un intercalador, un codificador interno implementado
como un codificador convolutional, un intercalador configurable en el tiempo
que puede encenderse o apagarse, un intercalador de frecuencia, el adaptador
de cuadro COFDM, el IFFT, etc.
La modulación jerárquica, si se requiere, se maneja vía la codificación de
las sub-bandas. Esto posibilita la radiodifusión a dispositivos portátiles como
teléfonos celulares (1-seg).
Además del canal de 6MHz normalmente usado en Japón, el ISDB-T tam-
bién está definido para canales de 7 y 8MHz.
El ISDB-T es ciertamente el estándar más flexible y, debido a la posibili-
dad de intercalado en el tiempo, también la norma más robusta.
Bibliografía: [ISDB-T]
26 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
Aunque el DAB (Digital Audio Broadcasting - Radiodifusión de Audio
Digital) fue introducido allá en los primeros días de los años noventa, mucho
antes que DVB, aún sigue siendo relativamente desconocido para el público
en muchos países; y sólo se le encuentra en algunos países como el Reino
Unido, donde se puede reconocer un cierto grado de éxito del DAB en el
mercado. Este capítulo se ocupa de los principios de la norma de radio digital
DAB.
Consideremos primero la historia de la radiodifusión sonora. La era de las
transmisiones de señales de audio con propósitos de radiodifusión comenzó
en el año 1923 con las transmisiones en onda media (AM). En 1948, el pri-
mer transmisor de FM, desarrollado y fabricado por Rohde&Schwarz, fue
puesto en operación. Los primeros receptores domésticos también eran des-
arrollados y producidos por Rohde&Schwarz. 1983 fue el año cuando todos
dimos el paso del audio análogo al audio digital con la introducción del disco
compacto, el CD de audio. En 1991, las señales de audio digital, previstas
para el gran público, eran transmitidas por primera vez vía satélite en Europa,
DSR (Digital Satellite Radio - radio digital vía satélite). Este método, funcio-
nando sin compresión, no duró mucho y tampoco fue muy conocido. Luego,
en 1993, ADR (Astra Digital Radio) entró en operación basado en la transmi-
sión de sub-portadoras en el sistema de satélites ASTRA en el cual también
se transmiten programas de TV análoga. El método MUSICAM, usado hasta
ahora para la compresión de audio en MPEG-1 y MPEG-2 capa II, que tam-
bién se utiliza en DAB o, para ponerlo más claro, fue desarrollado para el
DAB como parte del proyecto DAB, fue formulado en 1989. La radiodifusión
de audio digital, DAB, fue desarrollada al principio de los años noventa y
utilizó las nuevas técnicas revolucionarias de entonces de audio MPEG-1 y
MPEG-2 y el método de modulación COFDM (múltiplex por división de
frecuencias ortogonales codificado). A mediados de los noventa fueron con-
cluidas las normas para la televisión digital DVB-S, DVB-C y DVB-T y es
así como la era de la televisión digital también había comenzado.
Desde 2001, hay otro estándar para la radio digital sonora DRM (Digital
Radio Mondiale), prevista para el uso digital de la onda media y corta, que
también se basa en COFDM pero emplea codificación de audio MPEG-4
AAC.
El primer experimento piloto del DAB fue realizado en 1991 en Múnich.
Alemania tiene actualmente una cobertura de DAB de cerca de 80%, princi-
26 - 2 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
palmente en la banda III. Hay también transmisores en la banda L para los
programas locales. Como siempre, el DAB es casi desconocido al público en
Alemania, una de las razones es que no ha habido receptores disponibles du-
rante mucho tiempo, y también que la difusión de contenidos realmente no
cubre la variedad obtenible en la radio de FM. Sin embargo, nada de esto
tiene que ver con razones técnicas. En el Reino Unido, el DAB fue ampliado
considerablemente en 2003/2004, Singapur tiene 100% de cobertura, Bélgica
el 90%. Se transmite en DAB en Francia, España, Portugal y Canadá. Activi-
dades del DAB se realizan en 27 países y frecuencias para DAB están dispo-
nibles en 44 países.
Fig. 26.1. Modos de transferencia síncrono y asíncrono
Fig. 26.2. Enlace de la transmisión DAB
26 - 3
26.1 Comparación entre DAB y DVB
En una comparación entre el DAB y el DVB, primero serán comparadas
las características básicas de ambos métodos, precisando las características y
diferencias. En principio, es posible transmitir datos sincrónica o asincróni-
camente (Fig. 16.1.). En la transmisión síncrona, la tasa de datos es constante
para cada canal de datos y las ranuras de tiempo de los canales individuales
de datos son fijas. En la transmisión asíncrona, la tasa de datos de los canales
individuales de datos puede ser constante o variable. Las ranuras de tiempo
no tienen ninguna asignación fija. Se asignan como sea necesario y su orden
en los canales individuales puede así ser totalmente aleatorio. Ejemplos de
transmisión de datos síncrona son PDH (Plesiochronous Digital Hierarchy -
jerarquía digital plesiócrona), SDH (Synchronous Digital Hierarchy - jerarqu-
ía digital síncrona) y DAB (Digital Audio Broadcasting - radiodifusión de
audio digital). Ejemplos de transmisión asíncrona de datos son ATM
(Asynchronous Transfer Mode) y el flujo de transporte MPEG-2 / radiodifu-
sión de vídeo digital (DVB).
El DAB es un sistema totalmente síncrono, una secuencia de datos total-
mente síncrona que es producida en el centro de playout, es decir, en el punto
donde se genera la señal del múltiplex del DAB. Las tasas de datos de conte-
nidos individuales son constantes y son siempre un múltiplo de 8Kb/s. Las
ranuras de tiempo en las cuales se transmite el contenido de las fuentes indi-
viduales se asignan y varían permanentemente solamente cuando hay un
cambio completo en el múltiplex, es decir, en la composición del flujo de
datos. La señal de datos que viene del multiplexor y que es aplicada al modu-
lador y al transmisor DAB se denomina ETI (Ensemble Transport Interface -
interfaz de transporte de la trama) (Fig. 26.2.). El flujo de datos multiplexado,
o múltiplex, en sí es denominado Ensemble (trama). La señal ETI utiliza las
conocidas rutas de transmisión E1 que tienen una tasa de datos física de
2.048Mb/s. E1 corresponde a 30 canales RDSI y a 2 canales de señalización
de 64Kb/s cada uno, también llamados Interfaz G.703 y G.704. Físicamente,
éstas son interfaces PDH pero DAB emplea un protocolo diferente. Aunque la
tasa de datos física es 2,048Kb/s, la tasa neta de datos real de la señal DAB
transportada a través de él está entre (0.8) 1.2… 1.73 Mb/s. La señal ETI se
transmite ya sea sin protección de error, o con una protección de error Reed-
Solomon que, sin embargo, se le retira nuevamente en la entrada del modula-
dor DAB. La protección de error del sistema DAB en sí se agrega solamente
en el modulador DAB, aunque ésta a menudo se muestra incorrectamente en
varias referencias. El método de modulación usado en DAB es COFDM y las
sub-portadoras están moduladas en π/4-DQPSK. Después de que se haya
agregado la protección de error, la tasa gruesa de datos de la señal DAB es
2.4Mb/s. Una característica especial del DAB consiste en que los diversos
contenidos pueden tener una protección de error en diversos grados (FEC
disparejo).
26 - 4 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
MPEG-2, y por consiguiente DVB, es un sistema totalmente asíncrono.
El flujo de transporte MPEG-2 es una señal de banda base que conforma
la señal de entrada a un modulador DVB. El flujo de transporte MPEG-2 es
generado en el centro de playout codificando y multiplexando los programas
individuales (servicios) y después suministrado al modulador vía las variadas
rutas de transmisión (Fig. 26.3.). En el modulador DVB, debe decidirse
cómo, es decir, por qué trayectoria de transmisión, debe ser emitido el flujo
de transporte MPEG-2: terrestre (DVB-T), por cable (DVB-C) o por satélite
(DVB-S). Naturalmente, las tasas de transmisión y los métodos de modula-
ción difieren por los métodos individuales de transmisión. En DVB-T, se
utiliza COFDM conjuntamente con QPSK, 16QAM ó 64QAM. En DVB-C,
es 64QAM ó 256QAM dependiendo del tipo de acoplamiento del cable (cable
coaxial o fibra óptica). En DVB-S, el método de la modulación de opción ha
sido QPSK debido a la pobre relación señal/ruido en el canal.
Fig. 26.3. Enlace de transmisión DVB
En DVB, todo el contenido transmitido lleva el mismo grado de protec-
ción de error (FEC parejo).
En general, la tasa de datos en DVB-S es de alrededor de 38Mb/s. Depen-
de solamente de la tasa de símbolo seleccionada y de la relación de código, es
decir, la protección de error. Usando QPSK pueden ser transmitidos 2 bits por
símbolo. La tasa de símbolo es mayormente 27.5MS/s. Si se selecciona 3/4
como relación de código (FEC), la tasa de datos resultante es 38.01Mb/s.
Si, por ejemplo, se selecciona 64QAM (redes coaxiales) en DVB-C, y una
tasa de símbolo de 6.9MS/s, la tasa neta de datos resultante es 38.15Mb/s.
En DVB-T, la tasa de datos posible está entre 4Mb/s y cerca de 32Mb/s
dependiendo del modo de funcionamiento (tipo de la modulación - QPSK,
16QAM, 64QAM, protección de error, intervalo de guarda, anchura de ban-
da). Sin embargo, la tasa de datos generalmente empleada es de aproximada-
26 - 5
mente 15Mb/s para permitir la recepción portátil y aproximadamente 22Mb/s
en aplicaciones fijas con una antena aérea. Una red de radiodifusión DVB-T
se diseña para recepción portátil o para recepción con la antena de techo, es
decir, si se utiliza una antena aérea en una red DVB-T diseñada para recep-
ción portátil, ésta no producirá un aumento en la tasa de datos.
El flujo de transporte MPEG-2 es la señal de los datos proveída a los mo-
duladores DVB. Consiste en paquetes con una longitud constante de 188 by-
tes. El flujo de transporte MPEG-2 representa una transmisión asíncrona, es
decir, el contenido individual que se transmitirá es ingresado aleatoriamente
en el área de carga útil de los paquetes del flujo de transporte como sea nece-
sario. El contenido comprendido en el flujo de transporte también puede tener
tasas de datos totalmente diversas que no necesiten ser absolutamente cons-
tantes. La única regla referente a la tasa de datos es que la tasa de datos agre-
gada proporcionada para el canal no debe ser excedida. Y, naturalmente, la
tasa de datos del flujo de transporte MPEG-2 debe corresponder absolutamen-
te a la tasa de datos de entrada de los moduladores DVB, resultado de los
parámetros de la modulación.
Tabla 26.1. Comparación entre DAB y DVB
DAB
Digital Audio
Broadcasting
DVB
Digital Video
Broadcasting
Modo de Transferencia
Pre-corrección de error
(FEC)
Síncrono
disparejo
Asíncrono
parejo
Modulación COFDM con π/4-DQPSK Portadora simple QPSK,
64QAM, 256QAM o
COFDM con QPSK,
16QAM, 64QAM
Enlace de transmisión terrestre Satélite, cable o terrestre
Resumiendo: El DAB es un sistema de transmisión totalmente síncrono y
DVB es totalmente asíncrono. Recordar esto hará más fácil comprender me-
jor las características de ambos sistemas. La protección de error en DAB es
disparejo, es decir, que puede seleccionarse para que sea diferente para cada
contenido, mientras que en DVB es parejo para todo el contenido que es
transmitido y, debido al modo asincrónico, no podría incluso ser seleccionado
para que sea diferente puesto que no se sabe cuándo se está transmitiendo qué
contenido.
El modulador DAB demultiplexa el contenido actual en la señal ETI y lo
toma en consideración. El modulador DVB no está interesado en el contenido
actual transmitido. En DAB, el método de la modulación es COFDM con π/4-
26 - 6 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
DQPSK. DVB utiliza transmisión de portadora única o COFDM dependiendo
de la ruta de la transmisión. El DAB está intentado para aplicaciones terres-
tres mientras que DVB provee normas distintas para la transmisión terrestre,
por cable y vía satélite. La transmisión vía satélite se provee en el DAB pero
no se utiliza actualmente.
Fig. 26.4. Trama DAB
26.2 Descripción del DAB
Las secciones siguientes proporcionarán una breve descripción del DAB -
Digital Audio Broadcasting. La Norma DAB es el estándar ETSI
ETS300401. En el estándar se describe la estructura de datos, el FEC y la
modulación COFDM de la Norma DAB. Además, se describe la señal fuente
del ETI (Ensemble Transport Interface - interfaz de transporte de la trama) en
ETS300799; y en ETS300797 se describen las señales fuente para el multi-
plexor STI (Service Transport Interface - interfaz de transporte del servicio).
Otro documento importante es el TR101496 que contiene las pautas y reglas
para la puesta en práctica y la operación del DAB. Además, ETS301234 des-
cribe cómo se pueden transmitir los objetos de multimedia (radiodifusión de
datos) en DAB.
La Fig. 26.4. muestra un ejemplo de la composición de un flujo de datos
multiplexado del DAB. El término “trama” cubre varios programas que se
combinan para formar un flujo de datos. En este caso, la trama con el apelati-
vo “Radio Digital 1” se compone de 4 programas, los denominados servicios,
que aquí tienen las designaciones “P1”, “BR1”, “BR3” y “P2”. Estos servi-
cios, a su vez, pueden estar compuestos de un número de componentes de
servicio. Un componente de servicio puede ser, por ejemplo, un flujo de au-
26 - 7
dio o uno de datos. En el ejemplo, el servicio “P1” contiene un flujo de audio,
“Audio1”.
Este flujo de audio se transmite físicamente en el sub-canal SC1. “BR” se
compone de un flujo de audio “Audio2” y de una secuencia de datos “Data1”
que son transmitidos en los sub-canales SC2 y SC3. Cada sub-canal tiene una
capacidad de n•8 Kb/s. La transmisión en los sub-canales es totalmente
síncrona, es decir, el orden de los sub-canales es siempre igual y las tasas de
datos en los sub-canales son siempre constantes. Todos los sub-canales juntos
- hasta un máximo posible de 64 - dan lugar al denominado Common Inter-
leaved Frame (cuadro intercalado común). Las componentes del servicio se
pueden asociar a un número de servicios, como en el ejemplo: “Data2”.
Durante su transmisión en el sistema DAB, los diversos sub-canales pue-
den proveerse con diversos grados de protección de error (FEC disparejo).
Fig. 26.5. Modulador DAB
El flujo de datos generado en el multiplexor del DAB se llama ETI (En-
semble Transport Interface - interfaz de transporte de la trama). Comprende
todos los programas y el contenido a ser transmitido más adelante vía el
transmisor DAB. La señal ETI puede proveerse al modulador desde el centro
de playout, ya sea vía enlaces de fibra óptica, vía redes de telecomunicación
existentes o por satélite. Un enlace muy conveniente para este propósito es un
enlace E1 que tiene una tasa de datos de 2.048Mb/s.
En el modulador DAB se ejecuta el COFDM (Fig. 26.5.). El flujo de datos
primero es provisto de la protección de error y en seguida se modula en
COFDM. Después del modulador, la potencia de la señal del RF es amplifi-
cada y después radiada vía la antena.
26 - 8 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
En DAB, todos los sub-canales son protegidos contra errores individual-
mente y en diversos grados. Son posibles hasta 64 sub-canales. El FEC se
provee en el modulador DAB. En muchos diagramas de bloque, el FEC se
describe a menudo conjuntamente con el multiplexor del DAB que, aunque
no está mal en principio, no corresponde a la realidad. El multiplexor del
DAB forma la señal de datos ETI en la cual los sub-canales se transmiten
síncrona y sin resguardo.
El ETI, sin embargo, lleva la información sobre cuánta protección debe ser
provista para los canales individuales. El flujo de datos ETI se divide luego
en el modulador DAB y cada sub-canal es protegido contra errores en diverso
grado de acuerdo con la señalización en el ETI. Los sub-canales provistos de
FEC pasan luego al modulador COFDM.
Fig. 26.6. Pre-corrección de errores (FEC) en DAB
La protección de error en DAB (Fig. 16.6.) se compone del scrambling
seguido por la codificación convolucional. Además, la señal DAB después es
sujeta a la intercalación de largo plazo, es decir, los datos se intercalan en el
tiempo de modo que sean más resistentes a los errores de bloque durante la
transmisión. Cada sub-canal puede ser protegido contra errores en diversos
grados (pre-corrección de error dispareja). Los datos de todos los sub-canales
se aplican luego al modulador COFDM que primero realiza la intercalación
de frecuencia y en seguida los modula sobre una gran cantidad de sub-
portadoras COFDM.
Hay 4 diversos modos seleccionables en DAB. Estos modos se proporcio-
nan para diversos usos y bandas de frecuencia. El modo I se utiliza en la ban-
da de VHF y los modos II al IV se utilizan en la banda L, dependiendo de la
frecuencia y la aplicación. El número de portadoras está entre 192 y 1,536 y
26 - 9
la anchura de banda de la señal DAB es siempre 1.536MHz. La diferencia
entre los modos es simplemente la longitud del símbolo y el número de sub-
portadoras empleadas.
El Modo I tiene el símbolo más largo y el mayor número de sub-
portadoras y por consiguiente el menor espaciamiento entre sub-portadoras.
Esto es seguido por el Modo IV, el Modo II y finalmente el Modo III con el
período más corto de símbolo y menos portadoras y por lo tanto con el mayor
espaciamiento entre sub-portadoras. En principio, sin embargo, es verdad que
cuanto más largo sea el símbolo COFDM, mejor es la tolerancia al eco y
cuanto más pequeño sea el espaciamiento entre sub-portadoras, menor es la
conveniencia para usos móviles.
Los modos realmente usados en la práctica son el Modo I para la banda de
VHF y el Modo II para la banda L.
Table 26.2. Modos DAB
Modo Rango de
frecuencia
Espaciado de
Subportadoras
[kHz]
No. de
portadoras
COFDM
Usado en Duración
del
Símbolo
[μs]
Intervalo
de Guarda
[μs]
Longitud
del Cua-
dro
I Band III
VHF 1 1536
Redes iso-
frecuencia
(SFN)
1000 246
96 ms
76
símbolos
II L band
(<1.5GHz) 4 384
Redes
multi-
frecuencia
(MFN)
250 62
24 ms
76
símbolos
III L band
(<3GHz) 8 192 Satélite 125 31
24 ms
152
símbolos
IV L band
(<1.5GHz) 2 768
Redes iso-
frecuencia
pequeñas
(SFN)
500 123
48 ms
76
símbolos
Las señales de audio en DAB se codifican a MPEG-1 o a MPEG-2 (capa
II), es decir, se comprimen de cerca de 1.5Mb/s a 64… 384Kb/s. Durante este
proceso, la señal de audio se divide en secciones de 24 ó 48ms de largo que
luego se comprimen individualmente, usando un tipo de codificación percep-
tiva en la cual se omiten las componentes de la señal audio inaudibles al oído
humano.
26 - 10 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
Estos métodos se basan en el principio de MUSICAM (Masking pattern
adapted Universal Subband Integrated Coding And Multiplexing - codifica-
ción y multiplex integrado de sub-bandas del patrón universal de enmascara-
miento) descrito en estándares ISO/IEC 11172-3 (MPEG-1) y 13818-3
(MPEG-2) y desarrollado realmente para el DAB como parte del proyecto
DAB. En MPEG-1 y -2 es posible transmitir audio en modos mono, estéreo,
dual y estéreo común. La longitud del cuadro es 24ms en MPEG-1 y 48ms en
MPEG-2. Estas longitudes de cuadro también se encuentran en la Norma
DAB y también afectan la longitud de los cuadros COFDM. Se aplica lo an-
tedicho: El DAB es un sistema de transmisión totalmente síncrono donde
todos los procesos se sincronizan el uno con el otro.
Fig. 26.7. Cuadro de audio DAB
La Fig. 26.7. muestra la estructura de un cuadro de audio de DAB. Un
cuadro compatible MPEG-1 tiene una longitud de 24ms. El cuadro comienza
con un encabezado que contiene 32 bits de información del sistema. El enca-
bezado está protegido por una suma de verificación CRC de 16 bits de largo.
Esto es seguido por el bloque con la asignación de bits en las sub-bandas
individuales, seguidos por los factores de escala y las muestras de la sub-
banda. Además, los datos ancilares pueden ser transmitidos opcionalmente.
La tasa de muestreo de la señal de audio es 48KHz en MPEG-1 y por con-
siguiente no corresponde a los 44.1KHz del CD de audio. Las tasas de datos
están entre 32 y 192Kb/s para un solo canal o entre 64 y 384Kb/s
para el sonido estéreo, estéreo común o dual. Las tasas de datos son múlti-
plos de 8Kb/s. En MPEG-2, el cuadro MPEG-1 es suplementado por una
extensión MPEG-2.
En MPEG-2 capa II, la longitud del cuadro es de 48ms y la tasa de mues-
treo de la señal de audio es de 24KHz.
Esta estructura del marco de audio de las Normas MPEG-1 y -2 se repite
en DAB. La parte compatible de MPEG-1- y de MPEG-2 es suplementada
26 - 11
por una extensión del DAB en la cual se transmiten los datos asociados al
programa (PAD).
Entre éstos, se utilizan bytes de relleno (padding), en caso de necesidad.
En el PAD, se hace una distinción entre el PAD extendido “X-PAD” y el
PAD fijo “F-PAD”. Entre otras cosas, el PAD incluye un identificador para la
música/voz, el texto relacionado con el programa y la protección de error
adicional.
Las tasas de datos de audio del DAB usadas en la práctica son:
Alemania:
mayormente 192Kb/s, PL3
60Kb/s ó 192Kb/s en algunos casos, PL4 (un programa adicional)
Reino Unido:
256Kb/s, música clásica
128Kb/s, música popular,
64Kb/s, voz
Fig. 26.8. Canal DAB COFDM
26.3 La Capa Física del DAB
En la sección siguiente, será discutida detalladamente la implementación
de COFDM en el DAB. El concepto principal de preocupación son los deta-
lles del DAB en el lado de la modulación. COFDM es un método de transmi-
sión multi-portadoras en el cual, en el caso de DAB, entre 192 y 1,536 porta-
doras se combinan para formar un símbolo. Debido al DQPSK, en DAB cada
portadora puede llevar 2 bits. Un símbolo es la superposición de todas estas
26 - 12 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
portadoras individuales. Un intervalo de guarda con una longitud de cerca de
1/4 de la longitud del símbolo se agrega al símbolo que tiene una longitud de
entre 125μs y 1ms. En el intervalo de guarda, se repite el final del símbolo
siguiente donde los ecos debido a la recepción multi-trayectoria pueden “des-
vanecerse”. Esto previene la interferencia de inter-símbolo mientras un inter-
valo máximo del eco no sea excedido.
Fig. 26.9. Espectro DAB
En vez de una portadora, COFDM implica centenares a millares de sub-
portadoras en un canal (Fig. 26.8.). Las portadoras son equidistantes entre sí.
Todas las portadoras en DAB son moduladas en π/4-DQPSK (Differential
Quadrature Phase Shift Keying). El ancho de banda de una señal DAB es de
1.536MHz, el ancho de banda del canal disponible, en VHF banda 12 (223…
230 MHz) es de 1.75MHz que corresponde a exactamente la cuarta parte de
un canal de 7MHz.
En primer lugar, sin embargo, vayamos al fundamento del QPSK diferen-
cial: El vector puede tomar cuatro posiciones, que son 45°, 135°, 225° y 315°.
Sin embargo, el vector no está mapeado en valores absolutos sino diferen-
cialmente. Es decir, la información está contenida en la diferencia entre un
símbolo y el siguiente. La ventaja de este tipo de modulación yace en el
hecho de que no se necesita corrección de canal. Es también irrelevante cómo
el receptor se engancha en fase, el decodificador siempre funcionará correc-
tamente. Pero existe también una desventaja, al menos: el arreglo requiere
una relación de señal/interferencia que sea mejor por unos 3dB que en el caso
del mapeo absoluto (modulación coherente) puesto que en el caso de un
símbolo errado, la diferencia con respecto al símbolo precedente y el símbolo
26 - 13
siguiente es falsa y conducirá a errores de bit. Cualquier interferencia en
aquel momento causará 2 errores de bit.
Sin embargo, en realidad el DAB no utiliza DQPSK sino un π/4-DQPSK,
que será discutido detalladamente más adelante. Muchas referencias mencio-
nan incorrectamente sólo DQPSK en DAB. Sin embargo, si se analiza deta-
lladamente el estándar DAB, y especialmente la estructura de cuadro
COFDM, este tipo especial de DQPSK se encuentra automáticamente vía el
símbolo de referencia de fase (TFPR).
Fig. 26.10. Espectro real de DAB después del filtro de máscara
Las señales de COFDM se generan con la ayuda de una Transformada
Rápida Inversa de Fourier (IFFT) (vea el capítulo sobre COFDM) la cual
requiere de un número de portadoras que correspondan a una potencia de dos.
En el caso del DAB, se realiza un IFFT de 2,048 puntos, un IFFT de 512 pun-
tos, un IFFT de 256 puntos o un IFFT de 1,024 puntos. El ancho de banda
acumulativo del IFFT de todas estas portadoras es mayor que la anchura de
banda del canal pero las portadoras del borde no se utilizan y se fijan a cero
(banda de guarda), haciendo el ancho de banda real del DAB de 1.536MHz.
El ancho de banda del canal es 1.75MHz. El espaciamiento de las sub-
portadoras es 1, 4, 8 ó 2KHz dependiendo del modo de DAB (modo I, II, II o
IV) (véase las Fig. 26.8. y 26.9.).
La Fig. 26.10. muestra un espectro verdadero del DAB que fue medido
con un analizador de espectro a la salida del transmisor después del filtro de
26 - 14 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
máscara. La anchura del espectro es 1.536MHz. Hay también componentes
de la señal que se extienden a los canales adyacentes, los términos relevantes
son los hombros y la atenuación de hombros. Los hombros son reducidos
usando los filtros de máscara.
