1 m-ary modulation & ofdm © roland küng, 2012 communications for the digital era
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1
M-ary Modulation & OFDM
© Roland Küng, 2012
Communications for the Digital Era
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2
Mehr Datenrate
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3
The Game to play
FunkzulassungKanaleigenschaften
Rauschzahl
Bitrate
Fehlerrate (QOS)
Bandbreite
Modulation
Frequenz
Sendeleistung
Empfindlichkeit
Distanz
Higher Bitrate in same Bandwidth means increased Power, improved Sensitivity or reduced Distance
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4
Das Tool: I/Q Modulation
plus Synchronisation von • Trägerfrequenz• Trägerphase• Symboltakt/Bittakt
0˚180˚
90˚
270˚
Darstellung
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5
Quadrature Phase Shift Keying QPSK
Konstellation QPSK mit Gray Codierung
QPSK: 1st View: ½ Symbolrate = ½ Bandbreite2nd View with Benefit: Doppelte Bitrate bei gleicher Bandbreite
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6
Quadrature Phase Shift Keying QPSK
Sprünge 0, 90, 180
I
Q
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7
QPSK Empfänger
Costas Loop (PLL Anwendung): Praktikum!
Schnell innerhalb Präambel ausgeregelt Frequenzoffset typisch 10 ppm Phase beliebig
Modified Costas für QPSK:
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8
Vergleich von Modulationen I Die allgemeine Ermittlung von Bitfehlerraten ist sehr komplex. Ein einfach zu handhabendes Modell setzt Gray Kodierung voraus: d.h. 1 Symbolfehler resultiert am wahrscheinlichsten in 1 Bitfehler
Für Ermittlung der ungefähren Bit Error Rate (BER) kann dann das Konzept Inter-Symbol-Distance verwendet werden1.
• Kürzeste Abstände zwischen 2 Punkten sollen gleiche Leistung wie BPSK haben.• Symboldauer ist gleich wie BPSK BPSK BER-Kurve mit Eb/N0 als Referenz
Bsp.
1 typ. 1 dB zu pessimistisch, für nicht Gray 1 dB zu optimistisch
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9
Vergleich von Modulationen II
Praktischer Ansatz: Bandbreite B gegeben durch Standards Bandbreite B wird voll genutzt Symbolrate TS bleibt konstant Datenrate R nimmt zu bei M-ary Modulationen
Kürzester Abstand 2∙A in der I/Q Konstellation soll für alle gleich gross sein, d.h. dieselbe Fehler-WSK bei gleichem N0
Variable ist die mittlere Sendeleistung S als Vielfache von A2/2 (Effektivwert Sinus)
Vergleichskriterium: SBPSK = A2/2 versus wobei M = Wertigkeit der Modulation
BER im Vergleich zu BPSK:Man könnte auch S konstant halten, die Punkte würden dann immer näher zusammenrücken und Fehler passierenschon bei geringerem S/N
A
A
)M(ld
S
Notes: M = 2k , k =ld(M) = log2(M) BPSK: Eb = TS·A2/2
S
)M(ldS
N
E2QBER BPSK
0
b
BPSK Korrekturterm
S
S pro Bit
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10
BER von QPSK
0
b
0
b
QPSK
BPSK
0
b
N
E2Q
2
2
N
E2Q
S
)M(ldS
N
E2QBER
Wichtig für Senderbau: QPSK braucht doppelte Leistung (Sinus) 2∙(A2/2)
Wie BPSK !
also wie BPSK !
Verschiedene Betrachtungen:
a) Zwei BPSK Signale mit Amplitude A und Bitdauer Ts
b) QPSK hat doppelte Leistung für 2 Bit/Symbol
A
A
2A
A
A
QPSK Leistung:2·A2/2
BPSK Leistung:A2/2
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11
QPSK BER
Gleiche BER wie BPSK bei gleicher Bandbreite Vorteil: Doppelte Bit/s bei gleicher Bandbreite B Nachteil: 3 dB mehr Sendeleistung S für gleiche BER
Alternative: BPSK mit doppelter Bandbreite und doppelter Sendeleistung
BER
Eb/N0
BPSKReferenz für andere Modulationen
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12
Offset-QPSK = OQPSK
Enveloppe QPSK ist konstant…. ….bis auf Fall wo stark gefiltert werden muss um in die Bandbreite-Maske zu passen.
