curs_re

8/18/2019 Curs_RE

1/158

RE Cuprins

i

Curs Radioemiţătoare

Cuprins

Pag.

Capitolul 1

INTRODUCERE

Capitolul 2

CIRCUITELE AMPLIFICATOARELOR DE RADIOFRECVENŢĂ DE PUTERE ........ 12.1. Circuitele de alimentare ale dispozitivelor active din ARFP ...................................................... 1

2.1.1. Alimentarea ARFP cu tuburi ........................................................................................ 1

2.1.2. Alimentarea ARFP cu tranzistoare .............................................................................. 6

2.2. Circuitele rezonante de adaptare din ARFP ................................................................................ 82.2.1. Generalităţi. Funcţiile circuitelor de adaptare ............................................................. 8

2.2.2. Componente pasive utilizate în circuitele rezonante ale ARFP ................................. 9

2.2.3. Calculul celulelor de adaptare de bandă îngustă ....................................................... 13

2.3. Amplificatoare de RF de putere de bandă largă ................................................................ 19

2.3.1. Cuplarea etajelor ARFP de bandă largă ............................................................. 19

2.3.2 Transformatoare de adaptare de bandă largă ...................................................... 20

2.3.3. Transformatoare cu linii de transmisie – TLT ................................................... 22

2.3.3.1. Generalităţi. Conectarea TLT în circuit ................................................... 22

2.3.3.2. Principiul de funcţionare al TLT .............................................................. 24

2.3.3.3. Configuraţii simple ale TLT şi ATLT ..................................................... 262.3.3.4. Funcţionarea TLT cu raport de transformare 1:1 .................................... 28

2.3.3.5. TLT cu raport de transformare diferit de 1:1 ........................................... 32

2.3.3.6. Funcţionarea TLT în conexiune de autotransformator (ATLT) ............. 37

2.3.3.7. ATLT cu mai mult de două conductoare ................................................. 41

2.3.3.8. Proiectarea şi construcţia TLT ................................................................. 44

2.3.4. Circuitele ARFP de bandă largă ........................................................................ 47

2.3.4.1. Circuite cu tuburi ........................................................................................ 47

2.3.4.2. Circuite cu tranzistoare ............................................................................... 48

2.4. Circuitele de ieşire ale ARFP ..................................................................................................... 49

2.4.1. ARFP finale cu dispozitive în paralel şi în contratimp ............................................ 51

2.4.1.1. Etaje finale în paralel şi în contratimp cu tuburi ....................................... 512.4.1.2 Etaje finale în paralel şi în contratimp cu tranzistoare ............................... 53

2.5. Circuite pentru sumarea puterilor furnizate de ARFP .............................................................. 54

2.5.1. Introducere. Sumarea puterilor într-un circuit acordat şi în câmp electromagnetic.. 54

2.5.2. Transformatoare hibride ..................................................................................... 55

2.5.3. Sumarea puterilor cu circuite în punte ....................................................................... 57

2.5.3.1. Sumarea puterilor de la două surse .................................................... 57

Capitolul 3

EXCITATOARE .................................................................................................................... 60

3.1. Introducere. Frecvenţe în emiţătoare ......................................................................................... 603.2. Perturbaţii în semnalele surselor de oscilaţii ............................................................................. 61

8/18/2019 Curs_RE

2/158

RE Cuprins

ii

3.2.1. Stabilitatea frecvenţei ................................................................................................. 61

3.2.2. Spectrul semnalelor surselor de oscilaţii ................................................................... 62

3.2.3. Perturbaţii în semnalele surselor de oscilaţii ............................................................. 64

3.3. Oscilatoare armonice cu tranzistoare ......................................................................................... 68

3.3.1. Generalităţi. Condiţia de autooscilaţie ....................................................................... 68

3.3.2. Oscilatoare tranzistorizate în trei puncte ................................................................... 683.3.3. Stabilitatea frecvenţei la oscilatoare .......................................................................... 71

3.4. Oscilatoare controlate cu cuar ţ ................................................................................................... 75

3.4.1. Cuar ţul ca rezonator piezoelectric ............................................................................. 75

3.4.2. Schema echivalentă a rezonatorului cu cuar ţ ............................................................ 76

3.4.3. Rezonatori piezoceramici. Rezonatori cu undă elastică (acustică)

de suprafaţă (SAWR). Dispozitive cu undă magnetostatică .............................. 77

3.4.4. Impedanţa echivalentă a rezonatorului cu cuar ţ.

Frecvenţele de rezonanţă .................................................................................... 79

3.4.5. Modificarea frecvenţei de oscilaţie la oscilatori cu cuar ţ .................................. 81

3.4.6. Scheme de oscilatoare cu cuar ţ .......................................................................... 83

3.4.6.1. Principii de realizare a oscilatoarelor cu cuar ţ. Frecvenţa de oscilaţie ... 83

3.5. Sintetizoare de frecvenţă ................................................................................................... 85

3.5.1. Generalităţi. Caracteristicile şi clasificarea sintetizoarelor ................................ 85

3.5.2. Sinteza de frecvenţă indirectă, cu bucle cu calare a fazei .................................. 86

3.5.2.1. Introducere. Principiile de funcţionare ale PLL ...................................... 86

3.5.2.2. Principiile sintezei de frecvenţă indirectă ........................................... 90

3.5.2.3. Sinteza frecvenţei cu PLL cu blocuri digitale ..................................... 91

Capitolul 4

RADIOEMIŢĂTOARE CU MODULAŢIE DE AMPLITUDINE ................................... 94

4.1. Semnale MA. Spectre ................................................................................................................ 944.2. Relaţii energetice în MA ............................................................................................................ 96

4.3. Principii de obţinere a semnalului MA ..................................................................................... 98

4.4. Modulaţia de amplitudine pe grilă ........................................................................................... 100

4.5. Modulaţia de amplitudine pe anod .......................................................................................... 104

4.5.1. Principiile realizării MA anodică ..................................................................... 104

4.5.2. Circuite pentru modulare de amplitudine pe anod ........................................... 107

4.6. Modulaţia de amplitudine în ARFP tranzistorizate .........................................................108

4.6.1. Generalităţi ....................................................................................................... 108

4.6.2. Modularea în amplitudine pe colector. Modularea combinată colector-bază .. 109

4.7. Creşterea eficienţei emiţătoarelor cu MA ....................................................................... 111

4.7.1. Creşterea eficienţei emiţătoarelor MA prin recuperarea unei păr ţi din putereaarmonicelor curentului de RF ................................................................................ 111

4.7.2. Creşterea eficienţei emiţătoarelor cu MA prin creşterea gradului mediu de

modulaţie ................................................................................................................ 112

Capitolul 5

RADIOEMIŢĂTOARE CU MODULAŢIE DE FRECVENŢĂ ŞI DE FAZĂ .................... 114 5.1. Semnale modulate în frecvenţă şi în fază .......................................................................... 114

5.1.1. Expresiile semnalelor modulate în frecvenţă şi în fază .......................................... 114

5.1.2. Spectrele semnalelor cu MF şi MP ......................................................................... 116

5.1.3. Trecerea semnalelor cu MF prin circuite neliniare.

Multiplicarea deviaţiei de frecvenţă ................................................................. 118

5.2. Generarea semnalelor cu modulaţie de frecvenţă ................................................................... 119

8/18/2019 Curs_RE

3/158

RE Cuprins

iii

5.2.1. Generalităţi. Principii de obţinere a semnalelor cu MF .......................................... 119

5.2.2. Ecuaţia integro-diferenţială a MF ............................................................................ 120

5.2.3. Ecuaţia cvasistatică a MF. Modelare ....................................................................... 120

5.2.4. Generarea semnalelor MF cu oscilatoare cu diode varicap .................................... 122

5.2.5. Generarea semnalelor MF cu oscilatoare controlate cu cuar ţ, cu diode varicap

în circuitul rezonant ........................................................................................ 1245.2.6. Asigurarea stabilităţii frecvenţei centrale la emiţătoarele MF ................................ 125

Capitolul 6

MODULATOARE ECHILIBRATE ............................................................................................ 128

6.1. Generalităţi. Funcţiile modulatorului echilibrat ........................................................................ 128

6.2. Etajul diferenţial ca modulator echilibrat ........................................................................129

6.3. Multiplicatorul analogic cu celulă Gilbert ca modulator dublu echilibrat ...................... 133

6.4. Modulatoare echilibrate cu diode .................................................................................... 137

6.4.1. Modulatoare simplu echilibrate ....................................................................... 138

6.4.1.1. Modulatoare simplu echilibrate cu diode în contratimp .................. 138

6.4.1.2. Modulatoare simplu echilibrate cu diode în punte ............................ 141

6.4.2. Modulatoare dublu echilibrate cu diode în inel ............................................... 143

Capitolul 7

RADIOEMIŢĂTOARE CU BANDĂ LATERALĂ UNICĂ ........................................... 1457.1. Generalităţi. Caracteristici generale ale transmisiilor MA-BLU ............................................ 145

7.2. Semnale MA-BLU ................................................................................................................... 146

7.2.1. Spectrul şi anvelopa semnalelor MA-BLU ............................................................. 146

7.2.2. Problema stabilităţii frecvenţei în comunicaţiile cu MA-BLU ............................... 149

7.2.3. Avantajele transmisiilor cu MA-BLU ..................................................................... 150

7.3. Formarea semnalelor MA-BLU .............................................................................................. 1527.3.1. Formarea semnalelor MA-BLU prin metoda filtr ării ............................................. 153

8/18/2019 Curs_RE

4/158

8/18/2019 Curs_RE

5/158

RE Capitolul 21

Capitolul 2

CIRCUITELE AMPLIFICATOARELOR DE RADIOFRECVENŢĂ DE PUTERE

În capitolul 1 s-au expus principiile de bază ale ARFP cu tuburi şi cu tranzistoare; s-auanalizat problemele funcţionării principalului element al unui ARFP - dispozitivul activ, tub sautranzistor.

Un etaj de ARFP cuprinde, pe lângă dispozitivul activ, numeroase alte componente,circuite, subansamble, ... a căror structur ă, rol şi funcţionare se analizează în prezentul capitol.

2.1. Circuitele de alimentare ale dispozitivelor active din ARFP

2.1.1. Alimentarea ARFP cu tuburia. Circuitul rezonant anodic

Circuitul rezonant, prin care se cuplează sarcina la anodul tubului din ARFP, poate fi înserie sau în paralel cu sursa de alimentare anodică ca în fig. 2.1, sau fig. 2.2, în care tuburile suntîn conexiune catod comun.