En DAB, un cuadro COFDM (Fig. 26.11.) consiste de 77 símbolos
COFDM. La longitud de un símbolo COFDM depende del modo de DAB y
está entre 125μs y 1ms, a los cuales se agrega el intervalo de guarda el cual es
de alrededor de 1/4 de la longitud del símbolo. La longitud total de un símbo-
lo está así entre 156μs y 1.246ms. El símbolo N°0 es denominado símbolo
nulo. Durante este tiempo la portadora de RF está totalmente apagada. El
símbolo nulo inicia el cuadro del DAB y es seguido por la referencia de fase,
frecuencia y tiempo (TFPR - Time Frequency Phase Reference) usada para la
sincronización de la frecuencia y de la fase en el receptor. No contiene ningún
dato.
Fig. 26.11. Cuadro DAB
Todas las portadoras COFDM se fijan a valores definidos de amplitud y
fase en el símbolo de referencia de fase. La transmisión de datos real comien-
za con el segundo símbolo. En contraste con DVB, la secuencia de datos en
DAB es totalmente síncrona con el cuadro COFDM. En los primeros símbo-
los del cuadro DAB se transmite el Canal Rápido de Información (FIC - Fast
Information Channel), la longitud del cual es dependiente del modo de DAB.
La tasa de datos del FIC es 96Kb/s. En el FIC se transmite información im-
portante para el receptor DAB. Después del FIC comienza la transmisión del
canal principal de servicio (MSC - Main Service Channel) en el cuál se en-
cuentran los datos reales de la carga útil. La tasa de datos del MSC es cons-
tante de 2.304Mb/s y es independiente del modo. Ambos, FIC y MSC, con-
26 - 15
tienen además un FEC gatillado por el modulador COFDM del DAB. El FEC
en DAB es muy flexible y se puede configurar disparejamente para los varios
sub-canales, dando por resultado tasas netas de datos de (0.8) 1.2 a 1.73 Mb/s
para la carga útil real (audio y datos). El tipo de modulación usado en DAB es
QPSK diferencial. La tasa gruesa de datos agregada del FIC y del MSC es
2.4Mb/s. La longitud de un cuadro DAB está entre 24 y 96ms (dependiendo
del modo).
En la descripción siguiente será discutida en mayor detalle la implementa-
ción del COFDM en DAB. En DAB, un cuadro COFDM comienza con un
símbolo nulo. Todas las portadoras se fijan simplemente a cero en este símbo-
lo. Sin embargo, la Fig. 26.12. muestra solamente una sola portadora sobre un
número de símbolos.
Fig. 26.12. Secuencia DQPSK con símbolo nulo y símbolo de referencia de fase
El primer símbolo mostrado en el borde izquierdo de la figura es el símbo-
lo nulo donde el vector tiene una amplitud cero. Esto es seguido por el símbo-
lo de la referencia de fase a la cual la fase del primer símbolo de datos
(símbolo N° 2) es referida. La diferencia entre el símbolo de referencia de
fase y el símbolo N° 2 y, en adelante, la diferencia entre dos símbolos adya-
centes proporciona los bits codificados. Es decir, la información está conteni-
da en el cambio de fase.
El principio demostrado en la Fig. 26.12. todavía no corresponde exacta-
mente a la realidad en el DAB pero, no obstante, nos estamos acercando gra-
dualmente.
26 - 16 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
La Fig. 26.13. muestra el mapeo y las transiciones de estado en el caso de
QPSK simple o de DQPSK simple. Se puede ver claramente que son posibles
los desfasajes de ±90° y de ±180°. Sin embargo, en el caso de desfasajes de
±180°, la curva de voltaje pasa por cero lo que conduce a que la curva envol-
vente sea estrangulada. En métodos de portadora única es común, sin embar-
go, ejecutar el denominado π/4-DQPSKen vez de DQPSK, evitando así este
problema. En este tipo de modulación, la fase de la portadora es desplazada
45° de fase a fase, es decir, π/4. El receptor es informado sobre esto y se can-
cela este proceso. Un ejemplo del π/4-DQPSK es el estándar de radio móvil
TETRA. En DAB este método de modulación también fue adoptado, pero en
este caso, conjuntamente con el método de multi-portadoras COFDM.
Fig. 26.13. Mapeo de un QPSK “normal” o un DQPSK “normal”, con transiciones de
estado que también pasan por el punto cero
Fig. 26.14. Transición de DQPSK a Π/4-DQPSK
Considerando ahora la transición del DQPSK al π/4-DQPSK (Fig. 26.14.).
A la izquierda se muestra el patrón de la constelación QPSK simple. A la
derecha se puede ver la QPSK rotada 45°, es decir, por π/4. El π/4-DQPSK se
compone de ambos. La fase de la portadora es desplazada 45° de símbolo a
26 - 17
símbolo. Si van a ser representados solamente 2 bits por transición del vector,
los desfasajes de 180° pueden ser evitados. Puede demostrarse que los desfa-
sajes de ±45° (± π/4) y ±135° (± 3/4 π) son suficientes para transmitir 2 bits
por diferencia de símbolo por mapeo diferenciado. El patrón de constelación
del π/4-DQPSK (Fig. 26.14., centro) muestra las transiciones de estado usa-
das. Puede verse que no hay cambios de 180°.
En DAB, el π/4-DQPSK se utiliza conjuntamente con COFDM. El cuadro
COFDM comienza con el símbolo nulo en DAB. Durante este tiempo, todas
las portadoras se fijan a cero, es decir, u(t) = 0 para el período de un símbolo
COFDM. Esto es seguido por el símbolo de referencia de fase, o más exacta-
mente por el símbolo de referencia de fase, frecuencia y tiempo (TFPR) don-
de todas las portadoras son mapeadas sobre n•90° que corresponden a la de-
nominada secuencia CAZAC (Constant Amplitude Zero Autocorrelation –
Autocorrelación constante de amplitud cero). Esto significa que las portado-
ras son mapeadas sobre los ejes I o Q desigualmente para cada portadora
según un patrón particular, es decir, asumen el espacio de fase de 0°, 90°,
180° y 270°. El símbolo de referencia de fase es la referencia para el π/4-
DQPSK del primer símbolo de datos, es decir, el símbolo N°2. Las portadoras
en el símbolo N°2 ocupan el espacio de fase de n•45°. El símbolo N°3 consi-
gue su referencia de fase del símbolo N°2 y ocupa el espacio de fase de
n•90°, etc. Lo mismo se aplica al resto de las portadoras.
Fig. 26.15. Patrón de la constelación DQPSK comparada con π/4-shift DQPSK
La Fig. 26.15. muestra la comparación de un DQPSK con un π/4-DQPSK.
Aquí la regla de mapeo se ha seleccionado arbitrariamente y fácilmente se
podía haber seleccionado otra diferente.
Si se intenta transmitir la combinación de bits 00 usando DQPSK en el
ejemplo, el ángulo de la fase no cambiará. La combinación de bits 01 es seña-
lada por un desplazamiento de fase de +45°, la combinación de bits 11 co-
26 - 18 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
rresponde a – 45° de desplazamiento de fase. Un 10, a su vez, corresponde a
180° de desplazamiento de fase.
En el dibujo derecho de la Fig. 26.15., las transiciones de estado de un π/4-
DQPSK se muestran con desfasajes de ±-45° y ±135°. La portadora nunca se
queda en una fase constante, ni tampoco hay desfasajes de 180°.
El símbolo cero es el primer símbolo de un marco de DAB, llamado
símbolo N°0 por orden numérico. Durante este tiempo, la amplitud de la señal
COFDM es cero. La longitud de un símbolo nulo corresponde aproximada-
mente a la longitud de un símbolo normal más el intervalo de guarda. En rea-
lidad, sin embargo, es levemente más larga porque se utiliza para ajustar la
longitud del cuadro DAB a exactamente 14, 48 ó 96 ms para equiparar la
longitud del cuadro de audio MPEG-1 o - 2 capa II. El símbolo nulo marca el
inicio de un cuadro DAB COFDM. Es el primer símbolo de este cuadro y
puede ser reconocido fácilmente puesto que durante este tiempo todas las
portadoras se ponen a cero. Se utiliza para la sincronización gruesa del recep-
tor. Durante el símbolo cero también puede ser transmitida una ID del trans-
misor, la llamada TII (Transmitter Identification Information - información
de identificación del transmisor). En el caso de un TII, ciertos pares de porta-
doras en el símbolo nulo se fijan y se pueden utilizar para señalizar la ID del
transmisor.
Fig. 26.16. Cuadro DAB
Las longitudes del cuadro, las longitudes del símbolo y también las longi-
tudes del símbolo cero dependen del modo de DAB y se enumeran en la Ta-
bla 26.2.
26 - 19
El símbolo de referencia de fase o símbolo TFPR (referencia de fase, fre-
cuencia y tiempo) es el símbolo que sigue a continuación del símbolo nulo.
Dentro de este símbolo, todas las portadoras se establecen a ciertas posiciones
fijas de fase según la secuencia CAZAC (Auto-correlación Constante de Am-
plitud Cero). Este símbolo se utiliza, por un lado, para el AFC (Control Au-
tomático de Frecuencia) del receptor, y, por el otro, como inicio de la referen-
cia de fase para el π/4-DQPSK.
El receptor puede también utilizar este símbolo para calcular la respuesta
del impulso del canal para realizar la sincronización exacta de tiempo, entre
otras cosas para situar la ventana de muestreo de la FFT en el receptor. La
respuesta del impulso permite que sean identificadas las trayectorias indivi-
duales del eco. Durante el símbolo TFPR, las portadoras se fijan a 0°, 90°,
180° ó 270°, diferentemente para cada portadora. La regla relevante se define
en las tablas del estándar (Secuencia CAZAC).
Volviendo ahora a la señal de datos del DAB, la tasa gruesa de datos de un
canal DAB es 2.4Mb/s. Restando el FIC (canal de información rápido) que se
utiliza para la configuración del receptor, y la protección de error (codifica-
ción convolucional), se obtiene una tasa neta de datos de (0.8) 1.2…
1.73Mb/s. En contraste con DVB, el DAB funciona totalmente síncrono.
Mientras que en DVB-T no se puede reconocer ninguna estructura de cuadro
COFDM en la señal de datos, es decir, el flujo de transporte MPEG-2; la se-
ñal de datos DAB también consiste de cuadros. Un cuadro de COFDM DAB
(Fig. 26.16.) comienza con un símbolo nulo.
Fig. 26.17. Enlace DAB vía ETI
Durante este tiempo, se pone a cero la señal del RF. Esto es seguido por el
símbolo de referencia. No hay transmisión de datos durante el tiempo del
símbolo nulo y del símbolo de referencia. La transmisión de datos comienza
26 - 20 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
con el símbolo N°2 de COFDM con la transmisión del FIC (canal de infor-
mación rápido), seguida por el MSC, el canal principal de servicio. El FIC y
el MSC ya contienen la protección de error (FEC) insertada por el modulador.
La protección de error usada en el FIC es pareja y la usada en el MSC es dis-
pareja. Una protección de error pareja significa que todos los datos están pro-
vistos de la misma protección de error, mientras que una protección de error
dispareja significa que datos más importantes son mejor protegidos que los
poco importantes. La tasa de datos del FIC es 96Kb/s, la del MSC es
2.304Mb/s. Juntos obtienen una tasa gruesa de datos de 2.4Mb/s. Un cuadro
de DAB tiene 77 símbolos COFDM de longitud en los modos I, II, IV y 153
símbolos COFDM de largo en el modo III. El cuadro consiste en 1,536•2•76
bits = 233,472 bits en el modo I del DAB, de 384•2•76 bits = 58,368 bits en
el modo II, 192•2•151 bits = 57,984 bits en el modo III y 768•2•76 bits =
116,736 bits en el modo IV.
Los datos del DAB alimentan desde el multiplexor de la trama al modula-
dor DAB y al transmisor vía una señal de datos llamada ETI (Ensemble
Transport Interface - interfaz de transporte de la trama) (Fig. 27.17.). La tasa
de datos de la señal ETI es más baja que la del cuadro DAB puesto que todav-
ía no contiene la protección de error. La protección de error se agrega sola-
mente en el modulador (codificación e interpolación convolucional). Sin em-
bargo, la señal ETI ya contiene la estructura del cuadro DAB (Fig. 26.16.).
Un cuadro ETI comienza con un encabezado. Este es seguido por los datos
del canal de información rápido (FIC). Después viene el flujo principal
(MST). El flujo principal se subdivide en sub-canales. Hasta 64 sub-canales
son posibles. La información sobre la estructura del flujo principal y de la
protección de error que se agregarán en el modulador se encuentra en el canal
de información rápido (FIC). El FIC es intentado para la configuración au-
tomática del receptor.
Sin embargo, el modulador obtiene su información para la composición y
la configuración del flujo de datos multiplexado del encabezado del ETI.
26.4 Pre-Corrección de Errores (FEC) en DAB
En esta sección será discutida en mayor detalle la protección de error, la
pre-corrección de errores (FEC) usada en DAB.
En DAB, todos los sub-canales son protegidos contra errores individual-
mente y a diversos grados (Fig. 26.5. y 26.6.). Hasta 64 sub-canales son posi-
bles. La protección de error (FEC) se realiza en el modulador DAB.
Antes de que el flujo de datos sea provisto de la protección de error, es re-
vuelto (Fig. 26.18.). Esto se realiza mezclándose con una secuencia binaria
pseudo- aleatoria (PRBS - Pseudo Random Binary Sequence). El PRBS se
genera con la ayuda de un registro de desplazamiento con realimentación. El
26 - 21
flujo de datos luego es mezclado con este PRBS empleando compuertas O-
exclusiva. Esto rompe secuencias largas de unos y ceros que podrían presen-
tarse en el flujo de datos. Esto se llama dispersión de energía. En métodos de
portadora única, se requiere de la dispersión de energía para evitar que el
vector de la portadora permanezca en posiciones constantes. Esto conduciría
a líneas espectrales discretas. Además, la protección de error sólo funciona
correctamente si hay movimiento en la señal de los datos. Ésta es la razón por
la que esta mezcolanza (scrambling) se realiza al inicio del FEC también en
el método COFDM. Cada 24ms, el arreglo del registro de desplazamiento es
cargado con puros unos y después recargado.
Fig. 26.18. Scrambling de datos
Fig. 26.19. Codificación convolucional con picado en DAB
Tal arreglo también se encuentra en el receptor y se debe sincronizar con
el transmisor. El mezclarse otra vez con el mismo PRBS en el receptor restau-
ra el flujo de datos original.
26 - 22 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
Esto es seguido por la codificación convolucional. El codificador convolu-
cional usado en el DAB (seguido del picado) se muestra en la Fig. 26.19. La
señal de datos pasa a través de un registro de desplazamiento de 6 etapas. En
paralelo a esto, se realiza la operación O-exclusivo (XOR) con la información
almacenada en los registros de desplazamiento en diferentes retardos de tiem-
po en tres ramas. El contenido del registro de desplazamiento retrasado por
seis ciclos de reloj y las tres señales de datos manipuladas por operaciones
XOR se combinan en serie para formar un nuevo flujo de datos que ahora
tiene cuatro veces la tasa de datos de la entrada.
A esto se le conoce como relación de código de 1/4. La relación de código
es el cociente de la tasa de datos de entrada entre la tasa de datos de salida.
Después de la codificación convolucional, el flujo de datos ha sido am-
pliado por un factor de cuatro. Sin embargo, el flujo de datos de salida ahora
lleva el 300% de techo, es decir, protección de error. Esto baja la tasa neta de
datos disponible. Este techo, y por consiguiente la protección de error, se
puede controlar en la unidad de picado. La tasa de datos puede ser rebajada
de nuevo omitiendo bits selectivamente.
La omisión, es decir, el picado, se hace de acuerdo con un esquema cono-
cido por el transmisor y por el receptor: un esquema de picado. La relación de
código describe el picado y proporciona así una medida para la protección de
error.
La relación de código se calcula simplemente por el cociente de la tasa de
datos de entrada entre la tasa de datos de la salida. En DAB, puede variarse
entre 8/9, 8/10, 8/11… 8/32. Donde 8/32 proporciona la mejor protección de
error en la tasa neta de datos más baja, mientras que 8/9 proporciona la pro-
tección de error más baja en la tasa neta de datos más alta. En DAB, varios
contenidos de datos se protegen a diversos grados. Con frecuencia, sin em-
bargo, durante una transmisión ocurren errores de ráfaga. Si los errores de
ráfaga duran demasiado, la protección de error fallará. Por esta razón, los
datos son intercalados en otro paso del funcionamiento, es decir, es distribui-
do sobre cierto período de tiempo. La interpolación larga sobre 384ms hace al
sistema muy robusto y conveniente para el uso móvil. Durante la des-
intercalación en el extremo de recepción, los errores de ráfaga que pudieran
estar presentes se rompen y distribuyen más extensamente en el flujo de da-
tos. Ahora es más fácil reparar estos errores de ráfaga, que se han convertido
en errores simples, y esto sin ningún dato adicional de techo. En DAB se
utilizan dos tipos de protección de error, denominados protección de error
pareja y protección de error dispareja.
Una protección de error pareja significa que todos los componentes están
provistos del mismo techo de FEC. Esto aplica al canal de información rápida
(FIC) y al caso de la transmisión pura de datos.
26 - 23
El contenido de audio, es decir, los componentes de un cuadro de audio
MPEG-1 ó -2 llevan protección dispareja. Algunos componentes en el cuadro
de audio son más importantes porque los errores de bit causarían allí la mayor
interrupción y por lo tanto estas partes se protegen más. Estos diversos com-
ponentes en el cuadro de audio están provistos de diversas tasas de código.
En muchos métodos de la transmisión se utiliza la protección de error pa-
reja constante. Un ejemplo de esto es DVB. En DAB, solamente partes de la
información a ser transmitidas están provistas con protección de error pareja.
Esto incluye los datos siguientes: el FIC se protege igualmente con una tasa
media de código de 1/3. Los datos del modo de paquete pueden estar provis-
tos de una relación de código de 2/8, 3/8, 4/8 ó 6/8.
Los paquetes de audio MPEG se protegen con protección de error dispare-
ja que es también controlable en DAB. Algunos componentes del paquete de
audio MPEG son más sensibles a los errores de bit que otros.
Los componentes en el cuadro de audio del DAB que están provistos de
distinta protección de error son:
Encabezado
Factores de escala
Muestras de Sub-banda
Datos asociados al Programa (PAD)
Al encabezado se le debe proteger particularmente bien. Si ocurren errores
en el encabezado, ésto conducirá a problemas serios de sincronización. Los
factores de escala deben también ser bien protegidos puesto que los errores de
bit en esta área harían la escucha muy desagradable. Las muestras de sub-
banda son menos sensibles y su protección de error es correspondientemente
más baja.
La Fig. 26.20. muestra un ejemplo de la protección de error dispareja de-
ntro de un cuadro de audio DAB. El índice de picado describe la calidad de la
protección de error. Del índice de picado, la relación de código (CR – Code
Rate) en la sección relevante se puede calcular fácilmente usando la fórmula
siguiente:
code_rate = 8/(8+PI);
donde PI = 1 … 24, índice de picado.
El índice de picado, a su vez, se obtiene del nivel de protección, que está
en la gama de 1, 2, 3, 4 ó 5, y de la tasa de bits del audio. La Tabla 26.3.
enumera las relaciones medias de código en función del nivel de protección y
de las tasas de bit del audio. PL1 ofrece la protección de error más alta y PL5
ofrece la protección de error más baja.
26 - 24 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
Fig. 26.20. Pre-corrección de error dispareja de un cuadro de audio DAB
Tabla 26.3. Niveles de protección en DAB tasas medias de código
Tasa
de bits
de
Audio
[Kb/s]
Relación
media de
código
Nivel de
protección 1
Relación
media de
código
Nivel de
protección 2
Relación
media de
código
Nivel de
protección 3
Relación
media de
código
Nivel de
protección 4
Relación
media de
código
Nivel de
protección 5
32 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75
48 0.35 0.43 0.51 0.62 0.75
56 X 0.40 0.50 0.60 0.72
64 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75
80 0.36 0.43 0.52 0.58 0.75
96 0.35 0.43 0.51 0.62 0.75
112 X 0.40 0.50 0.60 0.72
128 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75
160 0.36 0.43 0.52 0.58 0.75
192 0.35 0.43 0.51 0.62 0.75
224 0.36 0.40 0.50 0.60 0.72
256 0.34 0.41 0.50 0.57 0.75
320 X 0.43 X 0.58 0.75
384 0.35 X 0.51 X 0.75
La Tabla 26.4. muestra la mínima relación señal/ruido (S/N) necesaria y el
número de programas que pueden ser acomodados en un flujo de datos multi-
plexados del DAB en base de una tasa de datos de 196Kb/s por programa, en
dependencia del nivel de protección. Si, por ejemplo, se utiliza PL3, se pue-
den acomodar 6 programas de 196Kb/s cada uno en un flujo de datos multi-
26 - 25
plexado del DAB y la mínima relación de señal/ruido necesaria es de 11dB.
La tasa gruesa de datos de la señal DAB (protección de error incluida) es
2.4Mb/s y la tasa neta de datos está entre (0.8) 1.2 y 1.7Mb/s dependiendo de
la protección de error seleccionada.
Tabla 26.4. Capacidad del canal DAB y minima relación S/N
Nivel de Protección
(FEC)
No. de programas
a 196Kb/s
S/N
[dB]
PL1 (más alto) 4 7.4
PL2 5 9.0
PL3 6 11.0
PL4 7 12.7
PL5 (más bajo) 8 16.5
Tabla 26.5. Parámetros DAB y calidad
Tipo de
Programa Formato Calidad
Tasa de
Muestreo
[KHz]
Nivel de
Protección
Tasa de
bits
[Kb/s]
música/voz mono broadcast 48 PL2 ó 3 112...160
música/voz 2-canales
estéreo broadcast 48 PL2 ó 3 128...224
música/voz multicanal broadcast 48 PL2 ó 3 384...640
voz mono aceptable 24 ó 48 PL3 64...112
noticias mono inteligible 24 ó 48 PL4 32 ó 64
datos ---- PL4 32 ó 64
La protección de error dispareja en DAB tiene el efecto que la recepción
del DAB no se interrumpe precipitadamente cuando la señal cae por debajo
de cierta relación S/N mínima. Al principio, se presentan disturbios audibles
y la recepción cesa solamente cerca de 2dB después. La Tabla 26.5. muestra
los niveles de la protección y las tasas de audio seleccionados con frecuencia
en DAB [HOEG_LAUTERBACH].
26.5 El Modulador y el Transmisor DAB
Ahora consideremos el diagrama de bloque completo de un modulador
DAB (Fig. 26.21.) y del transmisor. El ETI (interfaz de transporte de la tra-
ma) está presente en el interfaz de entrada donde el modulador se sincroniza a
la señal ETI. En el caso de una red iso-frecuencia, la compensación del retar-
do se realiza en el modulador controlado vía el TIST (Time Stamp - marca de
tiempo) en la señal ETI. Esto es seguido por la protección de error (FEC) que
es diferente para cada contenido de la señal. La secuencia de datos protegidas
26 - 26 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
contra error es luego intercalada en frecuencia, es decir, distribuida. A cada
portadora de COFDM se le asigna una parte del flujo de datos que es siempre
2 bits por portadora en DAB. En el mapeador diferenciado se forma la tabla
con las partes real y la imaginaria, es decir, la posición actual del vector se
determina para cada portadora. Después de esto se forma el cuadro del DAB
con el símbolo nulo, el símbolo TFPR y los símbolos de datos; y las tablas
completas con las partes real e imaginaria se proveen a la IFFT, transformada
inversa rápida de Fourier. Después de esto, estamos de vuelta en el dominio
del tiempo donde el intervalo de guarda es agregado al símbolo repitiendo el
final del símbolo siguiente.
Fig. 26.21. Diagrama de bloques de un modulador y transmisor DAB
Después del filtrado FIR, la pre-corrección se realiza en el transmisor de
potencia para compensar las características no-linealidades de amplitud y de
fase del amplificador. El modulador IQ que sigue es generalmente el conver-
tidor FI/RF al mismo tiempo. Hoy, se utiliza normalmente la modulación
directa, es decir, la conversión directa de la banda base a RF. Esto es seguido
por la amplificación de potencia en las etapas transistorizadas de salida. Las
no-linealidades restantes y el necesario truncamiento de los picos de voltaje a
13dB dan como resultado los denominados hombros de la señal DAB. Éstos
son los componentes fuera de banda que podrían interferir con los canales
adyacentes.
26 - 27
Fig. 26.22. Asignación de canales DAB en los canales 11 y 12 como ejemplo
Por esta razón hay otro filtro pasabanda pasivo (filtro de máscara). Sin la
pre-corrección una señal DAB tendría una atenuación del hombros de alrede-
dor de 30dB. Si la pre-corrección se ha fijado correctamente la atenuación de
hombros estará por los 40dB. Esto aún podría interferir con los canales adya-
centes y no sería autorizada por las autoridades competentes. Después del
filtro de máscara los hombros bajan otros 10dB.
La Fig. 26.22. muestra los bloques DAB usados frecuentemente. Un canal
de VHF (7MHz de ancho) se divide en 4 bloques DAB. Los bloques se lla-
man, por ejemplo, 12A, 12B, 12C ó 12D.
Las Tablas 26.6. , 26.7. y 26.8. enumera las tablas de canales usadas en
DAB. Cada canal del DAB tiene un ancho de 7/4 MHz = 1.75MHz. Sin em-
bargo, el ancho de banda de la señal COFDM es solamente 1.536 MHz y hay
por consiguiente una banda de guarda para los canales adyacentes.
