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2004.11.26 OKM
ベース接地(コモンベース)
n p nエミッタ ベース コレクタ
順 逆
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2004.11.26 OKM
トランジスタの増幅
わずかな電圧の増加で電子注入の指数関数的増大
エミッタ
ベース
大きな逆バイアスから電子はエネルギー獲得
コレクタ
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2004.11.26 OKM
Bi-Trの効率を下げる2つの要素
エミッタ(n) ベース(p) コレクタ(n)
②
①
この流れが本質
① 正孔の注入 ② ベースでの再結合・消滅
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2004.11.26 OKM
ベース接地 vs.エミッタ接地
入力
出力
入力
出力
ベース接地エミッタ接地
電流増幅率 < 1
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2004.11.26 OKM
エミッタ接地増幅回路
負荷抵抗RL
コレクタ電源VCC
ベース電源VBB エミッタ
ベース
コレクタ
信号源
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2004.11.26 OKM
電子電流の効率を上げる
再結合
① エミッタ注入効率 ② ベース輸送効率
エミッタ中の電子 >> ベース中の正孔 ベースの薄層化
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2004.11.26 OKM
少数キャリア分布
ベース中性領域
x = 0
n B0
n B ( x )
エミッタ中性領域
p E0
p C0
nB0 exp q V BE
k T
pE0 exp q V BE
k T
エミッタ空乏層
順バイアス 逆バイアス
x '= 0
p E ( x ' ) p C ( x '' )
コレクタ中性領域
x ''= 0
≅ 0
コレクタ空乏層
x = W B
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2004.11.26 OKM
エミッタ領域(x’ > 0)の直流解
正孔密度分布
エミッタ接合を横切る正孔電流密度
pE ' (x ' ) = pE0 ⋅ exp −x '
L pE
⋅ exp
qVBE
kT
− 1
J pE (0) = −qD pE ⋅∂pE '∂x ' x'= 0
= qDpE pE 0
L pE⋅ exp
qVBE
kT
− 1
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2004.11.26 OKM
少数キャリア分布
ベース中性領域
x = 0
n B0
n B ( x )
エミッタ中性領域
p E0
p C0
nB0 exp q V BE
k T
pE0 exp q V BE
k T
エミッタ空乏層
順バイアス 逆バイアス
x '= 0
p E ( x ' ) p C ( x '' )
コレクタ中性領域
x ''= 0
≅ 0
コレクタ空乏層
x = W B
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2004.11.26 OKM
ベース領域のキャリア分布を直線で近似する
ベース中性領域
x = 0 x = W B
n B0
n B ( x )
nB(0) = nB0 exp q V BE
k T
傾き nB0exp q VBE
k TWB
に比例した拡散電流が流れる。
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2004.11.26 OKM
ベース領域(0 < x <WB)の直流解
電子密度分布
エミッタ接合を横切る電子電流密度
nB ' (x) = nB0 ⋅ expqVBE
kT
− 1
⋅
WB − xWB
JnB (0) = qDnB ⋅∂nB '
∂x x= 0= q
DnB nB0
W B⋅ exp
qVBE
kT
− 1
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2004.11.26 OKM
エミッタ注入効率
エミッタ接合を流れる電流のうち、
電子電流の占める割合。
NE>>NB, WB<<LpE となるように設計する.
γ E =JnB (0)
JnB (0) + J pE (0)= 1+
DpE
DnB⋅
W B
L pE⋅
pE0
nB 0
−1
= 1+DpE
DnB⋅W B
L pE⋅N B
N E
−1
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2004.11.26 OKM
のときJpEは無視できる
ベース中性領域に注目すると
γ E ≅ 1
ベース中性領域
コレクタ空乏層
x = 0 x = W B
n B ( x )
n B0
エミッタ空乏層
エミッタ電流 I E は この傾きに比例
コレクタ電流 I C は この傾きに比例
ベース電流 I B は 両者の傾きの差
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2004.11.26 OKM
エミッタ電流,コレクタ電流
IE ≅ IC =qSDnB nB 0
WBexp
qVBE
kT
ベース中性領域
x = 0 x = W B
n B0
n B ( x )
nB(0) = nB0 exp q V BE
k T
傾き nB0exp q VBE
k TWB
に比例した拡散電流が流れる。
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2004.11.26 OKM
ベース電流をどう求めるか?