Folge: Amplitude variiert. Bei schlecht linearen Verstärkern wird Amplitude verzerrt Spectral Regrowth
Abhilfe: Nicht beide Bit gleichzeitig ändern sondern mit Offset TS/2: OQPSK
QPSK gefiltert
und verstärkt
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13
Offset-QPSK = OQPSK
MöglichePhasensprünge
QPSK OQPSK
Nicht beide Bit gleichzeitig ändern sondern mit Offset TS/2:
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14
Minimum Shift Keying QMSK
Verbesserung der Out of Band Unterdrückungdurch konstante Amplitude beim Zustandswechsel d.h. auf Kreis fahren:Linearer Phasenverlauf bei Übergang
tf2cosT2
tcos)t(d 0I
tf2sinT2
tsin)t(d 0Q
I-Zweig Gewichtung
Q-Zweig Gewichtung
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15
Minimum Shift Keying MSK
2
R
T2
1f2ff 12
2
MSK ist auch als FSK interpretierbar (ohne Beweis):
Frequenzabstand (2·Hub)
Lineare Phasenänderung pro T
Spektrumungefiltert
Realisation: Direct Digital Synthesis
B of Mainlobes:MSK > QPSK
2
Rfmax
Mod.index β=0.5
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16
Gaussian Minimum Shift Keying GMSK
• Das digitale Cordless System DECT verwendet eine verfeinerte Form des MSK Verfahrens: Gaussian Minimum Shift Keying • Es unterscheidet sich von der normalen MSK dadurch, dass die Phase φ(t), die durch Integration des bipolaren Informationssignals s(t) gewonnen wurde, vor der Phasenmodulation des Trägers mit einem Tiefpassfilter mit gauss’scher Impulsantwort geglättet wird. • Im Vergleich zur MSK nimmt das Spektrum wesentlich schneller ab, so dass ein engeres Kanalraster erzielt werden kann. • Auch bei GSM angewendet.
DDS
Implementation mit FM:
Mod.index β=0.5
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17
Gaussian Minimum Shift Keying GMSK
Linearer Phasenübergang von MSK wird Gauss gefiltert
Phase argument ·
GMSK phase tree
Praktische Implementation mit PM
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18
Noch höhere Datenraten I PAM
-3A
-A
A
3A
2B1Q-Modulationssignal: a(t)= As(t)
10 11 01 00 11 10 10 00 00 01
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20
-3A
-A
A
3A
PAM-Signal: y(t) = a(t)sin(2f0t)
t
Pulsamplitudenmodulation PAM
Virtuelles Bsp: ISDN 2B1Q Line Code auf f0
111
01
A 2 2 21
( 9 ) / 2 5 / 22
S A A A A A 2A 2A 2A
00 101
PAM mit M = 4
Vergleich mit BPSK:- 5-fache mittlere Leistung- 2.5-faches Eb pro Bit
wenig effizient
2 Bit/Symbol
5.2
1
N
E2Q
5
2
N
E2Q
S
)M(ldS
N
E2QBER
0
b
0
b
PAM
BPSK
0
b
BPSK Kurve ?