Tabla 26.6. Canales DAB en la banda III VHF
Canal Frecuencia central [MHz]
5A 174.928
5B 176.640
5C 178.352
5D 180.064
6A 181.936
6B 183.648
6C 185.360
6D 187.072
7A 188.928
7B 190.640
7C 192.352
7D 194.064
8A 195.936
26 - 28 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
Canal Frecuencia central [MHz]
8B 197.648
8C 199.360
8D 201.072
9A 202.928
9B 204.640
9C 206.352
9D 208.064
10A 209.936
10N 210.096
10B 211.648
10C 213.360
10D 215.072
11A 216.928
11N 217.088
11B 218.640
11C 220.352
11D 222.064
12A 223.936
12N 224.096
12B 225.648
12C 227.360
12D 229.072
13A 230.784
13B 232.496
13C 234.208
13D 235.776
13E 237.488
13F 239.200
Tabla 26.7. Canales DAB en la banda L
Canal Frecuencia central [MHz] LA 1452.960
LB 1454.672
LC 1456.384
LD 1458.096
LF 1461.520
LG 1463.232
LH 1464.944
LI 1466.656
LJ 1468.368
LK 1470.080
LL 1471.792
LM 1473.504
LN 1475.216
LO 1476.928
LP 1478.640
LQ 1480.352
LR 1482.064
LS 1483.776
26 - 29
Canal Frecuencia central [MHz] LT 1485.488
LU 1487.200
LV 1488.912
LW 1490.624
Tabla 26.8. Canales DAB en la banda L, Canadá
Canal Frecuencia central [MHz] 1 1452.816
2 1454.560
3 1456.304
4 1458.048
5 1459.792
6 1461.536
7 1463.280
8 1465.024
9 1466.768
10 1468.512
11 1470.256
12 1472.000
13 1473.744
14 1475.488
15 1477.232
16 1478.976
17 1480.720
18 1482.464
19 1484.464
20 1485.952
21 1487.696
22 1489.440
23 1491.184
26.6 Estructura de Datos DAB
En la sección siguiente serán explicadas las características esenciales de la
estructura de datos del DAB. En DAB, un número de señales de audio codifi-
cadas en MPEG-1 ó - 2 capa II (MUSICAM) combinadas para formar una
trama se transmiten en un canal DAB de 1.75MHz de ancho. La tasa neta de
datos máxima del canal DAB es cerca de 1.7Mb/s y la tasa gruesa de datos es
2.4Mb/s. La tasa de datos de un canal audio está entre 32 y 384Kb/s.
26 - 30 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
Fig. 26.23. Composición del flujo de datos ETI
Los detalles descritos en la sección siguiente pueden encontrarse en los
estándares [ETS300401] (DAB), [ETS300799] (ETI) y [ETS300797] (STI)
Fig. 26.24. Estructura de datos DAB
Una señal de datos DAB (ETI) se compone del canal de información rápi-
do (FIC) y del canal principal del servicio (MSC). En el canal de información
rápido, el modulador y el receptor se informan sobre la composición de la
secuencia de datos multiplexada por medio de la información de configura-
ción del múltiplex (MCI – Multiplex Configuration Information). El canal
principal del servicio contiene hasta 64 sub-canales con un índice de datos de
26 - 31
n•8 Kb/s cada uno. En los sub-canales se transmiten las señales de audio y los
datos. El modulador y el receptor obtienen la información sobre la composi-
ción del canal principal del servicio de información de configuración del
múltiplex (MCI). La transmisión en los sub-canales se puede realizar en mo-
do de Flujo y en modo de Paquete. En modo de Flujo, los datos se transmiten
continuamente. En modo de Paquete, el sub-canal se subdivide además en
paquetes secundarios con una longitud constante. El audio se transmite siem-
pre en modo de Flujo. La estructura de datos aquí es predeterminada por la
codificación de audio (patrón de 24/48 ms). Los datos se pueden transmitir en
modo de Paquete (ej. MOT - Multimedia Object Transfer - Transferencia de
objeto multimedia) o en modo de Flujo (ej. T-DMB). En modo de Paquete se
pueden transmitir variadas secuencias de datos dentro de un sub-canal.
En modo de Flujo, un sub-canal se utiliza totalmente para una secuencia
de datos continua; éste es el caso durante la transmisión de audio. Los datos
también se pueden transmitir en modo de Flujo; éste es el caso del método T-
DMB (Corea del Sur). En modo de Paquete, un sub-canal se subdivide
además en paquetes de una longitud constante de 24, 48, 72 o 92 bytes.
Fig. 26.30. Sincronización de moduladores DAB vía el TIST en el cuadro ETI
26.7 Redes Iso-Frecuencia en DAB
En los párrafos siguientes serán discutidas las redes iso-frecuencia (SFN)
en DAB y su sincronización.
COFDM se integra perfectamente a la operación iso-frecuencia. En la ope-
ración de frecuencia única, todos los transmisores funcionan en la misma
frecuencia por lo que la operación iso-frecuencia resulta muy económica con
respecto al uso del espectro. Todos los transmisores transmiten una señal
absolutamente idéntica y por esta razón deben funcionar totalmente síncro-
26 - 32 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
nos. Las señales de transmisores adyacentes lucen como si fueran simples
ecos en el receptor DAB.
La condición que puede ser resuelta más fácilmente es la sincronización
de frecuencia ya que la exactitud y la estabilidad de frecuencia tuvieron que
cumplir con altos requisitos en la radio terrestre análoga. En DAB, la RF del
transmisor se engancha a la mejor referencia posible. Dado que la señal de los
satélites GPS (sistema de posicionamiento global) están disponibles en todo
el mundo, se utilizan como referencia para sincronizar la frecuencia de trans-
misión en una red DAB de frecuencia única.
Los satélites del GPS irradian una señal 1pps a la cual se engancha, en los
receptores profesionales de GPS, un oscilador de 10MHz que se utiliza como
señal de referencia para los transmisores DAB.
Sin embargo, hay también un requisito estricto con respecto al espacia-
miento máximo de los transmisores. El espaciamiento máximo posible de los
transmisores es un resultado de la longitud del intervalo de guarda, de la ve-
locidad de la luz y del tiempo asociado de la propagación. La interferencia
inter-símbolo puede ser evitada solamente si en la recepción multidireccional
ninguna trayectoria tiene un tiempo de propagación mayor que la longitud del
intervalo de guarda. La pregunta sobre qué sucedería si se recibe una señal
del transmisor más lejano que viola el intervalo de guarda puede ser contesta-
da fácilmente. Se produce interferencia de inter-símbolo que llega a ser senti-
da como ruido que perturba al receptor. Las señales de los transmisores más
alejados deberán simplemente ser atenuadas lo suficiente. El umbral para la
operación virtualmente sin error es fijado por las mismas condiciones que en
el caso de ruido puro. Por lo tanto, es de particular importancia que una red
iso-frecuencia tenga los niveles correctos. No es la máxima potencia de
transmisión la que se requiere en cada sitio, sino la correcta. El planeamiento
de la red requiere de la información topográfica.
Con la velocidad de la luz de C=299’792,458m/s, se obtiene un retardo de
la señal de 3.336μs por kilómetro de distancia al transmisor.
Las distancias máximas posibles entre transmisores adyacentes en una red
iso-frecuencia DAB se muestran en la tabla 26.9.
Tabla 26.9. Parámetros de una red iso-frecuencia (SFN) en DAB
Modo I Modo IV Modo II Modo III
Duración del símbolo 1 ms 500μs 250μs 125μs
Intervalo de Guarda 246µs 123μs 62μs 31μs
Símbolo+guarda 1246μs 623μs 312μs 156μs
Distancia máxima entre
transmisores
73.7Km 36.8Km 18.4Km 9.2Km
26 - 33
En una red iso-frecuencia, todos los transmisores individuales deben fun-
cionar sincronizados el uno con el otro. Las contribuciones son proveídas por
el centro de playout en el cual está instalado el multiplexor DAB, ej.: vía
satélite, enlace de fibra óptica o de microonda. Es obvio que debido a las
diversas longitudes de la trayectoria, las señales ETI sufrirán diferentes re-
trasos.
Sin embargo, en cada modulador DAB en una red iso-frecuencia se deben
procesar los mismos paquetes de datos para formar los símbolos COFDM.
Cada modulador debe realizar todos los pasos de funcionamiento en sincro-
nismo completo con el resto de los moduladores en la red. Los mismos pa-
quetes, los mismos bits y los mismos bytes se deben procesar al mismo tiem-
po. En cada sitio de transmisión DAB, los símbolos absolutamente idénticos
de COFDM se deben irradiar al mismo tiempo.
La modulación DAB está organizada en cuadros.
Para realizar la compensación de retraso en una red SFN de DAB, las
marcas de tiempo (TIST – Time Stamps) derivadas de la señal GPS se agre-
gan a la señal ETI en el multiplexor. Al final de un cuadro ETI se transmite la
TIST que es derivada por el multiplexor de la trama DAB de la recepción
GPS y añadido en la señal ETI. Especifica de nuevo el tiempo de la última
señal 1pps recibida por el GPS, Fig. 26.30. La información del tiempo en la
TIST se compara luego en el modulador con la señal del GPS también recibi-
da en el sitio del transmisor y es utilizada para realizar un retardo controlado
de la señal ETI.
26.8 Radiodifusión de Datos en DAB
En la sección siguiente será discutida brevemente la posibilidad de trans-
misión de datos en DAB. En la radiodifusión de datos en DAB (Fig. 26.31.),
se hace una distinción entre el estándar MOT (Multimedia Object Transfer -
transferencia de objetos multimedia) según lo definido en el estándar
[ETS301234], y la transmisión IP vía DAB. En ambos casos, un sub-canal del
DAB opera en modo de paquete, es decir, los paquetes de datos que se trans-
mitirán se dividen en paquetes cortos de longitud constante. Cada uno de
estos paquetes tiene una identificación de paquete en la sección del encabeza-
do por medio de la cual el contenido transmitido puede ser identificado.
En la transferencia de objetos multimedia (MOT) según la [ETS301234],
se hace una distinción entre la transmisión de archivos, una presentación de
diapositivas y la operación de difusión de una “Página Web”. En la transmi-
sión de archivos, solamente los archivos se descargan cíclicamente. Una pre-
sentación de diapositivas se puede configurar de acuerdo a su velocidad de
exhibición. Es posible transmitir archivos JPEG o GIF.
26 - 34 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
En la difusión de la “Página Web”, se transmite cíclicamente un directorio
de las páginas HTML y puede definirse una página de inicio. La resolución
corresponde a 1/4 de VGA.
La Fig. 26.32. muestra la estructura de datos MOT. Los archivos que se
transmitirán, la presentación de diapositivas o los datos HTML se transmiten
en el segmento de carga útil de un paquete MOT. El paquete MOT más el
encabezado se insertan en el segmento de carga útil de un grupo de datos del
MSC, el encabezado del MOT viene primero seguido por una suma de verifi-
cación CRC. El paquete entero de MOT se divide en paquetes cortos de lon-
gitud constante del modo de Paquete. Estos paquetes se transmiten luego en
sub-canales.
Fig. 26.31. Radiodifusión de datos sobre DAB
Fig. 26.32. Estructura de datos MOT
26 - 35
La categoría Radiodifusión de Datos DAB debe también incluir a T-DMB
(Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting - radiodifusión terrestre de
multimedias digital). En este método de Corea del Sur, el DAB opera en el
modo de flujo de datos.
Bibliografía: [FISCHER7], [HOEG_LAUTERBACH], [ETS300401],
[ETS300799], [ETS300797], [TR101496], [ETS301234]
26 - 36 Radiodifusión de Audio Digital – DAB
27 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU
Aparte de DVB-H, hay también otros servicios de datos en DVB. Éstos
son la Plataforma Básica de Multimedia, o MHP (Multimedia Home Plat-
form), y la Actualización de Software del Sistema, o SSU (System Software
Update) para los receptores DVB. Paralelamente a éstos, hay también MHEG
(Multimedia and Hypermedia Information Coding Experts Group - Grupo de
Expertos en Codificación de la Información de Hípermedia y Multimedia)
funcionando sobre DVB-T en el Reino Unido. Todos estos servicios de datos
tienen en común que son transmitidos vía los denominados carruseles objeto
en secciones de DSM-CC. Las aplicaciones se transmiten al receptor vía
MHP y MHEG y pueden ser almacenadas y ejecutadas por un receptor equi-
pado especialmente para este propósito. En el caso de MHP, éstos son archi-
vos HTML y aplicaciones de Java transmitidos al terminal en estructuras
completas del directorio. MHEG permite que se transmitan e inicien archivos
TML y XML.
Flujo de transporte MPEG-2
Paquetes PESE Secciones
~64kBytes
max.
4kBytes
max.
tabla_IDPTS
data streaming
síncrono o asíncrono
tablas
PSI/SI
datos
secciones
DSM-CC
datos
Copia directa de
los datos en la
carga útil de un
paquete del flujo
de transporte
MPEG-2
=
data piping
Carrusel
objeto
IP sobre
MPEG
(MPE)
Fig. 27.1. Transmisión de datos vía un data piping de un flujo de transporte MPEG-2,
data streaming y secciones DSM-CC
27.1 Radiodifusión de Datos en DVB
En MPEG-2/DVB, la transmisión de datos puede ocurrir como (Fig.
27.1.):
27 - 2 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU
data piping
data streaming síncrono o asíncrono
vía carrusel objeto en secciones DSM-CC
como transmisión de datagramas en secciones DSM-CC
como transmisión IP en secciones DSM-CC
En data piping, los datos que se transmitirán se copian directamente en la
parte de la carga útil de los paquetes del flujo de transporte MPEG-2 asíncro-
namente al resto del contenido y sin ningún otro protocolo intermedio defini-
do. En data streaming, en cambio, se utilizan las estructuras conocidas del
paquete PES (Packetized Elementary Stream) que permiten que el contenido
sea sincronizado el uno con el otro a través de las marcas de tiempo de la
presentación (PTS). Otro mecanismo para la transmisión de datos asincróni-
cos, definido en MPEG-2, son las secciones DSM-CC (Digital Storage Media
Command and Control – Control y comandos para el almacenamiento digital
de media) (Fig. 27.2.).
table_id (=0x3A …0x3E) 8 Bit
section_syntax_indicator 1
private_indicator=1 1
reserved =11 2
section_length 12
{
table_id_extension 16
reserved 2
version_number 5
current_next_indicator 1
section_number 8
last_section_number 8
switch(table_id)
{
case 0x3A: LLCSNAP(); break;
case 0x3B: userNetworkMessage(); break;
case 0x3C: downloadDataMessage(); break;
case 0x3D: DSMCC_descriptor_list(); break;
case 0x3E: for (i=0; i<dsmcc_section_length-9;i++)
private_data_byte; 8 Bit
}
}
CRC 32 Bit
Fig. 27.2. Estructura de una sección DSM-CC
27 - 3
27.2 Carruseles Objeto
Las secciones DSM-CC se han discutido ya detalladamente en la sección
sobre DVB-H. Las secciones DSM-CC son estructuras como tablas y se con-
sideran como secciones privadas según los Sistemas MPEG-2. La estructura
básica de una sección DSM-CC (Fig. 27.2.) corresponde a la estructura de
una denominada sección larga con una suma de verificación en el extremo.
Una sección DSM-CC tiene una longitud de hasta 4 kilobytes y comienza con
una tabla_ID en la gama de 0x3A a 0x3E. Esta es seguida por el encabezado
de sección con administración de la versión, discutida ya detalladamente en
otros capítulos. Los servicios de datos tales como carruseles objeto o data-
gramas generales o paquetes IP como en DVB-H (MPE, encapsulación mul-
tiprotocolo) se transmiten en el tronco real de la sección. La tabla_ID de-
muestra el tipo de servicios de los datos implicados.
Tabla_ID’s:
0x3A y 0x3C corresponde a la radiodifusión de carruseles obje-
to/datos
0x3D corresponde a señalización de los eventos de flujo
0x3E corresponde a la transmisión de datagramas o paquetes IP
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDBDDB
DII
DII
DSI
Secuencia de
transmisión
Punto de
entrada
lógica
DSI = Download Server Initializing
DII = Download Info Identification
DDB = Data Download Block
Fig. 27.3. Principio de un carrusel objeto
Los Carruseles Objeto (Fig. 27.3.) permiten que se transmitan estructuras
completas de archivo y de directorio de un servidor al terminal vía el flujo de
27 - 4 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU
transporte MPEG-2. Una restricción impuesta por los carruseles de datos es
que permiten solamente una estructura relativamente plana del directorio y
una estructura lógica plana. Los carruseles objeto y de datos se describen en
el estándar [ISO/IEC 13818-6] (una parte de MPEG-2) y en el documento de
radiodifusión de datos DVB [EN301192].
En primer lugar, los carruseles de datos/objeto tienen una estructura lógica
que no debe nada al contenido realmente transmitido (árbol del directorio más
archivos). El punto de entrada en el carrusel es vía el mensaje DSI (Download
Server Initializing – inicialización del servidor de descarga), o vía un mensaje
DII (Download Information Identification - identificación de la información
de descarga) en el caso del carrusel de datos. Se retransmite cíclicamente con
un tabla_ID=0x3B en una sección DSM-CC. Cíclicamente porque es radiodi-
fusión y debe ser posible alcanzar una gran cantidad de terminales repetida-
mente y los terminales no pueden solicitar mensajes al servidor. El paquete
DSI luego utiliza las IDs para referirse a uno o más mensajes DII (Fig. 27.4.)
las cuales también se retransmiten cíclicamente en secciones DSM-CC con un
tabla_ID = 0x3B. Los mensajes DII, a su vez, se refieren a los módulos en los
cuales los datos reales son luego repetitivamente transmitidos cíclicamente
vía muchos bloques de transferencia directa de datos (DDB - Data Download
Blocks) con un tabla_ID=0x3C en secciones DSM-CC.
data_broadcast_desc
PSI/SI
transaction_ID
gi giDSI
transaction_ID
mi miDII
transaction_ID
mi miDII
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
DDB
Súper grupo
Grupo
Bloque
Módulo
DSI: Download Service Initializing
gi: bytes de Información de Grupo
DII: Download Info Identification
mi: bytes de Información de Módulo
DDB: Data Download Blocks
Fig. 27.4. Estructura lógica de un carrusel objeto
27 - 5
La transmisión de un árbol del directorio puede tomar hasta varios minu-
tos dependiendo del volumen de datos y de la tasa de datos disponible.
La presencia de un carrusel objeto/de datos se debe anunciar vía las tablas
PSI/SI. Tal servicio de datos se asigna a un servicio del programa y se incor-
pora a la tabla de mapeo de programa (PMT) respectiva donde han de ser
encontrados los PIDs de los carruseles objeto/de datos. En el caso de un ca-
rrusel de datos, la entrada ocurre directamente por la DII.
Ítems adicionales tales como una descripción más detallada del contenido
en los carruseles son difundidos separadamente en nuevas tablas SI, como la
AIT (Application Information Table - tabla de información de la aplicación) y
la UNT (Update Notification Table - tabla de notificación de actualización).
La AIT pertenece a la Plataforma Básica de Multimedia (MHP) y la UNT
pertenece a la actualización de software del sistema (SSU – System Software
Update) y ambos - AIT y UNT - se deben también anunciar vía el PSI/SI. La
AIT se incorpora a la PMT del programa asociado y el UNT se incorpora a la
NIT.
Carrusel
objeto
Carrusel
objeto
Carrusel
objeto
AIT
PMT
Tabla_ID
=0x74
Código binario Java
Código binario Java
Código binario Java
PID
DSM-CC
DSM-CC
DSM-CC
Archivo de arranque
Archivo de arranque
Archivo de arranque
PMT = Program Map Table
AIT = Application Identification Table
PID
PID
PID
Fig. 27.5. Estructura MHP
27.3 Plataforma Básica de Multimedia - MHP
La Plataforma Básica de Multimedia (MHP) ha sido provista en DVB co-
mo servicio suplementario para los terminales habilitados con MHP. El
27 - 6 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU
estándar, con cerca de 1000 páginas, es el [ETS101812] y fue lanzado en el
año 2000. Hay dos versiones que son MHP 1.1. y MHP 1.2. MHP se utiliza
para transmitir archivos HTML (HyperText Multimedia Language - lenguaje
multimedia de hípertexto), muy comunes en Internet, y aplicaciones Java.
Iniciar aplicaciones HTML y Java requiere de software especial (o middlewa-
re) en el receptor. Los receptores MHP son más costosos y no están disponi-
bles en grandes cantidades en el mercado. Las aplicaciones MHP son difun-
didas en muchos países pero actualmente sólo tienen acogida en Italia.
Fig. 27.6. Estructura de archivos MHP de un carrusel objeto analizado en un analiza-
dor MEPG [DVM]
Los contenidos difundidos por MHP son:
Juegos
Guías electrónicas de programación
Noticias
Servicios de programas interactivos asociados
Teletexto “moderno”
El punto de entrada a la estructura del directorio de MHP (Fig. 27.5. ,
27.6. , 27.7.), el archivo de arranque y el nombre y tipo de la aplicación MHP
se señalizan vía la AIT (Application Information Table - tabla de información
27 - 7
de la aplicación, Fig. 27.5.). La AIT se incorpora a una PMT como PID con el
valor de 0x74 como tabla_ID.
27.4 Actualización de Software del Sistema - SSU
Puesto que el software de los receptores DVB está también sujeto a conti-
nuas actualizaciones, tiene sentido proporcionárselos al cliente de una manera
relativamente simple. Esto se puede hacer “por el aire” en el caso de DVB-S
y DVB-T y, por supuesto, vía cable en el caso de DVB-C. Si el software se
transmite en los carruseles objeto encajados en el flujo de transporte MPEG-2
según DVB se llama SSU (System Software Update - actualización de softwa-
re del sistema) y se define en el estándar [TS102006]. Sin embargo, hoy por
hoy se utilizan principalmente actualizaciones propietarias de software.
En SSU, las actualizaciones de software disponibles se anuncian vía otra
tabla, la Tabla de Notificación de Actualizaciones (UNT). La PID de la UNT
se incorpora a la NIT con una tabla_ID del UNT de 0x4B.
Fig. 27.7. Entrada de un carrusel objeto MHP en una Tabla de Mapeo de Programa
(PMT) analizada en un analizador MPEG [DVM]
Bibliografía: [ISO/IEC13818/6], [EN301192], [ETS101812], [TS102006]
27 - 8 Servicio de Datos en DVB: MHP y SSU
28 DMB-T y T-DMB
En este capítulo, serán discutidos dos estándares que al parecer son simila-
res, pero en realidad sólo lo son por sus nombres, ya que los métodos, los
objetivos y los detalles son totalmente diferentes - denominados DMB-T y T-
DMB.
28.1 DMB-T o DTMB
DMB-T (Digital Multimedia Broadcasting – Terrestrial / Radiodifusión
de Multimedia Digital - Terrestre) es un estándar chino desarrollado por la
universidad de Tsinghua en Pekín que, como DVB-T, está dirigido a la radio-
difusión económica de televisión terrestre por medios digitales y con servi-
cios suplementarios modernos. DMB-T fue publicado en 2006 - por lo menos
en extractos - como “GB20600-2006 - Framing Structure, Channel Coding
and Modulation for Digital Terrestrial Television Broadcasting System” –
“Estructura, Codificación de Canal y Modulación para el Sistema de Radiodi-
fusión Terrestre de Televisión Digital”.
Se
cu
en
cia
PN
Se
cu
en
cia
PN
Símbolo n Símbolo n+1
Intervalo de guarda
Fig. 28.1. DMB-T: intervalo de guarda rellenado con la secuencia PN
El método de la modulación usado es TD-COFDM (Time Domain Coded
Orthogonal Frequency Division Multiplex - Múltiplex por División de Fre-
28 - 2 DMB-T y T-DMB
cuencias Ortogonales Codificado en el Dominio del Tiempo). El intervalo de
guarda aquí no se rellena con el final del símbolo (CP = prefijo cíclico) si-
guiente sino con una secuencia PN (Fig. 28.1.). Este símbolo-preámbulo se
denomina encabezado de cuadro y tiene una longitud de 56.6μs, 78.7μs ó
125μs en un ancho de banda del canal de 8MHz. En el modo 4K, DMB-T
funciona con 3,780 portadoras ocupadas (Fig. 28.3.) espaciadas 3KHz en un
canal de 8MHz. El período del símbolo es, por lo tanto, 500μs. 3,744 de estas
3,780 portadoras son portadoras moduladas con datos y 36 son portadoras de
señalización, es decir, portadoras TPS. DMB-T soporta anchos de banda de
canal de 8, 7 y 6MHz (Fig. 28.3). El espectro útil tiene una anchura de
7.56MHz en el canal de 8MHz. La tasa neta de datos está en la gama de entre
4.813Mb/s y de 32.486Mb/s. El espectro es filtrado con un factor de caída o
roll-off de r=0.05 (Fig. 28.4.). El método de transmisión está diseñado para
SDTV y HDTV e intentado para funcionar en los modos de operación fijo y
móvil. Es posible implementar redes MFN y SFN.
Scra
mb
ler
Co
dific
ad
or
BC
H
Co
dific
ad
or
LD
PC
Inte
rpo
lad
or
de
tie
mp
o
Salida de
datosTS
Fig. 28.2. DMB-T: Pre-corrección de error (FEC)
Ancho de banda del canal
∆f
6, 7, 8 MHz
Modo 4K:
3780 portadoras
∆f=2KHz
Fig. 28.3. El canal DMB-T
28 - 3
Los métodos de modulación que pueden seleccionarse en las 3,744 porta-
doras son:
64QAM
32QAM
16QAM
4QAM
4QAM-NR (Nordstrom Robinson)
La pre-corrección de error (FEC) consiste de (Fig. 28.2.):
Scrambler
Codificador BCH
Codificador LDPC
Intercalado de tiempo (Time interleaver)
La estructura de una señal DMB-T consiste de:
Cuadro de Señal (Encabezado de Cuadro + Cuerpo de Cuadro =
Guarda + Símbolo)
Súper Cuadro = N1 • Cuadro de Señal
Cuadro de Minuto = N2 • Súper Cuadro
Cuadro de Día Calendario = N3 • Cuadro de Minuto
Como en otros métodos de transmisión, la señal de entrada para un trans-
misor DMB-T es el flujo de transporte MPEG-2.
Fig. 28.4. Espectro DMB-T
Actualmente, para evitar la confusión con la norma coreana DMB hizo
que finalmente optaran en China por el nombre DTMB.
28 - 4 DMB-T y T-DMB
28.2 T-DMB
La idea para T-DMB (Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting - Ra-
diodifusión Terrestre de Multimedia Digital) viene de Alemania, fue desarro-
llada en Corea del Sur, y sus parámetros físicos son idénticos al estándar eu-
ropeo DAB (Digital Audio Broadcasting - Radiodifusión de Audio Digital).