Ec
Ev
ベース電流として補充
U = n ' B (x)τ nB
エミッタから注入 ベース中性領域
x = 0 x = W B
n B0
n B ( x )
nB(0) = nB0 exp q V BE
k T
電子注入
n ' B (x)
過剰キャリア
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2004.11.26 OKM
ベース電流(続き)
毎秒,再結合した電荷をベース端子から
電流として補う.
IB =dQdt
= qS U ⋅ dx0
WB∫ ≅qSW B nB 0
2τ nBexp
qVBE
kT
U =nB (x) − nB0
τ nB
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2004.11.26 OKM
電子電流の効率を上げる
再結合
① エミッタ注入効率 ② ベース輸送効率
エミッタ中の電子 >> ベース中の正孔 ベースの薄層化
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2004.11.26 OKM
ベース輸送効率
IB =qSWB nB0
2τ nBexp
qVBE
kT
IE =qSDnB nB 0
WBexp
qVBE
kT
αT
αT =IC
I E≅
I E − I B
I E= 1−
I B
I E= 1−
WB2
2DnBτ nB= 1−
12
WB
LnB
2
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2004.11.26 OKM
ベース走行時間(transit time)
J n = q nB(x) vn (x) はどこでも一定
従って、密度が少ない場所ほど平均速度は速くなる。
エミッタ
コレクタ
vn (x) =JnB
qnB ( x)
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2004.11.26 OKM
ベース領域(0 < x <WB)の直流解
電子密度分布
エミッタ接合を横切る電子電流密度
nB ' (x) = nB0 ⋅ expqVBE
kT
− 1
⋅
WB − xWB
JnB (0) = qDnB ⋅∂nB '
∂x x= 0= q
DnB nB0
W B⋅ exp
qVBE
kT
− 1
vn (x) =JnB
qnB ( x)=
DnB
W B − x
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2004.11.26 OKM
ベース走行時間(transit time)
J n = q nB(x) vn (x) はどこでも一定
従って、密度が少ない場所ほど平均速度は速くなる。
エミッタ
コレクタ
vn (x) =DnB
WB − x
tB =dx
vn (x)0
WB∫ =WB
2
2DnB
![Page 22: 2004.11.26 OKM ベース接地(コモンベース) course...2004.11.26 OKM トランジスタの増幅 わずかな電圧の増加で 電子注入の指数関数的増大 エミッタ](https://reader036.vdocuments.us/reader036/viewer/2022071500/611ebebed4221d7641621245/html5/thumbnails/22.jpg)
2004.11.26 OKM
ベース輸送効率 αT
αT =IC
I E= 1−
WB2
2DnBτ nB= 1−
12
WB
LnB
2
= 1−tB
τ nB
Bi-Trの性能は,
ベースを通り抜ける時間と,寿命との競合で決まる
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2004.11.26 OKM
小信号パラメータ
IB + ∆IB
IC + ∆IC
V BE
+ ∆V BE
V CC
R L
V CC −R L(IC + ∆IC )
out
IB =qSWB nB0
2τ nBexp
qVBE
kT
IE =qSDnB nB 0
WBexp
qVBE
kT
VBEに関して微分
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2004.11.26 OKM
小信号パラメータ(続き)
∆IB =q
kT∆VBE ⋅
qSW B nB 0
2τ nBexp
qVBE
kT
∆IE ≅ ∆IC =q
kT∆VBE ⋅
qSDnB nB0
WBexp
qVBE
kT
gm =∆IC
∆VBE=
qkT
IC ≅ 40 ⋅ IC伝達コンダクタンス
エミッタ接地電流増幅率 β ≅ hfe =∆IC
∆I B=
τ nB
tB
入力抵抗 rE =∆VBE
∆I B=
βgm
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2004.11.26 OKM
Π型等価回路
B
E E
C
β/gm gm vBEvBE
iBiC
RL vout
電圧増幅率 Gv =vout
vin= −gm ⋅ RL
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2004.11.26 OKM
拡散容量
ベース中性領域
x = 0 x = W B
∆QVBE
VBE+∆VBE
nB(0) = nB0 exp q V BE
k T
CD =∆QB
∆VBE= gm ⋅ tB
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2004.11.26 OKM
ハイブリッドπ型等価回路
B '
E E
C
β/gm β iB
rB
CC
CD+CE