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19
4 dB
Zeichnen BER- Kurve / Vergleich
Pulsamplitudenmodulation PAM
111
01
A 2 2 21
( 9 ) / 2 5 / 22
S A A A A A 2A 2A 2A
00 101
Vergleich mit BPSK:
- 5-fache mittlere Leistung- 9 fache Spitzenleistung- 2.5-faches Eb pro Bit
5.2
1
N
E2QBER
0
b
BPSK Kurve also um 10·log(2.5) = 4 dB nach rechts verschieben
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20
Noch höhere Datenraten II QAM
Quadraturamplitudenmodulation QAM
M = 8
M = 23
3 Bit/Symbol
Vergleich mit BPSK:
4.73-fache mittlere Leistung7.46-fache Spitzenleistung 1.58-faches Eb pro Bit
Mittlere Leistung =Alle Zeigerleistungen gemittelt
Eb/N0 ist um 10∙log(1.58) = 2 dB höher zu setzen für gleiche BER BPSK-Kurve 2 dB rechts verschieben
58.1
1
N
E2Q
73.4
3
N
E2Q
S
)M(ldS
N
E2QBER
0
b
0
b
QAM
BPSK
0
b
Symbolrate konstantBandbreite konstant
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21
Quadraturamplitudenmodulation QAM
M = 16M = 24
4 Bit/Symbol
Vergleich mit BPSK:
10-fache mittlere Leistung 18-fache Spitzenleistung2.5-faches Eb pro Bit
Eb/N0 ist 10 log (2.5) = 4 dB höher zu setzen für gleiche BER (rechts schieben)
S = 0.25·(2A2+10A2+10A2+18A2)/2 = 10·A2/2
…immer weniger Effizienz pro Bit und Sendeleistung steigt stetig an
Mittlere Leistung (4 Zeiger relevant)
5.2
1
N
E2Q
10
4
N
E2Q
S
)M(ldS
N
E2QBER
0
b
0
b
QAM
BPSK
0
b
Noch höhere Datenraten II QAM
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22
Noch höhere Datenraten II QAM
Quadraturamplitudenmodulation QAM
0˚180˚
90˚
270˚
64-QAM 256-QAM
0˚180˚
270˚
90˚
Anwendung Kabel- und Satellitenmodem
Empfänger-Algorithmus: 1. Synchronisation
2.)t(i
)t(qarctan)t(und)t(q)t(i)t(a 22
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23
Eb/N0 of QAM für M=4 identisch QPSK (d.h. wie BPSK)
Grob gilt: ab M > 16:Verdoppelung M knapp 3 dB mehr Eb für gleiche BER
fairer Deal4 dB
Noch höhere Datenraten II QAM
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24
Sync & Errors: M-ary Modulationen
I/Q Imbalance Amplitude Phase Phase Noise Oscillators
vorPhaseSync
vorFrequenzSync
Fading Channel
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25
Anwendung
Punkte der BPSK BER-Kurve rechts schieben um Betrag:
Vergleich bei gleicher Spitzenleistung: Rechts-Shift dieser BER-Kurve um Betrag:
Gleiche mittlere Leistung: Rechts-Shift dieser BER-Kurve um Betrag:
Veränderte Symboldauer T = TS/k: Rechts-Shift um Betrag:
(Note: negatives Vorzeichen heisst dann Links-Shift)
Umrechnung des Shift in Distanzreduktion für gleiche BER : Rechts-Shift entspricht einer Skalierung der Empfänger Sensitivität Pr min bzw. des Quadrates der Reichweite d von BPSK mit:
10
Betrag
10
Wie nutzt man die BER Kurven für Vergleiche mit BPSK?
Notes: Skalieren von Eb/N0 heisst bei dB-Skala schieben. Richtung? Überlege ob BER zu- oder abnehmen muss.
)M(ldS
Slog10
BPSK
BPSK
peak
P
Plog10
BPSK
avg
P
Plog10
klog10
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26
Noch höhere Datenraten III M-ary PSK
001
000
2 61. A26.83 / 2S A
011
010
110
111
101
100
M-ary PSK (Spezialfall QAM)
M = 8
M =16calculate yourself!
Vergleich mit BPSK:
6.83-fache konstante Leistung 2.28-faches Eb pro Bit…….3.6 dB schlechter als BPSK für gleiche BER schlechter als 8-QAM aber konstante Enveloppe!