Pentru a preveni circulaţia curenţilor de IF prin sursa anodică E A, se folosesc filtre trece jos, formate din şocuri de RF ( S A) şi condensatoare de decuplare (C 5).

a1. In schema cu circuitul acordat conectat în serie cu sursa anodică (fig. 2.1), ambe-

le borne ale acestui circuit sunt la tensiunea continuă de alimentare anodică E A; din punct devedere al semnalului de RF, circuituleste cu o bornă la masă princondensatorul de decuplare C 5.

Pentru calcule, se admite catensiunea de RF pe C 5 să fie un pro-cent neglijabil (1 - 2%) din tensiuneaanodică de RF pe circuitul acordat

LaC a cu impedanţa echivalentă la re-onanţă Ra. Curentul anodic de RF –

i a cu amplitudinea I a circulă de laanodul tubului, prin Ra şi C 5 la masă.Tensiunile sunt:− pe Ra: I a Ra ≈ U a;− pe C 5: I a/ωC 5 ≤ (0,01 ... 0,02)U a.Rezultă:C 5 ≥ (50 ... 100)/ω Ra (2.1)

Şocul de RF S A formează cuC 5 un filtru trece jos pe alimentareaanodică şi împiedică apariţia cuplaje-

0

+

I

0

+

I

0

0

+ _

0

0

R S LaC a

C 2

C ieş

C 3

C 4

C 5

C 1

C 6

M 4 I G 10

M 1

I a

M 3

I G 20

M 2

I A0

E G 2 E E A

R

C 7 R1

TRG

vin~

E G 1

TR A

S G 2 S A

Fig. 2.1. ARFP cu tetrodă cu circuitul acordat în serie cu sursade alimentare anodică

8/18/2019 Curs_RE

6/158

RE Capitolul 2 2

lor parazite prin alimentare. Reactanţa S A trebuie să fie mare faţă de 1/ωC 5 iar lungimeaconductorului de bobinaj l b trebuie să fie mică faţă de lungimea de undă o oscilaţiei de RF ( λ =2π·3·108/ω) pentru evitarea rezonanţelor.

Avantajul esenţial al alimentării serie constă în absenţa efectelor negative ale reactanţelor

parazite ale C 5 şi S A faţă de şasiu, carcasă, pământ, care în acest caz, nu influenţează circuitulacordat în privinţa acordului şi a factorului de calitate, deoarece borna la care apar conectate este

practic la masă (prin C 5). Din acest motiv această configuraţie este mult utilizată în FIF şi UIF.Dezavantajul principal constă în faptul că în curent continuu, condensatorul şi bobina

circuitului acordat sunt conectate la înalta tensiune anodică. Din acest motiv, în cazul emiţătoare-lor de putere, care funcţionează cu tensiuni anodice mari (5 ... 25kV), care utilizează piese (bobi-ne, condensatoare) de dimensiuni mari, izolarea componentelor de acord (piesele ajustabile –condensatoare şi bobine variabile, cu păr ţi mobile, comandate de servomecanisme) faţă de şasiu,conform cerinţelor funcţionale şi de securitate, este foarte dificilă.

a2. In schema cu circuitul acordat conectat în paralel cu sursa de anodică (fig. 2.2),circuitul acordat este conectat latub prin condensatorul de cuplajC ca cu reactanţa neglijabilă lafrecvenţa de acord:

1 0,01 0,02c a a RC ≤

50 100ca

a

C R

≥

(2.2)

C 5 trebuie să aibă reac-tanţă neglijabilă faţă de reactan-ţa şocului A S :

5

10, 01 0, 02

SA L

C ≤

(2.3)Prin S A circulă un curent

de RF a cărui amplitudine I SA trebuie să fie mică faţă de com-

ponenta continuă a curentului

anodic; uzual se impune I SA ≤ 0,5 I A0, rezultând reactanţa şocului:0

2a SA SA a A L I U I U ≈ ≥ (2.4)

Valoarea eficace a curentului prin S A este:2

2

02

SAef A SA I I I

. Impunând

00,5

SA A I I , rezultă

01,06

SAef A I , deci conductorul poate fi dimensionat la 0 A I .

Avantajul principal al alimentării în paralel constă în faptul că elementele circuitului deacord au o bornă la masă şi nu sunt conectate direct la sursa anodică.

Dezavantajul constă în faptul că în circuitul acordat intervin capacităţile parazite faţă demasă ale şocului, care pot reduce factorul de calitate şi pot micşora gama frecvenţelor de lucru.

0

0

+

I

0

+ _

0

0

0

+

I

00

R S LaC a

C 2

C ieş

C 3

C 4

C 5

C 1

C 6

M 4

I G 10

M 1

I a

M 3

I G 20

M 2

I A0

E G 2

E E A

R

C 7 R1

S G 1

vin~

E G 1

TR A

S G 2

S A

Fig. 2.2. ARFP cu tetrodă cu circuitul acordat în paralel cu sursade alimentare anodică

C ca

C cG 1

8/18/2019 Curs_RE

7/158

RE Capitolul 23

b. Polarizarea grilei de comandă G1

Polarizarea grilei de comandă se poate face de la o sursă de tensiune - polarizare fixă, sauautomat - cu rezistenţă în catod sau în grilă. Ca regulă generală, în ARFP se utilizează polariza-rea fixă, eventual combinată cu rezistenţă în grilă, pentru a se asigura blocarea tubului în absenţaexcitaţiei (§1.2.4).

Indiferent de procedeu, trebuie să se asigure cale de închidere grilă-catod pentrucomponenta continuă a curentului de grilă I G 10.

In general, pentru polarizare se foloseşte un potenţiometru R care asigur ă şi reglajul ten-siunii, ca în fig. 2.1 şi 2.2; astfel, aceeaşi sursă E poate fi utilizată pentru polarizarea mai multortuburi. (Sursa de polarizare este de obicei un redresor alimentat dintr-un secundar al transforma-torului de reţea de la care se face şi alimentarea anodică şi a ecranului, prin înf ăşur ări separate.)

Semnalul de intrare (excitaţia) se poate aplica pe grilă:- în serie cu sursa de polarizare, prin transformator - fig. 2.1;

- în paralel cu sursa de polarizare, prin condensator - fig. 2.2.Tensiunea de polarizare a grilei de comandă este:

11 1 10G G

R E R R I E

R⎡ ⎤

⎣ ⎦

(2.5)

în care − ER1/ R este tensiunea fixă iar − I G 10 R1( R − R1)/ R este contribuţia componentei continuea curentului de grilă I G 10 care negativează suplimentar grila. Pentru ca negativarea automată -dependentă şi de condiţiile de funcţionare ale circuitului anodic, să fie neglijabilă, rezistenţa po-tenţiometrului trebuie să fie:

100,1

G R E I .

La tetrode şi pentode, curenţii grilei de comandă pot fi neglijaţi; în cazul triodelor, pelângă )(OGl I , adesea trebuie luat în considerare şi curentul de polarizare al grilei.

Condensatorul de decuplare C 1 din fig. 2.1 şi cel de cuplaj C cG 1 din fig. 2.2, trebuie ca, lafrecvenţa de lucru, să aibă reactanţe neglijabile faţă de impedanţa de intrare a tubului | Z in|, iarşocul S G 1 trebuie să aibă reactanţa mare faţă de | Z in|:

21 0,01 0,02 inC Z ≤ ; 11 0,01 0,02 incG C Z ≤ ; 1 50 100 in SG L Z ≥ (2.6)

c. Polarizarea ecranului tetrodelor de putere

Grila ecran este polarizată la tensiune pozitivă constantă, de la o sursă separată E G 2, prinşocul S G 2 şi decuplată cu C 3 a cărui valoare trebuie să fie mare faţă de capacitatea parazită a

grilei ecran faţă de catod C par G 2 (cu valoare comparabilă cu C ieş):3 250 100 50 100 par G iesC C C ≈ (2.7)

La tetrodele de mare putere, este necesar ca tensiunea pozitivă de polarizare a supresoareisă se aplice după aplicarea tensiunii anodice iar la dispariţia tensiunii anodice, chiar de scurtă du-rată, supresoarea trebuie imediat decuplată de la sursă; în caz contrar grila ecran poate fi distrusă.

d. Alimentarea filamentelor la tuburile din ARFP

Alimentarea filamentelor, la tuburile de mare putere, pune unele probleme deosebite,

deoarece catozii au dimensiuni mari şi sunt cu încălzire directă alimentare directă de la transfor-matoare de reţea - fig. 2.3.

8/18/2019 Curs_RE

8/158

RE Capitolul 2 4

Cea mai simplă schemă de alimentare pentru încălzirea filamentelor este aceea cu un

terminal de catod direct la masă - fig. 2.3.a. Dezavantajul acestei configuraţii simple constă înapariţia unei modulaţii parazite de amplitudine a curentului anodic cu frecvenţa reţelei - zgomotde reţea (brum). Curentul anodic apare cu modulaţie de amplitudine parazită, deoarece pe lungi-mea catodului, între terminalele 1 şi 2, tensiunea variază practic liniar: de la 0V în 1 − la U f în 2.Ca urmare, tensiunea grilă - catod apare ca sumă între tensiunile utile (de RF şi de polarizare) şitensiunea catod-masă parazită şi variabilă cu 50/60Hz.

Pentru eliminarea brumului se folosesc configuraţii mai complicate, ca în fig. 2.3.b şi2.3.c, asigurând tensiuni egale şi în opoziţie la terminalele catodului (+U f /2, −U f /2). Conectareacatodului la masă se asigur ă: pentru curenţii de RF prin condensatoarele C g 1 şi C g 2 iar pentrucurentul continuu ( I C 0 ≈ I A0) prin priză mediană, direct de la transformator (fig. 2.3.b) sau de la

un punct median creat artificial, cu potenţiometru (fig. 2.3.c).Când punctul median este format artificial cu potenţiometrul R (fig.2.3.c), apare o poziti-

vare suplimentar ă a catodului faţă de masă, datorită circulaţiei componentei continue a curentuluicatodic prin cele două păr ţi ale potenţiometrului puse în paralel. Tensiunea grilă-catod, suplimen-tar ă, (negativare) şi puterea totală disipată pe potenţiometru sunt:

2 2

1 0 04 ; 4G supl C R f C E I R P U R I R =

Condensatoarele pentru decuplare C f 1, C f 2 trebuie să aibă reactanţe neglijabile faţă de impedanţa circui-tului anodic la rezonanţă, ca şi C 5din fig. 2.1, 2.2.