T-DMB está intentado para la recepción móvil de servicios de radiodifusión
similares a DVB-H. T-DMB corresponde enteramente a DAB que en sí mis-
mo soporta el mismo modo de flujo de datos usado en T-DMB (Fig. 28.1.).
Sin embargo, la “pre-corrección de error dispareja” posible en DAB no la es
más en este caso porque todo el sub-canal usado para el canal T-DMB debe
ser igualmente protegido.
MPEG-4 parte 1
Flujo descriptor
de objeto
PSI
MPEG-2
(PAT, PMT)
Generador
de sección
PES
MPEG-2
PES
MPEG-2
SL
MPEG-4
MPEG-4Parte 10H.264AVC
SL
MPEG-4
MPEG-4Parte 10H.264AVC
RS
(204, 188)
Intercalador
convolucional
MPEG-2 ISO/IEC 13818-1
Similar al codificador
exterior de DVB
Al flujo de datos
modo DAB
MPEG-4 ISO/IEC 14496
parte 1, 3, 10
Video
Audio
Mu
ltip
lexo
r
MP
EG
-2
Fig. 28.5. Diagrama de bloques del modulador T-DMB
En T-DMB, los contenidos de vídeo y audio están codificados con MPEG-
4-AVC y AAC. La codificación de video utiliza el nuevo método H.264. El
vídeo y el audio luego se empaquetan en paquetes PES y después se montan
para formar un flujo de transporte MPEG-2 (Fig. 28.5.) el que también con-
tiene las conocidas tablas PSI/SI. El flujo de transporte pasa por una protec-
ción de errores semejante a la de DVB-C, es decir, con protección de error
Reed-Solomon RS (204, 188) más la interpolación Forney, después de la cual
la secuencia de datos es direccionada sobre el modo de flujo de datos del
DAB (Fig. 28.6.).
28 - 5
Hasta 64
sub-canales
Modo
Flujo
Modo
Paquete
Modo
Flujo
audio Datos
T-DMB
FEC
disparejo
MPEG-1/2
Capa II
FEC
parejo
Fig. 28.6. Estructura de datos en DAB
Bibliografía: [ETS300401], [T-DMB], [GB20600]
28 - 6 DMB-T y T-DMB
29 IPTV - Televisión por Internet
Gracias a las nuevas tecnologías, las rutas de transmisión tradicional (Fig.
29.1.) para la televisión terrestre, el cable de banda ancha y la transmisión vía
satélite han sido irrumpidas por una ruta adicional de propagación, la línea de
dos hilos, conocida convencionalmente como cable telefónico. La VDSL
(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Line - línea digital de suscriptor de
muy alta tasa de bits, [ITU-T G.993]) ahora provee en estas líneas una de
tasas de datos tal que permiten televisión IPTV (Internet Protocol Television
- protocolo de televisión por Internet). IPTV ahora es proporcionado por la
alemana TCOM/Deutsche Telekom y Telekom Austria bajo el nuevo lema
“Triple Play”. “Triple Play” es teléfono, Internet y televisión en una sola
conexión. El término también ha sido aplicado, ya hace algún tiempo, al cable
de banda ancha donde están disponibles los 3 medios.
Ma
triz
Cb
Cr
Y R
G
B
ITU
601
L
R
Estudios
SDI
Cod
ifica
dor
MP
EG
-2
MUX
TS
MPEG-2
TTX.VPS
RFTS
MPEG-2
Red de
distribución
(microonda,
cable
coaxial)
Modulador y
transmisorReceptor
Ruta de transmisión
(terrestre, satélite,
cable, VDSL/IPTV)
Fig. 29.1. Rutas de distribución para televisión digital
Los contenidos aquí son codificados en MPEG-4 para comprimir óptima-
mente el material de la entrada a las tasas de datos más bajas posibles, usando
MPEG-4 AVC (o posiblemente VC-1 (Windows Media 9)) y AAC. Existen
actualmente cuatro posibilidades para transmitir DTV sobre IP (Fig. 29.2.).
La primera posibilidad es propietaria, donde el vídeo MPEG-4 o posiblemen-
te Windows Media 9 (VC-1) simplemente se acomodan, junto con el audio
MPEG-4 (AAC), en paquetes UDP (es decir, sin intercambio de señaliza-
ción). Los paquetes UDP, a la vez, se colocan en paquetes IP y después se
transmiten vía Ethernet, WLAN, WiMAX o xDSL. Otra alternativa, tampoco
estandarizada por el momento, es insertar los flujos de video y audio en un
flujo de transporte MPEG-2 según lo especificado en las normas MPEG-2 y
MPEG-4 y después acarrear este flujo de transporte en los paquetes UDP e
IP, también vía xDSL, por ejemplo. En el método especificado como parte de
DVB-IP en el estándar ETS 102034, el RTTP (Real Time Transport Protocol
- protocolo de transporte en tiempo real) es insertado adicionalmente entre el
flujo de transporte y la capa UDP. En ISMA (Internet Streaming Media
Alliance - alianza para streaming de media por Internet) falta la capa del flujo
de transporte pero aquí también se utiliza el RTTP. Todos los métodos tienen
en común que, en cada caso, sólo un programa se transmite a pedido. En el
flujo de transporte MPEG-2, se insertan las tablas PAT y PMT para propósi-
tos de señalización.
Ethernet / xDSL / ...
IP
UDPProtocolo de Datagrama de Usuario
RTTPProtocolo de Transporte en tiempo real
TS MPEG-2
Video (MPEG-4 AVC, VC1
Audio (MPEG-4 AAC)
propietario propietarioDVBIP
ETS102034
Streaming
ISMA
Servicios de TV sobre redes IP basadas en xDSL
Fig. 29.2. Protocolos IPTV
Queda por verse que tan atinada será esta nueva promesa comparada con
las otras tres rutas previas para la difusión de la TV.
Bibliografía: [ITU-T G.993], [ETS102034]
30 DRM – Digital Radio Mondiale
En 2000, fue creado otro estándar para radiodifusión digital llamado DRM
- Digital Radio Mondiale [ETS 101980]. DRM está intentado para la banda
de frecuencia de 30KHz a 30MHz, en la cual se transmite normalmente el
servicio de AM. Las bandas de radiodifusión fueron divididas básicamente,
de acuerdo con sus características de propagación, como sigue:
LW (Onda Larga) ~30KHz ... 300KHz
MW (Onda Media) ~300KHz ... 3MHz
SW (Onda Corta) ~3MHz ... 30MHz
VHF: ~30MHz ... 300MHz
UHF: ~300MHz ... 3GHz
VHF se divide en tres bandas:
VHF I: 47 ... 85MHz
VHF II: 87.5 ... 108MHz
VHF III: 174 … 230MHz
UHF tiene dos bandas de frecuencia, que son:
UHF IV: 470 ... 606MHz
UHF V: 606 ... 826MHz
En la banda de frecuencia debajo de 30MHz es a veces posible la recep-
ción de muy largo alcance que, sin embargo, es muy dependiente de las va-
riaciones diurnas (día/noche) y de la actividad solar. Los anchos de banda del
canal especificado aquí son 9KHz (ITU-Región 1 (Europa, África) y región 3
(Asia/Pacífico)) y 10KHz (ITU-Región 2 (Norte y Suramérica)).
DRM es la tentativa de substituir cada vez más las bandas de frecuencia en
desuso, en las cuales, hasta ahora, se ha utilizado la modulación de amplitud,
por métodos digitales modernos de transmisión. El método de modulación
aplicado es COFDM, usando MPEG-4 AAC para comprimir las señales de
audio. Las tasas de datos netas están generalmente entre 10 y 20Kb/s.
Los anchos de banda del canal especificados para DRM se derivan de las
anchuras de banda usadas normalmente en las bandas de frecuencia facilita-
das. Los anchos de banda de DRM están entre 4.5KHz y 20KHz (Fig. 30.2.) y
se definen vía el parámetro de “ocupación del espectro “. La Tabla 30.1
30 - 2 DRM – Digital Radio Mondiale
muestra los anchos de banda posibles. Como en otros estándares que también
definen COFDM como el método de modulación, definiremos los modos
aquí. Los modos de DRM están designados como Modos de Robustez A, B,
C y D. El modo determina el espaciamiento de las portadoras y la duración
del símbolo. Los parámetros físicos de los modos DRM se pueden ver en la
tabla 30.2. El número de portadoras en un símbolo de COFDM depende del
modo y del ancho de banda del DRM. El número de las portadoras que se
pueden acomodar en un símbolo se enumeran en la tabla 30.3.
Codificador
de fuente
Pre-
codificador
Pre-
codificador
Pre-
codificador
MUXDispersor de
energía
Codificador
de canal
Intercalador
de celda
Dispersor de
energía
Codificador
de canal
Dispersor de
energía
Codificador
de canal
Generador de
piloto
Ma
pe
ad
or
de
ce
lda
- C
OF
DM
Mo
du
lad
or
CO
FD
M
Canal de descripción del servicio (SDC)
Canal de acceso rápido (FAC)
Canal principal de servicio (MSC)
Info.
SDC
Info.
FAC
datos
audio
Protección
normal
Protección
normal
[Protección
alta]
[Protección
alta]
Protección
normal/
[alta]
MSC: 16QAM / 64QAM
FAC: QPSK
SDC: QPSK / 16QAM
Fig. 30.1. Diagrama de bloques de un modulador DRM
Tabla 30.1. Anchos de banda DRM
Ocupación del
espectro
0 1 2 3 4 5
Ancho de banda
del canal
(KHz)
4.5 5 9 10 18 20
30 - 3
Fig. 30.2. Espectros DRM para anchos de banda de 4.5, 5, 9, 10, 18 y 20KHz con la
misma frecuencia de canal en cada caso; nótese que la frecuencia de canal no corres-
ponde siempre al centro de la banda del espectro DRM; compare también la tabla
30.3. (Kmin/Kmax).
Tabla 30.2. Modos DRM y sus parámetros físicos
DRM
Modo de
robustez
Duración
del
Símbolo
[ms]
Espaciado
de
Portadoras
[Hz]
tguard [ms] tguard/tsymbol No. de
símbolos
por cuadro
A 24 41 2/3 2.66 1/9 15
B 21.33 46 7/8 5.33 1/4 15
C 14.66 68 2/11 5.33 4/11 20
D 9.33 107 1/7 7.33 11/14 24
30 - 4 DRM – Digital Radio Mondiale
Tabla 30.3. Número de portadoras por símbolo COFDM (Kmin = N° menor de porta-
dora, Kmax = N° mayor de portadora, Kunused = número de portadora no usada, SO =
Ocupación del Espectro)
Modo de
Robustez
Portadora SO 0
4.5KHz
SO 1
5 KHz
SO 2
9KHz
SO 3
10KHz
SO 4
18KHz
SO 5
20KHz
A Kmin 2 2 -102 -114 -98 -110
A Kmax 102 114 102 114 314 350
A Kunused -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1 -1,0,1
B Kmin 1 1 -91 -103 -87 -99
B Kmax 91 103 91 103 279 311
B Kunused 0 0 0 0 0 0
C Kmin - - - -69 - -67
C Kmax - - - 69 - 213
C Kunused - - - 0 - 0
D Kmin - - - -44 - -43
D Kmax - - - 44 - 135
D Kunused - - - 0 - 0
La Fig. 30.1. muestra el diagrama de bloques de un modulador DRM. Has-
ta 4 servicios (audio o datos) se pueden combinar para formar un múltiplex de
DRM y ser transmitidos en el denominado MSC (Main Service Channel -
canal de servicio principal). Una señal DRM contiene los sub-canales si-
guientes:
MSC = Main Service Channel (modulación 16QAM/64QAM)
FAC = Fast Access Channel (QPSK)
SDC = Service Description Channel (QPSK/16QAM)
El FAC (Canal de acceso rápido) es utilizado para la señalización de la in-
formación siguiente al receptor:
Modo de Robustez
Ocupación del Espectro
Profundidad del Intercalado
Modo MSC (16QAM/64QAM)
Modo SDC (QPSK/16QAM)
Número de servicios
El SDC (Canal de descripción del servicio) es usado para transmitir in-
formación como:
Nivel de protección del MSC
30 - 5
Descripción del flujo
Etiqueta del servicio
Información de Acceso Condicional
Información de la codificación del audio
Hora y fecha
30.1 Codificación de la Fuente de Audio
DRM transmite señales de audio codificadas en MPEG-4 que pueden estar
comprimidas con los siguientes algoritmos:
MPEG-4 AAC (Advanced Audio Coding),
Codificación de voz MPEG-4 CELP (Code Excited Linear Predic-
tion),
Codificación de voz MPEG-4 HVXC (Harmonic Vector Excitation
Coding)
30.2 Pre-corrección de Error - FEC
La pre-corrección de errores (FEC) en DRM está compuesta de lo siguien-
te:
Un bloque de dispersión de energía
Un codificador convolucional
Un bloque de picado
En DRM, es posible elegir entre:
FEC parejo
FEC disparejo
Por este medio, partes del cuadro de audio pueden estar protegidas contra
errores en diversos grados. El grado de protección de error se determina vía el
nivel de protección y se puede elegir como:
PL = 0 (máxima protección de error)
PL = 1
PL = 2
PL = 3 (mínima protección de error)
El PL da lugar a una tasa particular de código.
30 - 6 DRM – Digital Radio Mondiale
30.3 Método de Modulación
El Canal del Acceso Rápido (FAC) se modula permanentemente en QPSK
(Fig. 30.3.) puesto que es virtualmente el primer “punto de entrada” para el
receptor DRM y debe, por lo tanto, ser modulado firme y muy robustamente.
Fig. 30.3. Métodos de modulación en DRM
En el caso del Canal de Descripción del Servicio (SDC) es posible elegir
entre QPSK y 16QAM como método de modulación, otra vez señalizados al
receptor vía el FAC. Los tipos de modulación posibles en el MSC son
16QAM ó 64QAM (Fig. 30.3.), también señalizados al receptor vía el FAC.
Aparte de las portadoras de datos moduladas que transmiten la información
del MSC, del FAC y del SDC, existen también pilotos que no son responsa-
bles de ningún transporte de información. Tienen tareas especiales y son ma-
peados sobre esquemas fijos de la constelación conocidos por el modulador y
el receptor. Estos pilotos se utilizan para:
Sincronización de cuadro, frecuencia y tiempo
Estimación y corrección de canal
Señalización del modo de robustez
30 - 7
En DRM es posible elegir, aparte de la “modulación simple” (SM), tam-
bién la “modulación jerárquica” (HM), similar a DVB-T. Se pueden utilizar
distintos niveles de protección de error en las dos rutas de la modulación
jerárquica.
Cuadro de transmisión
Súper-cuadrode transmisión
Bloque SDC
Símbolos que contienen celdas MSC y FAC
Símbolos que sólo contienen celdas MSC
Fig. 30.4. Estructura de cuadro en DRM
30.4 Estructura del Cuadro
Tal como en otros estándares de transmisión como DVB-T o DAB; el
DRM tiene también una estructura de cuadro (Fig. 30.4.) para arreglar los
símbolos COFDM que se organizan como sigue:
un cierto número Ns de símbolos resulta en un cuadro de transmisión
COFDM
3 cuadros de transmisión producen un súper-cuadro de transmisión
Un cuadro COFDM, a su vez, está compuesto de:
Celdas piloto
Celdas de control (FAC, SDC)
Celdas de datos (MSC)
En este contexto, se entienden las celdas como portadoras destinadas a va-
rios usos. Las celdas del control se utilizan para transmitir el FAC y el SDC.
Las células de datos se utilizan para transportar el MSC.
30 - 8 DRM – Digital Radio Mondiale
Las celdas piloto son simplemente los pilotos ya mencionados. La Tabla
30.4. muestra cuántos símbolos componen un cuadro de transmisión
CODFM.
Tabla 30.4. Número de símbolos Ns por cuadro
Modo de Robustez Número de símbolos Ns
por cuadro de transmisión
A 15
B 15
C 20
D 24
Al principio de un súper cuadro de transmisión, se transmite el denomina-
do bloque SDC en los símbolos N° 0 y 1 en los modos A y B y en los símbo-
los N° 0, 1 y 2 en los modos C y D. Después de eso, solamente se transportan
las celdas del MSC y del FAC hasta el principio del súper-cuadro siguiente
(Fig. 30.4.).
Las portadoras o celdas piloto se distribuyen sobre toda la gama de porta-
doras del COFDM. Dependiendo del modo, están espaciadas por 20, 6, 4 ó 3
portadoras a partir una de otra y saltan adelante, de símbolo a símbolo, cada
4, 2 ó 1 portadoras.
Tabla 30.5. Portadoras Piloto
Modo Espaciado de las portadoras
piloto en el símbolo
Salto de portadoras de
símbolo a símbolo
A 20 4
B 6 2
C 4 2
D 3 1
30.5 Interferencia en el Enlace de Transmisión
DRM opera en una banda de frecuencia en la cual las perturbaciones at-
mosféricas y las fluctuaciones diurnas de las características de la transmisión
(onda terrestre y atmosférica) son particularmente pronunciadas. En la banda
de frecuencias por debajo de 30MHz existe también a ser considerada, princi-
palmente, la presencia de ruido artificial.
Según el estándar, DRM tiene una tasa de error de bits de 1•106 en el MSC
después del decodificador de canal con una relación de señal/ruido (S/N) de
14.9dB con 64QAM y una tasa de código (CR) de 0.6. En la práctica, el pun-
to de “caída al acantilado” (también conocido como “efecto de pared”) fue
observado realmente con una relación S/N aproximada de 16dB con CR=0.5.
30 - 9
Con modulación 16QAM, este efecto ocurrió con una relación S/R de cerca
de 5dB (receptor: mezclador DRT1 por Sat Schneider y software DREAM).
Tabla 30.6. “Caída al acantilado” (Receptor: Mezclador DRT1 por Sat Schneider,
Alemania y software DREAM de la Universidad Técnica de Darmstadt, Alemania
Parámetros de Transmisión S/N a la “caída al acantilado”
MSC=64QAM, CR=0.5 16 dB
MSC=16QAM, CR=0.5 5 dB
30.6 Tasa de Datos en DRM
Las tasas de datos en DRM dependen del ancho de banda DRM (ocupa-
ción del espectro), del modo, del tipo de modulación seleccionado y de la pre-
corrección de error. Están entre 5 y 72Kb/s.
Tabla 30.7. Tasa neta de datos MSC a una tasa de código de CR=0.6 (FEC parejo,
modulación simple) con 64QAM
Modo de
Robustez
SO 0
4.5 KHz
[Kb/s]
SO 1
5 KHz
[Kb/s]
SO 2
9 KHz
[Kb/s]
SO 3
10 KHz
[Kb/s]
SO 4
18 KHz
[Kb/s]
SO 5
20 KHz
[Kb/s]
A 11.3 12.8 23.6 26.6 49.1 55.0
B 8.7 10.0 18.4 21.0 38.2 43.0
C - - - 16.6 - 34.8
D - - - 11.0 - 23.4
Tabla 30.8. Tasa neta de datos MSC a una tasa de código de CR=0.62 (FEC parejo,
modulación simple) con 16QAM
Modo de
Robustez
SO 0
4.5 KHz
[Kb/s]
SO 1
5 KHz
[Kb/s]
SO 2
9 KHz
[Kb/s]
SO 3
10 KHz
[Kb/s]
SO 4
18 KHz
[Kb/s]
SO 5
20 KHz
[Kb/s]
A 7.8 8.9 16.4 18.5 34.1 38.2
B 6.0 6.9 12.8 14.6 26.5 29.8
C - - - 11.5 - 24.1
D - - - 7.6 - 16.3
La tasa de datos más baja posible (CR=0.5, 16QAM, modo B, 4.5KHz) es
4.8Kb/s. La tasa de datos más alta posible (CR=0.78, 64QAM, modo A,
20KHz) es 72Kb/s.
30 - 10 DRM – Digital Radio Mondiale
30.7 Estaciones Transmisoras DRM y Receptores DRM
Numerosas estaciones transmisoras a través del mundo se han convertido
ya de AM a DRM. La información relevante está disponible en Internet.
Aparte de los receptores DRM basados en software, están ahora también dis-
ponibles los receptores compactos. Las soluciones basadas en software en la
mayoría de los casos se basan en una señal DRM convertida a 13KHz que
alimenta en línea a una PC. Un ejemplo apropiado que puede ser mencionado
es el software DREAM de la Universidad Técnica de Darmstadt (véase tam-
bién la Fig. 30.5.).
Fig. 30.5. Diagrama de constelación de una señal DRM (MSC, FAC y SDC sobre-
puestos), grabada usando el software DREAM
Bibliografía: [ETS101980], [DREAM]
31 Estructura de Redes y Estaciones Transmiso-ras de DTV
Este capítulo trata de proveer al ingeniero de campo una descripción de la
configuración de las estaciones transmisoras de TV y de la estructura de las
redes iso-frecuencia (SFN) en DVB-T, usando como ejemplos las redes
DVB-T SFN de Alta y Baja Baviera de algunas estaciones transmisoras de
TV de Bayerischer Rundfunk (BR) y de T-Systems/Deutsche Telekom. El
autor ha intervenido muy de cerca en la puesta en marcha de ambas redes,
con el entrenamiento inicial de parte del personal operativo, visitas durante la
fase de la instalación y cuando las redes fueron puestas en operación. Incluso,
durante la instalación, se le concedió el privilegio de experimentar el “vuelo”
en helicóptero de la antena a la Torre Olímpica de Múnich y del transmisor
del Monte Wendelstein. Además, ambas redes están situadas en la región
donde el autor creció y todavía domicilia. Asimismo, todas estas estaciones
transmisoras de TV están totalmente equipadas con “tecnología bávara” por
las compañías Rohde&Schwarz, Spinner y Kathrein. Comenzando con el
centro de playout, todos los enlaces de las redes iso-frecuencia (SFN) y espe-
cialmente las estaciones transmisoras, desde el filtro de máscara y el combi-
nador hasta la antena transmisora, serán descritos en este capítulo.
31.1 Las Redes DVB-T SFN en Alta y Baja Baviera
Las redes iso-frecuencia SFN DVB-T usadas como ejemplo son redes en
el sur de Alemania, en el estado federal más grande de Alemania que tiene
una geografía de montañosa (los Alpes) e incluye colinas apacibles. Esta to-
pografía fue de gran trascendencia en el planeamiento de las redes. La red
DVB-T de Alta Baviera consiste de dos transmisores, el de la Torre Olímpica
de Múnich y el del Monte Wendelstein. La Torre Olímpica es una torre típica
de telecomunicaciones que se eleva al noroeste de Múnich con una altura de
292m a aproximadamente 450m sobre nivel del mar. Fue utilizada original-
mente como torre de microondas para telefonía y construida en 1968. Ac-
tualmente, las microondas han sido substituidas en gran parte por fibra óptica
y ya no tiene la misma importancia que antes. Sólo quedan algunos platos de
microonda en funcionamiento en la Torre Olímpica. En el extremo superior
de la Torre Olímpica se encuentran las antenas transmisoras para radio de
FM, DAB y ahora también para DVB-T.
31 - 2 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
63Km
Monte Wendelstein
C. 10, 34, 36, 48, 56, 66, V
Torre Olímpica - Múnich
C. 10, 34, 36, 48, 56, 66, V
Fig. 31.1. Red iso-frecuencia DVB-T en Alta Baviera (DTK500; © Landesamt für
Vermessung und Geoinformation Bayern, Nr. 4385/07)
El transmisor del Monte Wendelstein está situado aproximadamente a
1,750m sobre nivel del mar en la montaña del mismo nombre que tiene una
altura total de 1,850m. Aunque no es la montaña más alta de Baviera, o Ale-
mania, en ese aspecto, tiene ciertamente uno de las vistas panorámicas más
hermosas en Baviera. Es el transmisor de TV más antiguo de Baviera, y posi-
blemente el que está en la ubicación más bella. Cualquiera que haya podido
observar allí una salida o una puesta del sol - que es algo no que mucha gente
puede hacer debido a la carencia de un hotel en la cima - podrá confirmarlo.
El transmisor de Wendelstein pertenece al Bayerischer Rundfunk (Radio Ba-
viera). Los dos transmisores de la Torre Olímpica de Múnich y de Wendels-
tein forman la SFN de Alta Baviera que fueron puestos en operación la noche
del 30 de mayo de 2005. Al mismo tiempo, éste era el final de la televisión
terrestre análoga en Alta Baviera. Los transmisores de la Torre Olímpica de
Múnich y de Wendelstein transmitían 6 canales DVB-T totalmente síncronos
en las mismas frecuencias formando una red de frecuencia única DVB-T. Las
tasas de datos son de alrededor de 13Mb/s cada una y llevan 4 programas de
TV por flujo de datos. En conjunto, el espectador puede contar con hasta 22
31 - 3
programas de TV digital terrestre por su antena. Estos programas de TV, que
son programas de servicio público y programas privados, forman una alterna-
tiva viable a los medios satelitales y por cable. Las frecuencias transmitidas
están situadas en las bandas de VHF y UHF.
88Km
48K
m54K
m
65Km
84Km
97
Km
40, 33, 27, HPfarrkirchen
7, 33, 27, V
Brotjacklriegel
7, 33, 28, V
Hoher Bogen
7, 33, 28, V
Hohe Linie
Fig. 31.2. Red iso-frecuencia DVB-T en Baja Baviera (DTK500; © Landesamt
für Vermessung und Geoinformation Bayern, Nr. 4385/07)
La red iso-frecuencia DVB-T de Baja Baviera consiste en 4 estaciones
transmisoras de TV: Pfarrkirchen (T-Systems/Deutsche Telekom), Brotjackl-
riegel (BR), Hoher Bogen (BR) y Hohe Linie (BR). Dos de estos transmisores
(Brotjacklriegel y Hoher Bogen) están situados en las partes bajas de la mon-
taña de la Foresta Bávara a aprox. 1,000m sobre nivel del mar. Las 4 estacio-
nes transmiten 3 flujos de transporte DVB-T, algunos de ellos en las mismas
frecuencias. Solamente se distribuyen programas de servicio público. La tasa
de datos por flujo de datos es también de aprox. 13Mb/s. En conjunto, se dis-
tribuyen 12 programas. La Fig. 31.1. muestra los sitios de los transmisores de
las redes iso-frecuencia DVB-T en Alta Baviera y la Fig. 31.2. muestra los
sitios de los transmisores en Baja Baviera. Con 63Km, la distancia entre los
31 - 4 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
transmisores en Alta Baviera de la red iso-frecuencia DVB-T, consistente en
la Torre Olímpica y el Monte Wendelstein, está justo dentro de los límites
permisibles. En la red iso-frecuencia DVB-T de Baja Baviera, las distancias
permitidas entre los transmisores se han excedido demasiado en algunos ca-
sos y, sin retardos incorporados, conducirían a violaciones del intervalo de
guarda en algunos sitios. Las Tablas 31.1. y 31.2. enumeran los parámetros
técnicos de ambas redes.