28.2
1
N
E2Q
83.6
3
N
E2Q
S
)M(ldS
N
E2QBER
0
b
0
b
MPSK
BPSK
0
b
Symbolrate konstantBandbreite konstant
![Page 27: 1 M-ary Modulation & OFDM © Roland Küng, 2012 Communications for the Digital Era](https://reader034.vdocuments.us/reader034/viewer/2022051515/55204d8649795902118d9a64/html5/thumbnails/27.jpg)
27
Noch höhere Datenraten III M-ary PSK
Tendenziell haben QAM bei Kabelübertragungen (mehr Bit/Symbol)und M-ary PSK im Funkkanal (konstante Amplitude)ihre Stärken.
16-PSK:S pro Bit = 5.132 / ld(16) 8 dB schlechter als PSK
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28
Verfeinerung für BER Vergleich
Die benutzte Näherungsmethode kann für regelmässige Konstellationenverfeinert werden, indem die durchschnittliche Anzahl Nachbarn zu jedem Symbol einbezogen wird und die Tatsache, dass bei Grey Codierung 1 Symbolfehler nur 1 Bitfehler entspricht (ld(M)-1 richtige Bit).
)M(ld
2BER*BER
)M(ld
3BER*BER
2 neighbours
Avg = 3 neighbours
Note: Bitfehler durch Sprünge weiter als 1 Nachbar sind weniger häufig und hier noch nicht berücksichtigt
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29
Vergleich m-PSK und QAM
Falls beim BPSK auf die ld(M)- fache Datenrate erhöht würde: Bandbreite nimmt um ld(M) zu Eb nimmt um ld(M) ab bei gleicher Sendeleistung BPSK Kurve um 10 log(ld(M)) nach rechts verschieben
Noch ein Vergleich:
Remember !
- Symbolrate konstant- Bandbreite konstant- Sendeleistung wächst
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30
Wenn Kohärenzbandbreite zu klein: M-ary FSK , OFDM
Problematik: Höherwertige Modulation QAM, M-ary PSK Limite SendeleistungMehr Datenrate via mehr Bandbreite Limite KohärenzbandbreiteWas tun ?Bandbreite ausbauen durch Parallelnutzung mehrere Kanäle. Zwei Arten:
M-ary FSK: „1 out of M“ – FSK: FSK erweitert auf M Töne im Abstand 1/TS Leistung identisch mit Tonleistung, also konstant
Eigenschaften bei konstant bleibender Datenrate:Die Symbolrate wird reduziert um Faktor ld(M)Die Sendeleistung bleibt konstantDie Bandbreite wächst um Faktor M / ld(M)
OFDM: N Frequenzen zeitgleich moduliert: QAM / M-ary PSK erweitert auf N Töne im Abstand 1/TS
Eigenschaften bei konstant bleibender Datenrate: Die Symbolrate wird reduziert um Faktor N Die Peak Sendeleistung nimmt zu Die Bandbreite wächst um den Faktor N
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31
Noch höhere Datenraten:M-ary FSK
Zeitsignal M = 4
Empfänger:M Korrelatoren auf jeden Frequenzton Ψi
Real-time Spektrogram M = 4
f
t
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32
Extrembeispiel M-ary FSK
Piccolo Coquelet
Beispiel: Im Kurzwellenfunk ist die Kohärenzbandbreite oft < 100 Hz !
Modem mit 62.5 bit/s:16-FSK for Data Rate 62.5 bit/s Operating at 62.5/4 = 15.625 Symbol/s. Tone spacing of 15.625 HzSignal bandwidth of 16*15.625 = 266 Hz.