În ARFP de mare putere apareşi un zgomot

suplimentar, cu frecvenţă dublă faţă de a reţelei (100Hz). Se consider ă că acest zgomot provine dintr-unefect tip magnetron: câmpul magnetic creat decurentul de filament (foarte mare) este suficient deintens pentru a curba traiectoriile electronilor în ju-rul catodului, cu o frecvenţă dublă faţă de a curen-tului de filament. Pentru eliminarea acestui zgomotse pot folosi două tuburi, în paralel sau în contra-timp, cu filamentele alimentate cu tensiuni defazate

la π /2. Dacă alimentarea se face de la o reţeatrifazată ABC, se poate utiliza montajul din fig. 2.4.

+

I

0

00

0

0 0

0

+

I

0

0

0

+

I

C cG 1

C cG 1C cG 1

S G 1 S G 1 S G 1

C 2

C 2 C 2

E E U f

TR f I C 0

I C 0

R

C f 1 C f 2C f 1

C f 21 2

1 2 1 2

Fig. 2.3. Alimentarea filamentelor tuburilor în ARFP: a) cu terminal de catod la masă; b) cu transformatorcu priză mediană; c) cu punct median la masă artificial.

00

U CAU 2

A CB

A C

B

U AB

U CA

U BC

U 2

Fig. 2.4. Alimentarea filamentelor a două tuburiîn paralel, cu tensiuni în cuadratur ă pentru

eliminarea brumului de 100Hz

U 2 = U AC ·(3/4)1/2

≈ ≈ 0,866U AC

8/18/2019 Curs_RE

9/158

RE Capitolul 25

e. Polarizarea tuburilor în conexiune grilă comună

In ARFP cu tubul în conexiune gril ă comună (GC), trebuie să se asigure izolareacatodului faţă de masă din punct de vedere al semnalelor de RF , în timp ce, tot pentru semnalelede RF, grila este la masă; configuraţia circuitelor de alimentare este dată în fig. 2.5.

Pentru semnalul de RF grila este la masă prinC 2 iar catodul este izolat prin şocurile S f 1, S f 2; semnalulde intrare se aplică pe catod prin condensatoarele decuplaj C f 1, C f 2, astfel ca potenţialul RF să fie acelaşi petoată lungimea catodului.

Pentru a reduce la minim reacţia parazită prinC ga, este necesar ca inductanţele parazite ale grilei şi alecondensatorului de decuplare C 2 să fie cât mai mici şiC 2 să fie mult mai mare ca C ga. Deoarece la triode

U a/U in ≈ 10, dacă se impune ca tensiunea de reacţie prinC ga să fie mai mică decât 0,05 din U in, rezultă că estenecesar ca: C 2 > 200 C ga.

Inductanţa şocului din grilă SGl L se determină

cu (2.6).Uneori tubul se foloseşte cu grila conectată

direct la masă, pentru a reduce inductanţa şi deci reacţia parazită. In acest caz, este necesar ă pozi-tivarea catodului, cu o sursă de curent continuu, plasată în serie cu mediana transformatorului defilament.

In proiectarea şocurilor de filament S f 1, S f 2trebuie să se ţină seama că sunt parcurse de

curentul de încălzire, cu intensitate mare şi frecvenţa reţelei. In consecinţă, reactanţele acestorşocuri nu pot fi prea mari, iar dacă sunt cu miez (caz rar), trebuie evitată saturarea.

Condensatoarele de decuplare C f 3, C f 4 se calculează cu (2.6), în care se ţine seama că | Z in|= Rin este aceea determinată în §1.2.4.

În circuitul anodic se folosesc aceleaşi configuraţii ca şi în conexiunea catod comun.

f. Conectarea aparatelor de măsură în ARFP

În orice ARFP sunt prevăzute aparate de măsur ă, pentru indicarea valorilor mărimilor co-respunzătoare punctului mediu de funcţionare, a mărimilor care caracterizează regimul de lucruşi pentru realizarea acordului circuitului de sarcină. Principalele mărimi care se măsoar ă1 sunt:

- componentele continue ale curenţilor grilelor (de comandă şi de ecran);- componenta continuă a curentului anodic şi/sau catodic;- amplitudinea sau valoarea eficace a curentului prin circuitul acordat din anod.Conectarea aparatelor de măsur ă în circuit trebuie să satisfacă unele cerinţe:- tensiunile continue şi variabile ale bornelor faţă de şasiul (masa) amplificatorului

trebuie să fie mici, pentru a micşora riscurile de electrocutare şi deteriorarea aparatelor;

1 De regulă se măsoar ă curenţi. Măsurarea tensiunilor este dificilă: valorile sunt mari, separarea componentelor

continue de cele variabile este greu de realizat, pătrunderea inevitabilă a câmpului EM de RF, foarte intens, înaparate, determină t.e.m. perturbatoare mari pe ern Rint mari.

0

0

0

0

0

+

I

+

I

Fig. 2.5. Alimentarea ARFP cu tubul înconexiune grilă comună

C 1

E G I G 10

C 2

C ga

I C 0

C 5 S f 1 S f 2

S A

E A

C f 1 C f 2

C f 3

C f 4

S G 1

8/18/2019 Curs_RE

10/158

RE Capitolul 2 6

- trebuie evitată pătrunderea curenţilor de RF în aparate, deoarece măsur ătorile pot fifalsificate iar aparatele se pot defecta (în acest scop toate aparatele sunt decuplate cucondensatoare);

- montarea aparatelor trebuie f ăcută astfel încât inductanţele şi capacităţile parazite să nuintervină în circuit.

La măsurarea componentei continue a curentului grilei de comandă nu apar problemedificile, tensiunile fiind mici; modul uzual de conectare apare în figurile 2.1, 2.2 şi 2.5.

Pentru măsurarea componentei continue a curentului grilei ecran, aparatul se poatemonta: între grilă şi masă ca în fig. 2.1, sau între sursa de polarizare şi masă ca în fig. 2.2. In

primul caz, aparatul se află la o tensiune ridicată faţă de masă ( E G 2 poate fi de 2 ... 10kV); în aldoilea caz, sursa trebuie izolată faţă de masă.

Măsurarea componentei continue a curentului anodic pune probleme dificile, mai ales înARF de mare putere la care E A poate ajunge la 10 − 25kV. Ca urmare, I A0 se măsoar ă direct nu-mai în ARF de puteri mici şi medii, conectând aparatul ca în fig. 2.1 şi 2.2. In cazul ARF de mare

putere I A0

nu se măsoar ă direct, deoarece cunoscând ceilalţi curenţi ( I G 10

, I G 20

, I C 0

), I A0

poate ficalculat cu uşurinţă.

În unele ARFP se măsoar ă şi curentul de RF din circuitul acordat anodic I a1. Pentruaceasta se folosesc transformatoare de curent sau aparate termice (rezistor + termistor sautermocuplu) - fig. 2.1, 2.2.

2.1.2. Alimentarea ARFP cu tranzistoare

Circuitele de alimentare ale ARFP cu tranzistoare sunt mult mai simple decât ale celor cu

tuburi, din următoarele motive:1. De regulă, circuitele cu tranzistoare necesită o singur ă tensiune de alimentare (foarte

rar două), chiar dacă se folosesc tranzistoare npn şi pnp în acelasi lanţ. Etajele de mică putere pot fi alimentate de la aceeaşi sursă ca şi cele de putere, eventual prin filtre RC sau conexiuniseparate.

2. În cazul tranzistoarelor, electrodul comun poate fi conectat la masă direct sau prinrezistor, f ăr ă dificultăţi.

3. Pentru blocarea tranzistoarelor în lipsa semnalului, este suficient să se asigure tensiunezero între bază ţi emitor.

În ARFP de putere mică, de regulă tranzistoarele se polarizează cu divizor rezistiv în

bază şi rezistenţă în emitor, ca în fig. 2.6.Tensiunea de polarizare a joncţiunii emitoare este:

2 1 20 0

1 2 1 2

B C B B BE B E E

B B B B

R E R R E = I R I

R R R R

Din punct de vedere al stabilităţii termice este indicat ca I E 0 R E să fie cât mai mare iar componen-ta datorată curentului de bază cât mai mică. In acest scop, rezistenţa de limitare din colector

poate fi eliminată, R E se poate mări la max 0 E C CE E R E U I , iar R B1 se poate micşora la

01 1,0 BC B I E R ≤ , încât contribuţia curentului de bază să fie neglijabilă. Cu 1 B R satisf ăcând

condiţia de mai sus, cu max E E R R =

şi cu 0C R , 2 B R este: BE CE

BE CE C B B

E U U U E R R

=

12

I B0 este componenta continuă a impulsului decurent de bază.

8/18/2019 Curs_RE

11/158

RE Capitolul 27

În cazul ARFP de puteremedie, decuplarea rezistoruluidin electrodul comun (C E sau C B din fig. 2.6) pune probleme lafrecvenţe mari, din cauza induc-

tanţelor parazite (mai ales aleterminalelor). O soluţie constă înmontarea în paralel a mai multorcondensatoare cu terminalelelipite formând o platbandă (in-ductanţa unui conductor plat estede 3 - 10 ori mai mică decât aunui conductor rotund cu aceeaşigeometrie şi arie a secţiunii).

Dacă inductanţa nu poate fi redusă sufi-cient sau dacă electrodul comun trebuie polarizatcu tensiune nulă, se folosesc configuraţiile dinfig. 2.7. In acest caz, în conexiune EC stabilitateatermică este redusă, iar în conexiune BC suntnecesare două surse de polarizare.

Dacă se foloseşte autopolarizarea, circui-tele arată ca în fig. 2.8. Dacă tensiunea de polari-zare trebuie să fie nulă, electrodul comun seconectează direct la masă (f ăr ă şoc şi rezistenţă);

tot la masă se conectează prin şoc şi electrodul deintrare.

0

0 0000

0

0

a b

Fig. 2.6. Alimentarea ARFP tranzistorizate de mică putereîn conexiune EC (a) şi bază comună (b)

00

0

0

0

0 0 0

0

C 1

S B

C 2

R B1

R B2

RC

R E

S C

C E

C d +E

C 1

S E

C 2

R B1

R B2

RC

R E

S C

C B

C d +E

C 1

C 1

C 2 C 2

S B S E S C S C

RC

R E

RC − R B1

R B2− E E

a bFig. 2.7. Alimentarea tranzistoarelor în ARFP de

medie putere: a) în EC, b) în BC

C 1 S B

R B2

C 1

S E

R E

a bFig. 2.8. Autopolarizarea tranzistoarelor în ARFP,

în EC (a) şi în BC (b)

8/18/2019 Curs_RE

12/158

RE Capitolul 2 8

2.2. Circuitele rezonante de adaptare din ARFP

2.2.1. Generalităţi. Funcţiile circuitelor de adaptare

La ieşirea fiecărui amplificator de RF de putere de bandă îngustă, există un circuit rezonant şi osarcină care poate fi impedanţa de intrare a următorului etaj - în cazul etajelor intermediare sau impe-danţa antenei sau a conexiunii (feeder-ului) de antenă −în cazul etajului final.