MUX
MUX
Tx
Tx
Red de
Distribución
(ATM/SDH)
1+2
1+2
Flujo de
Transporte
MPEG-2
Enlace de
Distribución 1
Enlace de
Distribución 2
(respaldo)
Insertador
de MIP
Insertador
de MIP
(respaldo)
Flujo de
Transporte
MPEG-2
(respaldo)
Fig. 31.3. Alimentación de un flujo de transporte del centro de playout a los
transmisores DVB-T en la red iso-frecuencia
31.2 Centro de Playout y Redes de Distribución
El centro de Playout de Bayerischer Rundfunk está situado en los estudios
de televisión de Múnich-Freimann. Aquí se forman dos flujos de datos multi-
plexados que consisten en el flujo de ARD (“Das Erste,…”), y el flujo de BR
(“Bayrisches Fernsehen” , “Br-Alfa”,…). A través del país, el flujo de ZDF
viene directamente de Maguncia y contiene (“ZDF,…”). Los otros flujos de
transporte en el centro de Playout son creados directamente en la Torre Olím-
pica en Múnich por T-Systems, parcialmente por recepción vía DVB-S. Éstos
son 3 flujos de transporte adicionales que contienen programas privados de
TV.
Actualmente, estos 3 flujos de transporte sólo se difunden en la red DVB-
T de Alta Baviera y no en Baja Baviera. La Torre Olímpica está ligada al
centro de Playout de BR por fibra óptica, los flujos de transporte del centro
de Playout de T-Systems/Deutsche Telekom son proveídos al estudio vía
31 - 5
algunos metros de cable. El flujo de transporte de ZDF llega de Maguncia por
fibra óptica. Todos los flujos de transporte son luego enviados por microonda
de la Torre Olímpica al Monte Wendelstein vía Schnaitsee-Hochries (T-
Systems/Telekom) o vía Freimann-Wendelstein (BR). Los insertadores de
MIP para sincronizar los transmisores en la red iso-frecuencia están situados
a la salida del respectivo Centro de Playout. Todos los enlaces de distribución
y los componentes en el Centro de Playout poseen redundancia. Los flujos de
transporte alimentan la red DVB-T SFN de Baja Baviera por microonda
(ARD-MUX, BR-MUX) o por fibra óptica (ZDF-MUX) vía una red ATM.
31.3 Configuración de las Plantas Transmisoras
En esta sección se explicará la configuración de una planta de transmisión
DVB-T por medio de tres ejemplos. Éstos son la Torre Olímpica de Múnich
(T-Systems/Deutsche Telekom) y los transmisores de Wendelstein (BR) y
Brotjacklriegel (BR). Según lo descrito en el capítulo anterior, el flujo de
transporte MPEG-2 se entrega al interfaz de entrada TS-ASI sobre todo tipo
de redes, pero finalmente vía cable coaxial de 75 ohmios. Existe siempre un
enlace de respaldo. El factor importante es que, naturalmente, el mismo inser-
tador de MIP sea el que alimente siempre el enlace de respaldo. Cada inserta-
dor de MIP en sí mismo funciona totalmente asíncrono y sólo crea la infor-
mación síncrona en el flujo de transporte MPEG-2 por sí mismo insertando
los paquetes MIP. Cada insertador de MIP inserta estos paquetes especiales
del flujo de transporte virtualmente totalmente libre en brechas en el flujo de
transporte MPEG-2 en vez de en los paquetes nulos (PID=0x1FFF).
Los transmisores DVB-T en los tres sitios son de estado sólido, con en-
friamiento líquido, de la serie NX7000 de Rohde&Schwarz construidos en
variadas clases de potencias y en varias capacidades de redundancia.
31.3.1 Transmisor del Monte Wendelstein
El transmisor del Monte Wendelstein es la planta de transmisión de televi-
sión más antigua de Baviera y bien podría ser la más vieja de toda Alemania.
Fue puesta en operación como transmisora de televisión en 1954, se localiza a
1,740m sobre nivel del mar y su antena está a aproximadamente 1,840m. La
montaña Wendelstein en sí es muy popular como destino para excursionistas
y esquiadores. De allí, seis flujos de transporte DVB-T están siendo transmi-
tidos desde el 30 de mayo de 2005. Como los de la Torre Olímpica, éstos son
los canales 10, 34, 35, 48, 56 y 66. Además de transmisores de FM y de un
transmisor de DAB, un transmisor análogo de TV en el canal 10 de VHF
estuvo funcionando allí por muchas décadas.
31 - 6 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
En el lugar en donde estaba ubicado el transmisor análogo de TV, ahora
están instalados los 5 transmisores de UHF. Los componentes fuera de banda
de los 5 transmisores de UHF, que no son permitidos y que podrían interferir
a los canales adyacentes y/o a otros canales, primero se quitan en cada uno
con un filtro de máscara (máscara crítica). La atenuación de hombros requeri-
da es generalmente de alrededor de 52dB.
Tabla 31.1. Asignación de canales y potencias de transmisión en el Monte Wendels-
tein
Canal Frecuencia Potencia media de
salida del transmisor
PIRE
10 212.5 MHz 5Kw 25Kw direccional
34 578 MHz 5Kw 100Kw direccional
35 586 MHz 5Kw 100Kw direccional
48 690 MHz 5Kw 100Kw direccional
56 754 MHz 5Kw 100Kw direccional
66 834 MHz 5Kw 100Kw direccional
Los filtros de máscara son hechos por la compañía Spinner y diseñados
como filtros de modo dual y de cavidad. La atenuación pasabanda de estos
filtros es de unos 0.6dB. El retardo de grupo de este filtro puede ser fácilmen-
te pre-ecualizado, y por tanto compensado, por el transmisor de TV. Como
los transmisores en sí, estos filtros de máscara están situados en el mismo
cuarto y acoplados a los transmisores “desde arriba” vía líneas rígidas coaxia-
les de cobre de 50 ohmios. Es decir, la salida del transmisor está en la parte
superior, aunque no es siempre el caso. De los filtros de máscara continúan,
en este caso, los combinadores que están situados por debajo de estos y vía
los cuales cada transmisor es conectado, desacoplado de los otros, a la línea
de la antena.
El combinador también es hecho por Spinner. La configuración de los
combinadores para un canal se muestra en la Fig. 31.10. y consiste en dos
acopladores de 3dB y dos filtros pasabanda sintonizados al canal correspon-
diente. El canal que se acoplará es proveído por separado de los otros.
Así, 5 canales de UHF se acoplan y se conducen hasta la antena de trans-
misión vía un cable coaxial. El canal 10 del VHF necesita solamente un filtro
de máscara y ningún combinador y está conectado a la antena de transmisión
de VHF vía su propio cable. La longitud de la línea a la antena es de unos
280m. Dependiendo de frecuencia, se puede asumir la atenuación del cable en
alrededor de 0.5dB por cada 100m.
31 - 7
Tabla 31.2. Programación y parámetros técnicos, Red DVB-T de Alta Baviera
Canal Modula-
ción
Relación
de
Código
Guarda Tasa de
Datos
[Mb/s]
Número de
programas
Programas
10 16QAM 3/4 1/4 13.06 4
Das Erste,
Phoenix,
arte,
1plus
34 16QAM 2/3 1/4 13.27 4
RTL,
RTL2,
VOX,
SuperRTL
35 16QAM 2/3 1/4 13.27 3
+ MHP
ZDF,
3sat,
Doku/Kika
48 16QAM 2/3 1/4 13.27 4
Sat1,
Pro7,
Kabel 1,
N24
56 16QAM 2/3 1/4 13.27
3
+ DVB-H
+ MHP
Bayr.
Fernsehen,
BR alpha,
Südwest-
BW
66 16QAM 2/3 1/4 13.27 4
Tele5,
Eurosport,
HSE24,
München
TV
31.3.1.1 Tecnología empleada en los Transmisores
Los 6 transmisores en el Monte Wendelstein son transistorizados de alta
potencia de enfriamiento líquido de la serie NV/NM700 de Rohde&Schwarz.
Pueden visualizarse simplemente como un amplificador de alta potencia em-
pujado por un excitador e implementado interconectando un gran número de
módulos amplificadores de potencia. Cada transistor en estas etapas de ampli-
ficación genera una potencia promedio de 25w. Las señales de salida de los
amplificadores son sumadas vía acopladores de 3dB. Empleando estos aco-
pladores de 3dB se van sumando más y más amplificadores, uno a uno, hasta
conseguir alrededor de 450w por módulo amplificador en el caso de la serie
NV/NM7000 de Rohde&Schwarz. Las potencias de salida de varios módulos
31 - 8 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
amplificadores se combinan otra vez vía los acopladores para dar un total de
potencia a la salida del transmisor de cerca de 5Kw (potencia promedio) en el
caso del transmisor del Monte Wendelstein. Estos acopladores de 3dB pueden
ser implementados como un acoplador Wilkinson o como un acoplador híbri-
do. Un acoplador Wilkinson es un acoplador de 0°, mientras que el acoplador
híbrido es un acoplador de 90°.
λ/4
50Ω50Ω
50Ω
Rcarga
RcargaRfuente
-3dB -90°
-3dB 0°
50Ω
Rterm.
Fig. 31.4. Divisor de 3dB
31.3.1.1.1 Acoplador de 3dB como Divisor y Combinador
En principio, un acoplador direccional consiste en dos líneas cercanas pa-
ralelas adyacentes con una longitud de λ/4. El espaciamiento entre las líneas
determina la atenuación del sobre-acoplamiento; si éste es 3dB, se llama un
acoplador híbrido. Si se aplica una señal a la entrada de un acoplador híbrido,
se tendrá en la salida, frente a la entrada, la señal atenuada 3dB con un des-
plazamiento de fase de 0°, y en la otra salida, conectada eléctricamente con
la entrada por la sección de línea de λ/4, la misma señal atenuada 3dB pero
con un desplazamiento de fase de 90°.
Un acoplador híbrido se puede utilizar para sumar potencias alimentando
una señal en una entrada con desplazamiento de fase de 0° y alimentando con
un desplazamiento de fase de 90° la entrada de la sección de línea paralela de
λ/4 (combinador de 3dB). Las señales se cancelan en una de las salidas y la
potencia agregada está presente en la otra salida con 90° de rotación de fase.
La salida no usada se termina con 50 ohmios (resistencia de emparejamiento
de carga). En el caso de errores de fase o de diferencias de potencia en las
señales provistas, parte de la potencia se absorbe en la resistencia de empare-
jamiento de carga.
La Fig. 31.6. muestra el símbolo del circuito simplificado de un acoplador
híbrido que será utilizado en las secciones siguientes.
31 - 9
λ/4
50Ω50Ω
50Ω
Rcarga
Rfuente
+3dB -90°
0dB 0°
Rterm.
50Ω
Rfuente0dB -90°
P=0
Fig. 31.5. Combinador de 3dB
Fig. 31.6. Símbolo del circuito simplificado de un acoplador híbrido
31.3.1.1.2 Etapa Elemental de Amplificación de Potencia (aprox. 50 W)
En primer lugar será explicado el principio básico de una sola etapa del
amplificador de potencia para DVB-T/ATSC/ISDB-T/TV-Análoga de una
potencia promedio de 50w. Tales amplificadores de potencia también forman
el transmisor de alta potencia para DVB-T/ATSC/ISDB-T/TV-Análoga. La
señal de entrada es dividida en dos señales de -3dB de potencia cada una y
con 90 grados de diferencia de fase por medio de un acoplador híbrido. Cada
trayectoria del amplificador consiste en un amplificador de clase AB que, a
la vez, consiste en un transistor dual funcionado en modo push-pull. El punto
de operación se fija de manera tal que se alcancen condiciones similares para
todos los transistores en clase AB y que la distorsión de transferencia sea
mínima. En contraste con los transmisores de FM, los amplificadores usados
aquí son transmisores muy lineales pero que todavía deben ser pre-
corregidos. En los transmisores de FM, se utilizan amplificadores de clase C
que son absolutamente no lineales pero tienen una eficiencia mucho mayor.
31 - 10 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
50Ω
50Ω
Ver arriba
MOS FETdoble
VccVcc
Vcc ≈ 30V
Fig. 31.7. Principio de una etapa de amplificación de potencia (50 W), empleada en
un módulo amplificador de potencia
En el transmisor de FM, la potencia requerida puede incluso ser ajustada
controlando el voltaje de la fuente de los amplificadores clase C. En los
transmisores de la televisión, donde se requiere una linealidad muy buena, la
potencia es controlada vía la potencia a la entrada del amplificador. Esto se
aplica especialmente a la televisión análoga, pero también a la televisión digi-
tal (DVB-T, ATSC, ISDB-T). Estos amplificadores funcionan con transisto-
res VMOS (banda de VHF), o transistores LDMOS (banda de UHF) y son
“pre-ecualizados” vía el excitador, es decir, la característica se simula en el
ecualizador y es obtenida por comparación.
En principio, un amplificador clase AB consiste en una etapa push-pull
cuya corriente de reposo del transistor es fijada de manera tal que la distor-
sión de transferencia se reduzca al mínimo. El voltaje de fuente del transistor
es de unos 30V.
Para construir un módulo amplificador de potencia, la señal de entrada
primero se amplifica de aprox. 0dBm a un orden de magnitud razonable y
después se divide, con la potencia y fase correctas, sobre un número de aco-
pladores de 3dB y se aplica a los amplificadores individuales respectivos. Las
potencias de salida de los amplificadores individuales luego se combinan
repetidas veces vía acopladores de 3dB para formar la señal de salida total de
un módulo amplificador. La potencia total media de un módulo amplificador
de potencia es de alrededor de 450w. Seguidamente los módulos amplificado-
31 - 11
res de potencia se unen para conformar una unidad de amplificación de po-
tencia.
Fig. 31.8. Principio de un modulo amplificador de potencia para VHF o UHF
31.3.1.2 Filtro de Máscara
La máscara se puede implementar como máscara crítica o no-crítica, de-
pendiendo de los requisitos de las autoridades reguladoras pertinentes. En el
caso de los transmisores del Monte Wendelstein y de la Torre Olímpica, son
filtros con máscara crítica, es decir, los “hombros” de la señal DVB-T deben
estar por debajo de -51dB en el canal adyacente. El fabricante de estos filtros
es la compañía Spinner en Múnich. Los filtros son los denominados filtros de
modo dual.
Los filtros son resonadores mecánicos pasivos de cavidad, son relativa-
mente grandes debido al nivel de potencia y pesan cerca de 100Kg. Los filtros
de máscara se utilizan simplemente para bajar o suprimir emisiones adyacen-
tes. Los filtros de máscara están sintonizados al canal respectivo y tienen una
atenuación de 0.3 a 0.6dB en la banda pasante, que se percibe fácilmente
como calor.
31.3.1.3 Combinador
El combinador tiene la tarea de combinar varios canales de TV para for-
mar una señal que luego se entregue a la antena de transmisión de TV respec-
tiva vía un cable coaxial en la banda de VHF y otro en la banda de UHF. Los
31 - 12 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
transmisores en sí deben estar bien desacoplados uno del otro, que es justa-
mente lo que están haciendo los filtros en el combinador. El combinador tiene
una atenuación aproximada de 0.3dB en la banda pasante.
50Ω
50Ω
0dB, 0°
-3dB, -90°
-3dB, 0°
0dB, -90°
Fig. 31.9. Conexión en serie de dos acopladores híbridos
50Ω
f1
f1
f1f2
Salida
Entrada de
Banda Ancha
Entrada de
Banda Angosta
Fig. 31.10. Principio de una combinador de antena
Cada filtro separador de canal del combinador consiste en dos filtros de
canal sintonizados al canal de TV respectivo. Esto es precedido y seguido por
un acoplador híbrido. Para entender la operación, consideremos primero dos
acopladores híbridos conectados en serie. Si se alimenta una señal en el pri-
mer acoplador, se divide en 2 señales de 0° y de 90° de fase. El segundo aco-
plador suma estas señales para formar otra vez una señal que ahora está des-
fasada 90° comparada con la señal de entrada. En el filtro separador de canal,
los filtros pasa-banda están conectados entre los dos acopladores. El filtro
separador de canal tiene una entrada de banda estrecha y una entrada de ban-
da ancha y se construye básicamente de la misma manera que un diplexor
video/sonido en la televisión análoga. El canal suministrado pasa a través de
los filtros con 0° y 90° de desplazamiento de fase y la señal de los otros
transmisores en la entrada de banda ancha después del acoplador se refleja
totalmente en los filtros y sale otra vez sumada con el canal suministrado en
la salida de banda ancha. Ambos filtros del filtro separador de canal se deben
sintonizar, por lo menos relativamente, idénticos.
31 - 13
La Fig. 31.11. muestra un combinador con dos transmisores, dos filtros de
máscara, dos combinadores, y los paneles de conmutación en los cuales el
combinador puede ser puenteado y la salida del transmisor puede ser conec-
tada a una carga fantasma, si procede, para poder realizar el trabajo de sinto-
nización y medición sin aplicar la señal a la antena.
50Ω
f1
f1
f1
50Ω
f2
f2
f2
f1 f2
Transmisor 1
f1
Transmisor 2
f2
50Ω
Puentes Puentes
A la antena u otros
combinadores
De y hacia
otros
combinadores
Carga de
prueba
(enfriada por
aire o líquido)
Entrada para futuras
ampliaciones
Fig. 31.11. Transmisor, filtro de máscara y combinador de antena
31.3.1.4 Antenas y Líneas de Transmisión
Del edificio del transmisor en la montaña Wendelstein a las antenas
transmisoras, corren un total de tres líneas que son cables coaxiales “flexi-
bles” de 50Ω. La primera línea de transmisión fue izada y desenrollada del
carrete en una “acción especial” a inicios de los años '50.
Los nuevos cables volaron por encima de la montaña en helicóptero, entre
ellos el último cable de UHF que, con un diámetro de casi 20cm, es el cable
más grueso usado hasta ahora en la montaña Wendelstein. Se utiliza un cable
para la banda de VHF y otro para la banda de UHF; el tercer cable es de res-
paldo para casos de emergencia.
Tales cables coaxiales tienen las atenuaciones siguientes:
31 - 14 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
Tabla 31.3. Parámetros técnicos de los cables coaxiales HELIFLEX (©RFS)
Diámetro
del cable
coaxial
Max. potencia
promedio a
500 MHz
Atenuación a
200MHz
Cada 100m
Atenuación a
500MHz
Cada 100m
Atenuación
a 800MHz
Cada 100m
4-1/8’’ 35Kw 0.4 dB 0.7 dB 0.9 dB
5’’ 55Kw 0.3 dB 0.5 dB 0.7 dB
6-1/8’’ 75Kw 0.3 dB 0.4 dB 0.6 dB
8’’ 120Kw 0.2 dB 0.4 dB 0.5 dB
En la cima, donde se encuentran el observatorio solar y el observatorio
meteorológico del servicio meteorológico alemán (Deutscher Wetterdienst),
está también la llamada casa de la antena desde la cual corren los cables a la
antena transmisora en sí. Contiene otro panel de conmutación vía el cual las
mitades superior e inferior de la antena transmisora pueden ser alimentadas
selectivamente o desconectadas, ya sea en la banda de VHF o en la banda de
UHF. En caso de necesidad, esto se hace vía acoplamientos coaxiales en U de
20cm de diámetro.
~ 1.2m
~ 2m
~ 9m
~ 12m
~ 24m
Torre
Adaptador
Antena
VHF
Antena
UHF
Pararrayos
Absorbente de vibraciones mecánicas
(sistema del Prof. Dr. Nonnhoff)
Semi-antena superior
Semi-antena inferior
Semi-antena superior
Semi-antena inferior
(12 niveles con 8 arreglos
de antenas de banda IV/V
en cada nivel)
(6 niveles con 6 arreglos de
antenas de banda III en
cada nivel)
Cilindro de
FRP,
Grosor de la
pared: ~ 1cm,
Diámetro:
~ 1.6m
Fig. 31.12. Estructura de una antena transmisora de VHF/UHF construida en FRP
31 - 15
La antena en sí misma (Fig. 31.12.) consiste de los componentes siguien-
tes de Kathrein, Rosenheim, contenidos en un cilindro de FRP (polímero re-
forzado con fibra). El cilindro de FRP tiene una altura total de aproximada-
mente 24m y la antena en su totalidad está a unos 65m de altura; la punta de
la antena está como a 1,900m sobre nivel del mar.
La antena del VHF se compone de 6 niveles con 6 arreglos de antenas di-
polo polarizadas verticalmente en la Banda-III. Los 3 niveles inferiores for-
man la semi-antena inferior de VHF, los tres niveles superiores forman la
semi-antena superior de VHF. Cada semi-antena es alimentada vía su propia
línea de transmisión. La antena de UHF consiste en 12 niveles con 8 arreglos
de antenas de Banda-IV/V cada uno que, como la antena de VHF, se compo-
ne de una semi-antena inferior y otra superior (con 6 niveles cada una en este
caso). Aquí, también, cada semi-antena es alimentada por su propio cable
coaxial. Sobre la antena de UHF, está montado el amortiguador mecánico de
vibraciones diseñado para prevenir oscilaciones en el caso de cargas del vien-
to.
31.3.2 Torre Olímpica, Múnich La Torre Olímpica de Múnich fue construida originalmente en 1968 como
una torre de telecomunicaciones. Desde abril de 2005, tiene en su cúspide las
antenas transmisoras de DVB-T que, junto con el transmisor del Monte Wen-
delstein, forman la red iso-frecuencia DVB-T de Alta Baviera desde el 30 de
mayo de 2005. De aquí, también, se transmiten un total de 6 canales en fre-
cuencia única totalmente sincronizados con el transmisor del Monte Wendels-
tein.
La potencia de salida de los transmisores DVB-T es aproximadamente el
doble que la de los transmisores en la montaña Wendelstein. Están sobre
10Kw por canal en la banda de UHF. En contraste con el transmisor del Mon-
te Wendelstein, adonde el patrón principal de la antena está dirigido hacia el
norte, la Torre Olímpica tiene un patrón omnidireccional. El PIRE desde la
Torre Olímpica es de alrededor de 100Kw en la banda de UHF.
Tabla 31.4. Parámetros técnicos de los transmisores de la Torre Olímpica
Canal Frecuencia Potencia media de
salida del transmisor
PIRE
10 212.5 MHz 7.2Kw 20Kw omnidireccional
34 578 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional
35 586 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional
48 690 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional
56 754 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional
66 834 MHz 9.3Kw 100Kw omnidireccional
31 - 16 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
Fig. 31.13. Torre Olímpica de Múnich; instalación de la antena para DVB-T emple-
ando un helicóptero (izquierda) y la antena del Monte Wendelstein (derecha)
Fig. 31.14. Sala de transmisores en Wendelstein; combinador de antena (izquierda) y
transmisores UHF (derecha)
31 - 17
Los transmisores de alta potencia son también de estado sólido y de en-
friamiento líquido de la serie NV/NM7000 de Rohde&Schwarz, pero con
mayor capacidad de potencia. En cuanto a la instalación, el sistema fue acon-
dicionado para calentar la cercana piscina olímpica mediante el calor disipado
en exceso por los 6 transmisores de alta potencia que, a pesar de ser muy
eficientes, es considerable; en vez de disiparlo al ambiente vía intercambiado-
res de calor.
El filtro de máscara y el combinador también son hechos por Spinner, pero
son de dimensiones mucho más grandes. La antena transmisora es de diseño
similar a la de la montaña Wendelstein y también ha sido fabricada por Kath-
rein.
31.3.3 Los Transmisores de Brotjacklriegel
La planta transmisora de Brotjacklriegel pertenece a la red DVB-T de Baja
Baviera y, como los otros sitios de transmisión en Baja Baviera, tiene 3
transmisores DVB-T. El transmisor DVB es actualmente mucho más pequeño
que el de Wendelstein y el de las instalaciones de la Torre Olímpica pero su
categoría del funcionamiento corresponde a la del sitio de Wendelstein. Brot-
jacklriegel difunde actualmente sólo programas de servicio público por lo que
aquí sólo son suficientes 3 frecuencias o flujos de datos. La antena de Brot-
jacklriegel es también de construcción similar a la antena de Wendelstein.
Las estaciones transmisoras de Hoher Bogen (Bayerischer Wald, Furth im
Wald) y de Hohe Linie (Regensburg) son sitios comparables al Bayerischer
Rundfunk en la red DVB-T de Baja Baviera.
El canal 7 de la planta transmisora de “Brotjacklriegel” funciona síncrono
en una red iso-frecuencia con el transmisor de “Hohe Linie” a una distancia
de 84Km cerca de Regensburg y el transmisor de “Hoher Bogen” a una dis-
tancia de 54Km. Sin embargo, la distancia a “Hohe Linie” violaría el reque-
rimiento del intervalo de guarda (77Km en la banda de VHF), por esta razón
la señal de “Brotjacklriegel” en el canal 7 se irradia 20μs adelantada, lo que
mueve efectivamente el transmisor hacia “Hohe Linie” y también hacia
“Hoher Bogen” por 84Km. Debido a que se interpone la cadena montañosa
de la Foresta bávara, los transmisores de “Brotjacklriegel” y de “Hoher Bo-
gen” están ya bastante desacoplados el uno del otro.