Spectrogram of an 16-FSK signal (16 carriers)This short transmission contains about 120 letters
1000 Hz
1300 Hz
0 20 s
Note: andere M-ary FSK Apps: HF ALE, VHF/UHF Troposcatter und Meteorscatter
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33
BER von M-ary FSK
0
SymbolE N
EQ1M)M(P
Konstruktion z.B.: M = 8 (3 Bit)
3
N
EQ4BER
0
b
4-fache BER
Kurvenpunkt allgemein: 10∙log(ld(M)) dB links von FSK und M/2-fache BER
4.8 dB 4-fache
Coherent FSK
0
bFSK N
EQBER
248163264
WSK Symbolfehler PE und BER:
4.8 dB links von BER für Coherent FSK
)M(ld
N
EQ
2
MBER
0
b
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34
Kombinationslösung: OFDM
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35
Kombinationslösung: OFDM
Orthogonal Frequency Division Multiplexing
• Verzicht auf Leistungseffizienz und auf konstante Enveloppe • Lösung für hohe Raten bei begrenzten Kohärenzbandbreiten Bc
Bandbreite unterteilen in Subbänder mit Bsub = 1/Ts < Bc
1 Träger pro Subband = Subcarrier Modulieren aller N Subcarrier gleichzeitig mit QAM R = N·1/Ts
Subcarrier Signale sind alle orthogonal (MF = Korrelatorempfänger)
…looks like a fully populated FFT with grid 1/TS
Spektrum einzelnes Subcarrier Symbolder Dauer TS
Spektrum von 7 Symbolen auf orthogonalen Subcarrier
ST
1f
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36
Time Domain View OFDM
an, bn Coding to polar:
„1“ +1„0“ -1
Einaches Beispiel mit 8 BPSK modulierten Trägersignalen
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OFDM Modulator
Modulator = IFFT Demodulator FFT
Spektralwert QAM(Amplitude und Phase)für Träger 0…N
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Architektur OFDM Modem
Implementation: FPGA, DSP, ASIC
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39
Anwendungen OFDM
ADSL mit DMT-Verfahren: ITU-T G.992.1Downstream: N = 256, Δf = 4.3125 kHz, B = 1.104 MHzR 8.192 Mbit/s, QAM mit M = 22 ... 215Upstream: N = 32, Δf = 4.3125 kHz, B = 138 kHzR 768 kbit/s , QAM mit M = 22 ... 215
DMT = Discrete Multi TonePOTS = Plain Old Telephone Service
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40
Anwendungen OFDM
WLAN IEEE 802.11a bis 54 MBit/s im 5 GHz Band
≤ 64 - QAM
RS = 250 kHz
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41
Anwendungen OFDM
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42
Planungsbeispiel OFDM @ ISM-Band 5.7 GHz
kHz8002
1Bc
ms6.1f
4.0T
mc
• Delay Spread = 200 ns• Doppler Spread fm = 250 Hz (120 km/h)• Assigned Bandwidth 15 MHz
• Subchannel Bandwidth 1/TS = 200 kHz • OFDM Symbol TS = 5 µs
• FFT Window Size 5 µs• Nr. of Subchannels max. 75
• FFT Size should be 2N 64• Subchannels unused 11
• Subchannels are flat, slow fading• Symbol Period >> Delay Spread• Subchannel Bandwidth << Coherence Bandwidth
• Data Rates• BPSK (1 Bit/Symbol) 12.8 Mbit/s (R = 64·1/TS)• QPSK (2 Bit/Symbol) 25.6 Mbit/s
ITS (car2car)
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Einfluss Multipath Fading auf OFDM
Funkkanal wirkt wie Filter auf Amplitude und Phase des OFDM Signals Amplituden- und Phasengang variieren über die gesamte OFDM Bandbreite Weil Subchannel Bandbreite << Bc konstante Dämpfung und Phasenverschiebung innerhalb eines Subchannels Die Charakteristik ist zeitvariant (Tc)
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46
Channel Estimation
Pilot 1 Pilot 2
Pilot 3Pilot 4
Insertion of unmodulated Pilot Tones
RX measures Amplitude (RSSI)
Channel Estimation with Pilots Frequency and Phase Sync Extraction from Pilots Feedback Channel for Information to TX Channel Adaptive M-ary Modulation
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Anwendungen OFDM
Scalable Adaptive OFDM für Funkübertragungssystem
• Referenz -Subcarrier für Frequenz Sync und Channel Estimation• Referenz -Symbole für Zeit Synchronisation • Adaptive Modulation je nach Estimated BER auf diesem Subträger
@ RX
@ TX
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Allgemein: BER im Funkkanal
BER flacht ab trotz guten S/N
• Imperfections• Fading
Fehlerkorrektur unabdingbar
NTM2
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Interleaving gegen Fehlerbündel
….NTM2