Circuitul rezonant plasat între dispozitivul activ − ge-nerator (sursă) şi sarcină − fig. 2.9, îndeplineşte următoarelefuncţii esenţiale:

1. Realizează adaptarea sarcinii la generator 1, adică transformă impedanţa de sarcină ( Z S = R S + jX S , cu X S > 0sau

X S < 0) într-o impedanţă de sarcină echivalentă necesar ă Z Sn,(fig. 2.9.b) vă zut ă de dispozitivul activ, astfel încât:

•

componenta activă ( R Sn, fig. 2.9.c) are valoarea opti-mă, necesar ă pentru transferul puterii cerute cu randa-ment mare şi

• asigur ă compensarea componentei reactive a impedan-ţei de ieşire a generatorului, astfel ca sarcina vă zut ă dedispozitiv să fie pur activă

2. Asigur ă atenuarea (filtrarea) armonicelor nedorite din semnalul furnizat de ARFP, astfelîncât puterea disipată de acestea pe sarcină să nu depăşească limitele admise.

Circuitele rezonante de adaptare trebuie să satisfacă şi următoarele cerinţe:1. Să aibă caracteristicile de fază şi de amplitudine ale funcţiei de transfer constante, într-o

bandă de frecvenăe suficient de largă pentru a permite trecerea, cu distorsiuni sub valorile impuse, aîntregului spectru al semnalului util, care poate fi modulat sau cu mai multe purtătoare.

2. Să fie uşor acordabile în gama frecvenţelor de lucru şi să permită reacordarea când caracte-risticile sarcinii se modifică.

3. Să aibă pierderi de putere neglijabile, adică eficienţă mare la transferul puterii.4. Pe lângă acestea, se impun condiţii de realizabilitate, dimensiuni rezonabile, fiabilitate mare,

cost redus etc.In practică este de obicei imposibilă îndeplinirea optimă a tuturor cerinţelor; în funcţie de locul

circuitului în lanţul de prelucrare a semnalului, unele cerinţe sunt mai importante şi trebuie realizate cu prioritate. Astfel, în etajele de semnal mic, atenuarea componentelor spectrale nedorite şi mai alestransferul unei puteri maxim posibile sunt cerinţe mai importante decât realizarea unui randamentmare, deoarece toate aceste etaje împreună au un consum neglijabil faţă de etajul final; în etajele de

putere intermediare (cu dispozitivul activ în regim neliniar), transferarea puterii maxim posibile estecerinţa esenţială. In ce priveşte etajul final, randamentul mare, atenuarea armonicelor, constanţacaracteristicii de transfer în bandă şi acordabilitatea sunt, toate, cerinţe esenţiale, fapt care complică mult proiectarea şi realizarea circuitelor de adaptare.

1 De obicei, prin adaptarea sarcinii la generator se înţelege compensarea componentelor reactive ale circuitului şiegalarea rezistenţei interne a generatorului cu rezistenţa echivalentă de sarcină. Această adaptare asigur ă transfer maximde putere dar randamentul este 50%, nesatisf ăcător în cazul ARFP finale ale emiţătoarelor. In ultimul caz, se consider ă

că prin“adaptare” se realizează rezistenţa de sarcină necesar ă (pentru randament bun şi transferul puterii necesare, nuneapărat cea maxim posibilă). In schimb, în ARF de mică putere şi multe alte cazuri, adaptarea la transfer maxim de

putere este esenţială.

b cFig. 2.9. Locul circuitului de adaptare a

sarcinii în ARFP (a) şi echemeleechivalente raportate la sursă (b, c)

circuitrezonant de

adaptare Z S = R S + j X S

Z G = RG + jX G

sursa desemnal

1

2

Z G

RG + jX G

R S n − j X G

Z Sn 1 2

RG

R Sn1 2

a

8/18/2019 Curs_RE

13/158

RE Capitolul 29

Modalitatea de realizare tehnologică, implementarea circuitelor rezonante în ARFP, depinde defrecvenţa de lucru, de dispozitivul activ utilizat şi de puterea vehiculată.

În cazul ARF de mică putere, se folosesc componente obişnuite: bobine şi condensatoare în JF,MF, IF, par ţial şi în FIF şi linii cu constante distribuite (strip-line, bifilare, coaxiale, ...) în FIF şi UIF,

ghiduri de undă în UIF şi mai sus.În cazul ARF de putere mare, apar probleme din cauza valorilor mari ale curenţilor şi

tensiunilor de RF.

2.2.2. Componente pasive utilizate în circuitele rezonante ale ARFP

Din cauza valorilor mari ale tensiunilor şi curenţilor de RF care intervin în ARFP, mai ales lacele echipate cu tuburi, în circuitele de acord se utilizează componente pasive anume construite.

a. In JF, MF şi IF, se folosesc bobine şi condensatoare de putere, capabile să suporte tensiunide RF mari şi să disipe puteri mari. Puterea disipată sub formă de căldur ă pe condensatoare sau bobine(cu U, I tensiunea şi curentul eficace de RF) este:

QUI UI P d = tan (2.8)

Este necesar ca Q-ul propriu al bobinelor să fie cât mai mare iar tgδ al condensatoarelor să fiecât mai mic. Pentru evacuarea căldurii P d , componentele trebuie să aibă suprafeţe de r ăcire mari iarmontajele să permită circulaţia liber ă a aerului.

Condensatoarele de RF de putere utilizate în prezent, sunt cu dielectric ceramic (tubulare, pentru o bună r ăcire), cu gaz (azot uscat la presiune puţin peste o atmosfer ă) sau cu vid (puţin folosite

în prezent); ultimele două tipuri se utilizează pentru tensiuni de RF foarte mari (peste 10kV).Condensatoarele variabile sunt ceramice, cu vid sau cu azot. In cazul celor ceramice,

capacitatea se modifică prin deplasarea armăturii interioare care este un cilindru filetat. In cazul celorcu vid sau azot, armătura mobilă este în incinta ermetizată şi acţionarea se face din exterior, magnetic.

Bobinele de RF de putere sunt f ăr ă miez magnetic (evitarea satur ării miezului nu este posibilă),cilindrice, cu bobinaj într-un singur strat, cu spire distanţate; mai rar sunt utilizate bobinaje spirale,

plane. Se folosesc conductoare din cupru, cu secţiune dreptunghiular ă (curbate pe latura mică pentru Q mare) la bobine de putere mică şi medie sau rotunde, eventual tubulare cu diametre mari (6 - 12mm) la

bobinle de putere mare şi foarte mare - fig. 2.11. Carcasele sunt din bare ceramice, dar deseori bobinelesunt f ăr ă carcase.

Inductanţa bobinelor se modifică prin deplasarea unui contact mobil, alunecător pe conductorul bobinajului; de obicei se roteşte bobinajul iar contactul se deplasează liniar.

Antrenarea elementelor mobile se face cu servomotoare, cu două trei viteze, pentru reglaj brutşi fin.

Rezistoarele fixe şi variabile, în cazul ARFP de puteri mari, foarte rar sunt incluse în căile deRF - şi atunci cu valori mici. Ca urmare, se utilizeză rezistoare metalice, bobinate pe suporturi cerami-ce sau cu peliculă metalică tot pe suport ceramic.

Chiar în aceasta gamă de frecvenţe (≤ 30MHz), spre limita superioar ă, efectele parazite, f ăr ă afi esenţiale, nu pot fi neglijate; contează: capacităţile şi inducţantele parazite ale componentelor şi co-nexiunilor, efectul pelicular şi de proximitate. De exemplu, inductanţele terminalelor condensatoarelorsunt 0,1 – 1nH (terminale plate foarte scurte) şi 1 – 10nH (terminale rotunde, peste 10 – 15mm).

8/18/2019 Curs_RE

14/158

RE Capitolul 2 10

b. La frecvenţe mai mari - în FIF (30 – 300MHz) şi UIF (300 – 3000MHz), apar problemedeosebite, iar tuburile şi tranzistoarele se comportă oarecum diferit.

b1. In cazul tuburilor, impedanţa de ieşire este destul de mare (sute - mii ohmi) iar capacităţi-

le dintre electrozi sunt mari. Ca urmare, cu creşterea frecvenţei, tubul influenţează tot mai mult circui-tul acordat - o parte din reactanţa de acord se află în interiorul tubului; efectele sunt mai importantecând lungimea de undă a oscilaţiilor ajunge de ordinul de mărime al distanţelor dintre electrozi.

In FIF şi UIF, deoarece capacitatea nu poate fi scăzută prea mult (sub 5 − 10pF), este greu deconstruit bobine cu inductanţa necesar ă. Pe de altă parte, componentele au dimensiuni mari (ajung lazeci de cm), comparabile cu lungimea de undă şi devin elemente radiante, pierderile crescând la valorifoarte mari. In consecinţă, în acest domeniu nu se pot folosi componente cu constante concentrate.

Soluţia dificultăţilor de mai sus constă în realizarea circuitelor rezonante ale ARFP cu tuburi înFIF şi UIF, cu linii cu constante distribuite; este vorba despre partea exterioar ă a circuitului de acord, o

parte fiind localizată în tub.

In partea de jos a FIF se utilizează linii bifilare sau coaxiale cu lungimea λ/4, echivalente cu uncircuit acordat derivaţie. Deoarece pierderile în liniile bifilare cresc cu frecvenţa, în partea de sus a FIFşi în UIF se folosesc linii plate sau cavităţi rezonante cu forme variate: cilindrice, toroidale, radiale,rectangulare, etc.

b2. In cazul tranzistoarelor, apar unele deosebiri, determinate de impedanţele mici (ohmi -sute de ohmi) de intrare şi de ieşire ale ARFP. In consecinţă, în aceste cazuri se pot utiliza componentecu constante concentrate până la aproximativ 1GHz.