Tabla 31.5. Parámetros técnicos de los transmisores de Brotjacklriegel
Canal Frecuencia Potencia media de
salida del transmisor
PIRE
7 191.5 MHz 4.6Kw 25Kw
33 570 MHz 5Kw 50Kw
28 522 MHz 3.4Kw 100Kw
31 - 18 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
Tabla 31.6. Programas distribuidos por los transmisores de Brotjacklriegel
Canal Modula-
ción
Relación
de
Código
Guarda Tasa de
Datos
[Mb/s]
Número de
programas
Programas
7 16QAM 3/4 1/4 13.06 4
Das Erste,
Phoenix,
arte,
1plus
33 16QAM 2/3 1/4 13.27
3
+ DVB-H
+ MHP
Bayr.
Fernsehen,
BR alpha,
Südwest-
BW
28 16QAM 2/3 1/4 13.27 3
+ MHP
ZDF,
3sat,
Doku/Kika
Fig. 31.15. Filtro de mascara con enfriamiento líquido (8Kw) para DTV
(DVB/ATSC); foto del fabricante, Spinner.
31 - 19
Fig. 31.16. Combinador de antena de la Torre Olímpica de Múnich, vista posterior;
foto del fabricante, Spinner.
Fig. 31.17. Transmisores DVB-T en la Torre Olímpica de Múnich; foto del fabrican-
te, Rohde&Schwarz.
31 - 20 Estructura de Redes y Estaciones Transmisoras de DTV
Bibliografía: [NX7000], [KATHREIN1], [LVGB], [RFS]
32 La Televisión Digital a lo Largo del Mundo - Una Apreciación Global
Hasta ahora se han discutido los numerosos detalles técnicos de las varias
normas de la televisión digital. Lo único que todavía falta es un informe sobre
el desarrollo actual, la difusión de estas tecnologías y una mirada al futuro. La
televisión digital vía satélite (DVB-S) está disponible en Europa a través de
los numerosos transponedores de los satélites ASTRA y Eutelsat. Pueden
recibirse muchos programas no encriptados. Los sistemas receptores comple-
tos para DVB-S están disponibles en muchos grandes almacenes por alrede-
dor 100 - 200 Euros. En Alemania, pueden recibirse aproximadamente 15
flujos de datos como canales DVB-C en la amplia red de cable. Sin embargo,
dado que la mayoría de éstos sólo está ocupado por canales de TV paga, su
aceptación y familiaridad son correspondientemente bajas.
Entretanto, la televisión digital terrestre también se ha establecido en mu-
chos países y sobre toda la Gran Bretaña dónde el DVB-T empezó en 1998.
El DVB-T primero se extendió en Escandinavia, dónde Suecia está cubierta
completamente por DVB-T. Australia, también es uno de los primeros países
en haber introducido el DVB-T. En Australia, el DVB-T está principalmente
disponible en los centros poblados a lo largo de la costa Oriental y septentrio-
nal. El DVB-T también está difundiéndose en Sudáfrica e India.
En Europa, el estado actual está como sigue: En el otoño de 2002 se vio el
comienzo de la DVB-T en Berlín y en agosto de 2003, 7 flujos de datos con
más de 20 programas estaban ya en el aire; la televisión análoga siguió fun-
cionando en paralelo por solamente un breve período en el modo de simulcast
(en simultáneo) y después fue apagada totalmente en agosto de 2003, lo que
representó ciertamente una revolución de menor importancia. DVB-T fue
diseñado para implementar la recepción portátil en interiores. La recepción es
posible con antenas de interior simples desde el corazón de Berlín hasta los
suburbios externos, en algunos casos. Naturalmente, hay restricciones en la
recepción en interiores debido a la atenuación de los edificios u otras obstruc-
ciones. En los años 2003, 2004 y 2005, este tipo de recepción conocidos co-
mo “AnywhereTelevision – TV en todas partes” se difundió también a las
regiones de Renania del Norte-Westfalia, Hamburgo, Bremen, Hannover y
Fráncfort y desde el 30 de mayo de 2005 también a áreas de la conurbación
de Múnich y de Núremberg en Alemania. La tasa de datos por canal DVB-T
es de 13 a 15 Mb/s, proporcionando el espacio para unos 4 programas por el
32 - 2 La Televisión Digital a lo Largo del Mundo - Una Apreciación Global
canal. En la mayoría de los casos hay cerca de 4 - 6 frecuencias en el aire
simultáneamente.
Mecklemburgo siguió en el otoño de 2005 y Stuttgart en 2006. Las redes
implementadas en Alemania son todas diseñadas como pequeñas regiones
aisladas de SFN con pocos transmisores. En Italia, DVB-T fue ampliado con-
siderablemente en 2004. El MHP no sólo está “en el aire” sino que es am-
pliamente aceptado allí. Suiza siguió en 2004/2005 y en Austria, DVB-T co-
menzó en 2006.
En Groenlandia, por ejemplo, DVB-T es una alternativa barata para ofre-
cer TV a la población en ciudades pequeñas, cada una de las cuales es una
comunidad autónoma aislada. La recepción satelital es muy difícil en Groen-
landia debido a su localización y requiere de antenas muy grandes, haciéndole
una opción lógica el retransmitir los canales recibidos económicamente por
vía terrestre por medio de DVB-T, usando potencias de transmisión de alre-
dedor de 100w.
DVB-T también se transmite en Bélgica y Holanda y será ampliado consi-
derablemente en los próximos años, especialmente en Holanda. En los
EE.UU., Canadá, México y Corea del Sur, ATSC se está difundiendo, acom-
pañado por algunos problemas técnicos debido al método de portadora única
utilizado. Probablemente ATSC permanecerá restringido a estos países ya que
Japón tiene su propio estándar ISDB-T, que también ha sido adoptado por
Brasil.
Mientras tanto, otra área en la cual la televisión digital se ha establecido
son los estándares DVD y Mini-DV. Ambos métodos han dado lugar a una
mejora sustancial en la calidad de la reproducción comparada con VHS. Las
películas ahora también se están vendiendo cada vez más en DVD que en
cinta VHS. Los reproductores de DVD ahora sólo cuestan alrededor de 100
euros y, en todo caso, cada nueva PC está equipada con uno. Y en el campo
de las cámaras de vídeo caseras, las cámaras Mini-DV están disponibles aho-
ra por alrededor de 500 euros y producen imágenes de muy buena calidad.
Actualmente en Europa se están realizando ensayos prácticos en el campo
referentes a DVB-H. Sigue siendo incierto cómo el DVB-H será aceptado y
qué sucederá con respecto al sistema rival T-DMB.
Europa está actualmente también en las etapas iniciales de introducir la
HDTV (televisión de alta definición). Basada en nuevas tecnologías como
MPEG-4 AVC/H.264, y el nuevo estándar satelital DVB-S2.
Existen otros estándares para TV o TV móvil y extensiones a los estánda-
res que se deberán mencionar pero no se pueden describir más detalladamente
debido a la carencia de información publicada. Éstos incluyen MediaFLO y
AVSB. MediaFLO es otro estándar de TV móvil de la compañía Qualcomm
32 - 3
en los EE.UU. Se conocen pocos detalles de los parámetros técnicos ó que
hayan sido publicados. MediaFLO viene de Media Forward Link Only.
El método de modulación usado es COFDM. La modulación AVSB (Ad-
vanced Vestigial Sideband - banda lateral vestigial avanzada) es un cambio
pretendido al estándar ATSC, donde las secuencias PRBS se han cambiado
para hacer ATSC compatible con SFN. Aquí tampoco se han divulgado deta-
lles.
Acatando las sugerencias de muchos participantes de seminarios sobre te-
levisión digital en el mundo, este libro fue creado para proporcionar a la per-
sona en el campo, ya sea el proyectista de una red de transmisión, el técnico
de servicio en el sitio del transmisor, el técnico responsable de los codificado-
res y multiplexores MPEG-2 en el estudio o el centro de contribución, el in-
geniero que trabaja en un laboratorio de desarrollo o incluso un estudiante,
con una visión en la tecnología y técnicas de medición de la televisión digital.
Se concentra deliberadamente en las cosas prácticas de importancia e intenta
incluir tan pocas matemáticas como sea posible.
El autor de este libro pudo participar personalmente en la introducción de
la televisión digital en su trabajo en el departamento de desarrollo de instru-
mentación de prueba de TV de Rohde&Schwarz y especialmente también
más adelante en sus muchos viajes por seminarios, incluyendo nueve viajes a
Australia solamente. La participación directa en comisionar la red DVB-T de
Alta Baviera con el transmisor en la Torre Olímpica en Múnich y la del
transmisor de Wendelstein desde el comienzo hasta su puesta al aire el 30 de
mayo de 2005 a la una de la madrugada, que también me dejó una profunda
impresión. Muchas mediciones y experiencias subsecuentes en el terreno de
los viajes que se extendían desde Australia a Groenlandia han plasmado su
huella en este libro.
Los saludo cordialmente y agradezco de corazón, a los muchos miles de
participantes en estos cursos a lo largo del mundo, por las discusiones y suge-
rencias en los seminarios y por el vivo interés mostrado en este trabajo. Sus
resultados también podrían servir para estimular y beneficiar a sus futuros
lectores.
32 - 4 La Televisión Digital a lo Largo del Mundo - Una Apreciación Global
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33 - 8 Bibliografía
Definición de Términos
Acrónimo Inglés Español
A
A Ampere Amperio
AAL0 ATM Adaptation Layer 0 ATM Capa de Adaptación 0
AAL1 ATM Adaptation Layer 1 ATM Capa de Adaptación 1
AAL5 ATM Adaptation Layer 5 ATM Capa de Adaptación 5
ADSL Asymmetric Digital Subscri-
ber Line
Línea de Abonado Digital Asimétrica
AES/EBU Audio Engineering Socie-
ty/European Broadcasting
Union
Sociedad de Ingenieros de Au-
dio/Unión Europea de Radiodifusión
AF Adaptation Field Campo de Adaptación
AFC Automatic Frequency Control Control Automático de Frecuencia
AFV Audio Follow Video Audio que sigue al Video
Aliasing Aliasing
Antialiasing Antialiasing
ADPCM Adaptive Differential Pulse
Code Modulation
Modulación por Código de Pulsos
Diferencial Adaptivo
AIT Application Information
Table
Tabla de Información de la Aplicación
AM Amplitude Modulation Amplitud Modulada
APL Average Picture Level Nivel de Imagen Promedio
Artifact Artificio
ARIB Association of Radio Indus-
tries and Business
Asociación de Industrias y Negocios
de Radiodifusión
ASI Asynchronous Serial Inter-
face
Interfaz Serial Asíncrona
ASK Amplitude Shift Keying Modulación por Desplazamiento de
Amplitud
ATM Asynchronous Transfer Mode Modo de Transferencia Asincrónico
ATSC Advanced Television System
Committee
Comité de Sistemas de Televisión
Avanzada
AVC Advanced Video Coding Codificación de Video Avanzada
AWGN Additive White Gaussian
Noise
Ruido Gaussiano Blanco Aditivo
34 - 2 Definición de Términos
Acrónimo Inglés Español
B
BAT Bouquet Association Table Tabla de Asociación de Ramillete
BCH Bose, Chaudhuri and Hoc-
quenghem code
Código Bose, Chaudhuri and Hoc-
quenghem
BER Bit Error Rate Tasa de Error de Bits
Bit Rate Tasa de Bits
BRR Bit Rate Reduction Reducción de Tasa de Bits
BNC Bayonet Neill Concelman
Bps Bits Per Second Bits por segundo
BTSC Broadcast Television Systems
Comitee
Comité de Sistemas de Radiodifusión
por Televisión
BW Bandwidth Ancho de Banda
C
CA Conditional Access Acceso Condicional
CAT Conditional Access Table Tabla de Acceso Condicional
CATV Cable TV TV por Cable
CAV Component Analogue Video Video Análogo por Componentes
CAZAC Constant Amplitude Zero
Autocorrelation
Autocorrelación Constante de Ampli-
tud Cero
CCD Charge Coupled Device Dispositivo de cargas [eléctricas]
interconectadas
CCIR International Radio Consul-
tive Committee
Comité Consultivo Internacional de
Radio
CCVS Composite Color Video Sig-
nal
Señal de Video Compuesta de Color
CDMA Code Division Multiple
Access
Acceso Múltiple por División de
Código
CELP Code Excited Linear Predic-
tion
Predicción Lineal Iniciada por Código
CI Common Interface Interfaz Común
CIF Common Interchange Format Formato de Intercambio Común
C/N Carrier to Noise Relación Portadora a Ruido
CR Code Rate Relación de Código
COFDM Coded Orthogonal Frequency
Division Multiplexing
Múltiplex por División de Frecuencias
Ortogonales Codificado
Color burst Ráfaga de Color
Compression Rate Relación de Compresión
CRC Cyclic Redundancy Check Verificación Cíclica de Redundancia
CVCT Cable Virtual Channel Table Tabla de Canal Virtual de Cable
34 - 3
Acrónimo Inglés Español
D
D/A Digital to Analog Convertidor Digital a Análogo
Data Segment Segmento de Datos
DAB Digital Audio Broadcasting Radiodifusión de Audio Digital
dBm 0dBm = 1mw
DBPSK Differential Binary Phase
Shift Keying
Modulación por Desplazamiento de
Fase Binaria Diferencial
DQPSK Differential Quaternary Phase
Shift Keying
Modulación por Desplazamiento de
Fase Cuaternaria Diferencial
DCT Discrete Cosine Trasform Transformada Discreta de Coseno
DDB Data Download Blocks Bloques de Descarga de Datos
DFT Discrete Fourier Transform Transformada Discreta de Fourier
DIBEG Digital Broadcasting Experts
Group
Grupo de Expertos en Radiodifusión
Digital
DII Download Information Iden-
tification
Identificación de la Información de
Descarga
DMB-T Digital Multimedia Broad-
casting Terrestrial
Radiodifusión de Multimedia Digital
Terrestre
DPCM Differential Pulse Code
Modulation
Modulación Diferencial Codificada de
Pulsos
DRM Digital Radio Mondiale
DSCQS Double Stimulus Continual
Quality Scale
Escala de Calidad Perenne de Estímu-
lo Doble
DSM-CC Digital Storage Media Com-
mand and Control
Control y Comando de Medios de
Almacenamiento Digital
DSI Download Server Initializing Inicialización del Servidor de Transfe-
rencia
DST Discrete Sine Transform Transformada Discreta de Seno
DTMB = DMB-T
DTS Decoding Time Stamps Marcas de Tiempo de Decodificación
DTV Digital Television Televisión Digital
DVB Digital Video Broadcasting Radiodifusión de Video Digital
DVD Digital Versatile Disk Disco Digital Versátil
DVQL-U Digital Video Quality Level -
Unweighted
Nivel de Calidad de Video Digital No-
ponderado
DVQL-W Digital Video Quality Level -
Weighted
Nivel de Calidad de Video Digital
Ponderado
E
EAV End of Active Video Fin del Video Activo
34 - 4 Definición de Términos
Acrónimo Inglés Español
EBU European Broadcasting Un-
ion
Unión Europea de Radiodifusión
ECM Entitlement Control Message Mensaje de Control de Suscripción
EDGE Enhanced Data Rates for
GSM Evolution
Tasas de Datos Realzadas para la
Evolución del GSM
EDH Error Detection and Handling Manejo y Detección de Errores
EDTV Enhanced Definition Televi-
sion
Televisión de Definición Realzada
EIT Event Information Table Tabla de Información de Eventos
Embedded Incorporado
EMM Entitlement Management
Message
Mensaje de Manejo de Suscripción
Encoder Codificador
Encription Cifrado
END Equivalent Noise Degrada-
tion
Degradación Equivalente de Ruido
EOB End of Block Fin de Bloque
EPG Electronic Program Guide Guía Electrónica de Programación
ES Elementary Stream Flujo Elemental
ETI Ensemble Transport Interface Interfaz de Transporte de la Trama
ETSI European Telecommunica-
tions Standards Institute
Instituto Europeo de Estándares en
Telecomunicaciones
ETT Extended Text Table Tabla de Texto Extendida
F
FAC Fast Access Channel Canal de Acceso Rápido
FEC Forward Error Correction Pre-corrección de Error
FDM Frequency Division Multip-
lex
Múltiplex por División de Frecuencia
FFT Fast Fourier Transform Transformada Rápida de Fourier
FIC Fast Information Channel Canal Rápido de Información
FM Frequency Modulation Frecuencia Modulada
Fps Frames per second Cuadros por segundo
Frame Cuadro
FSK Frequency Shift Keying Modulación por Salto de Frecuencia
G
g gram gramo
GHz Gigahertz Gigahercio
34 - 5
Acrónimo Inglés Español
GMT Greenwich Mean Time Tiempo Medio de Greenwich
GOP Group of Pictures Grupo de Imágenes
GPRS General Packed Radio Sys-
tem
Sistema General de Radio en Paquetes
GPS Global Positioning System Sistema de Posicionamiento Global
GSM Groupe Spécial Mobile Grupo Especial para comunicaciones
Móviles
GMSK Gaussian Minimum Shift
Keying
H
HP High Priority Alta Prioridad
HPS High Priority Stream Flujo de Alta Prioridad
HVXC Harmonic Vector Excitation
Coding
Codificación por Excitación Vectorial
Armónica
HyperText Multimedia Lan-
guage
Lenguaje Multimedia de Híper-Texto
Hz Hertz Hercio
I
ICPM Incidental Carrier Phase
Modulation
Modulación de Fase Incidental
IDCT Inverse DCT Transformada Discreta Inversa de
Coseno
IDFT Inverse Discrete Fourier
Transform
Transformada Discreta Inversa de
Fourier
Interleaving Intercalado
IFFT Inverse Fast Fourier Trans-
form
Transformada Inversa Rápida de Fou-
rier
I/O Input / Output Entrada / Salida
IPTV Internet Protocol Television Protocolo de Televisión por Internet
IRD Integrated Receiver Decoder Decodificador y Receptor Digital
Integrado
ISDB-T Integrated Services Digital
Broadcasting Terrestrial
Radiodifusión Digital de Servicios
Integrados Terrestre
ISDN Integrated Services Digital
Netwoks
RDSI - Red Digital de Servicios Inte-
grados
ISMA Internet Streaming Media
Alliance
Alianza para Streaming de Media por
Internet
ISO International Organization for
Standarization
Organización Internacional para la
Estandarización
ITU International Telecommuni- UIT - Unión Internacional de Teleco-
34 - 6 Definición de Términos
Acrónimo Inglés Español
cation Union municaciones
J
Jitter Convulsión
J83 ITU-T J83
JPEG Joint Photographic Experts
Group
Grupo de Expertos en Fotografía
Común
K
K Kelvin Kelvin
Kb/s Kilo-bits per second Kilo-bits por segundo
KB/s Kilo-bytes per second Kilo-bytes por segundo
kg kilogram kilogramo
KHz Kilohertz Kilohercio
Km Kilometer Kilómetro
kV kilovolt kilovoltio
kW kilowatt kilovatio
L
LAN Local Area Network Red Local
LCD Liquid Crystal Display Pantalla de Cristal Líquido
LFE Low Frequency Effects Efectos de Baja Frecuencia
LL Low Level Nivel Bajo
LPF Low Pass Filter Filtro Pasa Bajos
LP Low Priority Baja Prioridad
LDPC Low-Density Parity-Check
code
Código de Verificación de Paridad de
Baja Densidad
LPS Low Priority Stream Flujo de Baja Prioridad
LSB Least Significant Bit
LVDS Low Voltage Differential
Signaling
Señalización Diferencial de Bajo Vol-
taje
M
m meter metro
MAC Media Access Command Comando de Acceso a la Media
Macroblock Macro-bloque
34 - 7
Acrónimo Inglés Español
Mapper Mapeador
Mb/s Mega-bits per second Mega-bits por segundo
MB/s Mega-bytes per second Meg- bytes por segundo
MCI Multiplex Configuration
Information
Información de Configuración del
Múltiplex
MFN Multiple Frequency Network Red Multi-Frecuencia
MGT Master Guide Table Tabla Guía Maestra
MHEG Multimedia and Hypermedia
Information Coding Experts
Group
Grupo de Expertos en Codificación de
la Información de Híper-media y Mul-
timedia
MHP Multimedia Home Platform Plataforma Básica de Multimedia
MHz Megahertz Megahercio
MIP Megaframe Initializing Pack-
et
Paquete de Inicialización de Mega-
cuadro
ML Main Level Nivel Principal
MMDS Microwave Multipoint Dis-
tribution System
Sistema de Distribución Multipunto
por Microondas
MOT Multimedia Object Transfer Transferencia de Objeto Multimedia
MP Main Profile Perfil Principal
MPE Multi-Protocol Encapsulation Encapsulación Multi-Protocolo
MPEG Moving Pictures Expert
Group
Grupo de Expertos en Imágenes en
Movimiento
MP@ML Main Profile@Main Level Perfil Principal a Nivel Principal
MPTS Multiprogram Transport
Stream
Flujo de Transporte Multi-programa
Multipath reception Recepción multi-trayectoria
MSB Most Significant Bit Bit de mayor peso
MSC Main Service Channel Canal de Servicio Principal
MUSICAM Masking pattern adapted
Universal Subband Integrated
Coding And Multiplexing
Codificación y Múltiplex Integrado de
sub-bandas del Patrón Universal de
Enmascaramiento
MUX Multiplex Múltiplex
mV milivolt milivoltio
N
NCO Numerically Controlled Osci-
lator
Oscilador Controlado Numéricamente
NICAM Netherlands Institute for the
Classification of Audiovisual
Media
Instituto Holandés para la Clasifica-
ción de Medios Audiovisuales
NIT Network Information Table Tabla de Información de Red
34 - 8 Definición de Términos
Acrónimo Inglés Español
NRZ Non-Return to Zero No Retorno a Cero
NRZI Non-Return to Zero Invert No Retorno a Cero Invertido
NTSC National Television System
Committee
Comisión Nacional de Sistemas de
Televisión
O
Object Carousel Carrusel Objeto
OFDM Orthogonal Frequency Divi-
sion Multiplexing
Múltiplex por División de Frecuencias
Ortogonales
P
PAL Phase Alternating Line Líneas alternadas en fase
PAT Program Association Table Tabla de Asociación de Programa
Patch Panel Panel de Conmutación
PCM Pulse Code Modulation Modulación Codificada de Pulsos
PCMCIA Personal Computer Memory
Card International Associa-
tion
Tarjeta para PCs
PCR Program Clock Reference Referencia de Reloj de Programa
PDH Plesiochronous Digital Hie-
rarchy
Jerarquía Digital Plesiocrónica
PES Packet Elementary Stream Flujo Elemental Empaquetado
PI Puncturing Index ïndice de Picado
PID Packet Identifier Identificador de Paquete
PLL Phase Lock Loop Lazo de Enganche de Fase
PMT Program Map Table Tabla de Mapeo de Programas
PRSB Pseudo Random Binary Se-
quence
Secuencia Binaria Pseudo Aleatoria
PS Program Stream Flujo de Programa
PSI Program Specific Information Información Específica de Programa
Profile Perfil
PSIP Program and System Infor-
mation Protocol
Protocolo de Información del Sistema
y Programa
PSK Phase Shift Keying Modulación por Salto de Fase
PSM Program Stream Multiplexer Multiplexor del Flujo de Programa
PTS Presentation Time Stamps Marcas de Tiempo de Presentación
Puncturing Picado
34 - 9
Acrónimo Inglés Español
Q
QAM Quadrature Amplitude Mod-
ulation
Modulación de Amplitud en Cuadratu-
ra
QPSK Quaternary Phase Shift Key Modulación por Desplazamiento de
Fase Cuaternaria
R
RBW Resolution Bandwidth Resolución del Ancho de Banda
Rise time Tiempo de subida
RLC Run Lenght Coding Codificación de Longitud Variable
RRT Rating Region Table Tabla de Valuación de Región
RS Reed-Solomon
RST Running Status Table Tabla de Estado de Funcionamiento
RTTP Real Time Transport Protocol Protocolo de Transporte en Tiempo
Real
S
s second segundo
SAV Start Active Video Inicio del Video Activo
Scrambling
SDC Service Description Channel Canal de Descripción de Servicio
SDI Serial Digital Interfase Interfaz Digital Serie
SDH Synchronous Digital Hie-
rarchy
Jerarquía Digital Síncrona
SDT Service Description Table Tabla de Descripción de Servicios
SDTV Standard Definition Televi-
sion
Televisión de Definición Estándar
SECAM Séquentiel Couleur à
Mémoire
Color secuencial con memoria
SER Symbol Error Rate Tasa de Error de Símbolo
SFN Single Frequency Network Red Iso-frecuencia
SI Service Information Información de Servicio
Simulcast Transmisión simultánea
Smearing Desparrame
SMPTE Society of Motion Picture and
Television Engineers
Sociedad de Ingenieros de TV e Imá-
genes en Movimiento
SMS Short Message Service Servicio de Mensajería Abreviada
S/N Signal to Noise ratio Relación Señal a Ruido
SONET Synchronous Optical Net- Red Óptica Sincrónica
34 - 10 Definición de Términos
Acrónimo Inglés Español
work
SPTS Single Program Transport
Stream
Flujo de Transporte de Programa Úni-
co
SSB Single Side Band Banda Lateral Única
SSCQE Single Stimulus Continual
Quality Evaluation
Evaluación de Calidad Perenne de
Estímulo Único
SSU System Software Update Actualización de Software del Sistema
Statistical multiplexing Múltiplex Estadístico
Streaming Difusión de datos
Sub-band coding Codificación sub-banda
ST Stuffing Table Tabla de Relleno
STB Set Top Box Caja decodificadora (“caja”)
STC System Time Clock Reloj del Sistema
STD System Target Decoder Decodificador Designado del Sistema
STT System Time Table Tabla de Tiempo del Sistema
T
TDM Time Division Multiplexing Múltiplex por División de Tiempo
TDMA Time Division Multiple
Access
Acceso Múltiple por División de
Tiempo
T-DMB Terrestrial Digital Multime-
dia Broadcasting
Radiodifusión Terrestre de Multimedia
Digital
TDT Time & Date Table Tabla de Hora y Fecha
Test Signal Señal de Prueba
TFPR Time Frequency and Phase
Reference
Referencia de Tiempo Frecuencia y
Fase
TII Transmitter Identification
Information
Información de Identificación del
Transmisor
TIST Time Stamp Marca de Tiempo
TMCC Transmission and Multiplex-
ing Configuration Control
Control de Configuración de Transmi-
sión y Multiplexado
TOT Time Offset Table Tabla de Zona Horaria
TOV Threshold of Visibility Umbral de Visibilidad
TPS Transmission Parameter
Signaling
Señalización de Parámetros de Trans-
misión
TS Transport Stream Flujo de Transporte
TSP Transport Stream Packet Paquete del Flujo de Transporte
TV Television Televisión
TVCT Terrestrial Virtual Channel
Table
Tabla de Canal Virtual Terrestre
34 - 11
Acrónimo Inglés Español
U
Up Converter Convertidor Ascendente
UDP User Datagram Protocol Protocolo de Datagrama de Usuario
UMTS Universal Mobile Telecom-
munications System (3GSM)
Sistema Universal de Comunicaciones
Móviles
UNT Update Notification Table Tabla de Notificación de Actualiza-
ción
UHF Ultra High Frequency Frecuencia Ultra Alta
UTC Coordinated Universal Time Tiempo Universal Coordinado
V
V Volt Voltio
VBI Vertical Blanking Interval Intervalo de Borrado Vertical
VBR Variable Bit Rate Tasa de Bits Variable
VDSL Very-high-bit-rate Digital
Subscriber Line
Línea Digital de Suscriptor de muy
alta tasa de bits
VHF Very High Frequency Frecuencia Muy Alta
VITS Vertical Interval Test Signals Señales de Prueba en el Intervalo
Vertical
VLC Variable Lenght Coding Codificación de Longitud Variable
VOD Video on Demand Video sobre Demanda
VQEG Video Quality Experts Group Grupo de Expertos en Calidad de
Video
VSB Vestigial Sideband Banda Lateral Vestigial
VTR Video Tape Recorder Videograbadora
W
W watt vatio
WCDMA Wideband Code Division
Multiple Access
Acceso Múltiple por División de
Código de Banda Ancha
Wide Screen Pantalla Ancha
WiMAX Worldwide Interoperability
for Microwave Access
Interoperabilidad Mundial para Acce-
so por Microondas
WLAN Wireless LAN LAN Inalámbrica
Y
Y/C Luminancia (Y) + Crominancia (C)
34 - 12 Definición de Términos
Acrónimo Inglés Español
Z
Zig-Zag Zigzag
AF - Campo de Adaptación
El campo de adaptación es una extensión del encabezado del TS y contie-
ne los datos auxiliares para un programa. La referencia de reloj de programa
(PCR) tiene especial importancia. El campo de adaptación nunca debe trans-
figurarse cuando vaya a ser transmitido (vea Acceso Condicional).