Capacităţile tranzistoarelor sunt incluse în circuitele de acord dar este necesar ca inductanţeleterminalelor să fie reduse; în special inductanţa electrodului comun trebuie să fie cât mai mică, în care

scop acesta este realizat sub formă de platbandă - această formă constructivă uşurează plantareatranzistoarelor pe cablaje imprimate, mai ales dacă circuitele de acord sunt executate cu linii bifilare

plate (strip-lines), mult folosite peste 300MHz.

c. Un segment de linie poate fi utilizat ca circuit rezonant. Aceasta rezultă din proprietăţile de impedanţă ale liniilor. Astfel, segmentul de linie f ăr ă

pierderi de lungime l , închis pe impedanţa S Z prezintă la intrare impedanţa:

0

0

1 tan

1 tan

S in S

S

Z j

Z Z Z

Z j Z

θ

θ

=

; (2.9)

000 C L Z = ; ef λ

π

0

12 ; 8

02 3 10π ω⋅ ⋅ ; ef (2.10)

In practică sunt interesante două cazuri (fig. 2.10):

c1. Linia se comport ă ca o inductan ţă echivalent ă , când:

1tan

0

≤

Z

Z S θ , cu , tan 14

π

θ θ ≤ (2.11)

0tanin S S ech Z Z jZ Z j Lω = ; 0 tanech L Z θ ω

Z 0 − impedanţa caracteristică a liniei;θ − lungimea electrică a liniei; λ0 − lungimea de undă

în vid; εef − permitivitatea electrică efectivă a mediului

8/18/2019 Curs_RE

15/158

RE Capitolul 211

c2. Linia se comport ă ca o capacitate echivalent ă când:

1tan0

≤

S Z

Z θ

, cu , tan 14

π

θ θ

≤

; (2.12)

0

1 1 tan 1in echin S S

Y j j C Z Z Z Z

θ

ω

= =

; 0tanechC Z ω (2.13)

d. Intr-un lanţ de ARF pot fi mai multe etaje de putere (2 - 5 etaje), cuplate prin circuite

de adaptare rezonante. Astfel, excitarea ARFP finale se face cu semnale furnizate de amplificatoare prefinale care sunt şi ele ARFP, de putere mai mică decât a etajului final dar funcţionând după exactaceleaşi principii (regim neliniar); la rândul lor, adesea ARFP prefinale sunt excitate de la ARF de

putere ş.a.m.d. Pentru ca ARFP să furnizeze putere în RF, dispozitivul activ (în regim neliniar) trebuieexcitat cu o putere apreciabilă (faţă de puterile vehiculate în etaj). In aceste condiţii, este esenţială realizarea unui transfer eficient de putere de la un etaj la următorul, motiv pentru care se impuneadaptarea impedanţelor - de regulă la transfer maxim de putere. Circuitelor rezonante de adaptare întreetaje li se impun cerinţe nu prea severe privind atenuarea armonicelor, adaptarea la transfer maxim de

putere şi pierderile mici în circuite fiind esenţiale. In consecinţă, circuitele de adaptare dintre etaje serealizează de obicei cu o singur ă celulă, rareori cu două, iar acordul se face simplu, cu un singur

element reglabil.

d1. In cazul tuburilor, adesea rezistenţele de ieşire dintr-un etaj şi de intrare în următorul suntapropiate, încât se pot utiliza circuite rezonante simple - filtre LC paralel ca în fig. 2.11.

Un cuplaj simplu este indicat în fig. 2.11.a, în care nu s-au figurat elementele de acord incluseîn C şi L; C c este reglabil pentru modificarea cuplajului capacitiv cu intrarea tubului al doilea - sarcină

pentru primul.In fig. 2.11.b este un circuit similar, pentru cuplarea cu intr ările unui ARF în contratimp. Pentru

comanda în antifază, circuitul rezonant paralel cuprinde două capacităţi egale (C ) cu punct comun lamasă. Condensatorul de echilibrare C ech compensează efectele capacităţii parazite ale circuitelor din

anodul tubului la masă (C ies).

Z S

l

Z in1

2

1

2

1

2

1

2

Z S

Lech1

2

1

2

Z SC ech Z in Z in

a b cFig. 2.10. Comportarea unui segment de linie (a), ca inductanţă (b) sau capacitate (c)

a bFig. 2.11. Cuplarea etajelor cu tuburi prin circuite LC paralel: a) ARF simplu, b) ARF în contratimp

00 0

S A C cuplaj

L

C S G 1

− E G0

00

0

S AC 5

C

C

L

C cuplaj

C cuplaj

− E G

S G 1

S G 1

C ech

+E A

C c C ies

8/18/2019 Curs_RE

16/158

RE Capitolul 2 12

Deoarece alimentarea anodică se face în punctul median al bobinei L cu tensiunea aproximativzero datorită simetriei, S A şi C 5 pot fi cu valori de 5 - 10 ori mai mici decât cele indicate în §2.1.1.

In prezent se folosesc mult circuite de adaptare în Π, care asigur ă, pe lângă o bună adaptare şi omai bună filtrare a armonicelor; calculul acestor celule este indicat mai jos.

In FIF şi UIF se utilizează tuburi care pot fi (sau sunt prin construcţie), incluse în cavităţirezonante care se comportă ca inductanţe şi capacităţi (de obicei reglabile), cu care se realizează circuitele de acord şi adaptare.

d2. In cazul ARFP cu tranzistoare, impedanţele care trebuie adaptate sunt mici (ohmi − suteohmi) şi foarte diferite; deseori rezistenţa de ieşire a unui etaj este de 5 - 10 ori mai mare decât aceea deintrare în următorul, dar situaţiile inverse nu sunt rare. Pe lângă aceasta, capacităţile − mai ales deieşire, şi inductanţele parazite nu pot fi neglijate.

In aceste condiţii, simple circuite LC paralel nu pot fi satisf ăcătoare; se folosesc configuraţiimai complexe ca: circuite П (pi), în T, în Γ (gamma) etc., care:

• asigur ă compensarea C şi L parazite, incluzându-le în circuitul rezonant;• realizează adaptarea unor impedanţe mult diferite (eventual pot fi cuplate mai multe circuite în

cascadă) şi au pierderi mici;• asigur ă bună filtrare a armo-

nicelor deoarece ramurile seriesunt inductive iar cele paralelcapacitive.

Asemenea circuite, realizatecu componente cu constante con-

centrate se pot folosi până la 1 ... 2GHz. In UIF se folosesc şi compo-nente cu constante distribuite (seg-mente de linii).

Câteva circuite de adaptarefrecvent folosite sunt în fig. 2.12.De regulă, amplificatorul RF de putere al emiţătoarelor tranzistorizate este un bloc cu 2 - 3 etaje, ecra-nat complet, cu o intrare, o ieşire şi o bornă de alimentare (masa este a doua bornă). Intrarea şi ieşireasemnalelor se asigur ă cu cable coaxiale ( Z 0 = 50 − 75Ω), conectate prin circuite de adaptare ca înexemplele din fig. 2.12. Alimentarea (un pol al sursei) se face prin condensatoare de trecere (C d , fig.

2.12.a); celălalt pol al sursei este legat la masă.La frecvenţe ridicate inductanţele şi capacităţile parazite nu pot fi neglijate, în timp ce valorile

necesare pentru inductanţele din circuitele de adaptare devin foarte mici (sub 10nH), deci greu derealizat. Este drept că inductanţele pot fi mărite faţă de necesar compensându−le par ţial cu o capacitateserie (ω Lech = ω Ltotal – 1/ωC compensare); procedeul duce la îngustarea benzii circuitului şi la posibilitateaapariţiei rezonanţelor parazite. Din aceste motive, la frecvenţe peste 500 − 700MHz, inductanţele serealizează din segmente de linie (de regulă strip−lines) cu Z 0 mare. La frecvenţe şi mai mari, peste1GHz, apar dificultăţi şi în realizarea condensatoarelor cu valori foarte mici, drept care se folosescsegmente de linie cu Z 0 mică.

Un exemplu de implementare a circuitului din fig. 2.12.a în domeniul 500 − 700MHz apare în

fig. 2.13. Circuitul de adaptare constă din segmente de linii plate neecranate dar acoperite cu lacdielectric pentru a mări εef (se pot folosi segmente mai scurte), realizate direct pe suportul cablajului

0

0

00 0

0

0

0 0

0

0

00

0

00

R B

S C

+ E C

C d

R B

L1

C c

L2

c

C c

S C

L

C ieş Lcomp

C 1

C 2

C 1 C c

C 2

L

b

a

Fig. 2.12. Circuite de adaptare în ARFP cu tranzistoare: a) circuit T; b)circuit serie ( Lcomc compensează C ieş ); c) circuit Π

[coax = cablu coaxial cu Z 0 = 50/75Ω)

coaxial

c o a x i a l

8/18/2019 Curs_RE

17/158

RE Capitolul 213

imprimat. L1, L2 sunt segmente lungi şi înguste ( Z 0 ≈ 150Ω) iar C este un segment scurt şi lat ( Z 0 = 10... 200Ω). Condensatoarele de trecere au armăturaexterioar ă legată direct la masă, la care este

conectat şi ecranul. şocurile RF sunt bobine dar potfi şi linii în λ/4 ( Z → ∞). Toate componentele sunt

pe o faţă a unui cablaj imprimat dublu strat, cu faţaopusă complet metalizată (masa).

2.2.3. Calculul celulelor de adaptare de bandă îngustă

Pentru calcularea elementelor din circuitele (celulele) de adaptare elementare, se consider ă sur-sa generator de curent cu o impedanţă de ieşire formată dintr-o rezistenţă R g , şi o capacitate C g , deregulă conectate în paralel. Sarcina este în general complexă, cu componenta activă R S şi reactivă X S ;frecvent componenta reactivă este negljabilă. Rezistenţa şi reactanţa sarcinii apar în serie (de exemplula o antenă) sau în paralel (de exemplu intrarea unui tranzistor), în funcţie de natura sarcinii.

In calculul circuitelor de adaptare este comod ca R şi X să fie considerate uneori în serie, alteoriîn paralel; dacă configuraţia adoptată pentru calcule difer ă de cea reală, se aplică relaţiile de transfor-mare serie - paralel:

2 2

1 ; 1s s p s p s

s s

X R R R X X

R X

⎡ ⎤ ⎡ ⎤

⎞ ⎛ ⎞

⎢ ⎥ ⎢ ⎥

=

⎟ ⎜ ⎟

⎢ ⎥ ⎢ ⎥

⎠ ⎝ ⎠⎦ ⎣ ⎦

(2.14.a)

2 2;

1 1

p p

s s

p p

p p

R X R X

R X

X R

= =

⎛ ⎞ ⎛ ⎞

⎟ ⎜ ⎟

⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠

(2.14.b)

Dacă reactanţa este capacitivă, se obţine:2

2

11 ;

1

s

p s p

s s s s

C R R C

C R C Rω

⎡ ⎤

⎞

⎢ ⎥

=

⎟

⎢ ⎥

⎠

⎦

(2.15.a)

2

2 ; 11

p

s s p s s

p p

R

R C C C RC R

ω

ω

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

(2.15.b)

In calcule se va considera, simplificat, sarcina pur activă R S . Dacă în circuitul real există şi ocomponentă reactivă, în serie sau în paralel cu R S , în funcţie de configuraţia circuitului de adaptare, setransformă Z S în mod corespunzător, astfel încât X S să poată fi inclusă cu uşurinţă în una din reactan-ţele circuitului de adaptare.

Subliniem că, în sensul din acest paragraf, adaptarea sarcinii la generator înseamnă compen-sarea păr ţii reactive a sarcinii efective şi transformarea păr ţii active R S , într-o sarcină activă, vă zut ă degenerator, necesar ă ( R Sn) acestuia din diverse motive (de exemplu pentru η mare); un caz particular deadaptare este cu R g = R Sn - pe sarcină se transfer ă puterea maximă posibilă dar η = 1/2.

Rs X s

R p

X p

Z s ≡ Z p

Fig. 2.14. Transformarea serie paralel

Fig. 2.13. Cablajul ARFP din fig. 2.12.a - faţa cu piese(faţa opusă, metalizată, este masa)

B

E

C d R B L1 S C S C C C

cond. imprimat pe faţa f ăr ă piese

C L2

C

8/18/2019 Curs_RE

18/158

RE Capitolul 2 14

In continuare se prezintă modalitatea "clasică" de calculare a principalelor circuite de adaptareutilizate în radiotehnică. In calcule se utilizează factorul de calitate în sarcină:

Sn echQ R L sau

ech SnQ C R ( Lech, C ech, reactanţele în paralel cu rezistenţa, din schema echivalentă finală a circui-

tului de adaptare):.Dezavantajul acestui mod de calcul, constă în absenţa unei relaţii între Q -ul circuitului şi pier-derile în componente; Q se adoptă oarecum artificial, din experienţă.

1. Circuit de adaptare cu sarcina cuplată prin condensator serie In cazul acestui circuit, g Z se aduce (sau este) la forma g R în serie cu g C (fig. 2.17.a), iar

S S R Z = . Dacă S Z are şi reactanţă S X , se aduce S Z la forma S R în serie cu S X iar S X se consi-

`der ă inclusă în 2 X ( 2C ); în final se extrage S X din 2 X pentru a obţine ext X 2 necesar în exterior.

Circuitul din fig. 2.15.a este rezonant la frecvenţa impusă (ω) şi realizează adaptarea când,după fig. 2.15.c:

// // //0 ; L g S Sn

X X X R R = =

[α] // Sn

Q X R este factorul de calitate în sarcină.

Se deduc expresiile 21 ,, X X X L care satisfac relaţiile [α]:2 2/ /

2 2 2 21 ; 1 S S S S R R X R X X R X ⎤ ⎡ ⎤

=

⎣ ⎦ ⎣ ⎦

2/2//

2 2

1

1 1

S s S Sn S

X R R R R R

Q Q

= = =

[β] // 1 2/ 2

1 2

1

1 1 Sn

X X X QR

X X Q= ⋅ =

[γ]

Din [β] se obţine: 11 22 Q R

R R X

S

Sn

S iar din [γ] rezultă:

22 2 2/ /1 2

1 2 2 1' '

1 2 2

11 1 1

; ;1 1

Sn

Sn Sn Sn

Sn

S

R Q X X Q Q Q

R X X R X R X X X Q Q Q RQ Q

R

⎤

= = =⎥

⎣ ⎦

Din [α] rezultă imediat: g Sn L X QR X ; L compensează g C .

Rezultă relaţiile de calcul pentriu elementele circuitului de adaptare:

11

1;11

2

2

1

2

2

=

Q R

RQ

Q R X Q

R

R R X

S

Sn

Sn

S

Sn

S (2.16.a)

L X C X C X X QR X L g Sn L ω=;1;1; 1122 (2.16.b)

Se observă că circuitul este utilizabil dacă:

0 0 00 0 0 00

I g

R g

C g

( X g )

L

( X L)C 1

R S

C 2

( X 1)

( X 2) L

( X L)

L

( X L)C 1 C 2

( X 2)( X 1) R S R S

C

a b cFig. 2.15. Circuit de adaptare cu sarcina cuplată prin condensator serie: a) schema reală, b), c) scheme echivalente

R Sn( X )

( R Sn)

8/18/2019 Curs_RE

19/158

RE Capitolul 215

11; 2> S Sn S Sn R RQ R R (2.17)

Dacă S Sn R R > , rezultă 01

8/18/2019 Curs_RE

20/158

RE Capitolul 2 16

L X C X C X R

Q

X X L

Sn g L

ω=;1;1;11

1122 (2.19.b)

Se observă că pentru a nu obţine 0

(2.20)Circuitul derivaţie realizează o bună filtrare a armonicelor şi este potrivit pentru R S mici; este

simplu şi mult folosit în circuitele cu tuburi şi cu tranzistoare până la 150 – 200MHz.

3.b . In varianta cu sarcina cuplat ă inductiv (fig. 2.18), se poate utiliza cuplajul printransformator (fig. 2.18.a) sau prin autotransformator (fig. 2.18.b). Ambele variante realizează

transformarea sarcinii S R în/

s R ca în fig. 2.18.c, în care p este factorul de priz ă:

12

2' ; nn p p R R S s ≈ (2.21)

După transformarea schemei ca în fig. 2.18.d şi e, se obţin relaţiile de calcul:

⎥

⎦

⎤

⎢

⎣

⎡

=

111

11

;

11)(

1 222

2

1

2

2

2

Q p R

R

QQ

pQR X

Q p R

R

R

C C S

Sn S

S

Sn

Sn

g

(2.22.a)

L X C X p R

Q

X L

S L

ω=

;1;1

112 (2.22.b)

Se observă că, pentru a nu obţine 01 2 (2.23)

Utilizarea cuplajului inductiv în ARFP este limitată la frecvenţe joase şi medii, deoarece fluxulde dispersie creşte repede cu frecvenţa, micşorând eficienţa transferului puterii.

I g

R gC g

C 1 ( X 1)

C 2 ( X 2) R S

L

( X L)

R Sn L

( X L)

C 1

( X 1)

C 2

( X 2 ) R S( R Sn)

L

( X L)

C

( X )

R S

00 00 00 0 00 00

a b cFig. 2.17. Circuit de adaptare LC derivaţie cu sarcina cuplată capacitiv: a) schema reală, b), c) scheme echivalente

0

00

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

00

000

0

0

0

0 00 0

I g R g C g

C 1

C 2 R S L n2 R Sn

I g R g C g

C 1

C 2 R S L

L

C 2

( X 2 ) R S

( R S n

)

L

( X L)

C

( X )

R S

n1 I g R g

C g

C 1

C 2 R S

L

n2 R Snn1

C 1

( X 1 )

( R g )

R g

a b

c d eFig. 2.18. Circuite de adaptare LC derivaţie cu sarcina cuplată inductiv: a) cu transformator, b) cu autotransformator,

c) d) e) scheme echivalente

8/18/2019 Curs_RE

21/158

RE Capitolul 217

4. Circuit de adaptare LC serie Circuitul rezonant serie permite adaptarea unor rezistenţe mici, este mult utilizat în circuitele cu

tranzistoare şi se poate folosi cu sau f ăr ă inductanţă pentru compensarea capacităţii sursei.

4.a. Circuitul de adaptare LC serie cu inductan ţă pentru compensarea g C (fig. 2.19),foloseşte o bobină ( L1) numai pentru compensarea C g , cu care formează un circuit rezonant derivaţie,cu un Q propriu mare; grupul L1C g nu influenţează restul circuitului.

Relaţiile de calcul sunt:

Sn S Sn S L S C

Sn S

Sn

S C R R RQR X QR X R R

R R X

212 ;;

2212122111 ;;1;1; L X L X C X C X X X L LC C g L ω=

4.b . Circuitul LC serie f ăr ă inductan ţă pentru compensarea C g , are aspectul din fig. 2.20.Compensarea C g se face cu inductanţa L care asigur ă rezonanţa întregului circuit.

Relaţiile de calcul (din care rezultă necesitatea Sn S R R > ) sunt:

g Sn S Sn Sn L Sn S Sn SnC SnC

X R R RQR X R R R R X QR X ;;21

L X C X C X LC C ω=1221 ;1;1

5. Circuit de adaptare în T Circuitul în T - fig. 2.21, este mult utilizat în circuitele cu tranzistoare, deoarece admite

rezistenţe mici şi foarte diferite la capete.Relaţiile de calcul, după fig. 2.21, sunt:

11

1;11

2

22

2

=

Q R

RQ

Q R X Q

R

R R X

S

Sn

Sn

C

S

Sn

S

C X L X L X X QR X C g Sn ω1;;; 2211 =

000 0 00 000 0

I g

R gC g

C 1

( X C 1) C 2

( X C 2) R S L1 ( X L1)

R Sn

( X L1)

C 1 C 2

( X C 2) R S

( R Sn)

L1

( X L1)

C

( X )

L2

( X L2)

L1

( X C 1)

L2

( X L2)

C 1

( X C 1)

a b c

Fig. 2.19. Circuit de adaptare LC serie cu inductanţă pentru compensarea C g : a) schema reală, b), c) scheme echivalente( L1compensează C g )

00 0000 0

I g

R gC g

C 1

( X C 1) C 2

( X C 2) R S

R Sn

C 1 C 2

( X C 2) R S

( R Sn)

C

( X ) R S

L2

( X L2) ( X C 1)

L2

( X L2)

C 1

( X C 1)

a b cFig. 2.20. Circuit de adaptare LC serie f ăr ă inductanţă pentru compensarea C g : a) schema reală, b), c) scheme

echivalente

(2.24)

(2.25)

(2.26)

8/18/2019 Curs_RE

22/158

RE Capitolul 2 18

6. Utilizarea relaţiilor de calcul. a. Datele de calcul sunt: C g , R Sn, R S , (C S , dacă este cazul).

b. Se adoptă un circuit potrivit.c. Se transformă schemele R g C 0 şi/sau R S C S (serie paralel) astfel încât impedanţa sursei

să aibă componentele conectate conform schemei adoptate iar reactanţa sarcinii să poată fi inclusă uşor

într-un element reactiv al circuitului de adaptare.d. Se adoptă Q în sarcină. Pentru o bună filtrare se recomandă Q > 2 ... 3; uzual se adoptă Q = 5

... 12. Eficienţa transferului puterii este ~ 1 − Q/Q gol .e. Se calculează elementele circuitului de adaptare; se extrage X S din reactanţa în care a fost

inclus.f. Se verifică realizabilitatea componentelor.