ATSC - Comité de Sistemas de Televisión Avanzada
El Comité de Normas norteamericano determinó la norma del mismo
nombre para la transmisión digital de señales de TV. Tal como en DVB, el
ATSC también es basado en sistemas MPEG-2 hasta donde el multiplexado
del flujo de transporte se refiere y en compresión MPEG-2 para el video. Sin
embargo, se usa la norma AC-3 en lugar de MPEG-2 para la compresión de
audio. El ATSC especifica transmisión terrestre y transmisión vía cable mien-
tras que la transmisión vía satélite no es tomada en cuenta.
ASI - Interfaz Serial Asíncrona
El ASI es una interfaz para el flujo de transporte. Cada byte del flujo de
transporte se expande a 10 bits (dispersión de energía) y se transmite con un
reloj de bits fijo de 270 MHz (asíncrono) independiente de la tasa de datos del
flujo de transporte. La tasa de datos fija se obtiene agregando datos ambiguos
sin contenido de información. Datos útiles se integran al flujo serial de datos
como bytes individuales o como paquetes completos en el TS. Esto es necesa-
rio para evitar la convulsión en el PCR. Consecuentemente, una memoria
buffer variable en el lado del transmisor no es admisible.
ATM – Modo de Transferencia Asíncrono
Conexión orientada al método de transmisión de banda ancha con celdas
de longitud fija de 53 bytes. Se transmiten la carga útil e información de seña-
lización.
Adaptación de ATM Capa 0 (AAL0)
La capa AAL0 de ATM es una interfaz de ATM transparente. Las células
de ATM se remiten aquí directamente sin haber sido repartidas por la capa de
adaptación ATM.
Adaptación de ATM Capa 1 (AAL1)
34 - 13
La capa AAL1 de ATM se usa para MPEG-2 con y sin la corrección de
error adelantada (FEC). La carga útil es 47 bytes, los 8 bytes restantes se usan
para el encabezado con el FEC y el número de secuencia. Esto hace posible
verificar el orden de llegada de las unidades de datos entrantes y la transmi-
sión. El FEC puede usarse para corregir los errores de la transmisión.
Adaptación de ATM Capa 5 (AAL5)
La capa AAL5 de ATM se usa siempre sin la corrección del error adelan-
tada para MPEG-2. La carga útil es 48 bytes, los 7 bytes restantes se usan
para el encabezado. Datos erróneos transmitidos no pueden corregirse en la
recepción.
BAT - Tabla de Asociación de Ramillete
La BAT es una tabla SI (DVB). Contiene la información sobre los diferen-
tes programas (ramillete) de una programadora. Se transmite en los paquetes
del TS con la PID 0x11 e indicado por el table_ID 0x4A.
BCH – Código Bose-Chaudhuri-Hocquenghem
Código cíclico de bloque empleado en la FEC de una transmisión por saté-
lite en DVB-S2, DVB-T2 y DVB-SH.
Byte de Sincronización
El byte de la sincronización es el primer byte en el encabezado de los TS y
también el primer byte de cada paquete de los TS. Su valor es 0x47.
Carga Útil
Carga útil constituye datos útiles en general. Con referencia al flujo de
transporte todos los datos salvo el encabezado de los TS y el campo de adap-
tación son la carga útil. Con referencia a un flujo elemental (ES) sólo los da-
tos útiles del ES sin el encabezado del PES son la carga útil.
CVCT - Tabla de Canales Virtuales de Cable
CVCT es una tabla PSIP (ATSC) qué comprende los datos característicos
(ej. Número de canal, frecuencia, tipo de modulación) de un programa (=
canal virtual) en el cable (transmisión terrestre → TVCT). TVCT se transmite
con la PID 0x1FFB en los paquetes del TS e indicado por el table_id 0xC9.
Codificación del Canal
La codificación del canal se ejecuta antes de la modulación y transmisión
de un flujo de transporte. La codificación del canal es principalmente usada
para la corrección de error adelantada (FEC) permitiendo corregir errores de
bit que ocurren en el receptor durante la transmisión.
34 - 14 Definición de Términos
COFDM - Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales Codifi-
cado
COFDM es el Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales
(OFDM) con pre-corrección de error. El OFDM siempre es COFDM dado
que el OFDM no trabajaría sin protección de error.
CI - Interfaz Común
El CI está una interfaz en el lado del receptor para una programadora es-
pecífica, mediante una tarjeta desmontable de CA. Esta interfaz permite que
los programas cifrados de diferentes programadoras sean restaurados con el
mismo equipo a pesar de las diferencias en los sistemas de CA.
CA - Acceso Condicional
El CA es un sistema que permite cifrar los programas y proporcionar el
acceso a estos programas sólo a los usuarios autorizados a recibirlos. Las
programadoras pueden así cobrar cuotas por programas o por transmisiones
individuales. El cifrado puede realizarse en uno de los dos niveles proporcio-
nado por un flujo multiplexado MPEG-2, es decir, a nivel del flujo de trans-
porte o del flujo de empaquetado elemental. Los encabezados pertinentes
permanecen no-cifrados. Las tablas PSI y SI también permanecen no-cifradas
salvo por el EIT.
CAT - Tabla de Acceso Condicional
CAT es una tabla PSI (MPEG-2) y comprende información requerida para
los programas de descifrado. Se transmite en los paquetes TS con la PID
0x0002 e indicada por el table_ID 0x0.
Código de Verificación de Prioridad de Baja Densidad
Código de bloque usado en la FEC del estándar DVB-S2 de transmisión
por satélite.
Código Fuente
El objetivo del código fuente es la reducción de datos eliminando la re-
dundancia al mayor grado posible y afectando la relevancia en una señal de
video o de audio tan poco como sea posible. Los métodos a ser aplicados
están definidos en MPEG-2. Como condición previa, el ancho de banda para
la transmisión de señales digitales debe ser más angosto que el requerido para
la transmisión de señales analógicas.
Contador de Continuidad
Se proporciona un contador de continuidad para cada flujo elemental (ES)
como un contador de 4 bits en el cuarto y último byte de cada encabezado de
los TS. Cuenta los paquetes de los TS de un PES, determina el orden correcto
y chequea si los paquetes de un PES están completos. El contador (15 seguido
34 - 15
por cero) se incrementa con cada nuevo paquete del PES. Excepciones son
permitidas bajo ciertas circunstancias.
CRC - Chequeo de Redundancia Cíclico
El CRC sirve por verificar si la transmisión de datos está libre de errores.
A este efecto, un patrón de bits es calculado en el transmisor basado en los
datos a ser supervisados. Este patrón de bits se agrega a los datos de tal forma
que un cómputo equivalente en el receptor rinda un patrón de bits fijo en caso
de que la transmisión esté libre de errores después de procesar los datos. Cada
flujo de transporte contiene un CRC para las tablas PSI (PAT, PMT, CAT,
NIT) así como para algunas tablas SI (EIT, BAT, SDT, TOT).
DAB – Radiodifusión Digital de Audio
Es la norma para radio digital en la Banda III de VHF y en la Banda L, de-
finida como parte del Proyecto EUREKA 147. El audio está codificado en
MPEG-1 o en MPEG-2 Capa II. El método de modulación usado es COFDM.
DDB – Bloque de Transferencia de Datos
Bloques de transmisión de datos de un carrusel objeto, organizada lógica-
mente en módulos.
DII – Identificación de Información de Descarga
Punto de entrada lógico en un carrusel objeto.
DMB-T - Radiodifusión Digital de Multimedia-Terrestre
Norma china para la televisión digital terrestre.
DRM – Digital Radio Mondiale
Norma para la radiodifusión de audio digital en las bandas de onda media
y corta. Las señales se codifican en MPEG-4 AAC. El método de modulación
usado es COFDM.
DSM-CC Control y Comando de medios de Grabación Digital
Secciones privadas según MPEG-2 que se emplean para la transmisión de
servicios de datos en carruseles objeto o por datagramas como paquetes IP en
el flujo de transportes MPEG-2.
DTS – Marca de Tiempo de Decodificación
El DTS es un valor de 33 bits en el encabezado del PES y representa el
tiempo de decodificación del paquete PES asociado. El valor se refiere a los
33 bits más significativos del reloj de referencia del programa asociado. Un
DTS sólo está disponible si difiere de la señal de tiempo de presentación
(PTS). Para flujos de video éste es el caso si se transmiten imágenes diferen-
ciales y si el orden de decodificación no corresponde a la de la salida.
34 - 16 Definición de Términos
DVB - Radiodifusión de Video Digital
El proyecto DVB europeo estipula métodos y regulaciones para la trans-
misión digital de señales de TV. También se usan abreviaciones como DVB-
C (para la transmisión vía cable), DVB-S (para la transmisión vía satélite) y
DVB-T (para la transmisión terrestre).
ES - Flujo Elemental
El flujo elemental es un flujo de datos “continuo” para el video, sonido o
datos para un usuario específico. Los datos que originan la digitalización del
video y el audio son comprimidos por medio de métodos definidos en MPEG-
2-Video y MPEG-2-Audio.
ECM – Mensajes de Control de Suscripción
Los ECM comprenden la información para el descifrado en el receptor de
un sistema con CA (acceso condicional) que proporciona todos los detalles
sobre el método de descifrado.
EMM – Mensajes de Manejo de Suscripción
Los EMM comprenden la información para el descifrado en el receptor de
un sistema de CA que proporciona todos los detalles sobre los derechos de
acceso del cliente a programas o transmisiones cifradas específicas.
EIT - Tabla de Información de Evento
La EIT está definida ya sea como una tabla SI (DVB) o como una tabla
PSIP (ATSC). Proporciona la información sobre los contenidos de programa
como una Guía de TV.
En DVB la EIT se transmite en los paquetes TS con la PID 0x0012 e indi-
cada por un tabla_ID de 0x4E a 0x6F. Diferente información es contenida
dependiendo de la tabla_id:
Tabla_ID 0x4E
Tabla_ID 0x4E
TS actual / presente + siguiente
TS actual / presente + siguiente
Tabla_ID 0x4F otro TS / presente + siguiente
Tabla_ID 0x50... 0x5F TS actual / itinerario
Tabla_ID 0x60... 0x6F Otro TS / itinerario
EIT-0 a EIT-127 están definidos en ATSC. Cada EIT-xxx comprende la
información sobre los contenidos del programa de una sección de tres horas
dónde EIT-0 es la ventana de tiempo actual. EIT-4 a EIT-127 son optativos.
Cada EIT puede transmitirse en un PID definido por el MGT con la tabla_id
0xCB.
ETT - Tabla de Texto Extendida
La ETT es una tabla PSIP (ATSC) y comprende la información sobre un
34 - 17
programa (el canal ETT) o sobre transmisiones individuales (ETT-0 a ETT-
127) en formato de texto. Se asignan ETT-0 a ETT-127 a las tablas ATSC
EIT-0 a EIT-127 y proporcionan información sobre los contenidos del pro-
grama de una sección de tres horas. ETT-0 está referenciada a la ventana de
tiempo actual, los otros ETTs a las secciones de tiempo posteriores. Todos los
ETTs son optativos. Cada ETT puede transmitirse en un PID definido por la
MGT con la tabla_id 0xCC.
Encabezado del TS
El encabezado del TS se coloca al principio de cada paquete del TS y tiene
una longitud de cuatro bytes. El encabezado del TS siempre empieza con el
byte de sincronización 0x47. Otros elementos importantes son la PID y el
contador de continuidad. El encabezado del TS nunca debe cifrarse cuando
vaya a ser transmitido (vea Acceso Condicional).
FEC – Pre-corrección de Errores
Protección de errores en transmisión de datos, codificación de canal.
Indicador de Inicio de Unidad de Carga Útil
El indicador de inicio de unidad de carga útil es una marca de un bit en el
segundo byte de un encabezado de los TS. Indica el principio de un paquete
del PES o de una sección de PSI o tablas de SI en el paquete de los TS co-
rrespondientes.
Indicador de Error de Transporte
El indicador de error de transporte está contenido en el encabezado de los
TS y es el primer bit después del byte de sincronización (MSB del segundo
byte). Es fijado durante la decodificación del canal si la decodificación del
canal no pudiera corregir todos los errores de bit generados en el paquete del
TS correspondiente en el camino de la transmisión. Como no es básicamente
posible encontrar los bits incorrectos (por ejemplo, la PID también podría
afectarse), el paquete erróneo no debe seguir procesándose. La frecuencia de
la ocurrencia de un indicador de error de transporte fijado no es ninguna me-
dida de la tasa de error de bit en el camino de la transmisión. El indicador de
error de transporte fijado muestra que la calidad del camino de la transmisión
no es suficiente para una transmisión libre de errores a pesar de la codifica-
ción con control de error. Una caída ligera en la calidad de la transmisión
aumentará rápidamente la frecuencia de la ocurrencia de un indicador de error
de transporte fijado y la transmisión no será posible.
IRD - Receptor Decodificador Integrado
El IRD es un receptor con el decodificador MPEG2 integrado. Una expre-
sión más familiar sería la “caja” o “set-up box”.
ISDB-T Radiodifusión Digital de Servicios Integrados - Terrestre
34 - 18 Definición de Términos
Norma japonesa para la televisión digital terrestre. El método de modula-
ción empleado es OFDM y la señal de banda base es un flujo de transporte
MPEG-2.
ITU-T J83
Ésta es una colección de varias normas para la transmisión de televisión
digital vía cable de banda ancha.
J83A = DVB-C
J83B = Norma americana para la televisión de cable digital (64QAM,
256QAM)
J83C = Norma japonesa para la televisión de cable digital (6-MHz, varian-
te de DVB-C)
J83D = Variante de ATSC para la televisión de cable digital (16VSB); no
se emplea.
LVDS - Señalización Diferencial de Bajo Voltaje
LVDS se usa para la interfaz paralela del flujo de transporte. Es una lógica
diferencial positiva. La diferencia de voltaje es de 330 mV en 100Ω.
MGT - Tabla Guía Principal
La MGT es una tabla de referencia para todas las otras tablas PSIP
(ATSC). Lista el número de versión, la longitud de la tabla y la PID para cada
tabla PSIP con la excepción de la STT. La MGT siempre se transmite con una
Sección en la PID 0x1FFB e indicada por la tabla_id 0xC7.
MIP - Paquete de Inicialización de Megacuadro
Un MIP se usa por sincronizar las redes de frecuencia única. Un MIP es
un paquete de flujo de transporte especial MPEG-2 con señales de tiempo
derivadas de un receptor GPS. El PID de un MIP es 0x15
MP@ML - Perfil Principal a Nivel Principal
MP@ML representa Perfil Principal a Nivel Principal y es un tipo de
código fuente para las señales de video. El perfil determina los métodos del
código fuente que pueden usarse mientras que el nivel define la resolución de
la imagen.
MPEG - Moving Pictures Experts Group
El MPEG (Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento) es un comité
de estandarización internacional que trabaja en la codificación, transmisión y
grabación de imágenes (en movimiento) y sonido.
MPEG-2
MPEG-2 es una norma que consta de tres partes principales y escrito por
34 - 19
el Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento (ISO/IEC 13818). Descri-
be la codificación y la compresión del video (Parte 2) y audio (Parte 3) para
obtener un flujo elemental así como el multiplexado de flujos elementales a
un flujo de transporte (Parte 1).
MHEG – Grupo de Información de Multimedia e Hípermedia
Servicio de datos asociado a programa en flujos de transporte MPEG-2,
basado en carruseles objeto y aplicaciones HTML. Difundido en el Reino
Unido como parte de DVB-T.
MHP – Plataforma Básica de Multimedia
Servicio de datos asociado a programa en DVB. Archivos HTML y apli-
caciones en Java se transmiten vía carruseles objeto a receptores habilitados
para MHP que pueden ser ejecutados posteriormente.
NIT - Tabla de Información de Red
La NIT es una tabla PSI (MPEG-2/DVB). Comprende los datos técnicos
sobre la red de transmisión (por ejemplo la posición de la órbita de los satéli-
tes y el número transponedores). La NIT se transmite en los paquetes TS con
la PID 0x0010 e indicada por la tabla_id 0x40 o 0x41.
OFDM - Múltiplex por División de Frecuencias Ortogonales
Este método de modulación se emplea en los sistemas DVB para emitir el
flujo de transporte con transmisores terrestres. Es un método de portadoras
múltiples y es conveniente para el funcionamiento de redes de frecuencia
única.
Paquete Nulo
Los paquetes nulos son paquetes del TS donde el flujo de de transporte se
rellena para obtener una tasa de datos específica. Los paquetes nulos no con-
tienen ninguna carga útil y tienen la identidad de paquete 0x1FFF. El conta-
dor de continuidad es indefinido.
PID - Identidad del Paquete
El PID es un valor de 13 bits en el encabezado de los TS. Muestra que un
paquete de un TS pertenece a un subflujo del flujo de transporte. Un subflujo
puede contener un flujo elemental empaquetado (PES), datos de usuario es-
pecífico, información específica de programa (PSI) o información de servicio
(SI). Para algunas tablas PSI y SI los valores de PID asociados están predefi-
nidos. Todos los otros valores de PID están definidos en las tablas PSI del
flujo de transporte.
34 - 20 Definición de Términos
PES - Flujo Elemental Empaquetado
Para la transmisión, el flujo elemental “continuo” se subdivide en paque-
tes. En caso de flujos de video una imagen constituye el PES, considerando
que con los flujos de audio un cuadro de audio que puede representar una
señal de audio entre 16 ms y 72 ms es el PES. Cada paquete de PES es prece-
dido por un encabezado de PES.
PCMCIA (Tarjeta para PC)
PCMCIA es una interfaz física estandarizada por la Asociación Interna-
cional de Tarjetas de Memoria de Computadoras Personales (Personal Com-
puter Memory Card International Association) para el intercambio de datos
entre computadoras y periféricos. Un modelo de esta interfaz se usa para la
interfaz común.
PCR Jitter
El valor de un PCR se refiere exactamente al principio de un paquete de
los TS en el que se localiza. El reloj de referencia de 27 MHz del sistema
provee una exactitud aproximada de ±20 ns. Si la diferencia de los valores
transferidos se desvía de la diferencia real del principio de los paquetes invo-
lucrados, a esto se llama jitter (convulsión) del PCR. Puede ser causado, por
ejemplo, por un error en el cálculo del PCR durante la multiplexación del
flujo de transporte o por la integración subsecuente de paquetes nulos en el
camino de la transmisión sin la corrección de PCR.
PDH - Jerarquía Digital Plesiocrónica
La Jerarquía Digital Plesiocrónica se desarrolló originalmente para la
transmisión de llamadas de voz digitalizadas. Los sistemas de gran velocidad
son generados entrelazando las señales digitales de subsistemas de baja velo-
cidad en el tiempo. En la PDH se permite fluctuar la tasa de reloj de los sub-
sistemas individuales, siendo, estas fluctuaciones, compensadas por los méto-
dos de relleno apropiados. La PDH incluye, entre otros métodos de la trans-
misión, el E3 y el DS3.
PES, Encabezado del
Cada paquete de PES en el flujo de transporte se inicia con un encabezado
del PES. El encabezado del PES contiene la información para decodificar el
flujo elemental (ES). La marca de tiempo de presentación (PTS) y la marca
de tiempo de decodificación (DTS) son de importancia vital. Tanto el inicio
de un encabezado del PES como el inicio de un paquete PES se indican en el
paquete del TS asociado por medio del indicador de inicio de carga útil. Si el
encabezado del PES va a ser cifrado, es cifrado a nivel de flujo de transporte.
No es afectado cifrando a nivel del flujo elemental.
PES, Paquete
34 - 21
El paquete PES (no confundirlo con el paquete del TS) contiene un flujo
elemental empaquetado (PES) como la unidad de transmisión. En un flujo de
video, por ejemplo, éste es una imagen de código fuente. Normalmente se
reduce la longitud de un paquete de PES a 64 Kbytes. Sólo si una imagen de
video requiere de más capacidad puede un paquete de PES ser más largo que
64 Kbytes. Un encabezado de PES precede cada paquete de PES.
PTS - Marca de Tiempo de Presentación
El PTS es un valor de 33 bits en el encabezado del PES y representa el
tiempo de salida del contenido de un paquete del PES. El valor se refiere a los
3 bits más significativos del reloj de referencia del programa asociado. Si el
orden de salida no corresponde al orden de decodificación, se transmite adi-
cionalmente una marca de tiempo de decodificación (DTS). Éste es el caso
para flujos de video que contienen imágenes diferenciales.
PSIP - Protocolo de Información de Sistema y Programa
El PSIP es el resumen de tablas definido por ATSC para la emisión de los
parámetros de transmisión, descripciones del programa, etc. Contienen la
estructura definida por los sistemas MPEG-2 para las secciones „privadas‟.
Existen las siguientes tablas:
Tabla Guía Principal (MGT)
Tabla de Canal Virtual Terrestre (TVCT)
Tabla de Canal Virtual por Cable (CVCT)
Tabla de Evaluación de Región (RRT)
Tabla de Información de Evento (EIT)
Tabla de Texto Extendida (ETT)
Tabla de Tiempo del Sistema (STT)
PAT - Tabla de Asociación de Programa
La PAT es una Tabla PSI (MPEG-2). Lista todos los programas conteni-
dos en un flujo de transporte y se refiere a los PMTs asociados que contienen
amplia información sobre los programas. La PAT se transmite en los paquetes
de los TS con la PID 0x0000 e indicado por la tabla_id 0x00.
PCR - Reloj de Referencia de Programa
El PCR es un valor de 42 bits contenido en un campo de adaptación y
ayuda al decodificador para sincronizar su reloj del sistema (27 MHz) al reloj
del codificador o multiplexor de los TS por medio de un PLL. En este caso,
los 33 bits más significativos se refieren a un reloj de 90 kHz mientras los 9
bits menos significativos cuentan de 0 a 299 y así representan un reloj de 300
x 90 kHz (= 27 MHz). Cada programa de un flujo de transporte se relaciona a
un PCR que se transmite en el campo de adaptación por los paquetes de los
TS con una PID específica. Las marcas de tiempo de presentación (PTS) y las
marcas de tiempo de decodificación (DTS) de todos los flujos elementales de
34 - 22 Definición de Términos
un programa se refieren a los 33 bits más significativos del PCR. Según
MPEG-2 los PCRs deben ser transmitidos a intervalos máximos de 100 ms,
según las regulaciones de DVB a intervalos máximos de 40 ms.
PMT - Tabla de Mapeo de Programa
La PMT es una tabla PSI (MPEG-2). Los flujos elementales (video, audio,
datos) pertenecientes a los programas individuales se describen en una PMT.
Una PMT consiste en una o varias secciones, cada una conteniendo la infor-
mación sobre un programa. La PMT se transmite en los paquetes de los TS
con una PID de 0x0020 al 0x1FFE (referenciados en la PAT) e indicado con
una tabla_id 0x02.
PS - Flujo de Programa
Tal como el flujo de transporte, el flujo del programa es un flujo multi-
plexado que sólo contiene los flujos elementales para un programa y sólo es
conveniente para la transmisión de canales „inalterados‟ (ej.: la grabación en
medios del almacenamiento).
PSI - Información Específica de Programa
Las cuatro tablas siguientes, definidas por MPEG-2, resumen la informa-
ción específica de programa:
Tabla de Asociación de Programa (PAT),
Tabla de Mapeo de Programa (PMT),
Tabla de Acceso Condicional (CAT),
Tabla de Información de Red (NIT).