00 0 0 000 0

I g

R g

C g

L1

( X 1)

C ( X C ) R S R Sn

L1

L2

( X 2) R S

( R S n

)

C

( X C ) R S

L2

( X 2) ( X 1)

L1

( X 1)

a b cFig. 2.21. Circuit de adaptare în T: a) schema reală, b), c) scheme echivalente

C

( X C )

8/18/2019 Curs_RE

23/158

RE Capitolul 219

2.3. Amplificatoare de RF de putere de bandă largă 2.3.1. Cuplarea etajelor ARFP de bandă largă

În multe sisteme de radiocomunicaţii, emiţătoarele trebuie să funcţioneze în game largi defrecvenţă; de exemplu:

- RE de radiodifuziune pe unde scurte trebuie să poată emite în banda 5,9 − 26MHz, cu timpide comutare între frecvenţele de emisie extreme de 20 ... 60sec.;

- RE de bord pentru nave maritime trebuie să acopere banda 1,5 − 30MHz;- în multe aplicaţii, RE în benzile FIF şi UIF trebuie să poată emite în benzi largi ca 220 − 500

MHz (radiotelefoane), 500 − 1000 MHz etc.În mod obişnuit, un emiţător este numit de band ă larg ă dacă raportul frecvenţelor maximă şi

minimă este: 2minmax ≥ f f .

În cazul RE de bandă largă cuplajul între etaje nu poate fi asigurat prin circuite rezonante de bandă îngustă - care necesită reacordări la schimbarea frecvenţei, deoarece mecanismele pentru depla-

sarea păr ţilor mobile ale componentelor reglabile devin prea mari, complicate şi scumpe. Deseori, rea-cordarea manuală nu se poate folosi fiind prea lentă iar în cazul acordului automat sunt necesare nume-roase sesizoare de dezacord şi servomecanisme care complică inacceptabil echipamentele.

Soluţia constă în utilizarea unor ARFP de bandă largă în tot lanţul, cu excepţia etajului finalcare se cuplează cu antena sau cu cablul antenei (feeder-ul de antenă) prin circuit rezonant reacordabil.Evident, în acest caz sarcina eliminării armonicelor revine numai circuitului rezonant final care trebuie

proiectat şi executat cu deosebită atenţie.Deoarece la etajul final randamentul ridicat este o cerinţă esenţială, dispozitivele active trebuie

să lucreze în regim neliniar; pentru a reduce armonica a 2-a (foarte mare), uneori este indicat ca etaj să fie în contratimp.

Etajele ARFP de bandă largă care preced finalul pot funcţiona:•

cu semnale armonice, cu dispozitivele active în regim liniar;• cu semnale (aproximativ) dreptunghiulare, cu dispozitivele active în comutaţie.

Deoarece ARF care preced etajul final (sau prefinal în emiţătoarele de mare putere) sunt totARF de putere, transferul eficient de putere de la un etaj la următorul este o cerinţă esenţială. Indeplini-rea acestei cerinţe revine circuitelor de cuplaj de band ă larg ă ale căror funcţii - care trebuie realizate întoată banda de lucru ∆ f = f max − f min, sunt:

• realizarea adaptării rezistenţei de intrare a unui etaj la rezistenţa de ieşire a celui precedent;• compensarea reactanţelor parazite de intrare şi ieşire ale dispozitivelor;• asigurarea unui transfer de putere eficient, a unui câştig în putere G P care să compenseze variaţi-

ile amplificării etajelor.

De obicei circuitele de cuplaj de bandă largă se realizează cu transformatoare magnetice, avândca rol esenţial adaptarea rezistenţelor şi cu componente LC pentru compensarea reactanţelor parazite.În prima etapă se vor expune problemele legate de transformatoarele de impedanţă; în final se

fac precizările privind circuitele de compensare a rectanţelor.Transformatoarele de adaptare utilizate în emiţătoare sunt de două tipuri:

• cu înf ăşur ări distincte, asemănătoare constructiv cu transformatoarele obişnuite de AF, numitesimplu transformatoare (de adaptare, de impedanţă) de band ă larg ă;

• cu segmente de linii de transmisie (cu constante distribuite) numite transformatoare cu linii detransmisie - TLT .

8/18/2019 Curs_RE

24/158

RE Capitolul 2 20

2.3.2 Transformatoare de adaptare de bandă largă

In ARFP cu tuburi pentru frecvenţe până la 30 − 60MHz şi cu tranzistoare − până la câţivaMHz, se utilizează transformatoare de adaptare cu înf ăşur ări distincte (separate sau nu galvanic),

conectate ca în fig. 2.22.a.

/ / / / 2 / 221212 1 1 2 2 2 12

1 2

; ; ; ; ; ;s g s s mC C C M C C C C C R R n R R n L kL k n n L L

= = = = = ≈ =

Schema echivalentă a ansamblului generator − transformator − sarcină cu elementele raportatela primar include:

• capacităţile parazite ale înf ăşur ărilor (C 1, C 2) şi dintre înf ăşur ări (C 12);• capacităţile parazite ale sursei (C g ) şi sarcinii (C S );• inductanţa de dispersie ( Ld ), corespunzătoare fluxului de dispersie;• inductanţa magnetică ( Lm), cu rezistenţa Rm, corespunzătoare pierderilor magnetice - de regulă

neglijabilă cu excepţia cazului când se transfer ă puteri mari;• rezistenţele bobinajelor ( R2, Rm).

Caracteristica de frecvenţă a câştigului întensiunemaxU S S

A U U (U S max - amplitudinea

maximă a tensiunii pe sarcină, realizată la frecvenţemedii) arată ca în fig. 2.23.

La frecvenţe medii:/

m m s X L R> , deci Lm poate fi neglijată; de ase-

menea capacităţile sunt neglijabile sau compensate,iar R1 şi R2 sunt neglijabile. In consecinţă, câştigulîn tensiune este maxim; se consider ă:

( . ) max1

U frecv medii U A A =

La frecvenţe spre limita inferioar ă, X m = ω Lm nu se poate neglija, deci:

;/ / /

1 2

( . ) / / /21 2 2

1

1

g s g s

U frecv medii T

s g sT m

R R R R R R A = R

R R R R R R R X

= ≈

(2.27)

Frecvenţa limită inferioar ă ( f min) este aceea la care 1 2U A = ; se obţine:

min min2

T m f R Lπ = (2.28)

La frecvenţe spre limita superioar ă, X m se poate ne-glija (este mare) dar devin importante X d = ω Ld şi capaci-tăţile - fig. 2.24. Având efecte foarte neplăcute, C 12 trebuieredusă la minim, eventual prin ecranarea înf ăşur ărilor (cresc

C 1, C 2). Notând/ /

1 2T C C C

şi cu RT din (2.27), funcţia detransfer a circuitului poate fi scrisă sub forma din (2.29) iar

AU = U S /U S maxdB

1

−3

f f min f med f max

Fig. 2.23. Caracteristica de frecvenţă atransformatorului de adaptare

U g

R g

C 1 C 2 R S

C 12

Ld

Fig. 2.24. Transformatorul la frecvenţeridicate - schema echivalentă

a bFig.2.22. Transformatorul de adaptare a impedanţelor: a) schema de conectare, b) schema echivalentă raportată la primar

R S R g

U g

Rm

C 12

C 1 C 2

R2 R1 Ld /2 Ld /2

Lm U S U 1 L1

n1

L2

n2

C 1 C 2C g C S R S

R g

U g U S U 1

C 12

8/18/2019 Curs_RE

25/158

RE Capitolul 221

| H (ω)| poate fi calculată pentru cazuri concrete; se constată că uneori apar rezonanţe parazite - curba punctată din fig. 2.23, cu efecte foarte neplăcute.

/

2 / / / 3 / /1 2 1 2/ /

1( )

1

S

g d d T T g S d T

S S

U H

U L L j C R C R C R j L C C R R R

ω

ω ω ω

= =

⎛ ⎞

⎟

⎝ ⎠

(2.29)

Frecvent, la frecvenţe spre limita superioar ă, sunt posibile simplificări:• Dacă /, g S R R sunt mici faţă de reactanţele capacităţilor

/ /

1 2,C C , frecvenţa limită superioar ă este

determinată de Ld :/

max / / / /

max 1 2 max 1 2

1 1; 5 ... 10 ; 5 ... 10

S g

g S

d

R R R R

L C C C C ω

ω ω

= > >

(2.30)

Cazul se întâlneşte în JF la transformatoare coborâtoare, ( 1n ).• Dacă reactanţa inductanţei de dispersie este mică faţă de /, g S R R , frecvenţa limită este determi-

nată de / /1 2T C C C

:/

max 1 ; 5 ... 10T T g S d R C R R Lω > (2.31)

Cazul se întâlneşte în MF şi HF, la transformatoare ridicătoare, cu înf ăşur ări ecranate sau când C g şi C S sunt neobişnuit de mari.

Deseori una din capacităţi este neglijabilă; situaţia se apreciază astfel:a) dacă / / /1 2 g S C R C R , atunci

/

2C este negljabilă;

b) dacă / / /1 2 g S C R C R , atunci/

1C este neglijabilă.

Deoarece C g este de obicei compensat iar R g este de acelaşi ordin de mărime cu/

S R , cazul b)

este cel mai întâlnit în RF; se obţine:

/ /max 1 2max

/ / /

2d g S S

1= 2 = ; C C f

C R R L R

π

<

(2.32)

Considerând realizată adaptarea la transfer maxim de putere, deci / S g

R R şi neglijând1

R ,/

2 R din (2.28) şi (2.32) se obţine:

max

/

2min

m d

d g

f 1 L L 2 2

C f L R≈ (2.33)

Pentru realizarea unei benzi largi (deseori se impune f max/ f min > 10), sunt necesare următoarelemăsuri:

a. Inductanţa Lm trebuie să fie mare, în acord cu (2.28). In consecinţă, miezul trebuie să fie dinmaterial cu µr mare la f min, cu secţiune destul de mare pentru evitarea saturaţiei.

b. Inductanţa de scă pări Ld trebuie să fie mică, realizabilă prin forme potrivite ale miezului (tor,oală, U + I , E + I ), puţine straturi, număr mic de spire, dimensiuni generale mici. De fapt, valoareamaximă a Ld este impusă de condiţia:

/

max d g S L R R≤ (2.34)

care limitează utilizarea acestor transformatoare la ARFP cu tuburi, care asigur ă R g , R S mari (25 − 100... 15.000Ω) şi la frecvenţe până la 30 − 60MHz.

In cazul ARFP cu tranzistoare care au R g şi R S mici (0,2 − 0,5 ... 25 − 100Ω), Ld necesar ă după (2.34) la f max peste 5 − 10MHz este de 10 − 0,1nH, irealizabil de mică.

c. Capacităţile parazite ale înf ăşur ărilor (C 1, C 2), dintre înf ăşur ări (C 12) şi faţă de masă (nefigu-rate) trebuie să fie cât mai mici, în care scop se pot lua diferite măsuri:

8/18/2019 Curs_RE

26/158

RE Capitolul 2 22

• utilizarea izolaţiei cu εr mică;• bobinaj cu puţine straturi şi puţine spire, eventual distanţate sau pe galeţi;• bobinaje speciale (universal, fagure etc.);• conexiuni speciale între straturi, astfel încât capacităţile dintre spirele straturilor adiacente să fie

reduse.d. Rezistenţele înf ăşur ărilor ( R1, R2) trebuie să fie mici, trebuie să se ţină seama de efectul

pelicular (de la aproximativ 1MHz în sus) astfel încât la f max: R1

8/18/2019 Curs_RE

27/158

RE Capitolul 223

transformatorul "obişnuit" de exemplu, încă nu este disponibil; unele aspecte funcţionale nu sunt clari-ficate iar recomandările pentru proiectare se bazează în mare măsur ă pe rezultate experimentale.

Un transformator cu linii de transmisie constă dintr-un segment de linie de transmisie – coaxi-

ală, plată sau bifilar ă, înf ăşurat pe un miez magnetic din ferită - toroidal, oală, bar ă etc. - fig. 2.25.TLT pot asigura cuplarea şi adaptarea sarcinii între:• circuite asimetrice, subansamblul fiind numit uneori unun (un balanced-to-un balanced);• circuite simetrice cu circuite asimetrice, subansamblul fiind numit uzual balun (balanced-to-

un balanced).TLT pot asigura, obiţnuit, rapoarte de transformare 1:1, 2:1 sau 1:2 - cu un singur subansamblu,

1:n sau n:1 - cu n subansamble cu intr ările/ieşirile în serie sau în paralel.Există şi TLT cu linii trifilare, mai rar cu linii tetra sau quintifilare, care realizează rapoarte de

transformare m:n (m, n întregi).TLT, ca circuite de cuplaj, asigur ă benzi de lucru extinse (cu f max/ f min = 5 ... 100) prin care se

pot transfera puteri mari cu pierderi foarte mici (randamente de transfer de 0,97 − 0,99).

1

2 2

11

22

1

12 2

1

1

2

2 1

1

2

2

11

22

11

2 2

1

300Ω

75Ω

a b c d

e f g

h i

Fig. 2.25. Transformatoare cu linii de transmisie: cu linie coaxială (a, c, g), cu linie bifilar ă (c, d, f, h), cu linie plată (b); cu miez toroidal (a, b, c, d), inelar (e), bar ă cilindrică (f, g), cu ferită tip “balun” (h); simbolizare (i)

TF

IF

TF

BF

FB

1

2 2

1

1

2 2

1

1

2 2

1

1

2 2

1

8/18/2019 Curs_RE

28/158

RE Capitolul 2 24

2.3.3.2. Principiul de funcţionare al TLT

Cel mai simplu TLT este realizat prin înf ăşurarea unui segment de linie (2 conductoare strânscuplate − cablu bifilar, coaxial, torsadat, ...) pe miez magnetic din ferită, poate fi conectat între sursă şi

sarcină în mai multe moduri moduri − fig. 2.28, 2.30.[In legătur ă cu simbolizarea masei în schemele cu TLT, sunt utile următoarele precizări. Notarea masei cu acelaşi simbol (fig. 2.28.a,b şi 2.30.a,b) înseamnă că punctele respective sunt conectateîn exteriorul TLT la acelaşi punct sau la puncte foarte apropiate de pe conductorul de referinţă, astfel încâtîntre aceste puncte nu este nici o diferenţă de potenţial. Notarea maselor cu simboluri diferite (fig. 26.c,d şi 2.28.c,d) înseamnă că sursa şi sarcina sunt conectate laconductoare de referinţă (mase) diferite sau la puncte de pe acelaşi conductor mult depărtate, care se potafla la potenţiale (de referinţă) diferite sau egale. Cu alte cuvinte, în exteriorul TLT, între puncte cum sunt

M g şi M SS sau M gg şi M S există o impedanţă Z Mgs care poate fi oricare şi pe care pot apare tensiuni.]

Funcţionarea TLT poate fi explicată pe baza teoriei şocului longitudinal1 şi a teoriei elementarea liniilor cu constante distribuite.

Ideea fundamentală este că cele două conduc-toare ale bobinajului sunt foarte strâns cuplate magne-tic şi din acest motiv, inductanţele proprii ale conduc-toarelor şi inductanţa mutuală sunt practic egale:

/ /

/

12 1 2 L L L L M

= = =

(2.37)

L = L/ este inductan ţ a longitudinal ă a transformatoru-lui, practic inductanţa unui conductor bobinat pe miez.

In cazul bobinajului cu cablu coaxial, bifilar torsadat,etc., cele două conductoare sunt foarte apropiate şiidentic bobinate. Ca urmare, inductivităţile proprii ale

conductoarelor sunt practic identice: L /

≈ L. Pe de altă parte, fluxul magnetic creat de curentul printr-un conduc-tor înlănţuie practic în totalitate şi pe al doilea conductor,ceea ce înseamnă că inductanţa mutuală este egală cuinductanţa proprie: M 12-1’2’ = M 1’2’-12 = M ≈ L.

Se consider ă cea mai simplă schemă de conec-tare a TLT între sursa de semnal E g cu R g şi sarcina R S ,ca în fig. 2.26.a. In această configuraţie, numită nein-versoare, TLT realizează doar un defazaj între tensiu-nile de intrare şi pe sarcină.

In RF, de obicei şi sursa de semnal şi sarcinasunt asimetrice, au un terminal la masă iar punctele de masă M g şi M S pot fi foarte apropiate, eventualsuprapuse. Ca urmare, impedanţa dintre cele două puncte se poate neglija. Se va ar ăta că, dacă frecven-ţa semnalului depăşeşte anumite valori, curentul de semnal circulă numai prin conductoarele cablului −

prin conductorul de masă circulă un curent de semnal neglijabil, practic nul.Cu această observaţie, ţinând seama şi de rezistenţa conductoarelor, schema echivalentă cu

constante concentrate a circuitului este ca în fig. 2.26.b. Legea a doua a lui Kirchoff pe ochiul M S 2

/1

/ M g , în regim permanent sinusoidal, cu

/ L L M = :// / ( ) 0 j L R I j M I ω =

; / 0 j L R I j LI ω =

şi deci

1 Şocul longitudinal se realizează bobinând cablu bifilar, torsadat sau coaxial pe miez magnetic din fier silicios, ferită

etc. (ca şi TLT) şi se montează în serie în circuite pentru reducerea perturbaţiilor de mod comun, faţă de care prezintă oreactanţă (longitudinală) mare (apare ca o bobină de şoc). Curentul de semnal care circulă în sensuri opuse prin celedouă conductoare, crează câmp magnetic practic nul şi ca urmare reactanţa (transversală) este foarte mică, neglijabilă.

1 2

1 2

R S

R g

E g

uin u S

i in i S

i S i in

M S M g

i M i M

M S M g

i 1 2

1 2i

i M

R S

R g

E g

M = L

L

L/ = L

R

R/= R

a

b

Fig. 2.26. TLT în cea mai simplă configuraţie (a)şi schema echivalentă cu constante concentrate (b)

8/18/2019 Curs_RE

29/158

RE Capitolul 225

/

t

I j L j j

I j L R j R L j

ω ω ω

ω ω ω ω

= = =

(2.38.a)

2t t

f R Lπ = este frecven ţ a (unghiular ă) de t ăiere.

// 2

22 2

1

1t t

I I

I I

ω

ω ω

ω ω

= = =

(2.38.b)

Deoarece / M I I I , din (7.38.a) rezultă:

M t

t

I

I j

ω

ω ω

=

;2

22 2

1

1

t M

t t

I

I

ω

ω ω

ω ω

= =

(2.39)

Din graficul alăturat (fig. 2.27) se constată că la frecvenţe peste ≈5ωt , diferenţa dintre curenţii(amplitudini) prin conductoarele înf ăşur ării devine neglijabilă. Practic, pentru ω ≥ 5ωt , curentul de RFde semnal circulă numai prin cele două conductoare, exact cum se întâmplă într-o linie de transmisie,

deci sistemul celor două conductoare trebuie considerat ca un segment de linie de transmisie1

(circuitcu constante distribuite). Deşi capetele 1/2/ sunt unite prin conexiunea de masă M S M g , totuşi, datorită cuplajului foarte strâns dintre conductoarele conexiunii, prin conductorul de masă trece un curent desemnal de RF mic (dacă frecvenţa este destul de ridicată).

Din rel. (2.38) şi (2.39) şi din fig. 2.27, rezultă că I şi I / au amplitudini practic egale (ω ≥ 5ωt ),dar I M nu are amplitudine neglijabilă. Cauza constă în aceea că la ω ≥ 5ωt I şi I

/ sunt defazate cu ≈π/2

şi în acest caz: / M I I I şi2 / 2 2

M I I , deci

2 2/ 1 M

I I I I = , relaţie care se verifică cu

(2.38.b) şi (2.39).In adevăr, curentul i (prin conductorul 12) poate fi considerat ca format din două componente:

• un curent notatin

i (numit de mod diferen ţ ial ) care se închide prin conductorul 2/1/ − curentul /in

i

în opoziţie cu ini în orice secţiune a cablului şi

• un curent i M (numit de mod comun) care circulă prin conductorul de masă, pe traseul 122/ M S M g

şi care, la frecvenţe destul de mari, este limitat în principal de către inductanţa longitudinală L (aconductorului 12); acest curent are rolul curentului de magnetizare al transformatoarelorobişnuite (care circulă prin Lm, fig. 2.22.b) şi la frecvenţele de lucru, este destul de mic.

Faptul că la frecvenţele de lucru, curentul circulă practic numai prin conductoarele cablului (nu prin masă), permite conectarea la masă a oricărui terminal 2�

curs_re

Documents