QAM - Modulación de Amplitud en Cuadratura
QAM es el método de modulación usado por transmitir un flujo de trans-
porte vía cable. La codificación del canal es realizada antes de la QAM.
QPSK - Modulación por Desplazamiento Cuaternario de Fase
QPSK es el método de modulación usado por transmitir un flujo de trans-
porte vía satélite. La codificación del canal se realiza antes de la QPSK.
RRT - Tabla de Evaluación de Región
La RRT es una tabla PSIP (ATSC). Comprende los valores de referencia
para las diferentes regiones geográficas para la clasificación de las transmi-
siones (por ejemplo „conveniente para los niños mayores de X años‟). La
RRT se transmite con una sección en la PID 0x1FFB e indicado por la ta-
bla_id 0xCA.
RST - Tabla de Estado de Ejecución
La RST es una tabla SI (DVB) y contiene la información de estado sobre
las transmisiones individuales. Se transmite en los paquetes TS con la PID
34 - 23
0x0013 e indicado por la tabla_id 0x71.
Sección
Cada tabla (PSI y SI) puede comprender una o varias secciones. Una sec-
ción puede tener una longitud de hasta 1 Kbyte (para EIT y ST hasta 4 Kby-
tes). Para la mayoría de las tablas, están disponibles 4 bytes para el CRC al
final de cada sección.
SDT - Tabla de Descripción de Servicio
La SDT es una tabla SI (DVB) y contiene los nombres de programas y
programadoras. Se transmite en los paquetes TS con la PID 0x0011 e indica-
do por la tabla_id 0x42 ó 0x46.
SI - Información de Servicio
Las tablas siguientes, definidas por DVB, se denominan de información de
servicio. Ellas comprenden la estructura para secciones „privadas‟ definidas
por los sistemas MPEG-2:
Tabla de Asociación de Ramillete (BAT),
Tabla de Descripción de Servicio (SDT),
Tabla de Información de Eventos (EIT),
Tabla de Estado de Ejecución (RST),
Tabla de Hora y Fecha (TDT),
Tabla de Zona Horaria (TOT).
A veces también se incluye la información específica de programa (PSI).
ST - Tabla de Relleno
La ST es una tabla SI (DVB). No tiene ningún contenido relevante y se
obtiene tachando las tablas que ya no son válidas en la ruta de la transmisión
(por ejemplo, cabeceras de cable). Se transmite en los paquetes TS con un
PID de 0x0010 al 0x0014 e indicado por la tabla_id 0x72.
SDH - Jerarquía Digital Síncrona
La Jerarquía Digital Síncrona (SDH) es una norma internacional para la
transmisión digital de datos dentro de una estructura de cuadro uniforme
(contenedores). La SDH puede usarse por transmitir todas las velocidades de
tráfico binario de PDH y ATM. Aunque la SDH difiere debido al manejo del
puntero, es compatible con los PDH americanos y las normas SONET.
SONET - Red Óptica Síncrona
La Red Óptica Síncrona (SONET) es una norma americana para la trans-
misión digital de datos dentro de una estructura de cuadro uniforme (contene-
dores). SONET puede usarse por transmitir todas las velocidades de tráfico
binario de PDH y ATM. SONET difiere en el manejo del puntero y es, por
tanto, incompatible con la norma SDH europea.
34 - 24 Definición de Términos
STD - Decodificador Designado del Sistema
El decodificador designado del sistema describe el modelo (teórico) de un
decodificador de flujos de transporte MPEG-2. Un decodificador „real‟ tiene
que cumplir todas las condiciones basadas en el STD para poder garantizar
que los contenidos de todos los flujos de transporte creados en MPEG-2 se
decodifiquen sin errores.
STT - Tabla de Tiempo del Sistema
La STT es una tabla PSIP (ATSC). Comprende la fecha y el tiempo (UTC)
así como la diferencia horaria local. La STT se transmite en los paquetes TS
con la PID 0x1FFB e indicado por la tabla_id 0xCD.
Tabla_ID
La IDentidad de la Tabla define el tipo de tabla (por ejemplo PAT, NIT,
SDT, etc.) y siempre se localiza al principio de una sección de la tabla. La
tabla_id es necesaria sobre todo porque pueden transmitirse las diferentes
tablas con un PID (ej.: BAT y SDT con la PID 0x0011), en un sub-flujo.
TDT - Tabla de Hora y Fecha
La TDT es una tabla SI (DVB) y contiene la fecha y la hora (UTC). Se
transmite en los paquetes de los TS con la PID 0x0014 e indicado por la ta-
bla_id 0x70.
T-DMB Radiodifusión Terrestre de Multimedia Digital
Norma surcoreana para la recepción de TV en receptores móviles basada
en DAB, MPEG-4 AVC y AAC.
TVCT - Tabla de Canal Virtual Terrestre
La TVCT es una tabla PSIP (ATSC) que comprende los datos característi-
cos de un programa (ej.: número del canal, frecuencia, método de la modula-
ción) para emisión terrestre (transmisión en cable → CVCT). La TVCT se
transmite en los paquetes de los TS con la PID 0x1FFB e indicado por la ta-
bla_id 0xC8.
TOT - Tabla de Zona Horaria
La TOT es una tabla SI (DVB) y contiene la información acerca de la dife-
rencia horaria además de la fecha y hora (UTC). Se transmite en los paquetes
de los TS con la PID 0x0014 e indicado por la tabla_id 0x73.
TS - Flujo de Transporte
El flujo de transporte es un flujo de datos multiplexados definido por
MPEG-2 que puede contener varios programas que pueden consistir en varios
flujos elementales. Un reloj de referencia de programa (PCR) se acarrea a lo
largo de cada programa. El multiplexado se hace formando paquetes de los
BAT 32
BER 229
Bit Error Rate 229, 293, 349
bit error rates 192
Bit Error Rates 196, 305
blanking intervals 67
bouquet association table 32
C/N 200
Cable Virtual Channel Table 37
carrier suppression 226
CAT 24
CAT_Error 134
CB 43
CCIR 601 2, 43, 117
CCVS 7 chro-
minance 43
coded orthogonal frequency division
multiplex 239 COFDM 239 color difference signals 44 Com-
posite Video Signal 9 conditional
access table 24 Constellation
Analysis 216, 310,
351
constellation diagram 220
continual pilots 264
Continual pilots 261
continuity counter 40 Conti-
nuity_Count_Error 129 con-
volutional coder 180
CR 43
CRC_error 131
crest factor 288
34 - 25
TS para cada flujo elemental y atando estos paquetes de los TS que se origi-
nan de los diferentes flujos elementales.
TS, Paquete del
El flujo de transporte se transmite en paquetes de 188 bytes (204 bytes
después de la codificación del canal). Los primeros cuatro bytes forman el
encabezado del TS que son seguidos por los 184 bytes de la carga útil.
VSB - Modulación de Banda Lateral Vestigial
El método de modulación de amplitud de banda lateral vestigial se usa en
los sistemas ATSC. Para la transmisión terrestre, se emplea 8-VSB con 8
niveles de amplitud; mientras que 16-VSB es principalmente aplicado para la
transmisión por cable.
34 - 26 Definición de Términos
Tablas de Canales de TV
Los canales listados en las tablas siguientes son ejemplos posibles para
televisión análoga, ATSC, DVB-C, DVB-T e ISDB-T.
TV Análoga:
Portadora de video a 6MHz de ancho de banda: 1.75MHz abajo de la
frecuencia central.
Portadora de video a 7MHz de ancho de banda: 2.25MHz abajo de la
frecuencia central.
Portadora de video a 8MHz de ancho de banda: 2.75MHz abajo de la
frecuencia central.
Tabla 35.1. Ubicación de los canales de TV, Europa
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de
Banda [MHz]
Observaciones
2 VHF I 50.5 7 3 VHF I 57.5 7 4 VHF I 64.5 7
VHF II FM 87.5-108MHz
5 VHF III 177.5 7 6 VHF III 184.5 7 7 VHF III 191.5 7 8 VHF III 198.5 7 9 VHF III 205.5 7
10 VHF III 212.5 7 11 VHF III 219.5 7 12 VHF III 226.5 7 S 1 canal especial 107.5 7 no usado (FM)
S 2 canal especial 114.5 7 cable, banda media
S 3 canal especial 121.5 7 cable, banda media
S 4 canal especial 128.5 7 cable, banda media
S 5 canal especial 135.5 7 cable, banda media
S 6 canal especial 142.5 7 cable, banda media
S 7 canal especial 149.5 7 cable, banda media
S 8 canal especial 156.5 7 cable, banda media
S 9 canal especial 163.5 7 cable, banda media
S 10 canal especial 170.5 7 cable, banda media
S 11 canal especial 233.5 7 cable, súper-banda
35 - 2 Tablas de Canales de TV
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de
Banda [MHz]
Observaciones
S 12 canal especial 240.5 7 cable, súper-banda
S 13 canal especial 247.5 7 cable, súper-banda
S 14 canal especial 254.5 7 cable, súper-banda
S 15 canal especial 261.5 7 cable, súper-banda
S 16 canal especial 268.5 7 cable, súper-banda
S 17 canal especial 275.5 7 cable, súper-banda
S 18 canal especial 282.5 7 cable, súper-banda
S 19 canal especial 289.5 7 cable, súper-banda
S 20 canal especial 296.5 7 cable, súper-banda
S 21 canal especial 306 8 cable, híper-banda
S 22 canal especial 314 8 cable, híper-banda
S 23 canal especial 322 8 cable, híper-banda
S 24 canal especial 330 8 cable, híper-banda
S 25 canal especial 338 8 cable, híper-banda
S 26 canal especial 346 8 cable, híper-banda
S 27 canal especial 354 8 cable, híper-banda
S 28 canal especial 362 8 cable, híper-banda
S 29 canal especial 370 8 cable, híper-banda
S 30 canal especial 378 8 cable, híper-banda
S 31 canal especial 386 8 cable, híper-banda
S 32 canal especial 394 8 cable, híper-banda
S 33 canal especial 402 8 cable, híper-banda
S 34 canal especial 410 8 cable, híper-banda
S 35 canal especial 418 8 cable, híper-banda
S 36 canal especial 426 8 cable, híper-banda
S 37 canal especial 434 8 cable, híper-banda
S 38 canal especial 442 8 cable, híper-banda
S 39 canal especial 450 8 cable, híper-banda
S40 canal especial 458 8 cable, híper-banda
S41 canal especial 466 8 cable, híper-banda
22 UHF IV 482 8 23 UHF IV 490 8 24 UHF IV 498 8 25 UHF IV 506 8 26 UHF IV 514 8 27 UHF IV 522 8 28 UHF IV 530 8 29 UHF IV 538 8 30 UHF IV 546 8 31 UHF IV 554 8 32 UHF IV 562 8 33 UHF IV 570 8 34 UHF IV 578 8
35 - 3
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de
Banda [MHz]
Observaciones
35 UHF IV 586 8 36 UHF IV 594 8 37 UHF IV 602 8 38 UHF V 610 8
39 UHF V 618 8
40 UHF V 626 8
41 UHF V 634 8
42 UHF V 642 8
43 UHF V 650 8
44 UHF V 658 8
45 UHF V 666 8
46 UHF V 674 8
47 UHF V 682 8
48 UHF V 690 8
49 UHF V 698 8
50 UHF V 706 8
51 UHF V 714 8
52 UHF V 722 8
53 UHF V 730 8
54 UHF V 738 8
55 UHF V 746 8
56 UHF V 754 8
57 UHF V 762 8
58 UHF V 770 8
59 UHF V 778 8
60 UHF V 786 8
61 UHF V 794 8
62 UHF V 802 8
63 UHF V 810 8
64 UHF V 818 8
65 UHF V 826 8
66 UHF V 834 8
67 UHF V 842 8
68 UHF V 850 8
69 UHF V 858 8
Tabla 35.2. Ubicación de los canales de TV, Australia (terrestre)
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de
Banda [MHz]
Observaciones
0 VHF I 48.5 7 1 VHF I 59.5 7 2 VHF I 66.5 7 ”ABC Análogo“ Sídney
35 - 4 Tablas de Canales de TV
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de
Banda [MHz]
Observaciones
3 VHF II 88.5 7 4 VHF II 97.5 7 5 VHF II 104.5 7
5A VHF II 140.5 7 6 VHF III 177.5 7 “Seven Digital“
7 VHF III 184.5 7 ”Seven Análogo“
8 VHF III 191.5 7 ”Nine Digital“
9 VHF III 198.5 7 ”Nine Analog“
9A VHF III 205.5 7
10 VHF III 211.5 7 “Ten Análogo“
11 VHF III 219.5 7 “Ten Digital“
12 VHF III 226.5 7 “ABC Digital“
28 UHF IV 529.5 7 “ SBS Análogo“ Sídney
29 UHF IV 536.5 7
30 UHF IV 543.5 7 31 UHF IV 550.5 7 32 UHF IV 557.5 7 33 UHF IV 564.5 7 34 UHF IV 571.5 7 “SBS Digital“ Sídney
35 UHF IV 578.5 7
36 UHF V 585.5 7 37 UHF V 592.5 7 38 UHF V 599.5 7 39 UHF V 606.5 7 40 UHF V 613.5 7 41 UHF V 620.5 7 42 UHF V 627.5 7 43 UHF V 634.5 7 44 UHF V 641.5 7 45 UHF V 648.5 7 46 UHF V 655.5 7 47 UHF V 662.5 7 48 UHF V 669.5 7 49 UHF V 676.5 7 50 UHF V 683.5 7 51 UHF V 690.5 7 52 UHF V 697.5 7 53 UHF V 704.5 7 54 UHF V 711.5 7 55 UHF V 718.4 7
35 - 5
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de
Banda [MHz]
Observaciones
56 UHF V 725.5 7 57 UHF V 732.5 7 58 UHF V 739.5 7 59 UHF V 746.5 7 60 UHF V 753.5 7 61 UHF V 760.5 7
62 UHF V 767.5 7
63 UHF V 774.5 7
64 UHF V 781.5 7
65 UHF V 788.5 7
66 UHF V 795.5 7
67 UHF V 802.5 7
68 UHF V 809.5 7
69 UHF V 816.5 7
La Fig. 35.1. muestra la ubicación de la banda Ku para la recepción de
radiodifusión directa de TV por satélite.
Banda FSS Banda BSS Banda SMS
Banda Baja Banda Alta
Banda Ku
∆f
B
10.95GHz 11.7GHz 12.5GHz 12.75GHz
V
H
∆f = 29.5MHz / 39MHz;
B = 26MHz / 33MHz;
Fig. 35.1. Banda Ku para recepción de radiodifusión directa de TV por satélite
35 - 6 Tablas de Canales de TV
Tabla 35.3. Ubicación de los canales de CATV – América (ancho de banda: 6MHz)
Canal Ancho de Banda
[MHz]
Frecuencia Central
[MHz] Observaciones
CATV TV
T7 5.75-11.75 8.75
T8 11.75-17.75 14.75
T9 17.75-23.75 20.75
T10 23.75-29.75 26.75
T11 29.75-35.75 32.75
T12 35.75-41.75 38.75
T13 41.75-47.75 43.75
TV – FI 40-46 43
2 2 54-60 57
3 3 60-66 63
4 4 66-72 69
5 5 76-82 79
6 6 82-88 85
A5 95 90-96 93
A4 96 96-102 99
A3 97 102-108 105
A2 98 108-114 111
A1 99 114-120 117
A 14 120-126 123
B 15 126-132 129
C 16 132-138 135
D 17 138-144 141
E 18 144-150 147
F 19 150-156 153
G 20 156-162 159
H 21 162-168 165
I 22 168-174 171
7 7 174-180 177
8 8 180-186 183
9 9 186-192 189
10 10 192-198 195
11 11 198-204 201
12 12 204-210 207
13 13 210-216 213
J 23 216-222 219
K 24 222-228 225
L 25 228-234 231
M 26 234-240 237
N 27 240-246 243
O 28 246-252 249
P 29 252-258 255
Q 30 258-264 261
R 31 264-270 267
35 - 7
Canal Ancho de Banda
[MHz]
Frecuencia Central
[MHz] Observaciones
CATV TV
S 32 270-276 273
T 33 276-282 279
U 34 282-288 285
V 35 288-294 291
W 36 294-300 297
A A 37 300-306 303
B B 38 306-312 309
C C 39 312-318 315
D D 40 318-324 321
E E 41 324-330 327
F F 42 330-336 333
G G 43 336-342 339
H H 44 342-348 345
I I 45 348-354 351
J J 46 354-360 357
K K 47 360-366 363
L L 48 366-372 369
M M 49 372-378 375
N N 50 378-384 381
O O 51 384-390 387
P P 52 390-396 393
Q Q 53 396-402 399
R R 54 402-408 405
S S 55 408-414 411
T T 56 414-420 417
U U 57 420-426 423
V V 58 426-432 429
W W 59 432-438 435
X X 60 438-444 441
Y Y 61 444-450 447
Z Z 62 450-456 453
AAA 63 456-462 459
BBB 64 462-468 465
CCC 65 468-474 471
DDD 66 474-480 477
EEE 67 480-486 483
FFF 68 486-492 489
GGG 69 492-498 495
HHH 70 498-504 501
III 71 504-510 507
JJJ 72 510-516 513
KKK 73 516-522 519
LLL 74 522-528 525
MMM 75 528-534 531
35 - 8 Tablas de Canales de TV
Canal Ancho de Banda
[MHz]
Frecuencia Central
[MHz] Observaciones
CATV TV
NNN 76 534-540 537
OOO 77 540-546 543
PPP 78 546-552 549
QQQ 79 552-558 555
RRR 80 558-564 561
SSS 81 564-570 567
TTT 82 570-576 573
UUU 83 576-582 579
VVV 84 582-588 585
WWW 85 588-594 591
XXX 86 594-600 597
YYY 87 600-606 603
ZZZ 88 606-612 609
89 89 612-618 615
90 90 618-624 621
91 91 624-630 627
92 92 630-636 633
93 93 636-642 639
94 94 642-648 645
100 100 648-654 651
101 101 654-660 657
102 102 660-666 663
103 103 666-672 669
104 104 672-678 675
105 105 678-684 681
106 106 684-690 687
107 107 690-696 693
108 108 696-702 699
109 109 702-708 705
110 110 708-714 711
111 111 714-720 717
112 112 720-726 723
113 113 726-732 729
114 114 732-738 735
115 115 738-744 741
116 116 744-750 747
117 117 750-756 753
118 118 756-762 759
119 119 762-768 765
120 120 768-774 771
121 121 774-780 777
35 - 9
Canal Ancho de Banda
[MHz]
Frecuencia Central
[MHz] Observaciones
CATV TV
122 122 780-786 783
123 123 786-792 789
124 124 792-798 795
125 125 798-804 801
126 126 804-810 807
127 127 810-816 813
128 128 816-822 819
129 129 822-828 825
130 130 828-834 831
131 131 834-840 837
132 132 840-846 843
133 133 846-852 849
134 134 852-858 855
135 135 858-864 861
136 136 864-870 867
137 137 870-876 873
138 138 876-882 879
139 139 882-888 885
140 140 888-894 891
141 141 894-900 897
142 142 900-906 903
143 143 906-912 909
144 144 912-918 915
145 145 918-924 921
146 146 924-930 927
147 147 930-936 933
148 148 936-942 939
149 149 942-948 945
150 150 948-954 951
151 151 954-960 957
152 152 960-966 963
153 153 966-972 969
154 154 972-978 975
155 155 978-984 981
156 156 984-990 987
157 157 990-906 993
158 158 906-1002 999
35 - 10 Tablas de Canales de TV
Tabla 35.4. Ubicación de los canales de TV (terrestre M y N) – América
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de Banda
[MHz] Observaciones
2 VHF I 57 54 - 60
3 VHF I 63 60 - 66
4 VHF I 69 66 - 72
5 VHF I 79 76 - 82
6 VHF I 85 82 - 88
FM VHF II
88 - 108
7 VHF III 177 174 - 180
8 VHF III 183 180 - 186
9 VHF III 189 186 - 192
10 VHF III 195 192 - 198
11 VHF III 201 198 - 204
12 VHF III 207 204 - 210
13 VHF III 213 210 - 216
14 VHF IV 473 470 - 476
15 VHF IV 479 476 - 482
16 VHF IV 485 482 - 488
17 VHF IV 491 488 - 494
18 VHF IV 497 494 - 500
19 VHF IV 503 500 - 506
20 VHF IV 509 506 - 512
21 VHF IV 515 512 - 518
22 VHF IV 521 518 - 524
23 VHF IV 527 524 - 530
24 VHF IV 533 530 - 536
25 VHF IV 539 536 - 542
26 VHF IV 545 542 - 548
27 VHF IV 551 548 - 554
28 VHF IV 557 554 - 560
29 VHF IV 563 560 - 566
30 VHF IV 569 566 - 572
31 VHF IV 575 572 - 578
32 VHF IV 581 578 - 584
33 VHF IV 587 584 - 590
34 VHF IV 593 590 - 596
35 - 11
Canal Banda Frecuencia
Central [MHz]
Ancho de Banda
[MHz] Observaciones
35 VHF V 599 596 - 602
36 VHF V 605 602 - 608
37 VHF V 611 608 - 614 Reservado
38 VHF V 617 614 - 620
39 VHF V 623 620 - 626
40 VHF V 629 626 - 632
41 VHF V 635 632 - 638
42 VHF V 641 638 - 644
43 VHF V 647 644 - 650
44 VHF V 653 650 - 656
45 VHF V 659 656 - 662
46 VHF V 665 662 - 668
47 VHF V 671 668 - 674
48 VHF V 677 674 - 680
49 VHF V 683 680 - 686
50 VHF V 689 686 - 692
51 VHF V 695 692 - 698
52 VHF V 701 698 - 704
53 VHF V 707 704 - 710
54 VHF V 713 710 - 716
55 VHF V 719 716 - 722
56 VHF V 725 722 - 728
57 VHF V 731 728 - 734
58 VHF V 737 734 - 740
59 VHF V 743 740 - 746
60 VHF V 749 746 - 752
61 VHF V 755 752 - 758
62 VHF V 761 758 - 764
63 VHF V 767 764 - 770
64 VHF V 773 770 - 776
65 VHF V 779 776 - 782
66 VHF V 785 782 - 788
67 VHF V 791 788 - 794
68 VHF V 797 794 - 800
69 VHF V 803 800 - 806
35 - 12 Tablas de Canales de TV
El canal 37 está reservado para radio-astronomía
Desde el 17 de Febrero de 2009, los canales 52 al 69 no están
asignados para uso de TV Digital en los EE.UU. y otros países.
Instrumentos Típicos de Prueba y Sistemas de Ra-diodifusión para Señales de TV Digital
R&S®SFU y R&S®SFE – Transmisores de Prueba
Los transmisores de prueba proporcionan las señales de RF de referencia
para probar receptores digitales. La degradación intencional de la señal ideal
por ruido sobrepuesto así como la simulación de las condiciones de recepción
móvil ayuda a hacer receptores operacionales bajo cualquier condición y a
asegurar la recepción libre de interferencia de los programas de TV.
36 - 2 Instrumentos de Prueba Típicos y Sistemas de Radiodifusión
R&S®DVRG DTV Recorder Generator
Los flujos de transporte MPEG-2 consisten en vídeo, audio, y señales co-
dificadas de datos. Los generadores MPEG-2 proporcionan estas señales en
una forma bien definida, libre de errores y de manera reproducible para
propósitos de prueba, por ejemplo, como señales de entrada para los modula-
dores.
36 - 3
R&S®EFA Receptor de Prueba, R&S®ETL y R&S®FSH3-TV Analizadores de TV
Los receptores de prueba de TV y los analizadores de TV miden con alta
precisión las señales de RF de los sistemas análogos y digitales de TV. Las
medidas realizadas directamente en una antena, un transmisor de TV, o la
cabecera del cable permiten determinar claramente la calidad de la transmi-
sión digital. Las fuentes de error pueden ser identificadas y eliminadas especí-
ficamente.
36 - 4 Instrumentos de Prueba Típicos y Sistemas de Radiodifusión
Monitoreo, Análisis, Grabación y Generación de Flujos de Transporte MPEG con la Familia R&S® DVM
Un flujo de transporte MPEG-2 se modifica en muchos lugares de la cade-
na de transmisión. Por ejemplo, después de que una señal satelital haya llega-
do a la cabecera de cable se quitan varios programas del múltiplex del flujo
de transporte y son substituidos por programas locales. Esta es una interven-
ción profunda en la estructura del flujo de transporte. Los analizadores
MPEG-2 comprueban la sintaxis completa del protocolo MPEG-2 e indican
cualquier error o discrepancia, asegurando así una transmisión segura de las
señales.
36 - 5
Transmisores, Repetidores y Gap Fillers para ATV, DTV y TV Móvil de 1w a 12Kw
Los transmisores de TV Digital terrestre son uno de los componentes más
importantes de las redes de transmisión terrestres. Convierten la señal del
flujo de transporte MPEG-2 en señales de RF de alta calidad de diversas cla-
ses de potencia, desde baja potencia hasta alta potencia. Estas señales se dis-
tribuyen después vía la antena. La confiabilidad, el reducido espacio y la alta
eficiencia son parámetros clave para proveer con seguridad a los espectadores
las señales de TV digital vía antena.
36 - 6 Instrumentos de Prueba Típicos y Sistemas de Radiodifusión
DVB-H Sistema de Playout
El sistema de playout es generalmente el subsistema para la transmisión de
radio o canales de TV del radiodifusor a las varias redes que entregan los
canales a la audiencia. La entrada del sistema de playout de DVB-H es audio
y video sin comprimir. La salida es un flujo digital de transporte (MPEG-2)
con información comprimida de vídeo (H.264) y audio (HE AAC) e informa-
ción sobre la estructura del contenido entregado (ESG, PSI, SI). Especialmen-
te la estructura de las ranuras de tiempo introducida con DVB-H y una pre-
corrección de error adicional. Las redes de DVB-H consisten de transmisores
terrestres.
El Playout se realiza en un área de playout en las salas de control. Esta
área se puede situar en el edificio del radiodifusor pero se encuentra cada vez
más en los “centros de playout” construidos específicamente para este propó-
sito.